CN103812422B - Ac电动机的控制系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及AC电动机的控制系统。AC电动机的输出波动在不增加升压转换器的电磁噪声的情况下被抑制。当使AC电动机受到矩形波电压控制时，通过改变电压相位φv而控制输出转矩T。在电压相位较大（φv=θ2）的区域中，相对于DC电压VH变化的转矩T波动相比在电压相位较小（φv=θ1）的区域中更大，DC电压VH对应于矩形波电压的振幅。AC电动机被控制为使得电压相位φv大于界限相位线PLN的区域中的矩形波电压控制被避免，界限相位线PLN由针对每个DC电压VH设定的界限相位的集合指示。

Description

AC电动机的控制系统
该非临时申请基于2012年11月7日提交给日本专利局的编号为2012-245297的日本专利申请，该申请的全部内容通过引用的形式并入于此。
技术领域
本发明涉及AC电动机的控制系统，更具体地说，本发明涉及一种控制系统，在该控制系统中通过转换器可变地控制驱动AC电动机的逆变器的DC链（DC link）电压。
背景技术
为了通过使用DC电源控制AC电动机，使用借助逆变器的控制系统。具体而言，通过升压转换器可变地控制逆变器的DC链电压的结构是公知的，如公开号为2004-112904的日本专利（PTD1）描述的那样。对于此类控制系统，PTD1描述了用于减小开关元件（晶体管）停滞时间影响的控制，该开关元件的接通/关断由升压转换器控制以稳定地控制DC电压。
具体而言，PTD1描述了一种用于通过使控制开关元件接通-关断占空比的载波频率（载频）低于通常在升压转换器的电抗器电流（即，电池的输出电流）很小时的频率，减小停滞时间影响的技术。
另外被视为PTD1中的问题是：在此类通过升压转换器可变地控制逆变器的DC链电压的控制系统中，DC电压的波动可导致AC电动机的转矩波动。特别是，在矩形波电压控制中，上述DC电压的波动与脉宽调制（PWM）控制相比更有可能导致转矩波动，在该矩形波电压控制中，从逆变器输出正脉冲和负脉冲的矩形波电压，以便相对于相同的DC电压增大施加到AC电动机的AC电压的基本波分量。
但是，如PTD1中所述，如果通过减小升压转换器的载频抑制DC电压的波动，则可能出现发生电磁噪声的新问题。具体而言，在用于安装在诸如混合动力车辆之类的电动车辆上的AC电动机的控制系统中，由于发生电磁噪声导致的车辆静音程度降低的问题令人担忧。
发明内容
本发明的目的是在不增加升压转换器的电磁噪声的情况下，抑制AC电动机的输出波动。
根据本发明的一方面，一种AC电动机的控制系统包括升压转换器、逆变器、脉宽调制控制单元、矩形波电压控制单元和相位限制控制单元。所述升压转换器被配置为在蓄电装置与电力线之间执行双向DC电力转换，使得所述电力线上的DC电压根据电压命令值而被控制。所述逆变器被配置为将所述电力线上的DC电压转换为要施加到所述AC电动机上的AC电压。所述脉宽调制控制单元被配置为基于用于根据转矩命令值操作所述AC电动机的正弦电压命令信号与载波信号之间的比较，通过脉宽调制控制来控制从所述逆变器输出到所述AC电动机的所述AC电压。所述矩形波电压控制单元被配置为当通过对所述DC电压的所述脉宽调制控制，所述AC电压的调制程度超过预定基准值时，控制从所述逆变器输出到所述AC电动机的所述AC电压，以使矩形波电压被从所述逆变器施加到所述AC电动机。所述矩形波电压控制单元根据所述转矩命令值控制所述逆变器，使得当所述AC电动机的转矩的绝对值增加时，所述矩形波电压的电压相位的绝对值增加。所述相位限制控制单元被配置为操作所述AC电动机，使得避免在所述电压相位的绝对值位于超过界限相位的区域内的状态下所述矩形波电压控制被执行，所述界限相位根据所述DC电压和所述AC电动机的转速而被设定。
优选地，在所述脉宽调制控制期间，所述相位限制控制单元被配置为根据所述AC电动机的操作状态而增加所述电压命令值，使得所述调制程度不超过所述基准值。
更优选地，在所述脉宽调制控制期间，当所述AC电动机的转速和转矩指示的操作点落入针对每个所述DC电压而设定的预定区域内时，所述相位限制控制单元被配置为增加所述电压命令值，使得所述调制程度低于所述基准值。所述预定区域被预先设定为对应于这样的区域：在该区域中，当在所述DC电压和所述操作点上执行所述矩形波电压控制时，所述电压相位的绝对值超过所述界限相位。
仍更优选地，在所述脉宽调制控制期间，当d轴电压和q轴电压指示的电压相位的绝对值超过所述界限相位时，所述相位限制控制单元增加所述电压命令值，使得所述调制程度低于所述基准值。
优选地，当所述电压相位的绝对值在所述矩形波电压控制期间超过所述界限相位时，所述相位限制控制单元增加所述电压命令值，使得所述电压相位的绝对值小于所述界限相位。
优选地，所述控制系统被配置为使得安装在电动车辆上的多个所述AC电动机分别通过多个所述逆变器而共同电连接到所述电力线。所述多个AC电动机包括作为用于驱动所述电动车辆的电动机的第一电动机。所述控制系统进一步包括转矩命令值设定单元和转矩命令值校正单元。该转矩命令值设定单元根据所述电动车辆的操作状态而设定所述多个AC电动机中的每一个的转矩命令值。在通过所述DC电压上的所述矩形波电压控制获得的所述电压相位的绝对值当前超过所述界限相位时，所述相位限制控制单元减小所述第一电动机的所述转矩命令值。当所述相位限制控制单元减小所述第一电动机的所述转矩命令值时，转矩命令值校正单元校正所述第一电动机以外的电动机的所述转矩命令值，以补偿由该减小导致的车辆驱动力的减小。
优选地，仅当所述蓄电装置的输入/输出电流的绝对值小于基准值时，所述相位限制控制单元才执行控制，以避免在所述电压相位的绝对值超过针对每个所述DC电压而设定的界限相位的状态下所述矩形波电压控制被执行。
另选地，优选地，对于每个所述DC电压和每个所述转速，基于在每个电压相位中转矩波动相对于所述DC电压的波动的大小确定所述界限相位。
在该AC电动机的控制系统中，AC电动机的输出波动可以在不增加升压转换器的电磁噪声的情况下被抑制。
通过下面对本发明的详细描述，本发明的上述和其它目的、特征、方面和优点将变得更显而易见。
附图说明
图1是根据本发明的第一实施例的AC电动机的控制系统的整体配置图。
图2是示出用于AC电动机控制的逆变器控制技术的图表。
图3是示出根据本发明的实施例的AC电动机的控制系统中的PWM控制的控制配置的功能框图。
图4是示出根据本发明的实施例的AC电动机的控制系统中的矩形波电压控制的控制配置的功能框图。
图5是示出矩形波电压控制中的电压相位-转矩特性的第一概念图。
图6是示出矩形波电压控制中的电压相位-转矩特性的第二概念图。
图7是示意性地示出AC电动机的操作点与控制模式选择之间关系的概念图。
图8是示出每种控制模式下的AC电动机的电流相位的图。
图9是示出PWM控制与矩形波电压控制之间模式切换的转换图。
图10是示出根据三种控制模式下系统电压的变化的控制系统行为的概念图。
图11是示出伴随AC电动机的操作点变化的控制模式的示例性转换的概念图。
图12是示出伴随图11所示的操作点变化的AC电动机的电压向量的轨迹的图。
图13是示出用于在根据第一实施例的AC电动机的控制系统中设定系统电压命令值的控制配置的功能框图。
图14是示出基于AC电动机的操作点的相位界限校正控制的必要性判定的概念图。
图15是示出根据第一实施例的变型1的AC电动机的控制系统中的控制处理的流程图。
图16是示出用于在根据第二实施例的AC电动机的控制系统中设定系统电压命令值的控制配置的功能框图。
图17是示出上面安装有根据本发明的第三实施例的AC电动机的控制系统的电动车辆的示例性配置的示意性框图。
图18是示出图17所示的混合动力车辆上安装的AC电动机的控制系统的示例性配置的电路图。
图19是示出图17所示的混合动力车辆中的引擎、MG1和MG2的转速之间关系的列线图。
图20是示出根据本发明的第三实施例的AC电动机的控制系统中用于避免超过相位界限线的区域内的矩形波电压控制的控制的概念图。
图21是示出根据第三实施例的AC电动机的控制系统中的相位界限校正控制的控制处理的流程图。
图22是示出根据第三实施例的AC电动机的控制系统中的相位界限校正控制的控制处理的变型的流程图。
具体实施方式
下面将参考附图详细描述本发明的实施例。需要指出，在附图中，相同或相应的部件被指定相同的附图标记，原则上不再重复对它们的详细描述。
[第一实施例]
（系统配置）
图1是根据本发明的第一实施例的AC电动机的控制系统的整体配置图。
现在参考图1，控制系统100包括DC电压产生单元10#、平滑电容器C0、逆变器14、AC电动机M1和控制装置30。
AC电动机M1，例如是被配置为使电动车辆（应该全面地表示能够借助电能产生车辆驱动力的车辆，例如混合动力车辆、电动车辆和燃料电池车辆）的驱动轮产生转矩的牵引电动机。另选地，该AC电动机M1可被配置为具有通过引擎驱动的发电机的功能，或者可被配置为同时具有电动机和发电机的功能。此外，AC电动机M1可被并入到混合动力车辆内，以便作为用于引擎的电动机执行操作，例如，以便能够启动引擎。即，在该实施例中，“AC电动机”包括电动机、发电机和通过交流电驱动的电动发电机（电动机-发电机）。
DC电压产生单元10#包括DC电源B、系统继电器SR1、SR2、平滑电容器C1和升压转换器12。
DC电源B代表性地由诸如镍金属氢化物电池、锂离子电池或类似的二次电池之类的可再充电的蓄电装置或电气双层电容器实现。从DC电源B输出的DC电压VL以及从DC电源B输出/输入到DC电源B的直流电流Ib分别由电压传感器10和电流传感器11检测。
