JP5352326B2

JP5352326B2 - モータ駆動制御装置

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Publication number: JP5352326B2
Application number: JP2009095412A
Authority: JP
Inventors: 堅滋山田; 秋由森井; 武志伊藤
Original assignee: Denso Corp; Toyota Motor Corp
Current assignee: Denso Corp; Toyota Motor Corp
Priority date: 2009-04-10
Filing date: 2009-04-10
Publication date: 2013-11-27
Anticipated expiration: 2029-04-10
Also published as: JP2010246351A

Description

本発明は、モータ駆動制御装置に係り、特に、可能な限り正弦波ＰＷＭ制御方式により変調率最大値で交流モータを駆動するよう制御するモータ駆動制御装置に関する。

従来、走行用動力源として、ガソリン等を燃料として動力を出力するエンジンと、バッテリ等の電源装置からの電力により駆動されて動力を出力する電動機とを備えたハイブリッド自動車が知られている。一般に、上記電動機には、三相同期型交流モータが用いられる。この三相同期型交流モータは、電源装置から供給される直流電圧をインバータによって三相交流電圧に変換して印加されることによって駆動される。

また、上記ハイブリッド自動車では、電源装置から供給される直流電圧をそのままインバータへ供給するのではなく、昇降圧コンバータで所定の指令値まで昇圧してから上記インバータへ入力することがある。このように昇降圧コンバータで昇圧してシステム電圧ＶＨを高く設定することで、交流モータに関してより高トルク高回転での駆動が可能になるという利点がある。

上記三相交流モータの制御方式として、正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御、過変調制御および矩形波制御が周知である。これらの制御方式が車両の運転条件や後述する変調率等に応じて選択的に切り替えられて用いられること広く行われている。

例えば、特許文献１（特開２００６−３１１７６８号公報）には、インバータへの入力電圧を可変制御可能なモータ駆動システムにおいて、特定の制御方式における変調率を目標値に維持することが開示されている。このモータ駆動システムでは、インバータ（１４）が、ＰＷＭ制御ブロック（２００）によるトルク制御に従って、システム電圧ＶＨを交流電圧に変換して交流モータ（Ｍ１）へ印加する。変調率目標値設定部（３１０）は、変調率が固定されないインバータ（１４）での特定の制御方式において、システム全体での損失が低減されるような変調率を変調率目標値（Ｋｍｄ♯）として設定する。変調率演算部（３３０）は、インバータ（１４）への入力電圧すなわちシステム電圧（ＶＨ）に対するモータ必要電圧の振幅（Ｖａｍｐ）の比を演算して実際の変調率（Ｋｍｄ）を求める。電圧指令値発生部（３４０）は、実際の変調率（Ｋｍｄ）および変調率目標値（Ｋｍｄ♯）の比較に基づき、システム電圧（ＶＨ）の電圧指令値（ＶＨ♯）を生成する。コンバータ（１２）は、電圧指令値（ＶＨ♯）に基づきシステム電圧（ＶＨ）を可変制御するというものである。

特開２００６−３１１７６８号公報

しかし、上記特許文献１のモータ駆動システムでは、システム全体での損失が低減されるような変調率を変調目標値として設定してこれを維持するよう制御される。このような制御を行った場合、上記３つの制御方式のうち矩形波制御がコンバータやインバータにおけるスイッチング損失を最も低減できることから、交流モータの駆動方式として矩形波制御が選択される動作領域が比較的大きくなり、その一方で正弦波ＰＷＭ制御の動作領域が小さくなる。周知のとおり矩形波制御は、正弦波ＰＷＭ制御に比べて制御応答性が劣るため、上記特許文献１による制御では車両のドライバビリティ性能が悪化することになる。

また、交流モータの駆動に必要とされる電圧（以下、「モータ必要電圧」という）は、回路定数のばらつきや環境（特に温度）によって変化するものである。あるいは、スリップ等が原因でモータ回転数が急上昇したときにはモータ必要電圧も急増する。このようにモータ必要電圧が回路定数のばらつきや環境によって変化した場合でもモータ必要電圧が不足となる事態を生じさせず、かつ、モータ回転数が急変した場合にも制御応答性を確保できるように、電圧マージンを上乗せしてモータ必要電圧を予め設定しておく必要がある。そのため、通常環境のときやモータ回転数急変時以外のときにはモータ必要電圧が過剰な状態となっており、コンバータやインバータでの電気的損失が大きくなるという問題がある。

