JP7069858B2 - インバータの制御方法及びインバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータの制御方法及びインバータ制御装置に関するものである。

電気自動車用モータ制御装置において、モータ回転数が低くトルクが高い場合にはキャリア周波数を低くし、回転数が高い場合にはキャリア周波数を高くする、インバータ制御装置が知られている（特許文献１）。

特開２００２－１０６６８号公報

しかしながら、キャリア周波数を変更した時に、変調率が大きくなり、制御破綻の可能性が高いという問題がある。

本発明が解決しようとする課題は、制御破綻の発生を防止できるインバータ制御方法又はインバータ制御装置を提供することである。

本発明は、現在の前記キャリア周波数を変更する場合にインバータの制御が破綻するときには、インバータの制御が破綻しないように、目標キャリア周波数又は変調波を決定するためのパラメータの少なくともいずれか一方を変更することによって上記課題を解決する。

本発明によれば、制御破綻の発生を防止できるという効果を奏する。

図１は、本実施形態に係る車両駆動システムのブロック図である。 図２は、本実施形態に係る駆動システムのブロック図である。 図３は、本実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。 図４は、コントローラの制御フローを示すフローチャートである。 図５は、限界変化量（Δｆ_ｄ）が大きい時の時間と周波数との関係を示すグラフである。 図６は、限界変化量（Δｆ_ｄ）が小さい時の時間と周波数との関係を示すグラフである。 図７は、キャリア信号、車両パラメータ、及び変調率の時間的推移を説明するためのグラフである。 図８は、キャリア信号、車両パラメータ、及び変調率の時間的推移を説明するためのグラフである。 図９は、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）と目標キャリア周波数（Ｆｔ）との差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合の、変更前後の周波数と時間との関係を示すグラフである。 図１０は、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）と目標キャリア周波数（Ｆｔ）との差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合の、変更前後の周波数と時間との関係を示すグラフである。 図１１は、キャリア信号、車両パラメータ、及び変調率の時間的推移を説明するためのグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
本発明の実施形態に係るインバータ制御装置及びインバータ制御方法を説明する。図１は、本発明の実施形態に係るインバータ制御装置を含む車両駆動システムを示すブロック図である。以下、本例のインバータ制御装置を電気自動車に提供した例を挙げて説明するが、本例のインバータ制御装置は、例えばパラレル型のハイブリッド車両及びシリーズ型のハイブリッド車両等、少なくともモータを備えたハイブリッド車両にも適用可能である。

図１に示すように、本例のインバータ制御装置を含む車両制御システムは、バッテリ１と、インバータ２と、モータ３と、減速機４と、駆動輪５と、コントローラ１００を備えている。なお、車両駆動システムは、図１に示す構成に限らず、補器類など他の構成を備えてもよい。

バッテリ１は、車両の電力源であり、複数の二次電池を直列又は並列に接続した電池群である。二次電池には、リチウムイオン電池等が使用される。インバータ２は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を複数備え、コントローラ１００からのスイッチング信号により当該スイッチング素子のオン及びオフを切り替えることで、バッテリ１から出力される交流電力を直流電力に変換する。また、インバータ２は、モータ３の回生動作により発生した交流電力を直流電力に変換し、直流電力をバッテリ１に出力する。インバータ２及びモータ３の間には、電流センサが接続されている。電流センサは、モータ３に流れる電流を検出し、検出値をコントローラ１００に出力する。

モータ３は、車両の駆動軸に連結され、インバータ２からの交流電力により駆動する車両の駆動源である。モータ３は、永久磁石同期電動機等の電動機である。またモータ３には、回転角センサが接続され、当該回転角センサの検出値はコントローラ１００に出力される。モータ３の出力軸は、減速機４及び左右のドライブシャフトを介して、左右の駆動輪５に連結されている。またモータ３は、駆動輪５の回転により、回生駆動力を発生させることで、エネルギを回生する。

コントローラ１００は、運転者のアクセルペダルの操作量に応じてアクセル開度、車速及び勾配などの車両状態、バッテリ１のＳＯＣ、バッテリ１の充放電可能電力、モータ３の発電電力等に応じて、運転者の要求に応じてトルクを出力させるための駆動トルク（必要トルク）を、インバータ２に指令する。運転者の要求は、アクセル操作、ブレーキ操作により決まる。

コントローラ１００は、車両の運転状態及びバッテリ１の状態に応じて、車両の駆動系の効率を最適化しつつ、インバータ２を介してモータ３を制御する。なお、図１では、車両を制御する制御部分として、１つのコントローラ１００が図示されているが、コントローラ１００は、モータコントローラ、統合コントローラ等の複数のコントローラとしてもよい。各種コントローラは、ＣＡＮ通信網で接続されている。コントローラ１００は、メモリ１１０、ＣＰＵ１２０等を有している。

