JP2013230052A - モータ制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明は、モータ制御装置に係り、高回転域で確実にPWM制御から矩形波制御へ切り替えることで処理負荷の低減を図ることにある。
【解決手段】モータ制御装置は、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータと、インバータを構成するスイッチング素子をオン/オフさせることにより、モータを少なくともPWM駆動するPWM制御と矩形波駆動する矩形波制御とで切り替えて駆動制御する制御手段と、PWM制御の実行中に制御手段での処理負荷が所定以上になるか否かを判別する処理負荷判別手段と、上記処理負荷が上記所定以上になると判別される場合に、インバータに入力する直流電圧を下げる入力電圧制限手段と、を備える。
【選択図】図1
【解決手段】モータ制御装置は、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータと、インバータを構成するスイッチング素子をオン/オフさせることにより、モータを少なくともPWM駆動するPWM制御と矩形波駆動する矩形波制御とで切り替えて駆動制御する制御手段と、PWM制御の実行中に制御手段での処理負荷が所定以上になるか否かを判別する処理負荷判別手段と、上記処理負荷が上記所定以上になると判別される場合に、インバータに入力する直流電圧を下げる入力電圧制限手段と、を備える。
【選択図】図1
Description
本発明は、モータ制御装置に係り、特に、モータの駆動制御を、インバータを構成するスイッチング素子のオン/オフにより、少なくともPWM駆動するPWM制御と矩形波駆動する矩形波制御とで切り替えて行うモータ制御装置に関する。
従来、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータを備えるモータ制御装置が知られている(例えば、特許文献1参照)。このモータ制御装置は、インバータを構成するスイッチング素子をオン/オフさせる制御回路を備えている。制御回路は、スイッチング素子をオン/オフさせることにより、モータを、少なくともPWM(Pulse Width Modulation)駆動するPWM制御と矩形波駆動する矩形波制御とで切り替えて駆動制御する。PWM制御は、正弦波状の電圧指令値と搬送波(三角波)との電圧比較を行うことで、所定期間内でモータ入力電圧が正弦波状に変化するようにスイッチング素子のオン/オフのディーティ比を制御するものである。また、矩形波制御は、モータの回転位置に応じて所定期間内で矩形波1パルスがモータに入力されるようにスイッチング素子のオン期間とオフ期間との比を一対一に制御するものである。
PWM制御によれば、モータのトルク制御が容易でありかつその回転が比較的低い回転域であっても滑らかなものとすることが可能である。また、矩形波制御によれば、直流電源の最大電圧をモータに印加することが可能であるので、比較的高い回転域であっても出力を向上させることが可能である。更に、弱め界磁電流を減少させることが可能であるのでモータでの銅損の発生を抑えることが可能であり、かつ、インバータでのスイッチング回数を減らすことが可能であるのでスイッチング損失の発生を抑えることが可能であり、その結果として、エネルギ効率を向上させることが可能である。従って、モータの制御モードとして、比較的低回転域ではPWM制御が選択され、一方、比較的高回転域では矩形波制御が選択されることで、モータを適切に駆動制御することが可能である。
ところで、モータの高回転域までPWM制御を実施する必要がある場合には、制御安定性を確保するため、モータ回転数の上昇に合わせてPWM制御のキャリア周波数を上昇させることが必要である。しかし、モータの高回転時にPWM制御が実行されると、制御周期が過度に短くなることで、制御回路の有するCPUの処理負荷が圧迫される懸念がある。
本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、高回転域で確実にPWM制御から矩形波制御へ切り替えることで処理負荷の低減を図ったモータ制御装置を提供することを目的とする。
上記の目的は、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータと、前記インバータを構成するスイッチング素子をオン/オフさせることにより、前記モータを少なくともPWM駆動するPWM制御と矩形波駆動する矩形波制御とで切り替えて駆動制御する制御手段と、前記PWM制御の実行中に前記制御手段での処理負荷が所定以上になるか否かを判別する処理負荷判別手段と、前記処理負荷判別手段により前記処理負荷が前記所定以上になると判別される場合に、前記インバータに入力する直流電圧を下げる入力電圧制限手段と、を備えるモータ制御装置により達成される。