本発明の目的は、交流モータを可能な限り正弦波ＰＷＭ制御方式で駆動することでドライバビリティ性能を損なわず、かつ、変調率最大値での駆動によりシステム電圧を低く抑えることでコンバータでの損失低減によるエネルギー効率の向上、ひいては燃費向上を図れるモータ駆動制御装置を提供することにある。

本発明に係るモータ駆動制御装置は、電源装置から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧するコンバータと、コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換して交流モータに印加するインバータと、入力されるトルク指令値に応じて前記コンバータおよびインバータを作動制御することにより前記交流モータを少なくとも正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で選択的に駆動制御可能な制御部と、を備えるモータ駆動制御装置であって、前記制御部は、前記交流モータが前記トルク指令値に従ったトルクを出力するためのモータ必要電圧およびシステム電圧指令値を算出する電圧算出部と、前記電圧算出部により算出されたシステム電圧指令値が前記コンバータの昇圧上限電圧以下であるとき、所定条件下で交流モータを正弦波ＰＷＭ制御の変調率最大値であって弱め界磁制御に従った矩形波制御よりも小さい変調率で正弦波ＰＷＭ制御により駆動するよう前記システム電圧指令値に対し前記昇圧上限電圧の範囲で電圧加算補正を行う電圧加算補正部と、を含む。

本発明に係るモータ駆動制御装置において、前記電圧加算補正部による電圧加算補正は、前記モータ必要電圧と前記システム電圧とに基づいて規定される変調率が前記変調率最大値以上であるとき、モータ回転数が急変したとき、電源装置が所定温度以下の低温であるとき、電源装置に充放電電力制限がかかっているとき、の少なくとも１つに該当するときに行われるのが好ましい。ここで、上記「変調率」は、インバータ入力電圧であるシステム電圧に対する、交流電圧であるモータ必要電圧の振幅の比として定義されるものである。

本発明に係るモータ駆動制御装置によれば、所定条件下で交流モータが正弦波ＰＷＭ制御により変調率最大値で駆動されるようシステム電圧指令値に対し昇圧上限電圧の範囲で電圧加算補正を行う。これにより、制御応答性が良好な正弦波ＰＷＭ制御で可能な限り交流モータを駆動することでドライバビリティ性能を損なうことがなく、また変調率最大値での駆動によりシステム電圧を低く抑えることができるのでコンバータでの損失低減によるエネルギー効率の向上、ひいては燃費向上を図れる。

図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動制御装置を含むモータ駆動システムの全体構成図である。図２は、制御部において参照される、モータの回転数とトルクとの関係を規定するマップを示す図である。図３は、制御部において実行される電圧加算補正制御の処理手順を示すメインフローチャートである。図４は、図３における電圧加算補正処理の詳細の一部を示すフローチャートである。図５は、図４と同様に、図３における電圧加算補正処理の詳細であって図４に続く処理手順を示すフローチャートである。図６は、図３および図４の処理によって、変調率、昇圧加算要求フラグ、昇圧加算継続カウンタフラグおよびシステム電圧が変化する様子を示す図である。図７は、昇圧加算後電圧をコンバータの昇圧上限値とした場合における図５と同様のフローチャートである。図８（Ａ）は正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御への切替えラインを示すマップであり、図８（Ｂ）は過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御への切替えラインを示すマップである。図９は、モータ回転数急変か否かの判定の処理手順を示すフローチャートである。図１０は、モータ回転数急変時における図３中の電圧加算補正処理の詳細の一部を示すフローチャートである。図１１は、制御部においてバッテリ低温時に実行される電圧加算補正の処理手順を示すフローチャートである。図１２は、バッテリ温度と放電許可電力および充電許可電力との関係を示すグラフである。図１３は、バッテリが充放電電力制限されている場合の電圧加算補正の処理手順を示すフローチャートである。図１４は、バッテリ低温時に電圧加算補正を行う場合の昇圧レートの切替え処理を示すフローチャートである。図１５は、バッテリの充放電電力制限時に電圧加算補正を行う場合の昇圧レートの切替え処理を示すフローチャートである。