次に、車両の駆動システムについて、図２を用いて説明する。図２は、駆動システムのブロック図である。

インバータ２は、上アーム回路を形成する上アーム素子４１、４３、４５と、下編む回路を形成する下アーム素子４２、４４、４６と、平滑コンデンサ４７と、放電抵抗４８と、放電用スイッチ４９と、駆動回路５０とを有している。

上アーム素子４１、４３、４５は、パワーデバイスとしてのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５とダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５とをそれぞれ並列に接続した回路を主要な構成としている。スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子とダイオードＤ１のカソード端子が接続され、かつスイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子とダイオードＤ１のアノード端子が接続されている。下アーム素子４２、４４、４６は、同じくパワーデバイスとしてのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６とダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６とをそれぞれ並列に接続した回路を主要な構成とする。スイッチング素子Ｑ２～スイッチング素子Ｑ６とダイオードＤ２～Ｄ６の接続は、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１の接続と同様である。

本実施形態では、２つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を直列に接続した３対の回路が、電源線Ｐと電源線Ｎの間に接続されることにより、バッテリ１に電気的に接続され、各対のスイッチング素子を接続する各接続点と、３相モータ３の三相の出力部とがそれぞれ電気的に接続されている。電源線Ｐはバッテリ１の正極側に接続され、電源線Ｎはバッテリ１の負極側に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子との接続点はＵ相の出力となり、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子との接続点はＶ相の出力となり、スイッチング素子Ｑ５のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ６のコレクタ端子との接続点はＷ相の出力となり、モータ３の三相配線に接続されている。そして、上アーム素子４１、４３、４５及び下アーム素子４２、４４、４６により２レベルの３相インバータ回路２０が構成されている。

平滑コンデンサ４７は、インバータ回路２０と、バッテリ１との間に接続される、バッテリ１からの電力を平滑する素子である。平滑コンデンサ４７は、電源線Ｐ、Ｎ間に接続されている。

放電抵抗４７及び放電用スイッチ４９は直列に接続され、放電抵抗４７及び放電用スイッチ４９の直列回路は、電源線Ｐ、Ｎ間に接続されている。放電抵抗４７は、平滑コンデンサ４７にチャージされた電荷を放電する。コントローラ１００は、放電用スイッチ４９のオン、オフを制御する。放電用スイッチ４９がオンになると、平滑コンデンサ４７と放電抵抗４７が導通し、放電が行われる。

駆動回路５０は、コントローラ１００から送信されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ６のオン及びオフを切り替える機能を備えている。

モータ３は、インバータ回路の各相で、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点及びスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点にそれぞれ接続されている。

リレースイッチ７は、バッテリ１とインバータ２の平滑コンデンサ４７との間に接続されている。

コントローラ１００は、駆動回路５０を制御するためのコントローラである。コントローラ１００は、外部から入力されるトルク指令値、モータ３の相電流、モータ３の回転数（回転速度）に基づいて、トルク指令値の要求トルクをモータ３から出力させるための、インバータ２の電流指令値を演算する。なお、モータ３の相電流は、インバータ回路２０とモータ３との間に接続された電流センサ８により検出され、モータ３の回転速度は、モータ３に設けられたレゾルバ９の検出値から演算される。

そして、コントローラ１００は、モータ３が必要とする電力を供給するためのスイッチング信号を生成し、駆動回路５０に出力する。そして、駆動回路５０は当該スイッチング信号に基づいて、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオン、オフを切り換える。これにより、コントローラ１００は、インバータ２をＰＷＭ制御により制御している。

次に、図３を用いて、コントローラ１００のうちインバータの制御に係る制御ブロックを説明する。図３は、インバータ２、モータ３、及びコントローラ１００のブロック図である。コントローラ１００は、回転数制御器２１、電流指令値演算器２２、電流制御器２３、非干渉制御器２４、二相三相電圧変換器２５、回転数演算器２６、三相二相電流変換器２７、スイッチング信号（ＳＷ信号）制御器３０を有している。

回転数制御器２１は、回転数演算器２６から出力される回転数検出値（ω_Ｇ：モータ回転数）を、外部から入力されるモータ３の回転数指令値（ω_Ｇ ^＊）に一致させるように、モータ３のトルク指令値（Ｔ^＊）を演算するＰＩＤ制御器である。回転数制御器２１は、回転数指令値（ω_Ｇ ^＊）及び回転数検出値（ω_Ｇ）を入力として、以下の式（１）によりトルク指令値（Ｔ^＊）を演算し、電流指令値演算器２２に出力する。

ただし、Ｋ_ｐは比例ゲインを、Ｋ_Ｉは積分ゲインを、Ｋ_Ｄは微分ゲインを、Ｔ_Ｄは近似微分の時定数を、ｓはラプラス演算子を、ω_Ｇは回転数検出値を、ω_Ｇ ^＊は回転数指令値を示す。回転数指令値（ω_Ｇ ^＊）は、コントローラ１００により演算される目標値である。コントローラ１００は、ユーザの要求に応じた目標トルクを車両状態に応じて演算し、目標トルクを出力するために必要な回転数を、回転数指令値として演算している。

