CN103141022B - 逆变器控制装置和逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

一种逆变器控制装置，具备：电压检测单元，其检测将从直流电源输入的直流电力变换为交流电力的逆变器(6)的直流电压；目标值计算单元，其根据电压检测单元的检测电压，计算从逆变器(6)输出的交流电流的目标值；逆变器控制单元，其根据检测电压和上述目标值，生成上述逆变器(6)所包含的开关元件的控制信号，控制逆变器(6)；异常检测单元，其检测电压检测单元的异常；电压固定单元，其在由异常检测单元检测出上述异常的情况下，将用于计算目标值的检测电压固定为基于保障逆变器(6)的性能的保障电压范围的下限区域而设定的第一保障电压，将用于生成控制信号的检测电压固定为比第一保障电压高的电压即第二保障电压。

Description

逆变器控制装置和逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器控制装置和逆变器控制方法。

背景技术

已知一种马达控制系统，其具备：直流电压检测单元，其检测用于驱动马达的直流电压；电流检测单元，其检测该马达的电流；控制单元，其根据由该直流电压检测单元检测出的直流电压的值和由上述电流检测单元检测出的电流的值，进行马达PWM控制或矩形波控制；故障检测装置，其检测该直流电压检测单元的异常，其中，在由该故障检测装置检测出该直流电压检测单元的异常的情况下，通过该直流电压检测单元，将逆变器输入电压可取的值中的最低值输出到该控制单元的电流指令值产生部和PWM信号产生部(专利文献1)。

专利文献1：日本特开2005-117756号公报

发明内容

发明要解决的问题

但是，存在以下的问题，即在由故障检测装置检测出该直流电压检测单元的异常的情况下，用于决定PWM信号的基准电压被固定为该最低值，因此PWM信号的脉冲宽度的变动变大，控制缺乏稳定性。

本发明要解决的问题在于：提供一种逆变器控制装置和逆变器控制方法，在检测出电压检测单元的异常的情况下，能够稳定地控制逆变器。

用于解决问题的方案

本发明通过以下方法解决上述问题，即在由异常检测单元检测出电压检测单元的异常的情况下，将用于生成开关元件的控制信号的该电压检测单元的检测电压固定为比基于保障逆变器性能的保障电压范围的下限范围而设定的第一保障电压高的电压即第二保障电压。

发明效果

根据本发明，在检测出电压检测单元的异常的情况下，根据比第一保障电压高的电压即第二保障电压，生成开关元件的控制信号，因此具有以下的效果，即能够抑制该控制信号的变动宽度，稳定地控制逆变器。

附图说明

图1是本发明的实施方式的逆变器控制装置的框图。

具体实施方式

以下，根据附图说明本发明的实施方式。

第一实施方式

图1是本发明的实施方式的逆变器控制装置的框图。虽然省略了详细的图示，但在将本例的逆变器控制装置设置在电动汽车中的情况下，三相交流电力的永磁体马达8作为行驶驱动源而进行驱动，与电动汽车的车轴结合。另外，本例的马达控制装置例如还能够应用于混合汽车(HEV)等电动汽车以外的车辆。

本例的逆变器控制装置是控制马达8的动作的控制装置，具备电流电压对应表1、电流控制器2、坐标变换器3、PWM(PulseWidth Modulation：脉冲宽度调制)变换器4、电池5、逆变器6、电流传感器7、磁极位置检测器9、坐标变换器10、转速计算器11、LPF(Low Pass Filter：低通滤波器)12、电压检测器13、异常检测器14、电压固定部15。