以下に、本発明に係る実施の形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。

図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動制御装置１０を含むモータ駆動システム１００の全体構成を示す図である。モータ駆動システム１００は、モータを走行用動力源として搭載するハイブリッド自動車や電気自動車等に好適に適用されることができる。

モータ駆動システム１００は、電源装置としてのバッテリ１１と、電圧センサ１２，１４と、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２と、平滑コンデンサ１６，１８と、昇降圧コンバータ２０と、インバータ２２と、電流センサ２４と、制御部２６と、交流モータＭ１とを備える。

交流モータＭ１は、例えばハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、例えば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

バッテリ１１は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。あるいは、二次電池以外に、化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池が電源装置として用いられてもよい。電圧センサ１２は、バッテリ１１から出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御部２６へ出力する。また、バッテリ１１には温度センサ２８が設けられている。温度センサ２８によって検出されたバッテリ温度Ｔｂは、制御部２６へ出力される。

システムメインリレーＳＭＲ１は、バッテリ１１の正極端子および電力線３０の間に接続され、システムメインリレーＳＭＲ１は、バッテリ１１の負極端子およびアース線３２の間に接続される。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御部２６からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。

昇降圧コンバータ２０は、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、ダイードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用スイッチング素子Ｅ１およびＥ２は、電力線３０およびアース線３２の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｅ１およびＥ２のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」という）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を好適に用いることができる。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬは、スイッチング素子Ｅ１およびＥ２の接続ノードと電力線３０の間に接続される。また、平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。

インバータ２２は、電力線３０およびアース線３２の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム３４と、Ｖ相アーム３６と、Ｗ相アーム３８とからなる。各相アーム３４〜３８は、電力線３１およびアース線３２の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、Ｕ相アーム３４はスイッチング素子Ｅ３，Ｅ４からなり、Ｖ相アーム３６はスイッチング素子Ｅ５，Ｅ６からなり、Ｗ相アーム３８はスイッチング素子Ｅ７，Ｅ８からなる。また、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アーム３４〜３８の中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、三相同期型の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点Ｎに共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム３４〜３８のスイッチング素子の中間点と接続されている。
昇降圧コンバータ２０は、昇圧動作時には、バッテリ１１から供給された直流電圧（例えば２００Ｖ）を昇圧した直流電圧（インバータ２２への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧ＶＨ」という）をインバータ２２へ供給する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のオン期間およびＥ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

昇降圧コンバータ２０は、バッテリ１１から供給された直流電力を最大で例えば６００Ｖの昇圧上限電圧まで昇圧可能である。ただし、この昇圧上限電圧は、固定値ではなく、例えば車両の要求等に応じて可変であってもよく、例えば、ドライバーのスイッチ操作によってエコモードが選択されたとき、制御部２６にＥＣＯ信号が入力されることによってコンバータ２０の昇圧上限値が例えば４００Ｖに制限されてもよい。

また、昇降圧コンバータ２０は、降圧動作時には、平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２から供給された直流電圧を降圧してバッテリ１１を充電する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサ１８は、昇降圧コンバータ２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２２へ供給する。電圧センサ１４は、平滑コンデンサ１８の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値ＶＨを制御部２６へ出力する。

インバータ２２は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊が正（Ｔｒ＊＞０）の場合には、平滑コンデンサ１８から直流電圧が供給されると制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ２２は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊が零の場合（Ｔｒ＊＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒ＊によって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊は負に設定される（Ｔｒ＊＜０）。この場合には、インバータ２２は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ１８を介して昇降圧コンバータ２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御部２６へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（例えば、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御部２６へ送出する。制御部２６では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。

制御部２６は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｒ＊、電圧センサ１２によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１４によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｕ，ｉｖ、回転角センサ４０からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒ＊に従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ２０およびインバータ２２の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ２０およびインバータ２２を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ２０およびインバータ２２へ出力する。

昇降圧コンバータ２０の昇圧動作時には、制御部２６は、平滑コンデンサ１８の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ＊となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御部２６は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ２２へ出力する。これにより、インバータ２２は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ２０へ供給する。

さらに、制御部２６は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、インバータ２２から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ２０へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、降圧された直流電圧に変換されてバッテリ１１に充電される。