電流指令値演算器２２は、トルク指令値（Ｔ^＊）、バッテリ１の電圧（Ｖ_ｄｃ）、及び、モータ３の角周波数を示す回転数検出値（ω_Ｇ）を入力して、モータ３のｄｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊）を演算し、電流制御器２３に出力する。ｄｑ軸は、磁石の磁束の軸と、磁石の軸と直交する軸による回転座標系の軸を表している。電流指令値演算器２２には、トルク指令値（Ｔ^＊）、回転数検出値（ω_Ｇ）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊）を出力するためのマップがメモリ１１０に格納されている。当該マップは、トルク指令値（Ｔ^＊）、回転数検出値（ω_Ｇ）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）の入力に対して、モータ３の損失及びインバータ２の損失を最小限に抑える最適な指令値を出力するよう対応づけられている。そして、電流指令値演算器２２は、当該マップを参照して、ｄｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊）を演算する。

また電流指令値演算器２２には、トルク指令値（Ｔ^＊）、バッテリ１の電圧（Ｖ_ｄｃ）及び回転数検出値（ω_Ｇ）の他に、電流センサ８の検出値に基づくｄｑ軸電流（Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ）及びバッテリ１の充放電可能電力（Ｐ_ｉｎ、Ｐ_ｏｕｔ）が入力され、電流指令値演算器２２は、ｄｑ軸電流指令値を演算する。ｄｑ軸電流指令値は、モータ３の電流の目標値であって、励磁電流指令値及びトルク電流指令値を含む。

電流制御器２３は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊）及びｄｑ軸電流（Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ）を入力として、以下の式（２）を用いて、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）を出力する。ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）は、モータ３の電圧の目標値であって、励磁電圧指令値及びトルク電圧指令値を含む。

ただし、Ｋ_ｐｄ、Ｋ_ｐｑは比例ゲインを、Ｋ_ｉｄ、Ｋ_ｉｑは積分ゲインを示す。

なお、電流制御器２３は、上記式（２）に対応するマップを参照して、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）を演算してもよい。

非干渉制御器２４は、モータ３のｄ軸及びｑ軸に電流が流れた際に、発生する干渉電圧を打ち消すためのｄｑ軸非干渉電圧（ｖ_{ｄｄｃｐｌ}、ｖ_{ｑｄｃｐｌ}）を演算する。モータ３の電圧方程式は、ｄｑ座標で表すと、一般的に以下の式（３）で表される。

ただし、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンスを、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンスを、Ｒ_ａはモータ３の巻線抵抗を、ω_ｒｅは電気角速度を、φ_ａは磁束密度（トルク定数）を、ｐは微分演算子を示す。

式（３）を各成分に分けてラプラス変換して変形すると、次式で表される。

ただし、電流応答モデルＧｐはそれぞれ次式で表される。

式（３）に示されるように、ｄｑ軸間で干渉しあう速度起電力があり、これを打ち消すために非干渉制御器２４は、以下の式（６）で表される非干渉電圧（ｖ_{ｄｄｃｐｌ}、ｖ_{ｑｄｃｐｌ}）を演算する。

電流制御器２３及び非干渉制御器２４の出力側には減算器が設けられ、当該減算器において、電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）から式（６）で示される非干渉電圧（ｖ_{ｄｄｃｐｌ}、ｖ_{ｑｄｃｐｌ}）を減算することで、式（４）の干渉項が打ち消され、ｄｑ軸電流は、以下の式（７）で表される。

二相三相電圧変換器２５は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）及びレゾルバ９の検出値θを入力として、下記の式（８）を用いて、当該回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊）に変換し、ＳＷ信号制御器に出力する。なお、電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊）は、ＰＷＭ制御における変調波に相当する。

三相二相電流変換器２７は、３相２相変換を行う制御部であり、相電流（Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗ）及び磁極位置検出器５２の検出値θを入力として、固定座標系の相電流（Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗ）を回転座標系の相電流（Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ）に変換し、電流指令値演算器２２、電流制御器２３及び非干渉化制御器３４に出力する。

電流センサ５１は、Ｕ相及びＶ相にそれぞれ設けられ、モータ電流（Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ）を検出し、三相二相電流変換器２７に出力する。ｗ相の電流は、電流センサ８により検出されず、代わりに、三相二相電流変換器２７は、入力された相電流（Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ）に基づき、ｗ相の相電流を演算する。