向电流电压对应表1输入作为马达8的输出目标值而从外部输入的转矩指令值(T*)、作为转速计算器11的输出的马达8的角频率(ω)、从电池5输入到逆变器6而由电压检测器13检测出的检测电压(V_dc)。在电流电压对应表1中，以转矩指令值(T*)、角频率(ω)、电压(V_dc)为指标，存储有用于输出dq轴电流指令值(i*_d、i*_q)、dq轴非干涉电压指令值(V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl})的对应表。该对应表使转矩指令值(T*)、角频率(ω)、电压(V_dc)的输入进行对应，使得输出将逆变器6的损失和马达8的损失抑制为最小限的最优的指令值。对于电流电压对应表1，通过参照该对应表，计算与所输入的转矩指令值(T*)、角频率(ω)、电压(V_dc)对应的dq轴电流指令值(i*_d、i*_q)、dq轴非干涉电压指令值(V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl})并输出。在此，dq轴表示旋转坐标系的成分。对于dq轴非干涉电压指令值(V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl})，当在d轴和q轴中流过电流时，在d轴中产生ωL_di_d的干涉电压，在q轴中产生ωL_qi_q的干涉电压，因此，dq轴非干涉电压指令值(V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl})是用于抵消该干涉电压的电压。另外，L_d表示d轴的电抗，L_q表示q轴的电抗。另外，电流指令值(i*_d、i*_q)、电压指令值(V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl})相当于从逆变器6输出到马达8的交流电流的目标值，如后述那样，根据该指令值，决定开关元件的脉冲宽度，决定逆变器6的输出电力。

LPF12被输入dq轴非干涉电压指令值(V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl})，高频带截止，输出电压指令值(V*_{d_dcpl_fl}t、V*_{q_dcpl_fl}t)。

电流控制器2被输入dq轴电流指令值(i*_d、i*_q)、电压指令值(V*_{d_dcpl_fl}t、V*_{q_dcpl_fl}t)以及dq轴电流(i_d、i_q)，进行控制运算，输出dq轴电压指令值(V*_d、V*_q)。

坐标变换器3被输入dq轴电压指令值(V*_d、V*_q)和磁极位置检测器9的检测值θ，使用下述的式(1)，将该旋转坐标系的dq轴电压指令值(V*_d、V*_q)变换为固定坐标系的u、v、w轴的电压指令值(V*_u、V*_v、V*_w)。

[式1]

$\left[\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_d^{*}\\ v_q^{*}\end{array}\right]---\left(1\right)$

PWM变换器4根据所输入的电压指令值(V*_u、V*_v、V*_w)，生成逆变器6的开关元件的控制信号，输出到逆变器6。开关元件根据PWM的脉冲信号来切换接通和断开。PWM变换器4使用式(2)，将电压指令值(V*_u、V*_v、V*_w)变换为UVW相的脉冲宽度(t_u、t_v、t_w)。

[式2]

$\left\{\begin{array}{c}{t}_u=\frac{T_0}{2}\·\frac{v_u^{*}}{v_{\mathrm{dc}}}\\ t_v=\frac{T_0}{2}\·\frac{v_v^{*}}{v_{\mathrm{dc}}}\\ t_w=\frac{T_0}{2}\·\frac{v_w^{*}}{v_{\mathrm{dc}}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，T_o表示PWM载波周期。

电池5是包括二次电池的直流电源，作为本例的车辆的动力源。逆变器6由将MOSFET、IGBT等开关(未图示)成对地连接而得到的电路进行多个连接而形成的三相逆变器电路构成。向各开关元件输入脉冲宽度(t_u、t_v、t_w)的控制信号。另外，通过该开关元件的开关动作，将直流电源的直流电压变换为交流电压(Vu、Vv、Vw)，输入到马达8。另外，在马达8作为发电机动作的情况下，逆变器6将从马达8输出的交流电压变换为直流电压，输出到电池5。由此对电池5进行充电。

电流传感器7分别设置于U相和V相，检测相电流(i_u、i_v)，输出到坐标变换器10。不是由电流传感器7检测w相的电流，取而代之，是由坐标变换器10根据输入的校正后的相电流(i_u、i_v)，使用下述的式(3)，计算w相的相电流。

[式3]

i_w＝-i_u-i_v     (3)