系统继电器SR1连接在DC电源B的正极端子和电力线6之间，系统继电器SR2连接在DC电源B的负极端子和电力线5之间。系统继电器SR1、SR2通过来自控制装置30的信号SE接通/关断。
升压转换器12包括电抗器L和功率半导体开关元件Q1、Q2。功率半导体开关元件Q1和Q2串联连接在电力线7和5之间。功率半导体开关元件Q1、Q2的接通/关断通过来自控制装置30的开关控制信号S1和S2而控制。
在本发明的实施例中，功率半导体开关元件（下文简称为“开关元件”）可通过IGBT（绝缘栅双极型晶体管）、功率MOS（金属氧化物半导体）晶体管或功率双极型晶体管等实现。反并联二极管D1、D2分别针对开关元件Q1、Q2设置。电抗器L1连接在开关元件Q1、Q2的连接节点和电力线6之间。平滑电容器C0连接在电力线7和5之间。
平滑电容器C0平滑化电力线7的DC电压。电压传感器13检测跨平滑电容器C0的电压，即，电力线7上的DC电压VH。在下文中，等同于逆变器14的DC链电压的DC电压VH也称为“系统电压VH”。另一方面，电力线6上的DC电压VL由电压传感器19检测。由电压传感器13和19检测到的DC电压VH和VL被输入到控制装置30。
逆变器14由在电力线7和5之间并联设置的U相上下臂15、V相上下臂16以及W相上下臂17组成。各相的上臂和下臂通过在电力线7和5之间串联连接的开关元件实现。例如，U相上臂和下臂15通过开关元件Q3、Q4实现，V相上臂和下臂16通过开关元件Q5、Q6实现，以及W相上臂和下臂17通过开关元件Q7、Q8实现。反并联二极管D3至D8分别连接到开关元件Q3至Q8。开关元件Q3至Q8的接通/关断由来自控制装置30的开关控制信号S3至S8控制。
典型地，AC电动机M1是三相永磁体型同步电动机，U、V和W相的三个线圈的一端共同连接到中性点。此外，各相线圈的另一端连接到各相上下臂15至17的开关元件的中间点。
升压转换器12基本上被控制为使得开关元件Q1和Q2在等同于用于PWM控制的载波（未示出）的一个周期的每个开关周期中互补地和交替地接通/关断。升压转换器12可通过控制开关元件Q和Q2之间的接通期间的比率（占空比）来控制升压比（VH/VL）。因此，开关元件Q1、Q2的接通/关断基于根据DC电压VL、VH的检测值以及电压命令值VH#计算的占空比而被控制。
当载波的频率（载频）增加时，升压转换器12中的开关损耗增加。另一方面，当载波频率降低时，用户感知的电磁噪声变大，因为在音频频带中执行开关。因此，对于载频，一般是预先将预定频率确定为默认值，根据该预定频率，开关损耗在可抑制电磁噪声的频率范围内不会过大。
通过相对于开关元件Q2互补地接通/关断开关元件Q1，可在不根据电抗器L1中的电流方向执行切换控制的情况下，处理DC电源B的充电和放电。即，升压转换器12可以通过根据电压命令值VH#控制系统电压VH，处理再生和动力运行（power running）。
需要指出，当AC电动机M1的输出较低时，AC电动机M1可在不通过升压转换器12升压的情况下，在VH=VL（升压比=1.0）的状态下被控制。在这种情况下（下文也称为“非升压模式”），开关元件Q1和Q2分别固定在接通和关断上，以便减少升压转换器12中的功率损耗。
在AC电动机M1的转矩命令值大于0（Tqcom>0）的情况下，当从平滑电容器C0接收到DC电压时，逆变器14通过开关元件Q3至Q8响应于来自控制装置30的开关控制信号S3至S8而执行的开关操作，将DC电压转换为AC电压，从而驱动AC电动机M1输出正转矩。在AC电动机M1的转矩命令值等于0（Tqcom=0）的情况下，逆变器14通过开关控制信号S3至S8的开关操作，将DC电压转换为AC电压，从而驱动AC电动机M1，以使转矩为零。因此，AC电动机M1被驱动为产生转矩命令值Tqcom指示的零或正转矩。
此外，在上面安装有控制系统100的电动车辆的再生制动期间，AC电动机M1的转矩命令值Tqcom被设为小于零（Tqcom<0）。此时，逆变器14通过响应于开关控制信号S3至S8的开关操作，将AC电动机M1产生的AC电压转换为DC电压，并通过平滑电容器C0，将通过转换获取的DC电压（系统电压VH）提供给升压转换器12。
需要指出，此处使用的再生制动包括当驾驶电动车辆的驾驶员操作脚刹车时伴随着再生发电的制动，以及即使不操作脚刹车，在车辆行驶期间通过关断加速踏板引起再生发电的同时，使车辆减速（或者停止加速）。
电流传感器24检测在AC电动机M1中流动的电流（相电流），并将检测值输出到控制装置30。需要指出，由于三相电流iu、iv和iw的瞬间值之和等于零，因此，电流传感器24可被设置为检测两相的电动机电流（例如，V相电流iv和W相电流iw），如图1所示。
旋转角传感器（分析器）25检测AC电动机M1的转子旋转角θ，并将检测到的旋转角θ发送到控制装置30。控制装置30能够基于旋转角θ计算AC电动机M1的转速Nmt和旋转角速度ω。需要指出，可通过控制装置30根据电动机电压或电流直接计算旋转角θ而省略旋转角传感器25。
控制装置30通过电子控制单元（ECU）实现，并且通过未示出的CPU（中央处理单元）执行预先存储的程序而实现的软件处理和/或专用电子电路实现的硬件处理对控制系统100的操作进行控制。
作为典型功能，控制装置30基于接收到的转矩命令值Tqcom、电压传感器19检测到的DC电压VL、电流传感器11检测到的直流电流Ib、电压传感器13检测到的系统电压VH、电流传感器24检测到的电动机电流iu（iu=-(iv+iw)）、iv和iw、以及从旋转角传感器25接收到的旋转角θ等控制升压转换器12和逆变器14的操作，以便AC电动机M1根据控制系统的转矩命令值Tqcom输出转矩，下面将描述这一点。
也就是说，控制装置30针对升压转换器12产生开关控制信号S1、S2，以便根据上述电压命令值VH#控制DC电压VH。控制装置30还产生开关控制信号S3至S8，以根据转矩命令值Tqcom控制AC电动机M1的输出转矩。开关控制信号S1至S8被输入到升压转换器12和逆变器14。
（电动机控制中的控制模式）
图2是示出用于AC电动机控制的逆变器控制技术的图表。
如图2所示，在根据本发明的实施例的AC电动机的控制系统中，通过逆变器14控制AC电动机时，切换并使用三种控制系统。
正弦波PWM控制被用作常规PWM控制，并根据正弦电压命令值与载波（代表性地为三角波）之间的电压比较控制各相臂中的开关元件的接通/关断。因此，为了设定对应于上臂元件的接通期的高电平期间和对应于下臂元件的接通期的低电平期间，控制占空比，以便在特定周期内，它的基本波分量为正弦波。
在本说明书的下文中，在逆变器执行的DC-AC电压转换期间，输出到AC电动机M1的AC电压（线电压（line voltage）的有效值）与DC链电压（系统电压VH）的比率被定义为“调制度”。正弦波PWM控制的应用基本限制在各相的AC电压振幅（相电压）变得等于系统电压VH的状态下。即，正弦波PWM控制只能将调制度增加到大约0.7。
另一方面，在矩形波电压控制中，逆变器输出1个脉冲的矩形波，在等同于电动机的360电气角度的周期内，其高电平期间与低电平期间之比为1:1。因此，调制度增加到0.78。
在过调制PWM控制中，扩展（正弦）AC电压的振幅（大于载波的振幅），然后执行类似于上述正弦波PWM控制的PWM控制。结果，基本波分量扭曲，从而调制度可增加到0.7到0.78的范围。因此，PWM控制还可应用到以下区域的一部分：在该区域中，各相的AC电压振幅（相电压）高于系统电压VH。
对于在相同的系统电压VH上（即，在逆变器切换的相同DC电压上）提供相同的电动机电流的情况，逆变器中的开关损耗取决于单位时间内的开关次数。因此，在此类相同的条件下，开关损耗在正弦波PWM控制中增加，同时开关损耗在矩形波电压控制中减少。
另一方面，为了平滑地驱动AC电动机M1，需要根据AC电动机M1的操作点（转速和转矩）适当地设定系统电压VH。此时，如上所述，可实现的调制度在每种控制模式下都有界限。因此，当转速和转矩的乘积指示的AC电动机M1的输出增加时，不断地需要提高系统电压VH。
（每种控制模式下的控制配置的描述）
图3是示出根据本发明的实施例的AC电动机的控制系统中的PWM控制的控制配置的功能框图。功能框图（下面将结合图3进行描述）中示出的电动机控制的各个功能块通过控制装置30执行的基于硬件或软件的处理实现。
现在参考图3，PWM控制单元200包括电流命令产生单元210、坐标变换单元220、250、电压命令产生单元240和PWM调制单元260。
电流命令产生单元210产生d轴电流命令值Idcom和q轴电流命令值Iqcom，这两个命令值根据预先创建的映射等对应于AC电动机M1的转矩命令值Tqcom。将在下面描述，AC电动机M1的电流相位可通过d轴电流命令值Idcom和q轴电流命令值Iqcom的组合而被适当地控制。
坐标变换单元220通过使用旋转角传感器25检测到的AC电动机M1的旋转角θ的坐标变换（三相到两相），基于电流传感器24检测到的V相电流iv和W相电流iw计算d轴电流命令值Idcom和q轴电流命令值Iqcom。
电压命令产生单元240接收与d轴电流命令值的偏差ΔId（ΔId=Idcom-Id）以及与q轴电流命令值的偏差ΔIq（ΔIq=Iqcom-Iq）。电压命令产生单元240针对d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq中的每一者，使用预定的增益执行PI（比例积分）操作，以获取误差偏差，并且根据该误差偏差产生d轴电压命令值Vd#和q轴电压命令值Vq#。