レゾルバ（回転センサ）９はモータ３に設けられ、モータ３の磁極の位置を検出する検出器であり、検出値（θ）を回転数演算器２６に出力する。レゾルバ９は、所定周期でモータ３の回転状態を検出している。回転数演算器２６は、レゾルバ９の検出値（θ）からモータ３の角周波数である回転数検出値（ω_Ｇ）を演算し、回転数制御器２１及び電流指令値演算器２２に出力する。

そして、当該相電流（Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑ）が電流制御器２３に入力されることにより、制御装置は所定のゲインの電流制御ループによる制御が行われる。

ＳＷ信号制御器３０は、電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）とキャリア周波数とを比較して、比較結果に基づきＰＷＭ制御信号を生成し、当該ＰＷＭ制御信号を、インバータ２に含まれる駆動回路５０に出力する。ＰＷＭ制御信号は、スイッチング素子のオン及びオフを切り替えるためのスイッチング信号であり、矩形波で表される。

ＳＷ信号制御器３０は、キャリア周波数設定部３１、限界変化量演算部３２、及びＳＳＷ信号生成部３３を有している。キャリア周波数設定部３１は、複数の目標キャリア周波数の中から１つの目標キャリア周波数を選択し、現在のキャリア周波数が目標キャリア周波数と一致するように、キャリア周波数を変更する。本実施形態に係るインバータ制御装置は、ノイズを抑制するためにキャリア周波数を変更している。キャリア周波数設定部３１は、所定の周期でキャリア周波数を変更する。なお、キャリア周波数設定部３１は、任意のタイミングでキャリア周波数を変更してもよい。

限界変化量演算部３２は、車両パラメータに基づき、キャリア周波数の限界変化量を演算する。限界変化量は、キャリア周波数の変化量の上限値を示しており、キャリア周波数を増加又は減少するときに、制御破綻とならないキャリア周波数の変化量を表している。例えば、現在のキャリア周波数を高くする場合に、限界変化量より大きな変化量でキャリア周波数を高くしたときには、変調率が１より高くなり、制御破綻が生じる。そのため、本実施形態では、キャリア周波数を変更する場合に、制御破綻が生じないようにキャリア周波数を変化させている。

車両パラメータは、トルク、磁束密度、相電流、インダクタンス値、ＰＩＤゲインなどで表される。トルクは、モータ３の出力トルクであって、トルク指令値で表される。磁束密度は、式（３）に含まれる磁束密度φ_ａに相当する。相電流は、モータ電流に相当し、電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊、Ｉ_ｕ ^＊、Ｉ_ｖ ^＊、Ｉ_ｗ ^＊）又は電圧指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊、ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊）により表される。インダクタンス値は、式（３）に含まれるインダクタンス値（、）で示される。ＰＩＤゲインは、式（１）に含まれるゲイン（Ｋ_ｐ、Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｄ）に相当する。限界変化量は、車両パラメータに応じて変化する値である。例えば、車両パラメータのうち、トルク以外のパラメータを一定にした場合に、トルク
が大きいほど、限界変化量は小さくなる。限界変化量演算部３２は、キャリア周波数の１周期内で、限界変化量を演算している。また車両パラメータは、変調波の演算にも使用されるため、車両パラメータが変化すると、変調波も変化する。すなわち、車両パラメータは、変調波を決定するためのパラメータに相当する。

ＳＷ信号生成部３３は、二相三相電圧変換器２５から出力される電圧指令値と、キャリア信号を比較する。キャリア信号は、キャリア周波数設定部３１で設定されたキャリア周波数の三角波である。ＳＷ信号生成部３３は、電圧指令値（変調波の振幅に相当）がキャリア信号の振幅より大きくなる期間をスイッチング素子のオン期間とし、電圧指令値がキャリア信号の振幅以下になる期間をスイッチング素子のオン期間となるように、スイッチング信号を生成する。

次に、図４を用いて、コントローラ１００の制御について説明する。図４は、コントローラ１００の制御フローを示すフローチャートである。なお、図４に示す制御フローは所定の周期で繰り返し実行される。

ステップＳ１にて、コントローラ１００は、ドライバのアクセル操作に応じて変化する回転数指令値（ω_Ｇ ^＊）を取得する。ステップＳ２にて、コントローラ１００は、磁極位置検出器５２から検出値θに基づき現在のモータ回転数を取得し、電流センサ５１から現在のモータ電流を取得する。

ステップＳ３にて、コントローラ１００は変調波を演算する。変調波は、電流指令値又は電圧指令値で示される正弦波である。なお、ステップＳ３の制御処理は、図３に示す電流指令値演算器２２、電流制御器２３、二相三相電圧変換器２５の演算処理に相当する。

ステップＳ４にて、コントローラ１００はキャリア周波数設定部３１によりキャリア周波数を変更するか否か判定する。キャリア周波数を周期的に変更する場合には、コントローラ１００は、現在の時刻がキャリア周波数を変更するタイミングに達した時に、キャリア周波数を変更すると判定する。キャリア周波数を変更する場合には、制御フローはステップＳ５に進む。一方、キャリア周波数を変更しない場合に、制御フローはステップＳ１０に進む。なお、ステップＳ４からステップＳ８の制御処理は、キャリア周波数を実際に変更する前に実行する制御処理であって、ステップＳ４の制御処理は、キャリア周波数を実際に変更する時間より前に実行される。