另外，对于w相的相电流也可以是，对w相设置电流传感器7，由该电流传感器7进行检测。

马达8是多相马达，与逆变器6连接。另外，马达8还作为发电机动作。磁极位置检测器9设置于马达8，是检测马达8的磁极的位置的检测器，将检测值(θ)输出到转速计算器11。转速计算器11根据磁极位置检测器9的检测值(θ)，计算马达8的角频率(ω)。

坐标变换器10是进行三相两相变换的控制部，被输入相电流(i_u、i_v、i_w)和磁极位置检测器9的检测值θ，根据下述的式4，将固定坐标系的相电流(i_u、i_v、i_w)变换为旋转坐标系的相电流(i_d、i_q)。

[式4]

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{u\_\mathrm{gain}}\\ i_{v\_\mathrm{gain}}\\ i_{w\_\mathrm{gain}}\end{array}\right]---\left(4\right)$

另外，通过将该相电流(i_d、i_q)输入到电流控制器2，本例的逆变器控制装置进行基于规定的增益的电流控制循环的控制。

接着，说明电压检测器13发生故障的情况下的本例的控制。电压控制器13是检测从电池5输入到逆变器6的直流电力的传感器，将检测电压输出到电流电压对应表1、PWM变换器4以及异常检测器14。异常检测器14根据电压检测器13的检测电压，检测电压检测器14的故障，在电压检测器13故障的情况下，向电压固定部15发送表示电压检测器13异常的异常信号。例如通过以下的方法进行异常检测器14对电压检测器13的异常的检测。

例如，电池12由串联连接的多个电池单元(未图示)构成，各个电池单元分别连接有对该电池单元的电压进行管理的单元控制器(未图示)。单元控制器检测所连接的电池单元的电压。通过取得各单元控制器检测电压的总和，能够计算出电池12的电压，因此各单元控制器中的检测电压的部分相当于电压检测器13。另外，由异常检测器14分别对各单元控制器的检测电压进行比较，根据其比较结果，能够检测出单元控制器的电压检测功能的异常。例如，异常检测器14计算各单元控制器的检测电压的平均电压，计算该平均电压与各个检测电压的电压差。产生异常的单元控制器的检测电压取异常的电压值，与平均电压的电压差比与其他正常的电压差大，因此可以根据该电压差检测出异常。

电压固定部15在从异常检测器14接收到异常信号的情况下，将从电压检测器13输入到电流电压对应表1的检测电压(V_dc)固定为基准电压(V_{dc_l})，将从电压检测器13输入到PWM变换器4的检测电压(V_dc)固定为基准电压(V_{dc_h})。基准电压(V_{dc_l})是输入到逆变器6的直流电压可取的电压值中的最低的电压，是基于用于保障逆变器6的动作的下限区域而设定的电压值。

在此，对逆变器6，根据设计阶段而预先设定保障控制动作的输入电压的范围。保障控制动作的输入电压的范围表示根据性能保障电压规定的性能保障电压范围、或根据动作保障电压规定的动作保障电压范围。性能保障电压范围如果在该电压范围内，则是保障逆变器6的性能的电压范围。另一方面，动作保障电压范围是：在该电压范围内虽无法保障逆变器6的性能却能够与失败等无关地进行逆变器6的动作的电压范围，表示比性能保障电压范围宽的电压范围。

在使输入电压的范围与性能保障电压范围对应地设定的情况下，将基准电压(V_{dc_l})设定为性能保障电压范围中的最低的电压。另外，在使输入电压的范围与动作保障电压范围对应地设定的情况下，将基准电压(V_{dc_l})设定为动作保障电压范围中的最低的电压。另外，基准电压(V_{dc_l})并不一定必须为与性能保障电压范围或动作保障电压范围中的最低电压值相等的电压值，也可以为比该最低的电压高的电压值。即，可以基于性能保障电压范围或动作保障电压范围的下限区域，来设定基准电压(V_{dc_l})。