本発明によれば、高回転域で確実にPWM制御から矩形波制御へ切り替えることで処理負荷の低減を図ることができる。
以下、図面を用いて、本発明に係るモータ制御装置の具体的な実施の形態について説明する。
図1は、本発明の一実施例であるモータ制御装置10の構成図を示す。本実施例のモータ制御装置10は、例えば電気自動車又はハイブリッド自動車の駆動装置に用いられ、インバータにより車載バッテリの直流電力を交流電力に変換して駆動用モータに供給する装置である。
本実施例のモータ制御装置10を搭載する車両は、充放電可能な直流電源としてのバッテリ12と、自車両の車輪を駆動させることが可能な動力源としてのモータ14と、を備えている。バッテリ12は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池等であって、例えば244ボルトの電圧を出力することが可能である。また、モータ14は、例えば三相同期型交流モータであって、バッテリ12から供給される電力に基づいて回転駆動することが可能である。
モータ制御装置10は、バッテリ12とモータ14との間に介在する昇圧コンバータ16及びインバータ18を備えている。昇圧コンバータ16とインバータ18とは、相互に接続されている。昇圧コンバータ16は、リアクトル20と、一対のスイッチング素子22,24と、を有している。昇圧コンバータ16は、一対のスイッチング素子22,24が交互にオン/オフされることにより、バッテリ12から出力される直流電圧をリアクトル20のエネルギ蓄積作用を利用して昇圧する回路である。昇圧コンバータ16で昇圧された直流電圧は、インバータ18に供給される。尚、昇圧コンバータ16は、インバータ18からの直流電圧を降圧してバッテリ12側へ供給する降圧コンバータとして機能するものであってもよい。
インバータ18は、モータ14の各相に対応して一対のスイッチング素子26,28を有している。各相の一対のスイッチング素子26,28は、正極用電源と負極用電源との間に直列接続されている。正極用電源側のスイッチング素子26は上アームを構成し、負極用電源側のスイッチング素子28は下アームを構成する。このスイッチング素子26,28は、例えばIGBTやMOS−FETなどのパワートランジスタである。インバータ18は、スイッチング素子26,28が交互にオン/オフされることにより、昇圧コンバータ16から供給される直流電圧を交流電圧に変換する。例えば、モータ14が三相交流モータであるときは、直流電圧を三相交流電圧に変換する。
インバータ18には、上記のモータ14が接続されている。インバータ18により変換された交流電圧は、モータ14に供給される。モータ14は、バッテリ12から昇圧コンバータ16及びインバータ18を介して供給される電力により回転駆動される。モータ14が回転駆動されると、その動力が変速機などを介して車軸に伝達されることにより車輪が回転する。
昇圧コンバータ16及びインバータ18の各スイッチング素子22〜28には、マイクロコンピュータを主体に構成される制御コントローラ30が接続されている。制御コントローラ30は、バッテリ12からの直流電圧を昇圧コンバータ16で昇圧させる際、昇圧コンバータ16のスイッチング素子22,24をオン/オフする指令信号を出力する。制御コントローラ30は、昇圧コンバータ16での昇圧が所望の電圧値となるように指令信号を生成することができ、モータ12の動作状況に応じて最適な電圧値にバッテリ電圧を昇圧させることができる。昇圧コンバータ16は、制御コントローラ30からの指令信号に従ってスイッチング素子22,24をオン/オフし、バッテリ12からの直流電圧を所望の電圧値に昇圧してインバータ18へ出力する。
昇圧コンバータ16は、モータ14の動作状況などに応じて、出力する昇圧電圧を変更することが可能である。尚、昇圧コンバータ16から出力される電圧は、その昇圧コンバータ16の不作動によりバッテリ電圧がそのままインバータ18に出力されるときに最小値となり、一方、その昇圧コンバータ16の性能などから定まる上限値(最大値)を有する。
また、制御コントローラ30は、昇圧コンバータ16で昇圧された直流電圧を交流電圧に変換させる際、インバータ18の各相のスイッチング素子26,28をオン/オフすることでモータ14の駆動制御を行う。具体的には、モータ14に印加する電圧を演算し、スイッチング素子26,28をオン/オフする指令信号を生成し、その指令信号をスイッチング素子26,28に供給する。インバータ18は、制御コントローラ30からの指令信号に従ってスイッチング素子26,28をオン/オフし、昇圧された直流電圧を交流電圧に変換してモータ14へ出力する。