次に、制御部２６によって制御される、インバータ２２における電力変換について詳細に説明する。本実施形態のモータ駆動システム１００では、インバータ２２における電力変換について３つの制御方式を切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一制御周期内でその基本波成分が正弦波状交流電圧（モータ必要電圧）となるようにデューティ比が制御される。周知のように、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、システム電圧ＶＨに対するモータ必要電圧の振幅の比として定義される変調率最大値を０．６１までしか高めることができない。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調率最大値を０．７０まで高められることが知られている。

一方、矩形波制御方式では、上記一制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調制御方式は、上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様に正弦波状の電圧指令値と搬送波との電圧比較に従ってＰＷＭ制御を行なうものであるが、この場合、電圧指令値が搬送波よりも大きくなる領域で比較的大きなデューティ比の矩形パルスが生成される結果として略正弦波状をなす基本波成分の振幅を拡張することができ、これにより変調率を０．６１〜０．７８の範囲に高めることができる。

交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、そのモータ必要電圧が高くなる。コンバータ２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧には上限値すなわち昇圧上限電圧が存在する。

したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒ＊に制御される。その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

制御部２６は、３つの制御方式から次のようにして制御方式を選択する。図示しない外部ＥＣＵにおいてアクセル開度等に基づく車両要求出力から交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊が算出されて入力されるのを受けて、制御部２６は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊およびモータ回転数からモータ必要電圧を算出する。

そして、制御部２６は、このモータ必要電圧とシステム電圧ＶＨの最大値（すなわち昇圧上限電圧）との関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを選択する。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて選択する。すなわち、０＜変調率＜０．６１で正弦波ＰＷＭ制御が、０．６１≦変調率＜０．７８で過変調制御が、変調率＝０．７８で矩形波制御が選択される。

この結果、図２に示されるように、低中回転数領域Ａ１ではトルク変動が小さく制御応答性に優れた正弦波ＰＷＭ制御方式が用いられ、中高回転数領域Ａ２では過変調制御方式が用いられ、高回転数領域Ａ３では矩形波制御方式が用いられる。

続いて、上記構成からなるモータ駆動システム１００のモータ駆動制御装置１０において実行される第１の態様のシステム電圧加算補正制御について図３〜６説明する。このシステム電圧加算補正制御は、例えば数ｍｓｅｃ毎に繰り返し実行される。

図３は、制御部２６において実行される処理手順を示すメインフローチャート、図４は、図３における電圧加算補正処理の詳細の一部を示すフローチャート、図５は、図４と同様に、図３における電圧加算補正処理の詳細の一部を示すフローチャート、図６は、図３および図４の処理によって、変調率、昇圧加算要求フラグ、昇圧加算継続カウンタフラグおよびシステム電圧が変化する様子を示す図である。

図３に示すように、制御部２６は、予め設定されたマップ等に基づいて、入力されるトルク指令値Ｔｒ＊と、回転角センサ４０の検出値θから求められるモータ回転数とから、上記トルク指令値に従ったトルクを交流モータＭ１で出力させるためのモータ必要電圧を算出する（ステップＳ１０）。また、制御部２６は、算出されたモータ必要電圧と上記のように選択される交流モータＭ１の制御方式とに基づいて、予め交流モータＭ１の動作点に応じて設定されているシステム電圧ＶＨの指令値ＶＨ＊を生成する。ここでのモータ必要電圧およびシステム電圧指令値ＶＨ＊の算出や生成は、周知の手法により行うことができる。

次に、制御部２６は、昇圧目標上限電圧を設定する（ステップＳ１２）。ここでの昇圧目標上限電圧としては、例えば、コンバータ２０により昇圧可能な最大電圧である昇圧上限電圧が設定される。それから、制御部２６は、電圧加算補正処理を実行し（ステップＳ１４）、続いて昇圧電圧緩変化処理を実行する（ステップＳ１６）。

次に、上記ステップＳ１４の電圧加算補正処理の詳細について説明する。この処理では、まず図４に示すように、変調率が閾値Ａ以上であるか否かが判定される（ステップＳ２０）。ここでの変調率は、入力されたトルク指令値Ｔｒ＊に基づいて算出されたモータ必要電圧の振幅を上記システム電圧指令値ＶＨ＊で除して算出される。また、閾値Ａは、交流モータＭ１の一般的な正弦波ＰＷＭ制御の変調率最大値である０．６１が例示される。この判定において、変調率が０．６１以上であると判定されると昇圧加算要求フラグがオンに設定され（ステップＳ２２）、一方、変調率が０．６１未満であると判定されると昇圧加算要求フラグがオフに設定される（ステップＳ２４）。