在使输入电压的范围与性能保障电压范围对应地设定的情况下，将基准电压(V_{dc_h})设定为性能保障电压范围中的最高的电压。另外，在使输入电压的范围与动作保障电压范围对应地设定的情况下，将基准电压(V_{dc_h})设定为动作保障电压范围中的最高的电压。另外，基准电压(V_{dc_h})并不一定必须为与性能保障电压范围或动作保障电压范围中的最高电压值相等的电压值，也可以为比该最高的电压值低的电压值。但是，至少将基准电压(V_{dc_h})设定为比基准电压(V_{dc_l})高的电压。即，可以基于性能保障电压范围或动作保障电压范围的上限区域进行设定。其中，将该上限区域设定为比上述下限区域高的电压区域。

不直接向电流电压对应表1输入电池5的直流电压，而输入基准电压(V_{dc_l})，电流电压对应表1根据该基准电压(V_{dc_l})，参照所存储的对应表，计算dq轴电流指令值(i*_d、i*_q)、dq轴非干涉电压指令值(V*_{d_dcpl}、V*_{q_dcpl})。由此，在电压检测器13发生异常的情况下，输入到电流电压对应表1的电压为比电池5的直流电压低的基准电压(V_{dc_l})。因此，电流电压对应表1并不是参照比电池5的实际的电压大的电压来输出指令值，能够防止逆变器6的电力不足。

另外，不直接向PWM变换器4输入电池5的直流电压，而输入基准电压(V_{dc_h})，PWM变换器4根据该基准电压(V_{dc_h})，设定逆变器6的控制信号的脉冲宽度。在上述的式2中，输入到PWM变换器4的电压(V_dc)位于分母的位置。因此，在将该分母设定为小的值的情况下，相对于脉冲宽度(t_u、t_v、t_w)的变动，电压指令值(V*_u、V*_v、V*_w)的变动变大。在将输入到PWM变换器4的电压固定为保障电压范围中的最低电压的情况下，脉冲宽度(t_u、t_v、t_w)的变动的幅度变得最大。

在检测出电压检测器13的异常的情况下，PWM变换器4将比基准电压(V_{dc_l})高的电压即基准电压(V_{dc_h})作为输入电压，设定脉冲宽度。由此，控制信号的脉冲宽度不会频繁地进行大变动，因此，成为循环增益低的状态，能够谋求控制的稳定性。

例如，将逆变器6的保障电压范围设为200～400V，与将向PWM变换器4的输入电压固定为保障电压范围的下限值(200V)的情况相比较，在向PWM变换器4的输入电压固定为保障电压范围的上限值(400V)的情况下，由与某规定范围的电压指令值(V*_u、V*_v、V*_w)对应的脉冲宽度的变动的大小所示的控制的稳定性约提高两倍。

如上述那样，本例在异常检测器14检测出电压检测器13的异常的情况下，由电压固定部15将输入到电流电压对应表1的检测电压(V_dc)固定为基准电压(V_{dc_l})，将输入到PWM变换器4的检测电压(V_dc)固定为比基准电压(V_{dc_l})高的电压即基准电压(V_{dc_h})。由此，电流电压对应表1不是参照比实际的电池5的电压大的电压计算指令值，因此能够避免在逆变器6中成为电力不足。另外，能够抑制由PWM变换器4生成的控制信号的脉冲宽度的变动，因此，能够防止成为循环增益高的状态，能够增大增益余量，其结果是能够提高控制的稳定性。

另外，对于本例的逆变器控制装置，在要求电流控制的高响应性和逆变器6的运转范围的宽范围化的情况下，本例的逆变器控制装置为了确保高响应性而提高循环增益，将电路设计为增益余量少的状态。另外，相对于逆变器6的输出电压，电池5的直流电压没有余量，本例的逆变器控制装置以高调制率进行运转。本例如上述那样，在异常检测器14检测出电压检测器13的异常的情况下，能够在避免逆变器6的电力不足的同时，增大增益的余量，因此，即使在将电路设计为与电流控制的高响应性和逆变器6的运转范围的宽范围化对应的情况下，也能够在电压检测器13的异常时防止控制变得不稳定。