坐标变换单元250通过使用AC电动机M1的旋转角θ的坐标变换（两相到三相），将d轴电压命令值Vd#和q轴电压命令值Vq#变换为U、V和W相的各相电压命令Vu、Vv和Vw。
此时，调制度Kmd由表达式（2）表示，该表达式在下面使用d轴电压命令值Vd#、q轴电压命令值Vq#和系统电压VH指示。
Kmd=(Vd#2+Vq#2)1/2/VH ...(1)
PWM调制单元260基于未示出的载波与AC电压命令（全面表示Vu、Vv和Vw）之间的比较，控制逆变器14的各相的上臂和下臂元件的接通/关断，从而产生AC电动机M1的各相的伪正弦波电压。载波由具有预定频率的三角波或锯齿波构成。需要指出，可在正弦波AC电压命令上叠加3n次的更高次谐波。
需要指出，在逆变器14中的脉宽调制中，载波的振幅等同于逆变器14的DC链电压（系统电压VH）。需要指出，如果要受到PWM调制的AC电压命令的振幅被转换为通过将各相的原始电压命令Vu、Vv和Vw的振幅除以系统电压VH而获取的振幅，则在PWM调制单元260中使用的载波振幅可被固定。
需要指出，在选择正弦波PWM时调制度Kmd增加到0.61到0.78的范围的情况下，应用过调制PWM。在过调制PWM控制中，通过将电压命令值Vd#和Vq#从两相转换为三相而获取的各相电压命令的振幅变得大于逆变器14的DC链电压（系统电压VH）。另一方面，由于超过系统电压VH的电压不能被从逆变器14施加到AC电动机M1，所以不能通过根据各相电压命令信号的PWM控制确保对应于电压命令值Vd#和Vq#的原始调制度。
因此，在过调制PWM控制中，通过电压命令值Vd#、Vq#获取的AC电压命令受到扩展电压振幅（×k,k>1）的校正处理，从而使得电压施加区间增大。从而可确保根据电压命令值Vd#、Vq#的原始调制度。此类振幅校正处理可通过在过调制PWM控制期间，在电压命令产生单元240或坐标变换单元250中添加功能而被执行。
当应用正弦波PWM控制或过调制PWM控制时，逆变器14的开关根据PWM控制单元200产生的开关控制信号S3至S8而被控制。因此，用于根据转矩命令值Tqcom输出转矩的AC电压被施加到AC电动机M1。即，可通过使用作为基准值的电流命令值Idcom和Iqcom的电动机电流的反馈控制执行AC电动机M1的转矩控制，所述电流命令值Idcom和Iqcom定义电流相位。
图4是示出根据本发明的实施例的AC电动机的控制系统中的矩形波电压控制的控制配置的功能框图。
现在参考图4，矩形波电压控制单元400包括电力运算单元410、转矩运算单元420、PI运算单元430、矩形波产生器440和信号产生单元450。
电力运算单元410根据表达式（2）计算电动机的供给电力Pmt（电动机电力），该表达式在下面通过电流传感器24根据V相电流iv、W相电流iw获取的各相的电流，以及各相的电压Vu、Vv和Vw指示。
Pmt=iu·Vu+iv·Vv+iw·Vw ...(2)
转矩运算单元420根据表达式（3）计算估计的转矩值Tq，该表达式在下面使用由电力运算单元410获取的电动机电力Pmt和旋转角传感器25根据检测到的AC电动机M1的旋转角θ计算的旋转角速度ω指示。
Tq=Pmt/ω ...(3)
需要指出，通过提供转矩传感器代替电力运算单元410和转矩运算单元420，可基于转矩传感器的检测值获取转矩偏差ΔTq。
与转矩命令值Tqcom的转矩偏差ΔTq（ΔTq=Tqcom-Tq）被输入到PI运算单元430。PI运算单元430使用预定增益对转矩偏差ΔTq执行PI运算，从而获取误差偏差，并根据所获取的误差偏差设定矩形波电压的相位φv。
现在参考图5，在矩形波电压控制期间，通过改变矩形波电压的电压相位φv而控制AC电动机M1的输出转矩。可通过相对于q轴推进电压相位φv而增大动力运行转矩。另一方面，在再生操作期间（在输出负转矩时），可通过相对于q轴延迟电压相位φv而增大再生转矩。
在下文中，电压相位φv相对于q轴的相位差也称为“电压相位的大小（绝对值）”。即，很容易理解，在矩形波电压控制中，当电压相位通过动力运行和再生而增加时，AC电动机M1的输出转矩（绝对值）增加。
现在参考图4，矩形波产生器440根据PI运算单元430设定的电压相位φv产生各相的电压命令（矩形波脉冲）Vu、Vv和Vw。信号产生单元450根据各相的电压命令Vu、Vv和Vw产生开关控制信号S3至S8。当逆变器14根据开关控制信号S3至S8执行开关操作，根据电压相位φv的矩形波电压脉冲作为电动机的各相的电压而被施加。
通过此方式，在矩形波电压控制期间，可通过转矩（电力）反馈控制执行AC电动机M1的转矩控制。但是，在矩形波电压控制中，被施加到AC电动机M1的电压的振幅固定，并且只有电压相位可被控制。因此，控制响应低于在PWM控制中的控制响应，在所述PWM控制中，所施加的电压的振幅和相位都可被控制。
现在参考图6，矩形波电压控制中的转矩控制将在下面进一步详细地描述。另外如图6所示，该实施例将在下面描述动力运行操作期间（输出正转矩时）的控制。但是，为了确认而指出，如果电压相位φv的极性相对于q轴倒置，则类似于该实施例的AC电动机控制还在再生操作期间（输出负转矩时）被执行。
在矩形波电压控制中，AC电动机M1的输出转矩T根据表达式（4）变化，该表达式在下面基于AC电动机M1的操作状态而被指示。
T = 1 2 p ( L d - L q ) &omega; 2 L d L q V 2 sin 2 &theta; + p&phi;kV &omega; L d sin &theta; . . . ( 4 )
需要指出，在表达式（4）中，p表示极对数，Ld和Lq表示d轴和q轴的电感器分量，θ表示电压相位（θ=φv），以及φk表示感应电压常数。这些是电动机常数。V表示电动机施加电压（V=VH），并且ω表示旋转角速度。
图6是示出以恒定转速（ω是常数）改变系统电压VH的每种情况下的电压相位-转矩特性。
根据图6将理解，相对于相同的电压相位φv，随着系统电压VH变高，输出转矩增加。因此，当请求高转矩时，可通过升压转换器12升高系统电压VH进行确保相同的电压相位控制范围的输出转矩。
另一方面，如上所述，升压转换器12的效率在非升压模式（VH=VL）下增加，因为开关损耗减少。与之相反，当使升压转换器12执行升压操作（VH>VL）时，由于开关元件Q1和Q2存在开关损耗，因此升压转换器12在效率方面相对降低。
在根据该实施例的AC电动机的控制系统中，根据AC电动机M1的状态而选择性地应用上述正弦波PWM控制、过调制PWM控制和矩形波电压控制。
示意性地，如图7所示，根据AC电动机M1的操作点（转矩与转速的组合）而切换控制模式。
现在参考图7，一般而言，正弦波PWM控制被应用到低速旋转范围和中速旋转范围，过调制控制被应用到中速旋转范围和高速旋转范围。在较高速旋转范围中，矩形波电压被应用于控制AC电动机M1。但是，根据调制度做出PWM控制（正弦波PWM或过调制PWM）与矩形波电压控制之间的选择。另一方面，应该理解，即使在相同的电动机施加电压下，当系统电压VH改变时，调制度会改变，从而使得要应用的控制模式发生变化。
图8是示出各种控制模式下的AC电动机M1的电流相位的图。
在图8中示出，相对于相同的DC电压VH，当输出转矩逐渐增加时的电流相位变化轨迹。图8的水平轴指示d轴电流Id，图8的垂直轴指示q轴电流Iq。电流相位φi通过下面指示的表达式（5）定义。
tan - 1 &phi;i = I q I d . . . ( 5 )
在正弦波PWM控制和过调制PWM控制中，电流相位φi被确定为位于最优电流超前角线42上。最优电流超前角线42被绘制为一组电流相位点，在这些点上，可以最小化位于Id-Iq平面上的等转矩线上的AC电动机M1的损耗。即，电流命令产生单元210（图3）被配置为产生对应于等转矩线与最优电流超前角线42的交点的d轴和q轴的电流命令值Idcom和Iqcom，其中等转矩线对应于转矩命令值Tqcom。最优电流超前角线（lead angle line）预先可通过实验或模拟获取。因此，确定与每个转矩命令值对应的最优电流超前角线42上的电流命令值Idcom和Iqcom的组合的映射可预先创建并存储在控制装置30中。
在图8中，从零位置开始的Id和Iq组合所确定的电流向量的超前位置（电流相位）根据输出转矩增加而变化的轨迹由箭头指示。电流大小（等同于Id-Iq平面上电流向量的大小）随着输出转矩增加而增加。在正弦波PWM控制和过调制PWM控制中，通过设定电流命令值Idcom和Iqcom，将电流相位控制为位于最优电流超前角线42上。当转矩命令值进一步增加并且调制度达到0.78时，应用矩形波电压控制。
由于在矩形波电压控制中执行磁场削弱控制，因此作为磁场电流（fieldcurrent）的d轴电流Id的绝对值随着通过增加电压相位φv来增加输出转矩而被增加。因此，电流向量的超前位置（电流相位）从最优电流超前角线42朝着图中的左侧（超前角侧）偏离，这样增加AC电动机M1的损耗。通过此方式，在矩形波电压控制中，AC电动机M1的电流相位不能直接被逆变器14控制。
与之相反，当在相同的系统电压VH上，通过减小电压相位φv而减小输出转矩时，电流相位φi朝着图中的右侧（向延迟角侧）改变。然后，在矩形波电压控制期间当电流相位φi到达相对于模式切换线43的延迟角侧时，指示从矩形波电压控制到PWM控制的转换。例如，模式切换线43被绘制为一组电流相位点，在这些点上，保持φi=φth（基准值）。换言之，当电流相位φi小于φth（基准值）时，指示从矩形波电压控制转换到PWM控制。
图9是示出PWM控制与矩形波电压控制之间模式切换的转换图。