続いて、図５を参照すると、システム電圧指令値ＶＨ＊が昇圧上限電圧未満で且つ昇圧加算要求フラグがオンであるか否かが判定される（ステップＳ２６）。ここでシステム電圧指令値ＶＨ＊が昇圧上限電圧未満で且つ昇圧加算要求フラグがオンである場合、システム電圧指令値ＶＨ＊に予め設定されて電圧値Ｂを加算して昇圧加算後電圧（以後、「補正後システム電圧指令値」ともいう）とし、これと同時に昇圧加算継続カウンタをＦ（ｍｓｅｃ）に設定すると共に昇圧加算判定前回値フラグをオンに設定し（ステップＳ２８）、それから次のステップＳ３４に進む。

一方、システム電圧指令値ＶＨ＊が昇圧上限電圧以上および／または昇圧加算要求フラグがオフである場合、昇圧加算判定前回値フラグがオンであるか否かが判定される（ステップＳ３０）。ここで昇圧加算判定前回値フラグがオンである場合には、昇圧加算後電圧が前回最終のシステム電圧指令値とされ、これと同時に昇圧加算判定前回値フラグがオフに設定される（ステップＳ３２）。

続いて、昇圧加算継続カウンタが所定時間ずつデクレメントされる（ステップＳ３４）。ここでの所定時間は、このシステム電圧加算補正制御が繰り返し実行される時間間隔（例えば数ｍｓｅｃ）に相当する。

そして、昇圧加算継続カウンタが０ｍｓｅｃになったか、または、システム電圧指令値が昇圧上限電圧以上であるか否かが判定される（ステップＳ３６）。ここでのシステム電圧指令値ＶＨ＊は、逐次に制御部２６へ入力されるトルク指令値Ｔｒ＊に基づいて算出される同一の又は変化したシステム電圧指令値ＶＨ＊が昇圧上限電圧との比較対象となる。この判定で、昇圧加算継続カウンタが０ｍｓｅｃになった又はシステム電圧指令値ＶＨ＊が昇圧上限電圧以上になったと判定されると、システム電圧指令値ＶＨ＊がその時点でのシステム電圧指令値ＶＨ＊に設定され、これと同時に昇圧加算継続カウンタがクリアされると共に昇圧加算判定前回値フラグがオフに設定される（ステップＳ３８）。

一方、昇圧加算継続カウンタが０ｍｓｅｃになっておらず且つシステム電圧指令値ＶＨ＊が昇圧上限電圧未満であると判定されると、システム電圧指令値ＶＨ＊として上記補正後システム電圧指令値がそのまま維持される（ステップＳ４０）。

図６に、上述したステップＳ２０〜Ｓ４０による制御状態が横軸を時間軸として示されている。この図６を参照すると、時間ｔ１のタイミングで変調率が閾値Ａ以上になったとき、昇圧加算要求フラグがオンに設定され、昇圧加算継続カウンタがＦ（ｍｓｅｃ）に設定される。そして、システム電圧ＶＨは、システム電圧指令値ＶＨ＊に所定値Ｂが加算された補正後システム電圧指令値に基づいて生成されるスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２に応じて上記補正後システム電圧指令値に一致する値まで上昇する。

このとき、システム電圧ＶＨを上記加算分に相当する電圧値Ｂだけ急峻に上昇させると、駆動される交流モータＭ１で比較的大きなトルク変動を生じさせる結果となり、ドライバーに違和感を与えることになる。これを回避するため、時間ｔ１から時間ｔ２までの時間帯でシステム電圧ＶＨを予め設定したレートＣで上記加算電圧分Ｂだけ比較的緩やかに上昇させる昇圧電圧緩変化処理が実行される（ステップＳ１６、図３参照）。

変調率が閾値Ａ未満となる時間ｔ２のタイミングで昇圧加算要求フラグがオフに設定される。これにより、昇圧加算継続カウンタＦのデクレメントが開始され、昇圧加算継続カウンタが０ｍｓｅｃになる時間ｔ３までシステム電圧ＶＨは補正後システム電圧指令値に一致する値に維持される。その後、上述した時間ｔ１〜ｔ２間のシステム電圧上昇時の場合と同様の理由から、時間ｔ３以降の時間帯においてシステム電圧ＶＨを予め設定したレートＧでその時点でのシステム電圧指令値ＶＨ＊に一致する値まで比較的緩やかに減少させる昇圧電圧緩変化処理が実行される（ステップＳ１６、図３参照）。