ステップＳ５にて、コントローラ１００は車両パラメータに基づき限界変化量（Δｆ_ｄ）を演算する。ステップＳ６にて、コントローラ１００は、現在のキャリア周波数と目標キャリア周波数との差分（Δｆ）を演算する。例えば、キャリア周波数を低くする場合には、目標キャリア周波数は現在のキャリア周波数より低い周波数である。

ステップＳ７にて、コントローラ１００は、演算された差分（Δｆ）と限界変化量（Δｆ_ｄ）と比較し、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きいか否かを判定する。差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合には、制御フローはステップＳ８に進む。差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下である場合には、制御フローはステップＳ９に進む。

ここで、図５及び図６を用いて、キャリア周波数と制御破綻との関係を説明する。図５は、限界変化量（Δｆ_ｄ）が大きい時の時間と周波数との関係を示すグラフである。図６は、限界変化量（Δｆ_ｄ）が小さい時の時間と周波数との関係を示すグラフである。図５及び図６において、ｔ_０は現在の時刻を示し、Ｆ_０は現在のキャリア周波数を示す。ｔ_１は現在の時刻から、現在のキャリア信号の１周期後の時間を示す。Ｆｔは目標キャリア周波数である。

図５に示すように、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）と目標キャリア周波数（Ｆｔ）との差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下である場合には、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）を目標キャリア周波数（Ｆｔ）に変更しても、インバータ２の制御破綻は生じない。

一方、図６に示すように、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）と目標キャリア周波数（Ｆｔ）との差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合には、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）を目標キャリア周波数（Ｆｔ）に変更すると、インバータ２の制御破綻が生じる。そのため、本実施形態では、ステップＳ８以降の制御処理にて、現在のキャリア周波数を変更する場合にインバータの制御が破綻するときには、インバータの制御が破綻しないように車両パラメータを変更し、インバータ２を制御している。

ステップＳ８にて、コントローラ１００は、現在のキャリア周波数と目標キャリア周波数との差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下になるように、車両パラメータを変更する。車両パラメータが変更されると、変調波の振幅も変化する。例えば、車両パラメータのうちトルクを変更し、トルク以外の他のパラメータは一定にする場合には、トルクを下げるほど、インバータ２の制御破綻周波数が大きくなる。制御破綻周波数は、現在のインバータ２の駆動状態の下、キャリア周波数を変更した場合に、インバータ２の制御破綻が発生するキャリア周波数の上限値である。現在の周波数と制御破綻周波数との差分が限界変化量（Δｆ_ｄ）に相当する。すなわち、トルクを下げて、制御破綻周波数を大きくすると、限界変化量（Δｆ_ｄ）が大きくなる。そのため、車両パラメータを変更することで、目標キャリア周波数を変えることなく、差分（Δｆ）を限界変化量（Δｆ_ｄ）以下にすることできる。

車両パラメータ（トルク）の変更に伴い、モータの出力トルクは下がる。例えば、モータが高回転で駆動している状態で、トルク（相電流）を瞬間的に下げた場合には、慣性力が高いため、トルク低下に伴う車両への影響（挙動変化）は小さい。これにより、本実施形態では、現在のキャリア周波数を目標キャリア周波数と一致するように変更する場合には、インバータ２の制御破綻を防止しつつ、車両パラメータの変更に伴う車両への影響を最小限に抑えて、車両パラメータを変更する。なお、コントローラ１００は、車両の現在の走行状態に応じて、変更する車両パラメータを適宜選択すればよい。

ステップＳ９にて、コントローラ１００は、現在のキャリア周波数が目標キャリア周波数と一致するように、キャリア周波数を変更する。ステップＳ１０にて、コントローラ１００は、キャリア周波数と変調波とを比較し、その比較結果に基づきスイッチング信号（ＳＷ信号）を生成する。そして、コントローラ１００の制御フローは終了する。

図７を用いて、コントローラ１００の制御を時系列で説明する。図７は、キャリア信号、車両パラメータ、及び変調率の時間的推移を説明するためのグラフである。図７のグラフにおいて、時刻（ｔ＝０）が現在の時刻に相当し、時刻（ｔ＝１）は、時刻（ｔ＝０）からキャリア信号の１周期分経過した時刻であり、実際にキャリア周波数を変更するタイミングに相当する。Ａ_ｔｈは変調率の上限値を示す。変調率がＡ_ｔｈより高くなると、インバータ２の制御破綻が生じる。