现在参考图9，当应用正弦波PWM或过调制PWM控制时，调制度Kmd可根据表达式（1）计算，该表达式在下面基于通过图3所示的PWM控制单元200计算出的电压命令值Vd#和Vq#指示。当调制度Kmd变得大于0.78时，指示转换到矩形波电压控制模式。
在矩形波控制模式下，电流相位φi朝着图8的右侧（超前角侧）改变，同时输出转矩减小。当电流相位φi小于基准值φth时，即，当它进入图8所示的相对于模式切换线43的延迟角侧的相位区域时，指示转换到PWM控制模式。
当相对于AC电动机M1的相同输出改变系统电压VH时，PWM控制中的调制度发生改变。在矩形波电压控制中，改变电流相位φi，伴随着电压相位φv的改变以获取该输出。因此，控制系统中的损耗根据系统电压VH而改变。
图10是用于示出根据三种控制模式下系统电压VH的变化的控制系统行为的概念图。图10示出用于使AC电动机M1的输出（转速×转矩）等同于正在改变的系统电压VH的行为。
图10在（a）示出三种控制模式下系统电压VH与控制系统中整体损耗之间的关系。图10在（b）示出系统电压VH与调制度Kmd之间的关系。图10在（c）示出系统电压VH与电动机电流相位之间的关系。
现在参考图10在（a）至（c）示出的图，在应用正弦波PWM控制和过调制PWM控制的区域中，当系统电压VH降低和调制度增加时，损耗减少。在应用矩形波电压控制的边界上的操作点44处，升压转换器12和逆变器14中的损耗被最小化，从而使得整个系统中的损耗也最小化。
由于调制度在应用矩形波控制的区域中固定在0.78，因此，用于获取相同输出的电压相位φv随着系统电压VH降低而增加。因此，如图8所示，由于电流相位根据弱磁场电流的增加远离最优电流超前角线42（图8），因此系统损耗随着AC电动机M1的损耗增加而增加。即，在矩形波电压控制中，整个系统中的损耗随着系统电压VH的降低而增加。
与之相反，当通过升高系统电压VH而应用PWM控制时，AC电动机M1的电流相位可被控制为沿着最优电流超前角线42（图8）。但是，当在PWM控制中操作AC电动机M1时，逆变器14中的损耗将随着开关次数的增加而增加，同时AC电动机M1中的损耗可以减少。
因此，当应用矩形波电压控制并且AC电动机M1的电流相位接近最优电流超前角线42（图8）时，包括AC电动机M1的整个控制系统中的损耗被最小化。即，优选地设定系统电压VH以获取此状态。
图11是示出伴随AC电动机的操作点变化的控制模式的示例性转换的概念图。
现在参考图11，当在相同的转速上通过增加转矩而从操作点Pa改变为操作点Pb和Pc时的AC电动机M1的操作将被考虑。
当VH=VL时（在非升压时），调制度在切换线LN1上变为0.78。即，切换线LN1由以下操作点的集合指示：在这些点上，当VH=VL时，调制度变为0.78。当AC电动机M1的操作点到达Pb时，开始应用矩形波电压控制。通过在VH=VL时增加矩形波电压控制中的电压相位φv，输出转矩从操作点Pb开始进一步增加。
当VH=V1时，调制度在切换线LN2上变为0.78。即，切换线LN2由以下操作点的集合指示：在这些点上，当VH=V1时，调制度变为0.78。当输出转矩从操作点Pb开始进一步增加，并且AC电动机M1的操作点到达切换线LN2上的操作点Pc时，开始通过升压转换器12进行升压，从而使VH=V1。因此可设定系统电压VH，以便矩形波电压控制在图10所示的操作点44附近被执行。
图12示出图11所示的操作点上的AC电动机M1的电压向量的轨迹。图12的水平轴指示d轴电压（Vd），垂直轴指示q轴电压（Vq）。
现在参考图12，由图11中的操作点Pa、Pb和Pc上的Vd和Vq的组合所示的电压向量的超前位置分别为Pav、Pbv和Pcv。
由于在操作点Pa、Pb上VH=VL，并且转速相同，因此电压向量的超前位置Pav和Pbv在VH=VL时（在非升压时）位于电动机端子的等压线602上并且位于电压限制圆600内的区域中。在调制度达到0.78并且应用矩形波电压控制的操作点Pb上，电压向量的超前位置Pbv到达电压限制圆600的弧。此时，电压相位φv=θ2。当矩形波电压控制在VH=VL时继续时，电压向量的超前位置在电压限制圆600上逆时针移动。因此，电压相位φv增加，输出转矩也在增加。
在操作点Pc上，矩形波电压控制在系统电压VH升高到VH=V1（V1>VL）的状态下执行。因此，操作点Pc上的电压向量的超前位置Pac在VH=V1时位于电压限制圆610上。此时，电压相位φv=θ1（θ1<θ2），该电压相位小于操作点Pb上的电压相位。通过此方式，可以理解，通过升高系统电压VH，施加矩形波电压时的电压相位φv降低。
现在再次参考图6，将考虑VH波动与相对于电压相位φv的转矩波动之间的关系。
将理解，将电压相位φv较小（例如，φv=θ1）的区域与电压相位φv较大（例如，φv=θ2）的区域进行比较，相对于系统电压VH波动的转矩波动随着电压相位的增加而增加。
因此，在电压相位较大的区域中执行矩形波电压控制的情况下，考虑当系统电压VH波动发生时转矩波动的发生。另一方面，如上参考图10所述，考虑整个控制系统中的损耗，优选地主动应用矩形波电压控制。
因此，在根据该实施例的AC电动机的控制系统中，主动应用矩形波电压控制并操作AC电动机M1，以便矩形波电压控制中的电压相位φv不会变得过大。
例如，在图6的转速恒定的实例中，通过针对表达式（4）指示的转矩运算表达式计算在每个VH和每个θ上的dT/dVH，可以针对系统电压VH的每个水平预先获取等同于电压相位φv上限值的界限相位θlm（在该界限上，相对于系统电压VH波动的转矩T波动量达到预定界限值）。图6所示的相位界限线PLN等同于系统电压VH的每个水平中的界限相位θlm的集合。界限相位θlm和相位界限线PLN可通过基于表达式（4）的模拟或真实的系统实验预先获取。需要指出，如果转速改变，则相同的系统电压上的界限相位θlm也会改变。
在根据第一实施例的AC电动机的控制系统中，系统电压VH被设定为使得矩形波电压控制避免在电压相位φv位于相位界限线PLN右侧的区域（即，电压相位φv超过相位界限线PLN的区域（下文还称为相位界限区域））中的情况下被执行。
如上所述，图6示出当系统电压VH在相同的旋转角速度（转速）上变化时的电压相位-转矩特性。当VH=VL时，用于输出转矩Ta的电压相位为φv=θ2，而在系统电压VH被升高到V1时，所需的电压相位φv可被降到θa。即，通过升高系统电压VH，获取相同的转矩T所需的电压相位φv被降低。
可以理解，在图6的实例中，在VH=VL时（非升压时）电压相位大于界限相位（相位界限线PLN）的情况下需要矩形波电压控制，以便获取所请求的转矩Ta，而当VH升高到V1时，可在避免电压相位超过相位界限线PLN的情况下执行矩形波电压控制。
因此，在PWM控制期间（当应用正弦波PWM控制或过调制PWM控制时），在进行转换到矩形波电压控制所处的电压相位超过相位界限线PLN的情况下，优选地升高系统电压VH以在不转换到矩形波电压控制的情况下降低调制度。然后，可通过继续PWM控制而避免在相位界限区域中执行矩形波电压控制。
图13是示出用于在根据第一实施例的AC电动机的控制系统中设定系统电压命令值的控制配置的功能框图。
现在参考图13，电压命令值设定单元500在选择PWM控制时设定系统电压VH的电压命令值VH#。电压命令值设定单元500具有所需电压计算单元505、调制度运算单元510、调制度目标值设定单元520、相位界限校正单元530、相位界限映射535和电压命令值运算单元540。
基于AC电动机M1的操作状态，例如，转速Nmt和转矩命令值Tqcom，所需电压计算单元505计算在该操作状态下驱动AC电动机M1所需的系统电压VH的最小值VHmin（下文也称为最小电压VHmin）。
有必要将系统电压VH设为至少高于AC电动机M1的感应电压。但是，如图11所示，AC电动机M1的可操作范围随着系统电压VH变化。因此，可将最小电压VHmin预先设定为对应于指示AC电动机M1的操作状态的变量（转速Nmt和转矩命令值Tqcom）。所需电压计算单元505参考预先存储在控制装置30中的映射，从而根据上述对应设定对应于AC电动机M1的当前操作状态的最小电压VHmin。
调制度运算单元510根据上述表达式（1）计算调制度Kmd，该表达式基于通过PWM控制单元200（图3）计算的d轴和q轴的电压命令值Vd#和Vq#以及系统电压命令值VH#。
调制度目标值设定单元520设定调制度目标值Kmd#。如图10所示，通过应用矩形波电压控制，可减少包括AC电动机M1的整个控制系统中的损耗。因此，当选择PWM控制时，调制度目标值Kmd#被设定为接近0.78，从而旨在减少整个控制系统中的损耗。
电压命令值运算单元540基于反馈控制（调制度控制）计算电压命令值VHmd，该反馈控制用于使通过调制度运算单元510计算的调制度Kmd更接近调制度目标值Kmd#。例如，VHmd可基于对偏差ΔKmd=Kmd-Kmd#的PI控制而被设定。另选地，VHmd还可通过比率（Kmd#/Kmd）和当前VH#的乘积而被设定。然后，电压命令值运算单元540根据用于调制度控制的VHmd或通过所需电压计算单元505获取的最小电压VHmin的最大值而设定电压命令值VH#。通过此方式，电压命令值运算单元540旨在设定系统电压VH，以便调制度Kmd接近其中VH#≥VHmin的范围中的目标值（近似0.78）。
相位界限映射535预先存储构成图6所示的相位界限线PLN的界限相位θth。如上所述，界限相位θth是针对每个系统电压VH和每个电动机转速Nmt而被设定。因此，相位界限映射535被配置为使得界限相位θth通过充当自变量的系统电压VH和电动机转速Nmt而被读取。