上記のように本実施形態のモータ駆動制御装置１０によれば、変調率が正弦波ＰＷＭ制御における変調率最大値以上であって且つシステム電圧指令値ＶＨ＊がコンバータ２０の昇圧上限電圧よりも小さいとき、交流モータＭ１が正弦波ＰＷＭ制御により変調率最大値で駆動されるようシステム電圧指令値ＶＨ＊に対し予め設定された所定電圧値Ｂを加算して補正を行う。

これにより、交流モータＭ１の動作点が過変調制御領域Ａ２（図２参照）に移行しようとする際にシステム電圧ＶＨが高く設定されることによって正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１（図２参照）が高回転域側へ拡大することになる。その結果、制御応答性が良好な正弦波ＰＷＭ制御で可能な限り交流モータＭ１を駆動することができるので、車両のドライバビリティ性能を損なうことがない。

また、正弦波ＰＷＭ制御方式で採り得る変調率最大値で交流モータＭ１を駆動することにより、システム電圧ＶＨを過変調制御の場合と比べて低く抑えることができので、コンバータ２０での損失低減によるエネルギー効率の向上、ひいては燃費向上も図れる。

続いて、上述した第１の態様のシステム電圧加算補正制御の変形例について図７のフローチャートを参照して説明する。図７に示される各処理手順は図５のフローチャートとほぼ同様であるため、同じ処理手順には同一のステップ参照符号を付して、重複する説明を行わないこととする。

この変形例のシステム電圧加算補正制御においては、システム電圧指令値ＶＨ＊に加算される電圧Ｄがコンバータ２０の昇圧上限電圧とシステム電圧指令値ＶＨ＊との差分として与えられる点で、上記第１の態様の電圧加算補正制御とは異なる。具体的には、上記ステップＳ２６が肯定的判定である場合に続くステップＳ４２において、昇圧上限電圧からシステム電圧指令値ＶＨ＊を減算して昇圧加算電圧Ｄを求める。そして、次のステップＳ４４で、この昇圧加算電圧Ｄをシステム電圧指令値ＶＨ＊に予め設定された所定レートＥで加算して昇圧加算後電圧としている。これ以外は、図５を参照して説明した処理手順と同様である。この変形例の電圧加算補正制御によっても、上述した第１の態様の電圧加算補正制御と同じ作用効果を奏することができる。

なお、上記電圧加算補正制御では、まず、変調率が閾値Ａ以上であるときに昇圧加算要求フラグがオンに設定されて電圧加算補正が実質的に開始され、開始後は変調率が閾値Ａ未満になったときに電圧加算補正が解除されることになるが（図４中のステップＳ２０，Ｓ２２，Ｓ２４）、電圧加算補正開始時に用いる閾値Ａと電圧加算補正解除時に用いる閾値Ａ´とを異なる値に設定してもよい。

具体的には、図８（Ａ）に示すように正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御への制御方式切替えラインに相当する変調率の閾値Ａを例えば０．６１に設定する一方で、図８（Ｂ）に示すように過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御への制御方式切替えラインに相当する変調率の閾値Ａ´を例えば０．５９に設定する。これにより、上記切替えライン近傍の動作点で交流モータＭ１が駆動される場合に電圧加算補正の開始および解除が頻発するハンチング現象を抑制することができる。

次に、図９，１０を参照して、本実施形態のモータ駆動制御装置１０で実行される第２の態様の電圧加算補正制御について説明する。図９は、モータ回転数急変時の電圧加算補正処理の最初の処理手順を示すフローチャートであり、図１０は、図９中における回転数急変判定の詳細を示すフローチャートである。

図９に示すように、この第２の態様の電圧加算補正制御では、まず、モータ回転数の急変判定が成立したか否かが判断される（ステップＳ５０）。この判定で、モータ回転数の急変判定が成立したと判断されると昇圧加算要求フラグがオンに設定され（ステップＳ５２）、一方、モータ回転数の急変判定が成立していないと判断されると昇圧加算要求フラグがオフに設定される（ステップＳ５３）。昇圧加算要求フラグがオンに設定された場合、図５〜７を参照して上述したのと同様の電圧加算補正処理が実行される。