コントローラ１００は、時刻（ｔ＝１）よりも現在のキャリア信号の１周期分前のタイミング（ｔ＝０）から、ステップＳ１～Ｓ８の制御処理を実行し、次の時刻（ｔ＝１）において適用すべき目標キャリア周波数及び変調波を演算する。また、コントローラ１００は、時刻（ｔ＝０）から時刻（ｔ＝１）の間に、差分（Δｆ）及び限界変化量（Δｆ_ｄ）を演算し、差分（Δｆ）と限界変化量（Δｆ_ｄ）とを比較する。

そして、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下である場合には、コントローラ１００は時刻（ｔ＝１）で、キャリア周波数を変更する。一方、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合には、コントローラ１００は、時刻（ｔ＝１）よりも前の時間に、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下となるような車両パラメータを演算し、現在の車両パラメータを演算された車両パラメータに変更する。車両パラメータが変更されることで、制御破綻周波数が大きくなるため、限界変化量（Δｆ_ｄ）も大きくなり（変調率は小さくなり）、差分（Δｆ）は限界変化量（Δｆ_ｄ）以下となる。

本実施形態とは異なり、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合に、車両パラメータを変更することなく、現在のキャリア周波数を目標キャリア周波数に変更したときには、図７の変調率の点線グラフに示すように、変調率が変調率の上限値（Ａ_ｔｈ）より大きくなり、制御破綻が生じる。一方、本実施形態では、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下になるように、車両パラメータを変更するため、図７の変調率の実線グラフに示すように、変調率が変調率の上限値（Ａ_ｔｈ）以下になるため、制御破綻は生じない。

図８は、キャリア信号、車両パラメータ、及び変調率の時間的推移を説明するためのグラフである。図８において、（а）は、モータが高回転時のグラフを示し、（ｂ）は、モータが低回転時のグラフを示す。図８の例では、コントローラ１００は、車両パラメータのうち相電流を下げることで、限界変化量（Δｆ_ｄ）を大きくしている。

モータ回転数が高い場合には、限界変化量（Δｆ_ｄ）が小さい。そのため、図８（а）に示すように、相電流（車両パラメータ）の下げ幅を大きくして、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下になるようにしている。一方、モータ回転数が低い場合には、限界変化量（Δｆ_ｄ）は大きい。そのため、図８（ｂ）に示すように、相電流（車両パラメータ）の下げ幅を小さくして、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下になるようにしている。このように、コントローラ１００は、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下になるように、車両状態に応じて車両パラメータの変化量を調整する。

上記のように、本実施形態では、現在のキャリア周波数を変更する場合にインバータ２の制御が破綻するときには、インバータ２の制御が破綻しないように、変調波を決定するためのパラメータ（車両パラメータ）を変更する。これにより、キャリア周波数を変更する時の制御破綻を防止できる。

また本実施形態では、車両パラメータに基づき、キャリア周波数の限界変化量を演算し、現在のキャリア周波数と目標キャリア周波数との差分が限界変化量より大きい場合には、差分が限界変化量以下になるように車両パラメータを変更し、変更された車両パラメータに基づき変調波を演算する。これにより、キャリア周波数を変更する場合に、制御破綻が発生してしまう条件（制御破綻限界）を演算により求めつつ、インバータ２の制御が破綻しないように、キャリア周波数を変更できる。

なお本実施形態では、キャリア周波数の変更する際の変更周期を、変調波の１周期より短くしてもよい。すなわち、コントローラ１００は、変調波の１周期あたり、キャリア周波数を複数回変更する。これにより、ノイズを抑制できる。

なお、上記の説明では、キャリア周波数を高くする場合について説明したが、本実施形態に係る制御は、キャリア周波数を低くする場合に適用してもよい。

《第２実施形態》
本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置を説明する。本実施形態では、第１実施形態に対して、コントローラ１００は、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下になるように、キャリア周波数を変更する点が異なる。これ以外の構成及び制御方法は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。

コントローラ１００は、第１実施形態と同様に、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）と目標キャリア周波数（Ｆｔ）との差分（Δｆ）及び限界変化量（Δｆ_ｄ）を演算し、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きいか否かを判定する。第１実施形態では、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合には、目標キャリア周波数を変更せずに、車両パラメータを変更している。一方、第２実施形態では、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合に、車両パラメータを変更せずに、目標キャリア周波数を変更している。すなわち、コントローラ１００は、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）以下になるように目標キャリア周波数を変更する。

図９は、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）と目標キャリア周波数（Ｆｔ）との差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合の、変更前後の周波数と時間との関係を示すグラフである。Ｆｔは変更前の目標キャリア周波数を示し、Ｆｐは変更後の目標キャリア周波数を示す。