相位界限校正单元530基于当前的系统电压VH和电动机转速Nmt参考相位界限映射535读取界限相位θth。相位界限校正单元530进一步根据图12所示的电压向量图，基于d轴和q轴的电压命令值Vd#和Vq#计算电压相位φv。相位界限校正单元530然后比较计算出的电压相位与界限相位θth，并且当电压相位大于界限相位θth时，打开标志FLG以执行相位界限校正控制。否则，关闭标志FLG。相位界限校正单元530对应于“相位限制控制单元”的实施例。
当标志FLG关闭时，调制度目标值设定单元520根据上面所述将调制度目标值Kmd#设定为默认值（近似0.78）。另一方面，当打开标志FLG以执行相位界限校正控制时，调制度目标值设定单元520使调制度目标值Kmd#小于默认值。因此，电压命令值VH#的设定朝着系统电压VH升高的方向校正，以便降低调制度。因此，在当前电压相位超过界限相位θth时，阻止从PWM控制转换到矩形波控制。因此，可避免在相位界限区域中执行矩形波电压控制。
需要指出，相位界限校正单元530的判定还可仅基于AC电动机M1的操作点而执行。根据表达式（4）所示的转矩运算表达式，当在AC电动机M1的每个操作点上应用矩形波电压控制时，可针对系统电压VH的每个水平获取电压相位φv。因此，在系统电压VH的每个水平中，可预先获取这样获取的电压相位θv超过界限相位θth所处的操作点区域。
图14是示出基于AC电动机的操作点的相位界限校正的必要性判定的概念图。
例如，图14示出当VH=VL时（非升压时）电压相位θv超过界限相位θth所处的操作点区域（也称为相位界限区域）AR1,以及当VH=V1（升压之后）时的相位界限区域AR2。系统电压VH的每个水平中的相位界限区域可通过基于表达式（4）的模拟或真实系统实验等而预先设定。
相位界限校正单元530基于当前的电动机转速Nmt和转矩命令值Tqcom判定AC电动机M1的当前操作点是否位于相位界限区域内。当电流操作点位于相位界限区域内时，打开标志FLG。否则，关闭标志FLG。此时，可配置相位界限映射535，以便预先存储电动机转速和转矩，该电动机转速和转矩定义对应于系统电压VH的每个水平的相位界限区域的边界。
通过此方式，基于根据第一实施例的AC电动机的控制系统，在选择PWM控制时电压相位位于相位界限区域内的情况下，系统电压VH被升高以后阻止转换到矩形波电压控制。因此，可阻止执行电压相位φv位于相位界限区域内的矩形波电压控制。此时，不需要改变转换器和逆变器的载波频率。因此，AC电动机的输出转矩波动可在不增加电磁噪声的情况下被抑制。
[第一实施例的变型]
在根据第一实施例的AC电动机的控制系统中，通过相位界限校正控制减小应用矩形波电压控制的机会，从而阻止矩形波电压控制中的转矩波动。这对减少控制系统中的损耗而言并非优选的措施。另一方面，如果系统电压VH的波动未发生，则即使矩形波电压控制中的电压相位较大，也不会发生转矩波动。因此，相位界限校正控制的执行优选地仅在关注系统电压VH波动的状态下应用。
例如，另外如PTD1中所述，当升压转换器12的电抗器L1的通过电流（即，DC电源B的输入/输出电流Ib）约为零时，系统电压VH的波动可能在转换器控制的停滞时间的影响下发生。因此，相位界限校正控制优选地仅在电流Ib约为零的情况下执行。
图15是示出根据第一实施例的变型1的AC电动机的控制系统中的控制处理的流程图。除了第一实施例中的控制处理之外，图15所示的控制处理进一步作为图13的相位界限校正单元530的功能而被执行。
现在参考图15，相位界限校正单元530（控制装置30）在步骤S100判定是否关注系统电压VH的波动。例如，它在步骤S100判定DC电源B的输入/输出电流Ib的绝对值是否已降到在停滞时间影响下发生电压波动的水平。具体而言，基于通过电流传感器11获取的检测值判定|Ib|是否小于基准值。可以基于升压转换器12的模拟或真实系统实验的结果而预先设定基准值。
当|Ib|小于基准值时，相位界限校正单元530（控制装置30）使处理进行到步骤S110以允许相位界限校正控制。因此，如第一实施例中所述，当打开标志G时，调制度目标值Kmd#减小，以便升高系统电压VH。
另一方面，当|Ib|大于或等于基准值时，相位界限校正单元530（控制装置30）使处理进行到步骤S120以禁止相位界限校正控制。此时，标志FLG保持关闭，不考虑AC电动机M1的操作状态。因此，系统电压VH被设定为最小化整个系统中的损耗。
通过此配置，在根据第一实施例的变型的AC电动机的控制系统中，用于限制电压相位的系统电压VH的校正仅在存在导致系统电压VH波动的因素的情况下执行。因此，在存在导致系统电压VH波动的因素的情况下，类似于第一实施例，可阻止矩形波电压控制在相位界限区域中被执行。否则，电压命令值VH#可被设定为最小化整个系统中的损耗。因此，与根据第一实施例的AC电动机的控制系统相比，功率损耗可能减少。
[第二实施例]
在第一实施例中，通过升高系统电压VH避免在电压相位较大的范围中执行矩形波电压控制，从而避免从PWM控制转换到矩形波电压控制。第二实施例将描述当应用矩形波电压控制时，限制电压相位的控制。
图16是示出用于在根据第二实施例的AC电动机的控制系统中设定系统电压命令值的控制配置的功能框图。
现在参考图16，根据第二实施例的电压命令值设定单元500#在矩形波电压控制被选择时设定系统电压VH的电压命令值#。
电压命令值设定单元500#具有相位界限映射535、基本命令值产生单元560、相位界限校正单元570和电压命令值运算单元580。
相位界限映射535被配置为，使得构成图6所示的相位界限线PLN的界限相位θth通过充当自变量的系统电压VH和电动机转速Nmt而被读取，与图13所示的映射类似。
基于AC电动机M1的操作状态（转矩命令值Tqcom和转速Nmt），基本命令值产生单元560产生被预先设为对应于操作点的基本命令值VH1。基本命令值Vh1大于或等于参考图6描述的最小电压Vmin。例如，为了减少升压转换器12中的损耗，基本命令值VH1被判定为使得当VH=VL时，在最大输出线内侧的区域中：VH1=VL（即，非升压）。例如，可在控制装置30中预先存储用于设定与指示AC电动机M1的操作状态的变量（转速Nmt和转矩命令值Tqcom）对应的基本命令值VH的映射。
基本命令值产生单元560参考上述映射以根据当前操作状态读取基本命令值的映射值VH1m。此外，通过对当前的电压命令值VH#执行滤波处理，可根据例如在下面指示的表达式（6）设定基本命令值VH1。在表达式（6）中，α是滤波处理的系数（0<α<1）。
VH1=(1-α)·VH#+α·VH1m …(6)
相位界限校正单元570基于当前的系统电压VH#和电压相位φv判定相位界限校正控制的必要性。即，相位界限校正单元570基于当前的系统电压VH#和转速Nmt从相位界限映射535读取界限相位θth，并将当前的电压相位φv与相位界限θth进行比较。
当φv>θth时，相位界限校正单元570判定相位界限校正控制有必要,并设定校正值ΔVH，从而升高电压命令值VH#。即，ΔVH>0。例如，可基于当前的电压相位φv与界限相位θth之间的相位差设定ΔVH。另一方面，当φv≤θth时，相位界限校正单元570设定ΔVH=0。相位界限校正单元570对应于“相位限制控制单元”的实施例。
电压命令值运算单元580根据来自基本命令值产生单元560的基本命令值VH1与来自相位界限校正单元570的校正值ΔVH之和，产生系统电压的电压命令值VH#（VH#=VH1+ΔVH）。
通过此方式，借助根据该第二实施例的AC电动机的控制系统，当电压相位φv在矩形波电压控制期间增加时，系统电压VH升高。因此，可以阻止矩形波电压控制在电压相位φv超过相位界限线PLN（即，在相位界限区域内）的状态下被执行。此时，与第一实施例类似，不需要改变转换器和逆变器的载波频率。因此，AC电动机的输出转矩波动可在不增大电磁噪声的情况下被抑制。
需要指出，同样在该第二实施例中，可应用图15所示的控制处理，以便仅在存在导致系统电压VH波动的因素的情况下（例如，当|Ib|小于基准值时），执行用于限制电压相位的系统电压VH的校正。此时，当|Ib|大于或等于基准值时，相位界限校正单元570将ΔVH固定为0，不考虑当前的电压相位φv。
[第三实施例]
如上所述，在该实施例中要受到控制的AC电动机M1代表性地为电动车辆的牵引电动机。多个AC电动机可安装在电动车辆上。通过此配置，在分别用于控制多个AC电动机的逆变器具有共同的DC链电压的实例中，最重要是避免对车辆驱动力具有巨大影响的特定AC电动机中的转矩波动。
图17是示出上面安装有根据本发明的第三实施例的AC电动机的控制系统的电动车辆的示例性配置的示意性框图。
现在参考图17，被示出为电动车辆的代表性实例的混合动力车辆800包括引擎805、第一MG（电动发电机）810（下文也称为“MG1”）、第二MG820（下文也称为“MG2”）、动力分割装置830、减速齿轮840、电池850、驱动轮860、PM（动力传动管理器）-ECU（电子控制单元）870和MG（电动发电机）-ECU872。
混合动力车辆800通过来自引擎805和MG2中的至少一者的驱动力而行驶。引擎805、MG1和MG2通过动力分割装置830而连结。
动力分割装置830代表性地被实现为行星齿轮机构。动力分割装置830包括作为外部齿轮的太阳齿轮831、作为内部齿轮设置在该太阳齿轮831的同心圆上的环形齿轮832，与太阳齿轮831和与环形齿轮832啮合的多个行星齿轮833，以及齿轮架834。齿轮架834被构造为支撑多个行星齿轮833，以便它们可以旋转和绕转。
太阳齿轮831连结到MG1的输出轴。通过机轴802旋转和同轴地支撑环形齿轮832。行星齿轮833被设置在太阳齿轮831与环形齿轮832之间，并且在自转的同时绕着太阳齿轮831的外周旋转。齿轮架834连结到机轴802的端部并支撑每个行星齿轮833的旋转轴。