モータ回転数が急変したか否かの判定は、図１０に示すようにして行われる。まず、モータ回転数の変化レートが算出される（ステップＳ５４）。このモータ回転数変化レートは、回転角センサ４０の検出値θに基づいて随時算出される交流モータＭ１の回転数の単位時間当たり（例えば、毎秒）の変化率として求められる。

次に、上記回転数変化レートが予め設定された閾値レートＨ以上であるか否かが判定される（ステップＳ５６）。ここで回転数変化レートが閾値レートＨ以上であると判定されると、回転急変判定フラグがオンに設定されて（ステップＳ５８）、急変判定カウンタをＩ（ｍｓｅｃ）に設定する（ステップＳ６０）。

一方、上記ステップＳ５６で回転数変化レートが閾値レートＨ未満であると判定されると、図６の処理が繰り返されるごとに急変判定カウンタＩを所定時間（例えば数ｍｓｅｃ）ずつデクレメントしてゆく（ステップＳ６４）。そして、急変判定カウンタが０になったか否かを判定し（ステップＳ６６）、急変判定カウンタが０であると判定されると回転急変判定フラグがオフに設定され、これにより電圧加算補正が解除される。一方、急変判定カウンタが０になるまでは回転急変判定フラグが前回値に保持され（ステップＳ７０）、これにより回転急変判定フラグの前回値がオンであった場合に電圧加算補正が継続されることになる。

上記第２の態様の電圧加算補正制御を実行するモータ駆動制御装置１０によれば、例えばスリップ等によりモータ回転数が急変したときに、図５〜７を参照して上述したのと同様の電圧加算補正処理が実行される。これにより、交流モータＭ１の動作点が過変調制御領域Ａ２（図２参照）に移行しようとする際にシステム電圧ＶＨが高く設定されることによって正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１（図２参照）が高回転域側へ拡大することになる。その結果、モータ回転数が急変した場合にも制御応答性が良好な正弦波ＰＷＭ制御で可能な限り交流モータＭ１を駆動することができ、交流モータＭ１の制御応答性を確保することができる。

また、回転急変判定不成立時には上記電圧加算補正制御を実行しないことで、予め交流モータＭ１の動作点に応じて設定されたシステム電圧指令値に回転急変時を考慮して含まれる電圧マージンを省く制御が可能となる。その結果、交流モータＭ１の定常動作時にシステム電圧を低減することができ、エネルギー効率の向上ひいては燃費向上が図れる。

次に、図１１〜１５を参照して本実施形態のモータ駆動制御装置１０で実行される第３の態様の電圧加算補正制御について説明する。図１１は、制御部２６においてバッテリ低温時に実行される電圧加算補正の処理手順を示すフローチャートである。図１２は、バッテリ温度と放電許可電力および充電許可電力との関係を示すグラフである。図１３は、バッテリが充放電電力制限されている場合の電圧加算補正の処理手順を示すフローチャートである。図１４は、バッテリ低温時に電圧加算補正を行う場合の昇圧レートの切替え処理を示すフローチャートである。図１５は、バッテリの充放電電力制限時に電圧加算補正を行う場合の昇圧レートの切替え処理を示すフローチャートである。

図１１に示すように、第３の態様の電圧加算補正制御では、まず、バッテリ低温判定処理を実行する（ステップＳ８０）。ここでは、温度センサ２８により検出されるバッテリ温度Ｔｂが予め設定された閾値Ｋと比較され、この閾値Ｋ以下であるときバッテリ低温判定が成立する。

続いて、電圧加算補正判定処理が実行される（ステップＳ８２）。ここでは、上記ステップＳ８０でバッテリ低温判定が成立したか否かが確認され、バッテリ低温判定が成立している場合にシステム電圧指令値ＶＨ＊に予め設定された所定電圧値Ｌを加算して補正後システム電圧指令値が生成される。この電圧加算補正の処理手順は、図４および図５を参照して説明したのと同様である。

また、図１２に示すように、バッテリ１１にはその規格に応じて充電許可電力Ｗｉｎおよび放電許可電力Ｗｏｕｔが設定されており、バッテリ低温時にはこれらの充放電許可電力Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔが絶対値として小さくなる傾向にある。そのため、バッテリ低温時には、充放電許可電力Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔに従った充放電電力制限がかけられることになる。