另外，本例在异常检测器14检测出电压检测器13的异常的情况下，由电压固定部15将输入到PWM变换器4的检测电压(V_dc)固定为基于逆变器6的保障电压范围的上限区域设定的基准电压(V_{dc_h})。由此，能够抑制由PWM变换器4生成的控制信号的脉冲宽度的变动，因此能够防止成为循环增益高的状态，能够增大增益余量，作为其结果，能够提高控制的稳定性。

另外，本例的基准电压(V_{dc_l})与性能保障电压的下限的电压、或动作保障电压的下限的电压对应，基准电压(V_{dc_h})与性能保障电压的上限的电压、或动作保障电压的上限的电压对应。另外，本例也可以设定为使基准电压(V_{dc_l})与性能保障电压的下限的电压以下并且动作保障电压的下限的电压以上的电压对应，使基准电压(V_{dc_h})与性能保障电压的上限的电压以上并且动作保障电压的上限的电压以下的电压对应。本例的电压检测器13相当于本发明的“电压检测单元”，电流电压对应表1相当于“目标值计算单元”，电流控制器2、坐标变换器3以及PWM变换器4相当于“逆变器控制单元”，异常检测器14相当于“异常检测单元”，电压固定部15相当于“电压固定单元”。另外，本例的基准电压(V_{dc_l})相当于本发明的“第一保障电压”，基准电压(V_{dc_h})相当于本发明的“第二保障电压”。

附图标记说明

1：电流电压对应表；2：电流控制器；3：坐标变换器；4：PWM控制器；5：电池；6：逆变器；7：电流传感器；8：马达；9：磁极位置检测器；10：坐标变换器；11：转速计算器；12：LPF；13：电压检测器；14：异常检测器；15：电压固定部。

Claims (2)

1.一种逆变器控制装置，其特征在于，具备：

电压检测单元，其检测逆变器的直流电压，该逆变器将从直流电源输入的直流电力变换为交流电力；

目标值计算单元，其根据上述电压检测单元的检测电压，计算从上述逆变器输出的交流电流的目标值；

逆变器控制单元，其根据上述检测电压和上述目标值，生成上述逆变器所包含的开关元件的控制信号，来控制上述逆变器；

异常检测单元，其检测上述电压检测单元的异常；

电压固定单元，其在由上述异常检测单元检测出上述异常的情况下，将用于计算上述目标值的上述检测电压固定为基于保障上述逆变器的性能的保障电压范围的下限区域而设定的第一保障电压，将用于生成上述控制信号的上述检测电压固定为比上述第一保障电压高的电压即第二保障电压，

其中，基于保障上述逆变器的性能的保障电压范围的上限区域，来设定上述第二保障电压。

2.一种逆变器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

电压检测步骤，由电压检测单元检测输入到逆变器的直流电源的直流电压；

根据通过上述电压检测步骤检测出的上述直流电源的检测电压，计算从上述逆变器输出的交流电流的目标值的步骤；

根据上述检测电压和上述目标值，生成上述逆变器所包含的开关元件的控制信号的步骤；

根据上述控制信号，控制上述开关元件的接通和断开，将上述直流电源的直流电力变换为交流电力的步骤；

异常检测步骤，检测上述电压检测单元的异常；

在通过上述异常检测步骤检测出上述异常的情况下，将用于计算上述目标值的上述检测电压固定为基于保障上述逆变器的性能的保障电压范围的下限区域而设定的第一保障电压，将用于生成上述控制信号的上述检测电压固定为比上述第一保障电压高的电压即第二保障电压，

其中，基于保障上述逆变器的性能的保障电压范围的上限区域，来设定上述第二保障电压。