太阳齿轮831和环形齿轮轴835随着环形齿轮832的旋转而旋转。MG2的输出轴连结到环形齿轮轴835。在下文中，环形齿轮轴835也称为驱动轴835。
需要指出，MG2的输出轴可以通过变速器连结到驱动轴835。在该实施例中，为了阐述不配备变速器的结构，MG2与环形齿轮（驱动轴）835之间的转速比为1:1。在配备变速器的结构中，驱动轴835与MG2之间的转速和转矩的比由齿轮比确定。
驱动轴835通过减速齿轮840机械地连结到驱动轮860。因此，由动力分割装置830输出到环形齿轮832（即，到驱动轴835）的动力将通过减速齿轮840而被输出到驱动轮860。需要指出，尽管在图17的实例中，驱动轮860被示出为前轮，但是驱动轮860可以是后轮，或者可以是前轮和后轮。
动力分割装置830对充当旋转元件的太阳齿轮831、环形齿轮832和齿轮架834执行差动操作。这三种旋转元件机械地连结到三个轴，即，引擎805的机轴802、MG1的输出轴和驱动轴835。
引擎805产生的动力被动力分割装置830分割为两个路径。一个路径是通过减速齿轮840驱动驱动轮860。另一路径是驱动MG1以发电。当MG1充当发电机工作时，动力分割装置830根据齿轮比将通过齿轮架834接收的来自引擎805的动力分配到太阳齿轮831侧和环形齿轮832侧。另一方面，当MG1充当电动机工作时，动力分割装置830将通过齿轮架834接收的来自引擎805的动力以及通过太阳齿轮831接收的来自MG1的动力进行组合，以输出到环形齿轮832。
代表性地，MG1和MG2是通过永磁体电动机实现的三相AC旋转电机。
MG1主要作为“发电机”工作，并且可以通过动力分割装置830分割的引擎805的驱动力产生电力。MG1产生的电力根据车辆的行驶状态和/或电池850的SOC状态（充电状态）而被适当地使用。例如，在正常行驶期间，MG1产生的电力直接充当驱动MG2的电力。另一方面，当电池850的SOC小于预定值时，MG1产生的电力被逆变器从交流电转换为直流电，下面将描述这一点。然后，电压通过转换器进行调整（将在下面描述这一点）并存储在电池850中。需要指出，在引擎启动时执行引擎805的电动机驱动等情况下，作为转矩控制的结果，MG1也能作为电动机工作。
MG2主要作为“电动机”工作，并且由电池850中存储的电力和MG1产生的电力中的至少一者驱动。MG2产生的动力被传递到驱动轴835，并且通过减速齿轮840被进一步传送到驱动轮860。因此，MG2协助引擎805，并且使车辆以来自MG2的动力行驶。
在混合动力车辆的再生制动期间，由驱动轮860通过减速齿轮840驱动MG2。此时，MG2作为发电机工作。因此，MG2作为将制动能转换为电力的再生制动器而工作。MG2产生的电力存储在电池850中。
电池850是通过将多个电池模块串联连接而获取的电池组，每个电池模块通过集成多个电池单体而获取。电池850具有例如近200V的电压。可使用MG1或MG2产生的电力对电池850充电。通过电池传感器852检测电池850的温度、电压和电流。电池传感器852全面地表示温度传感器、电压传感器和电流传感器。
要被充入到电池850的电力受到限制，以便不超过上限值WIN。类似地，从电池850释放的电力受到限制，以便不超过上限值WOUT。上限值WIN和WOUT基于各种参数而被确定，例如电池850的SOC、温度和温度的变化率。
PM-ECU870和MG-ECU872被配置为包括CPU（中央处理单元）和存储器（均未示出），并且被配置为根据存储在存储器中的映射和程序，借助软件处理，基于通过各个传感器获取的检测值执行算术运算。另选地，至少一部分ECU可被配置为通过专用电子电路等，借助硬件处理执行预定的数字算术运算和/或逻辑运算。
根据从PM-ECU870接收到的控制目标值控制引擎805。通过MG-ECU872控制MG1和MG2。PM-ECU870和MG-ECU872被连接，从而能够彼此进行双向通信。PM-ECU870通过下面将描述的行驶控制，产生引擎805、MG1和MG2的控制目标值（代表性地为转矩目标值）。
MG-ECU872根据从PM-ECU870传递的控制目标值，控制MG1和MG2。需要指出，引擎805根据从PM-ECU870接收到的操作目标值（代表性地为转矩目标值和转速目标值）控制燃料喷射量、点火时间等。
图18是示出图17所示的混合动力车辆上安装的AC电动机的控制系统的示例性配置的电路图。
现在参考图18，混合动力车辆的电气系统配备SMR830、转换器900、对应于MG1的逆变器910、以及对应于MG2的逆变器920。
图18所示的AC电动机的控制系统通过扩展图1所示的AC电动机的控制系统而获取，从而能够控制两个AC电动机MG1和MG2。电池850对应于图1中的DC电源B，SMR830对应于图1中的系统继电器SR1和SR2。转换器900以类似于图1中的升压转换器12的方式被配置，并且根据电压命令值VH#控制电力线PL上的DC电压VH（系统电压VH）。
逆变器910和920中的每一者以类似于图1中的逆变器14的方式被配置。逆变器910和920的直流侧连接到公共电力线PL和GL，电力线PL和GL分别对应于图1中的电力线7和5。因此，逆变器910和920分别将公共系统电压VH转换为AC电压以分别提供给MG1和MG2。
MG1具有U相线圈、V相线圈和W相线圈，这三个线圈呈星形相互连接，作为定子绕组。各相线圈的一端在中性点812上相互连接。各相线圈的另一端连接到逆变器910的各相臂的开关元件的节点。类似于MG1，MG2具有U相线圈、V相线圈和W相线圈，这三个线圈呈星形相互连接，作为定子绕组。各相线圈的一端在中性点822上相互连接。各相线圈的另一端连接到逆变器920的各相臂的开关元件的节点。
MG-ECU872对应于图1中的控制装置30。PM-ECU870作为控制混合动力车辆800的整体操作的一部分，产生MG1和MG2的转矩命令值Tqcom1和Tqcom2。MG-ECU872控制逆变器910和920，以使MG1和MG2的输出转矩分别具有转矩命令值Tqcom1和Tqcom2。通过逆变器910和920实现的MG1控制和MG2控制中的每一者以类似于通过逆变器14实现的AC电动机M1控制的方式而被执行。
此外，PM-ECU870根据MG1、MG2的操作状态设定系统电压VH的命令值，并控制转换器900，以便系统电压VH具有电压命令值VH#。
在混合动力车辆800中，引擎805、MG1和MG2通过行星齿轮机构而相互连接。因此，引擎805、MG1和MG2的转速具有通过如图19所示的列线图中的直线而相互连接的关系。
在混合动力车辆800中，用于执行适合于车辆状态的行驶的行驶控制由PM-ECU870执行。例如，在车辆开始行驶时以及在低速行驶期间，混合动力车辆借助MG2的输出而行驶，而引擎805停止。此时，MG2的转速大于零，而MG1的转速小于零。
在稳定行驶期间，通过使MG1作为电动机工作，使MG1的转速大于零，从而使用MG1转动引擎805的曲柄。此时，MG1作为电动机工作。然后，引擎805被启动，并且混合动力车辆借助引擎805和MG2的输出而行驶。通过此方式，混合动力车辆800通过在高效率操作点上操作引擎805，而提高燃料效率。
图20是示出根据本发明的第三实施例的AC电动机的控制系统中的用于避免相位界限区域内的矩形波电压控制的控制的概念图。
现在参考图20，考虑作为牵引电动机的MG2的转矩命令值Tqcom2为Ta的实例。此时，在VH=VL（非升压）的状态下，在电压相位φv=θ2上（即，在相位界限区域内）需要矩形波电压控制。
MG2中的转矩波动直接影响车辆驱动力的波动，因此严重影响行驶性能。这样，在根据第三实施例的AC电动机的控制系统中，MG2的输出转矩被降低，以避免MG2在电压相位φv超过相位界限线PLN的区域中受到矩形波电压控制。
例如，如图20所示，在VH=VL时Tqcom2降低ΔT的情况下，所需的电压相位φv降低到θa。因此，可在不超过相位界限线PLN的范围内对MG2应用矩形波电压控制。
此外，MG1的输出转矩被校正，从而即使在MG2的输出转矩降低ΔT时也保持输出到驱动轴135的转矩（即，车辆驱动力）。
现在再次参考图19的列线图，当MG1的再生转矩（负转矩）增加ΔTm1时，驱动轴135的输出转矩（正转矩）可增加通过将ΔTm1除以动力分割装置830的齿轮比ρ而获取的（ΔTm1/ρ）。因此，当MG2的输出转矩（正转矩）降低ΔT时，MG1的再生转矩的大小增加ΔT·ρ。输出到驱动轴135的转矩因此保持在校正MG2的转矩之前的水平。
通过此方式，可避免作为牵引电动机的MG2在相位界限区域内受到矩形波电压控制，同时保持车辆驱动力。
图21是示出根据第三实施例的AC电动机的控制系统中的相位界限校正控制的控制处理的流程图。图21所示的控制处理由PM-ECU870以预定周期执行。
现在参考图21，PM-ECU870在步骤S200基于混合动力车辆800的状态计算请求的转矩和请求的功率。例如，根据混合动力车辆800的车辆速度和加速踏板的下压程度计算将被输出到驱动轴835的请求转矩。此外，根据请求的转矩与驱动轴835的转速的乘积计算请求的功率。当电池850的SOC降低到需要充电的程度时，给电池850充电的功率被添加到所请求的功率上。
PM-ECU870在步骤S210确定功率分配以在引擎805、MG1与MG2之间分摊在步骤S200计算出的请求功率。基本上，功率分配被确定为混合动力车辆800的最大功率分配。例如，功率分配被确定为使引擎805的操作点被设定在最大效率点，并且通过MG1和MG2调整相对于请求转矩的过量和不足。除了该功率分配，还确定MG1和MG2的转矩命令值Tqcom1和Tqcom2。即，“转矩命令值设定单元”的功能通过PM-ECU870执行的步骤S210的处理实现。