図９に示すように、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合には、コントローラは、変更前の目標キャリア周波数（Ｆｔ）を下げて、変更後の目標キャリア周波数（Ｆｐ）を新たに演算する。このとき、目標キャリア周波数の下げ幅は、キャリア変更時の異常振動やリプル電圧影響などを加味しつつ車両挙動への影響を考慮して設定される。なお、コントローラ１００は、現在のキャリア周波数に、限界変化量（Δｆ_ｄ）又は限界変化量（Δｆ_ｄ）より小さい変化量を加算することで、目標キャリア周波数（Ｆｐ）を演算してもよい。そして、コントローラ１００は、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）が目標キャリア周波数（Ｆｔ）と一致するように、キャリア周波数を変更する。そして、コントローラ１００は、変更後のキャリア周波数（Ｆｐ）と変調波に基づき、スイッチング信号を生成する。

上記のように、本実施形態では、現在のキャリア周波数を変更する場合にインバータ２の制御が破綻するときには、インバータ２の制御が破綻しないように、目標キャリア周波数を変更する。これにより、キャリア周波数を変更する時の制御破綻を防止できる。

また本実施形態では、車両パラメータに基づき、キャリア周波数の限界変化量を演算し、現在のキャリア周波数と目標キャリア周波数との差分が限界変化量より大きい場合には、差分が限界変化量以下になるように目標キャリア周波数を変更する。これにより、キャリア周波数を変更する場合に、制御破綻が発生してしまう条件（制御破綻限界条件）を演算により求めつつ、インバータ２の制御が破綻しないように、キャリア周波数を変更できる。

なお、上記の説明では、キャリア周波数を高くする場合について説明したが、本実施形態に係る制御は、キャリア周波数を低くする場合に適用してもよい。

なお、本実施形態の変形例として、コントローラ１００は、キャリア周波数を変更する場合に、限界変化量の大きさに応じてキャリア周波数の変化量を調整してもよい。

また、本実施形態の変形例として、コントローラ１００は、現在のキャリア周波数と目標キャリア周波数との差分が限界変化量より大きい場合には、差分が限界変化量以下になるように目標キャリア周波数及び車両パラメータを変更してよい。すなわち、変形例では、第１実施形態のような車両パラメータを変更する制御と、第２実施形態のような目標キャリア周波数を変更する制御を組み合わせてもよい。

《第３実施形態》
本発明の他の実施形態に係るインバータ制御装置を説明する。本実施形態では、第２実施形態に対して、コントローラ１００は、キャリア周波数を変更する時に、キャリア周波数を段階的に上昇させて変更する点が異なる。これ以外の構成及び制御方法は上述した第２実施形態と同じであり、その記載を援用する。

コントローラ１００は、車両パラメータに基づき、キャリア周波数の限界変化量を演算する。限界変化量は、単位時間あたりでキャリア周波数を変更した場合に、制御破綻とならないキャリア周波数を周波数の変化量（単位時間当たりの変化量）を表している。単位時間は、キャリア周波数を１段階変更するときの時間間隔を表している。

コントローラ１００は、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）と目標キャリア周波数（Ｆｔ）との差分（Δｆ）を演算し、差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きいか否かを判定する。差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合には、コントローラ１００は、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）が目標キャリア周波数（Ｆｔ）と一致するように、キャリア周波数の変化量を限界変化量（Δｆ_ｄ）以下に抑えつつキャリア周波数を段階的に変化させる。なお、単位時間当たりの周波数の変化量は、キャリア変更時の異常振動やリプル電圧影響などを加味しつつ車両挙動への影響を考慮して設定される。

図１０は、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）と目標キャリア周波数（Ｆｔ）との差分（Δｆ）が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きい場合の、変更前後の周波数と時間との関係を示すグラフである。Ｔｐは、キャリア周波数を段階的に大きくする時の周期に相当する。

図１０に示すように、コントローラ１００は、キャリア周波数の変化量を目標キャリア周波数（Ｆｔ）以下に抑えつつ、現在のキャリア周波数（Ｆ_０）から目標キャリア周波数（Ｆｔ）まで、キャリア周波数を段階的に上昇させている。

図１１は、キャリア信号、車両パラメータ、及び変調率の時間的推移を説明するためのグラフである。図１１において、（а）は、モータが高回転時のグラフを示し、（ｂ）は、モータが低回転時のグラフを示す。

モータ回転数が高い場合には、限界変化量（Δｆ_ｄ）が小さい。そのため、図１１（а）に示すように、キャリア周波数を増加する時の段階数を多くして、キャリア周波数を高めている。一方、モータ回転数が低い場合には、モータの出力トルクが小さく、限界変化量（Δｆ_ｄ）が大きい。そのため、図１１（ｂ）に示すように、キャリア周波数を増加する時の段階数を少なくして、キャリア周波数を高めている。すなわち、コントローラ１００は、キャリア周波数を段階的に変化させる時の段階数を、パラメータに応じて設定している。