制御コントローラ30には、電流センサ32が接続されている。電流センサ32は、インバータ18とモータ14との間に実際に流れるモータ電流に応じた信号を制御コントローラ30へ向けて出力する機器である。制御コントローラ30は、電流検出器32から供給される信号に基づいてインバータ18とモータ14との間に実際に流れるモータ電流を検出し、スイッチング素子22〜28に供給すべき指令信号を生成するうえでのフィードバックを行う。
また、制御コントローラ30には、例えばレゾルバ等からなる回転角センサ34が接続されている。回転角センサ34は、モータ14のステータに対するロータの回転角度位置(ロータ角)に応じた信号を制御コントローラ30へ向けて出力する機器である。制御コントローラ30は、回転角センサ34から供給される信号に基づいてモータ14のロータ角及び回転速度を検出し、スイッチング素子22〜28に供給すべき指令信号を生成するうえでのフィードバックを行う。
本実施例のモータ制御装置10においては、制御コントローラ30によりモータ14を制御するインバータ18の制御モードとして、PWM(Pulse Width Modulation;パルス幅変調)制御と、矩形波制御と、の2つの制御モードがある。尚、過変調制御を含めて3つの制御モードがあってもよい。
PWM制御は、正弦波状の電圧指令値と三角波状の搬送波との電圧比較を行うことでパルス幅が変調するPWM信号を生成し、そのPWM信号によりモータ14の各相アームにおけるスイッチング素子26,28のオン/オフを制御するものである。そして、上アームスイッチング素子26をオンしかつ下アームスイッチング素子28をオフする第1期間と、上アームスイッチング素子26をオフしかつ下アームスイッチング素子28をオンする第2期間と、を交互に繰り返すことにより、所定期間内でインバータ18から出力されてモータ14に入力される電圧が正弦波状に変化するように各スイッチング素子24のデューティ比を制御するものである。
インバータ18が上記のPWM制御によりPWM信号に従って電力変換を行うと、モータ14に入力される電圧波形が実質的に正弦波状になる。かかるPWM制御によれば、モータ14が比較的低い回転域で回転駆動されても、トルク制御を容易に行うことができ、滑らかな回転を得ることが可能である。
一方、矩形波制御は、モータ14の回転位置に応じた矩形波信号を生成し、その矩形波信号によりモータ14の各相アームにおけるスイッチング素子26,28のオン/オフを制御するものである。そして、所定期間内でインバータ18から出力されてモータ14に入力される電圧が矩形波状になるようにすなわち矩形波1パルスがモータ14に入力されるように各スイッチング素子26,28のオン期間とオフ期間とを一対一に制御するものであり、モータ各相の半周期分(電気角180°)を1パルスとして出力するものである。尚、矩形波制御において、インバータ18から出力される電圧の振幅は固定されており、モータ14の出力制御はインバータ18の出力電圧の位相を変化させることにより実現される。
例えば、モータ14が三相交流モータであるとき、制御コントローラ30は、モータ14に印加する電圧のベクトルを、電気角360°を6等分した6パターンの位相区間のベクトルに分け、所望のトルクを発生させるために必要な電圧ベクトルの位相を演算し、その位相を実現するための位相区間を設定し、各相それぞれに印加すべき電圧パルスのパターンを設定する。各位相区間の期間はそれぞれ、モータ14の電気角回転周期の約1/6である。尚、モータ各相のオン/オフは、電気角120°ずつ位相をずらして行われる。
インバータ18が上記の矩形波制御により矩形波信号に従って電力変換を行うと、モータ14に入力される電圧波形がその回転位置に応じて矩形波状になる。かかる矩形波制御によれば、インバータ18への入力電圧に対するモータ14への入力電圧の振幅の比を、上記のPWM制御に比べて高めることができるので、モータ14が比較的高い回転域かつ比較的高いトルク域で回転駆動されても、容易に制御を行うことができる。また、弱め界磁制御などを行うPWM制御に比べて、モータ14での鉄損の発生を抑えてエネルギ効率を向上させることが可能であると共に、インバータ18でのスイッチング回数を少なくすることができるため、スイッチング損失を抑えることが可能である。
本実施例において、制御コントローラ30は、アクセル操作量やモータ回転数などに基づいてモータ14が出力すべきトルクを決定し、そのトルクに対応するトルク指令値を求め、そのトルク指令値に従ってインバータ18のスイッチング素子26,28へ供給する信号を生成する。制御コントローラ30は、モータ回転数及びモータトルクに応じて、インバータ18の制御モードをPWM制御と矩形波制御とで切り替える。
制御コントローラ30は、PWM制御モードでは、上記の如く求めたトルク指令値からd−q軸座標上のd軸電流指令値及びq軸電流指令値を求めると共に、モータ14の各相に実際に流れるモータ電流から励磁電流id及びトルク電流iqを求める。そして、これらの指令値及び電流値に基づいて電圧指令値vd,vqを求め、その座標変換を行ったうえで、その電圧指令値と搬送波とを比較して、パルス幅変調されたPWM信号を生成する。