PM-ECU870在步骤S220，针对MG2，根据当前的转矩命令值Tqcom2预测当MG2受到矩形波电压控制时的电压相位的预测值φv2*。例如，可预先设定用于从转矩命令值的每个水平的转速和系统电压的组合获取电压相位预测值φv2*的预测映射。
PM-ECU870在步骤S230将在步骤S220获取的电压相位预测值φv2*与界限相位θth进行比较。可通过以类似于第一实施例的方式参考相位界限映射535（图13）获取界限相位θth。
当矩形波电压控制被应用到MG2并且φv2*>θth时（S230的结果为是），PM-ECU870使处理进行到步骤S240以校正MG1和MG2的转矩命令值。具体而言，将转矩命令值Tqcom2降低ΔT，以便MG2的电压相位φv2低于界限相位θth。此外，校正MG1的转矩命令值Tqcom，以便补偿从MG2到驱动轴835的输出转矩降低ΔT。因此，在保持输出到驱动轴135的转矩的同时，可避免MG2在相位界限区域内受到矩形波电压控制。即，通过PM-ECU870执行的步骤S240的处理实现“相位限制控制单元”和“转矩命令值校正单元”的功能。
需要指出，优选地根据系统电压VH以及MG2的转矩命令值和转速而设定MG2的转矩校正量ΔT。可根据MG2的转矩校正量ΔT和动力分割装置830的齿轮比计算MG1的转矩校正量，如参考图19所述。一般而言，可通过增加MG1产生的再生转矩来补偿MG2的动力运行转矩的降低。
另一方面，当不需要相位界限区域内的矩形波电压控制时（步骤S230的结果为否），PM-ECU870跳过步骤S240的处理。因此，保持在步骤S210设定的转矩命令值Tqcom1和Tqcom2。通过应用如第一实施例所述的三种控制模式中的任何一种，执行响应于转矩命令值Tqcom1和Tqcom2的MG1和MG2的转矩控制。
通过此方式，基于根据该第三实施例的AC电动机的控制系统，在被配置为使得多个AC电动机由具有共同的DC链电压的多个逆变器控制的电动车辆中，转矩命令值（即，功率分配）可被校正，从而在保持车辆驱动力的同时，避免牵引电动机在相位界限区域内受到矩形波电压控制。因此，可以抑制相对于系统电压VH波动的牵引电动机（MG2）的转矩波动。这样可防止由于电动车辆的车辆驱动力波动导致的行驶性能劣化。
同样在第三实施例中，与第一实施例和第二实施例类似，不需要改变转换器和逆变器的载波频率。AC电动机的输出转矩的波动因此可在不增加电磁噪声的情况下被抑制。
需要指出，如图22所示，同样在第三实施例中，可应用图15所示的控制处理，以便仅在存在导致系统电压VH波动的因素的情况下（例如，当|Ib|小于基准值时），执行用于抑制电压相位的功率分配的校正。此时，在图21的流程图中仅添加类似于图15的步骤S100。然后，对考虑效率而设定的原始转矩命令值Tqcom1和Tqcom2校正的机会被限于存在导致系统电压VH波动的因素的情况，因此可被最小化。因此，由于MG1和MG2的控制系统中的损耗减少导致的电动车辆燃料效率降低可被最小化。
需要指出，根据该实施例的AC电动机的控制系统的应用不限于所示的电动车辆的牵引电动机的控制。根据该实施例的AC电动机的控制系统可被应用到任何AC电动机的控制，前提是通过配置，使得AC电动机由逆变器控制，对于该逆变器，DC链电压（系统电压VH）由转换器可变地控制，伴随矩形波电压控制与PWM控制之间的选择。
此外，根据第三实施例的AC电动机的控制系统的应用不限于图18所示的混合动力车辆。根据第三实施例的AC电动机的控制系统可应用到具有以下特征的任何电动车辆：即，该电动车辆被配置为使得包括牵引电动机的多个AC电动机分别由具有公共DC链电压（系统电压VH）的多个逆变器控制，其中不限制传动系统的结构。
尽管详细地描述和示出了本发明，但是很容易理解，这些内容仅作为说明和举例，并非进行任何限制，本发明的范围通过所附权利要求的条款解释。

Claims (7)

1.一种AC电动机的控制系统，包括：
升压转换器，其被配置为在蓄电装置与电力线之间执行双向DC电力转换，使得所述电力线上的DC电压根据电压命令值而被控制；
逆变器，其被配置为将所述电力线上的DC电压转换为要施加到所述AC电动机上的AC电压；
脉宽调制控制单元，其被配置为基于用于根据转矩命令值操作所述AC电动机的正弦电压命令信号与载波信号之间的比较，通过脉宽调制控制来控制从所述逆变器输出到所述AC电动机的所述AC电压；以及
矩形波电压控制单元，其被配置为当通过对所述DC电压的所述脉宽调制控制，所述AC电压的调制程度超过预定基准值时，控制从所述逆变器输出到所述AC电动机的所述AC电压，以使矩形波电压被从所述逆变器施加到所述AC电动机，
所述矩形波电压控制单元根据所述转矩命令值控制所述逆变器，使得当所述AC电动机的转矩的绝对值增加时，所述矩形波电压的电压相位的绝对值增加，
所述控制系统进一步包括相位限制控制单元，其被配置为操作所述AC电动机，使得避免在所述电压相位的绝对值位于超过界限相位的区域内的状态下所述矩形波电压控制被执行，所述界限相位根据所述DC电压和所述AC电动机的转速而被设定，
其中，在所述脉宽调制控制期间，所述相位限制控制单元被配置为根据所述AC电动机的操作状态而增加所述电压命令值，使得所述调制程度不超过所述基准值。
2.根据权利要求1的AC电动机的控制系统，其中
在所述脉宽调制控制期间，当所述AC电动机的转速和转矩指示的操作点落入针对每个所述DC电压而设定的预定区域内时，所述相位限制控制单元被配置为增加所述电压命令值，使得所述调制程度低于所述基准值，以及
所述预定区域被预先设定为对应于这样的区域：在该区域中，当在所述DC电压和所述操作点上执行所述矩形波电压控制时，所述电压相位的绝对值超过所述界限相位。
3.根据权利要求1的AC电动机的控制系统，其中，在所述脉宽调制控制期间，当d轴电压和q轴电压指示的电压相位的绝对值超过所述界限相位时，所述相位限制控制单元增加所述电压命令值，使得所述调制程度低于所述基准值。
4.一种AC电动机的控制系统，包括：
升压转换器，其被配置为在蓄电装置与电力线之间执行双向DC电力转换，使得所述电力线上的DC电压根据电压命令值而被控制；
逆变器，其被配置为将所述电力线上的DC电压转换为要施加到所述AC电动机上的AC电压；
脉宽调制控制单元，其被配置为基于用于根据转矩命令值操作所述AC电动机的正弦电压命令信号与载波信号之间的比较，通过脉宽调制控制来控制从所述逆变器输出到所述AC电动机的所述AC电压；以及
矩形波电压控制单元，其被配置为当通过对所述DC电压的所述脉宽调制控制，所述AC电压的调制程度超过预定基准值时，控制从所述逆变器输出到所述AC电动机的所述AC电压，以使矩形波电压被从所述逆变器施加到所述AC电动机，
所述矩形波电压控制单元根据所述转矩命令值控制所述逆变器，使得当所述AC电动机的转矩的绝对值增加时，所述矩形波电压的电压相位的绝对值增加，
所述控制系统进一步包括相位限制控制单元，其被配置为操作所述AC电动机，使得避免在所述电压相位的绝对值位于超过界限相位的区域内的状态下所述矩形波电压控制被执行，所述界限相位根据所述DC电压和所述AC电动机的转速而被设定，
其中，当所述电压相位的绝对值在所述矩形波电压控制期间超过所述界限相位时，所述相位限制控制单元增加所述电压命令值，使得所述电压相位的绝对值小于所述界限相位。
5.一种AC电动机的控制系统，包括：
升压转换器，其被配置为在蓄电装置与电力线之间执行双向DC电力转换，使得所述电力线上的DC电压根据电压命令值而被控制；
逆变器，其被配置为将所述电力线上的DC电压转换为要施加到所述AC电动机上的AC电压；
脉宽调制控制单元，其被配置为基于用于根据转矩命令值操作所述AC电动机的正弦电压命令信号与载波信号之间的比较，通过脉宽调制控制来控制从所述逆变器输出到所述AC电动机的所述AC电压；以及
矩形波电压控制单元，其被配置为当通过对所述DC电压的所述脉宽调制控制，所述AC电压的调制程度超过预定基准值时，控制从所述逆变器输出到所述AC电动机的所述AC电压，以使矩形波电压被从所述逆变器施加到所述AC电动机，
所述矩形波电压控制单元根据所述转矩命令值控制所述逆变器，使得当所述AC电动机的转矩的绝对值增加时，所述矩形波电压的电压相位的绝对值增加，
所述控制系统进一步包括相位限制控制单元，其被配置为操作所述AC电动机，使得避免在所述电压相位的绝对值位于超过界限相位的区域内的状态下所述矩形波电压控制被执行，所述界限相位根据所述DC电压和所述AC电动机的转速而被设定，其中
安装在电动车辆上的多个所述AC电动机分别通过多个所述逆变器而共同电连接到所述电力线，
所述多个AC电动机包括作为用于驱动所述电动车辆的电动机的第一电动机，
所述控制系统进一步包括转矩命令值设定单元，该转矩命令值设定单元被配置为根据所述电动车辆的操作状态而设定所述多个AC电动机中的每一个的转矩命令值，
在通过所述DC电压上的所述矩形波电压控制获得的所述电压相位的绝对值当前超过所述界限相位时，所述相位限制控制单元减小所述第一电动机的所述转矩命令值，
所述控制系统进一步包括转矩命令值校正单元，该转矩命令值校正单元被配置为当所述相位限制控制单元减小所述第一电动机的所述转矩命令值时，校正所述第一电动机以外的电动机的所述转矩命令值，以补偿由该减小导致的车辆驱动力的减小。
6.根据权利要求1至5中任一项的AC电动机的控制系统，其中，仅当所述蓄电装置的输入/输出电流的绝对值小于基准值时，所述相位限制控制单元才执行控制，以避免在所述电压相位的绝对值超过针对每个所述DC电压而设定的界限相位的状态下所述矩形波电压控制被执行。