上記のように、本実施形態では、キャリア周波数を、現在のキャリア周波数（本発明の第１キャリア周波数に相当する）から目標キャリア周波数（第２キャリア周波数に相当）に変更する場合に、現在のキャリア周波数と目標キャリア周波数との差分が限界変化量（Δｆ_ｄ）より大きいときには、現在のキャリア周波数から目標キャリア周波数まで、キャリア周波数を段階的に変化させる。これにより、ノイズ発生を抑制しつつ、キャリア周波数を変更する時の制御破綻を防止できる。

また本実施形態では、キャリア周波数を段階的に変化させる時の段階数を、パラメータに応じて設定している。これにより、ノイズ発生を抑制しつつ、キャリア周波数を変更する時の制御破綻を防止できる。

なお、上記の説明では、キャリア周波数を段階的に高くする場合について説明したが、本実施形態に係る制御は、キャリア周波数を段階的に低くする場合に適用してもよい。

１…バッテリ
２…インバータ
３…モータ
４…減速機
５…駆動輪
７…リレースイッチ
８…電流センサ
９…レゾルバ（回転センサ）
２１…回転数制御器
２２…電流指令値演算器
２３…電流制御器
２４…非干渉制御器
２５…二相三相電圧変換器
２６…回転数演算器
２７…三相二相電流変換器
３０…スイッチング信号（ＳＷ信号）制御器
３１…キャリア周波数設定部
３２…限界変化量演算部
３３…信号生成部
４１、４３、４５…上アーム素子（スイッチング素子）
４２、４４、４６…下アーム素子（スイッチング素子）
５０…駆動回路
５１…電流センサ
５２…磁極位置検出器
１００…コントローラ

Claims (8)

1. スイッチング素子を有するインバータをコントローラにより制御する制御方法であって、
   前記インバータからの出力を制御する変調波を演算し、
   目標キャリア周波数と一致するように、キャリア信号のキャリア周波数を変更し、
   前記変調波と前記キャリア信号とを比較することで、前記スイッチング素子を制御するための制御指令を生成し、
   現在の前記キャリア周波数を変更する場合に前記インバータの制御が破綻するときには、前記インバータの制御が破綻しないように、前記変調波を決定するための車両パラメータを変更するインバータ制御方法。
2. 請求項１記載のインバータ制御方法であって、
   前記車両パラメータに基づき、前記キャリア周波数の限界変化量を演算し、
   前記現在のキャリア周波数と前記目標キャリア周波数との差分が前記限界変化量より大きい場合には、前記差分が前記限界変化量以下になるように前記車両パラメータを変更し、
   変更された前記車両パラメータに基づき前記変調波を演算するインバータ制御方法。
3. 請求項１記載のインバータ制御方法であって、
   前記車両パラメータに基づき、前記キャリア周波数の限界変化量を演算し、
   前記現在のキャリア周波数と前記目標キャリア周波数との差分が前記限界変化量より大きい場合には、前記差分が前記限界変化量以下になるように前記目標キャリア周波数を変更するインバータ制御方法。
4. 請求項１記載のインバータ制御方法であって、
   前記車両パラメータに基づき、前記キャリア周波数の限界変化量を演算し、
   前記キャリア周波数を、第１キャリア周波数から第２キャリア周波数に変更する場合に、前記第１キャリア周波数と前記第２キャリア周波数との差分が前記限界変化量より大きいときには、前記第１キャリア周波数から前記第２キャリア周波数まで前記キャリア周波数を、前記単位時間あたりの限界変更量を超えないように段階的に変化させるインバータ制御方法。
5. 請求項４記載のインバータ制御方法であって、
   前記キャリア周波数を段階的に変化させる時の段階数を前記車両パラメータに応じて設定するインバータ制御方法。
6. 請求項１～５のいずれか一項に記載のインバータ制御方法であって、
   前記車両パラメータは、前記インバータからの出力により駆動するモータの回転数、前記モータのトルク、前記モータの磁束密度、及び、前記インバータの制御ゲインのうち、少なくともいずれか一つの値を示すインバータ制御方法。
7. 請求項１～６のいずれか一項に記載のインバータ制御方法であって、
   前記変調波の１周期あたり、前記キャリア周波数を複数回変更するインバータ制御方法。
8. スイッチング素子を有するインバータを制御するコントローラと、
   前記インバータに接続される負荷の状態を検出するセンサとを備え、
   前記コントローラは、
   前記負荷の出力指令値と前記センサの検出値に基づき、前記インバータからの出力を制御する変調波を演算し、
   目標キャリア周波数と一致するように、キャリア信号のキャリア周波数を変更し、
   前記変調波と前記キャリア信号とを比較することで、前記スイッチング素子を制御するための制御指令を生成し、
   現在の前記キャリア周波数を変更した場合に前記インバータの制御が破綻するときには、前記インバータの制御が破綻しないように、前記変調波を決定するための車両パラメータを変更するインバータ制御装置。

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