また、制御コントローラ30は、矩形波制御モードでは、モータ14の各相に実際に流れるモータ電流から励磁電流id及びトルク電流iqを求め、その電流値からモータ14に生じているトルクを求める。そして、このトルクと上記のトルク指令値とを比較して、矩形波の位相を決定し、その位相をロータ角に加算して矩形波信号を生成する。
図2は、PWM制御でのCPU処理と矩形波制御でのCPU処理とを比較した図を示す。図3は、モータ回転数とPWM制御でのキャリア周波数との関係を表した図を示す。図4は、モータ14の制御モードを規定するモータ回転数とトルクとの関係を表した一例のマップを示す。また、図5は、本実施例のモータ制御装置10において制御コントローラ30が実行する制御ルーチンの一例のフローチャートを示す。
ところで、モータ14の高回転域までPWM制御を実施するうえでは、制御安定性を確保するため、図3に示す如くモータ回転数の上昇に合わせてPWM制御のキャリア周波数を上昇させることが必要である。しかし、PWM制御においては、電圧指令値と三角波状の搬送波とを比較してPWM信号を生成するうえで三角波の頂点(山点及び谷点の双方)ごとに制御コントローラ30でのCPU処理を実行することが必要であるので、モータ14の高回転時には制御周期が過度に短くなり、制御コントローラ30でのCPU処理の負荷が圧迫される懸念がある。
一方、矩形波制御においては、矩形波信号を生成するうえで、モータ14の所定電気角(例えば電気角60°)ごとに制御コントローラ30でのCPU処理を実行すれば十分であるので、モータ14の高回転時、制御周期がPWM制御のものに比べて長くなり、制御コントローラ30でのCPU処理負荷がPWM制御のものに比べて少なくなる。
そこで、本実施例のモータ制御装置10においては、モータ14の比較的高い回転域で確実にPWM制御から矩形波制御へ切り替えることで制御コントローラ30での処理負荷の低減を図ることとしている。
すなわち、本実施例のモータ制御装置10において、制御コントローラ30は、まず、回転角センサ34によるロータ角などに基づいて、モータ14の回転駆動が高回転域に達しているか否かを判別する(ステップ100)。尚、この高回転域は、PWM制御で処理負荷がオーバーすると判断されるモータ回転速度のことである。その結果、モータ14が高回転域で回転駆動されていないと判別される場合は、以後何ら処理を進めることなく今回のルーチンを終了する。
一方、モータ14が高回転域で回転駆動されていると判別される場合は、次に、インバータ18の制御モードがPWM制御モードであるか否かを判別する(ステップ110)。その結果、制御モードがPWM制御モードでないと判別される場合は、以後何ら処理を進めることなく今回のルーチンを終了する。一方、制御モードがPWM制御モードであると判別される場合は、次に、インバータ18に入力する電圧を低下させる処理を実行する(ステップ120)。具体的には、バッテリ12からの直流電圧を昇圧コンバータ16で昇圧させる度合いを通常よりも低下させる、すなわち、昇圧コンバータ16から出力させる電圧を通常よりも低下させる。
昇圧コンバータ16の出力電圧が低下されてインバータ18の入力電圧が低下されると、インバータ18から出力される電圧が低下するので、モータ14に入力される電圧パルスのレベルが低下して、モータ回転数とトルクとの関係が変化する。具体的には、図4に示す如く、インバータ18への入力電圧の低下実施前後で、モータ回転数が同じであるとすると、インバータ18への入力電圧の低下後のトルクが、インバータ18への入力電圧の低下前のトルクに比べて小さくなる。
このため、インバータ18に入力される電圧が低下される前は、モータ回転数とトルクとの関係を示すマップ上でPWM制御が実行される動作点を、インバータ18に入力される電圧が低下された後は、モータ回転数とトルクとの関係を示すマップ上で矩形波制御が実行される動作点に変更することができる。そして、インバータ18への入力電圧が低下された後は、図4(B)に示す変化後のモータ回転数とトルクとの関係に基づいて制御モードの切り替えを行うことが可能である。
このように、本実施例のモータ制御装置10によれば、モータ14をPWM駆動するインバータ18に対するPWM制御の実行中、モータ14が、制御コントローラ30の処理負荷が過大となる高回転域で回転駆動される場合に、インバータ18に入力する直流電圧を下げることで、インバータ入力電圧を下げない場合と比較して、モータ14の高回転域でインバータ18の制御モードをPWM制御から矩形波制御へ切り替え易くすることができる。