7.根据权利要求1至5中任一项的AC电动机的控制系统，其中，对于每个所述DC电压和每个所述转速，基于在每个电压相位中转矩波动相对于所述DC电压的波动的大小确定所述界限相位。
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Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9290107B2 (en) * 2011-11-29 2016-03-22 Ruijie Shi System and method for energy management in an electric vehicle
DE102014201345A1 (de) * 2014-01-27 2015-07-30 Robert Bosch Gmbh Bordnetz und Verfahren zum Betrieb eines Bordnetzes
US10236803B2 (en) * 2014-06-02 2019-03-19 Ford Global Technologies, Llc Hybrid-vehicle variable-voltage traction motor drive
KR101583951B1 (ko) * 2014-07-02 2016-01-08 현대자동차주식회사 친환경 차량용 인버터의 전압이용율 향상 제어 장치 및 방법
JP6377985B2 (ja) * 2014-07-24 2018-08-22 ファナック株式会社 停電時におけるトルク指令制限機能を備えたモータ制御装置
JP6179494B2 (ja) * 2014-09-26 2017-08-16 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
US9821663B2 (en) * 2014-10-20 2017-11-21 Cummins Inc. Systems and methods for battery regeneration based on engine loading
JP6390489B2 (ja) * 2015-03-30 2018-09-19 株式会社デンソー インバータの制御装置
JP6421715B2 (ja) * 2015-07-27 2018-11-14 株式会社デンソー 滑り判定装置
JP6265187B2 (ja) * 2015-09-04 2018-01-24 トヨタ自動車株式会社 車両
JP6410695B2 (ja) * 2015-09-11 2018-10-24 日立オートモティブシステムズ株式会社 インバータ駆動装置、電動ブレーキ装置、及び電動パワーステアリング装置
JP6488963B2 (ja) * 2015-09-28 2019-03-27 株式会社デンソー 電源システムの制御装置、及び電源ユニット
JP6399239B2 (ja) * 2016-01-08 2018-10-03 株式会社村田製作所 電力変換装置
KR101783121B1 (ko) * 2016-01-18 2017-09-28 엘에스산전 주식회사 인버터
TW201803262A (zh) * 2016-01-19 2018-01-16 核心創新有限責任公司 電子傳輸系統
JP6400617B2 (ja) * 2016-02-29 2018-10-03 ファナック株式会社 トルク指令制限部を有するモータ制御装置
JP6458762B2 (ja) * 2016-04-28 2019-01-30 トヨタ自動車株式会社 自動車
CN109314461B (zh) * 2016-06-24 2020-11-03 本田技研工业株式会社 电源装置、设备及控制方法
EP3340456B1 (en) * 2016-12-21 2021-04-14 Danfoss Mobile Electrification Oy An electric system for an electromechanical power transmission chain
JP6635059B2 (ja) * 2017-01-24 2020-01-22 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
US10734935B2 (en) * 2017-09-22 2020-08-04 GM Global Technology Operations LLC Quasi six-step PWM control
JP7255140B2 (ja) * 2018-03-22 2023-04-11 株式会社デンソー 電動機駆動装置
US11394333B2 (en) * 2018-05-10 2022-07-19 Nissan Motor Co., Ltd. Control method for a motor system and a control device for a motor system
CN109495042B (zh) * 2018-11-26 2020-04-24 江西滨凌科技有限公司 一体式涡旋压缩机及其动态过程振荡抑制方法、装置
JP6989575B2 (ja) * 2019-09-25 2022-01-05 本田技研工業株式会社 制御装置、車両システム及び制御方法
US11711040B2 (en) * 2019-02-21 2023-07-25 Mitsubishi Electric Corporation Motor driving apparatus and refrigeration cycle equipment
CN111800063B (zh) * 2020-07-06 2021-08-24 重庆海尔空调器有限公司 一种变频设备的控制方法、控制装置及变频空调器
CN114043880B (zh) * 2021-11-08 2023-09-01 中国铁道科学研究院集团有限公司 一种车辆纯电制动控制方法、装置和系统
US11848629B1 (en) * 2022-05-26 2023-12-19 GM Global Technology Operations LLC Method and apparatus for electric motor control

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102474207A (zh) * 2009-10-02 2012-05-23 爱信艾达株式会社 控制装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2946106B2 (ja) * 1989-09-14 1999-09-06 株式会社日立製作所 交流電動機の制御方法及びその装置
JP2955716B2 (ja) * 1990-02-23 1999-10-04 株式会社日立製作所 交流電動機の制御方法及びその装置
JP3183356B2 (ja) * 1992-01-30 2001-07-09 ダイキン工業株式会社 ブラシレスｄｃモータ駆動方法およびその装置
JP2000270558A (ja) * 1999-03-15 2000-09-29 Toyo Electric Mfg Co Ltd インバータ・コンバータの直流電圧設定装置
JP2004112904A (ja) * 2002-09-18 2004-04-08 Toyota Motor Corp 電圧変換装置、電圧変換方法、電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
JP3534110B2 (ja) * 2002-11-29 2004-06-07 株式会社日立製作所 モータ制御装置
JP5407322B2 (ja) * 2008-12-22 2014-02-05 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の制御システム
JP4329880B1 (ja) * 2009-01-14 2009-09-09 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の制御装置および電動車両
JP2010220306A (ja) * 2009-03-13 2010-09-30 Toyota Motor Corp モータの制御装置
JP5352326B2 (ja) * 2009-04-10 2013-11-27 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動制御装置
JP5290048B2 (ja) 2009-05-15 2013-09-18 トヨタ自動車株式会社 車両のモータ制御システム
CN102639351B (zh) 2010-06-07 2015-11-25 丰田自动车株式会社 混合动力车辆及其控制方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102474207A (zh) * 2009-10-02 2012-05-23 爱信艾达株式会社 控制装置

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