従って、本実施例によれば、モータ14の高回転域で確実にインバータ18の制御モードをPWM制御から矩形波制御へ切り替えることができ、その結果として、モータ14の高回転域で、制御コントローラ30での処理負荷を確実に低減することができると共に、エネルギ効率の高い制御モードを実現することができる。
尚、上記の実施例においては、制御コントローラ30が特許請求の範囲に記載した「制御手段」に相当している。制御コントローラ30が、図5に示すルーチン中ステップ100,110の処理を実行することにより特許請求の範囲に記載した「処理負荷判別手段」が、ステップ120の処理を実行することにより特許請求の範囲に記載した「入力電圧制限手段」が、それぞれ実現されている。
ところで、上記の実施例においては、制御コントローラ30がモータ14の回転駆動が高回転域に達しているか否かを判別することにより、制御コントローラ30の処理負荷が所定以上にオーバーになるか否かを判別することとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば直接的に処理負荷を演算することにより、制御コントローラ30の処理負荷が所定以上にオーバーになるか否かを判別することとしてもよい。
また、上記の実施例においては、制御コントローラ30が、モータ14の回転駆動が高回転域に達していると判別した後に、インバータ18の制御モードがPWM制御モードであるか否かを判別してPWM制御の実行有無を判別することとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、制御コントローラ30が、インバータ18の制御モードがPWM制御モードであることでPWM制御が実行されていると判別した後に、モータ14の回転駆動が高回転域に達しているか否かを判別することとしてもよい。
また、上記の実施例においては、インバータ18の制御モードとしてPWM制御と矩形波制御との2つの制御モードがあるものとしたが、本発明はこれに限定されるものではなく、モータ14の中回転域で、PWM制御と矩形波制御との間の中間的な制御方式である過変調制御を実行させるものとし、インバータ18の制御モードとしてかかる過変調制御を含めて3つの制御モードがあるものとしてもよい。かかる変形例においては、モータ14の高回転域で確実にインバータ18の制御モードを過変調制御から矩形波制御へ切り替えるものとする。
10 モータ制御装置
12 バッテリ
14 モータ
16 昇圧コンバータ
18 インバータ
22〜28 スイッチング素子
30 制御コントローラ
12 バッテリ
14 モータ
16 昇圧コンバータ
18 インバータ
22〜28 スイッチング素子
30 制御コントローラ
Claims (1)
- 直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータと、
前記インバータを構成するスイッチング素子をオン/オフさせることにより、前記モータを少なくともPWM駆動するPWM制御と矩形波駆動する矩形波制御とで切り替えて駆動制御する制御手段と、
前記PWM制御の実行中に前記制御手段での処理負荷が所定以上になるか否かを判別する処理負荷判別手段と、
前記処理負荷判別手段により前記処理負荷が前記所定以上になると判別される場合に、前記インバータに入力する直流電圧を下げる入力電圧制限手段と、
を備えることを特徴とするモータ制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2012101779A JP2013230052A (ja) | 2012-04-26 | 2012-04-26 | モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2012101779A JP2013230052A (ja) | 2012-04-26 | 2012-04-26 | モータ制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2013230052A true JP2013230052A (ja) | 2013-11-07 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2012101779A Pending JP2013230052A (ja) | 2012-04-26 | 2012-04-26 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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-
2012
- 2012-04-26 JP JP2012101779A patent/JP2013230052A/ja active Pending
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