そこで、図１１の処理に代えて、図１３に示す処理が実行されてもよい。図１３に示す処理では、まず、バッテリ充放電電力制限判定処理を実行する（ステップＳ８４）。ここではバッテリ１１についての充放電電力制限値が予め設定された閾値Ｍ以下であるか否かが判定される。続いて、電圧加算補正判定処理が実行される（ステップＳ８２）。ここでは、上記充放電電力制限値が閾値Ｍ以下であると判定された場合に、システム電圧指令値ＶＨ＊に予め設定された所定電圧値Ｎを加算して補正後システム電圧指令値が生成される。この電圧加算補正の処理手順もまた、図４および図５を参照して説明したのと同様である。

永久磁石モータでは低温になると同じ動作点でもモータ必要電圧が大きくなる特性があり、モータ必要電圧が大きくなることで変調率が増加する。これに伴って上記第１の態様の電圧加算補正制御では変調率が閾値Ａ以上になり易くなって、電圧加算補正が行われる頻度が多くなる。このような低温時に電圧加算補正が頻繁に行われると、充放電電力制限されているバッテリ１１からの放電電力が多くなるためにバッテリ電圧Ｖｂが下限割れしてバッテリ１１にダメージを与えるおそれがある。そのため、バッテリ低温時やバッテリ１１の充放電電力制限時に上記第３の態様の電圧加算補正処理を行うことによってシステム電圧指令値が加算補正されることで、変調率の増加が抑制されて閾値Ａ以上になる頻度を低減することができる。その結果、バッテリ電圧下限割れが生じるのを抑制して、バッテリ１１を保護することができる。

上記第３の態様の電圧加算補正制御において、システム電圧を補正後システム電圧指令値に従って上昇させる際の昇圧レート（図６中のレートＣ参照）は、バッテリ低温判定が成立しない通常時よりも低い昇圧レートに設定されるのが好ましい。この処理が図１４に示される。図１４を参照すると、まず、バッテリ温度Ｔｂが閾値Ｋ以下の低温であるか否かが判定され（ステップＳ９０）、低温判定成立時は昇圧レートを通常時よりも緩傾斜の昇圧レートに切り替え（ステップＳ９２）、一方、低温判定不成立時は昇圧レートを通常時のものに切り替える。これにより、低温時にバッテリ１１から過電流が流出してバッテリ電圧が下限割れしてしまうのをより有効に抑制することができる。

あるいは、図１３に示す電圧加算補正処理に対応して、図１５に示す処理を行ってもよい。図１５を参照すると、まず、バッテリ１１に充放電電力制限がかかっているか否かを判定し（ステップＳ９１）、充放電電力制限がかかっている場合には昇圧レートを通常時よりも緩傾斜の昇圧レートに切り替え（ステップＳ９２）、一方、充放電電力制限がかかっていない場合には昇圧レートを通常時のものに切り替える。これによっても、充放電電力制限がかかっているときにバッテリ１１から過電流が流出してバッテリ電圧が下限割れしてしまうのをより有効に抑制することができる。

１０モータ駆動制御装置、１１バッテリ、１２，１４電圧センサ、１６，１８平滑コンデンサ、２０昇降圧コンバータ、２２インバータ、２４電流センサ、２５回転角センサ、２６制御部、２８温度センサ、４０回転角センサ、１００モータ駆動システム、Ｍ１交流モータ。

Claims

電源装置から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧するコンバータと、コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換して交流モータに印加するインバータと、入力されるトルク指令値に応じて前記コンバータおよびインバータを作動制御することにより前記交流モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で選択的に駆動制御可能な制御部と、を備えるモータ駆動制御装置であって、
前記制御部は、
前記交流モータが前記トルク指令値に従ったトルクを出力するためのモータ必要電圧およびシステム電圧指令値を算出する電圧算出部と、
前記電圧算出部により算出されたシステム電圧指令値が前記コンバータの昇圧上限電圧以下であるとき、所定条件下で交流モータを正弦波ＰＷＭ制御の変調率最大値であって矩形波制御よりも小さい変調率で正弦波ＰＷＭ制御により駆動するよう前記システム電圧指令値に対し前記昇圧上限電圧の範囲で電圧加算補正を行う電圧加算補正部と、
を含む、モータ駆動制御装置。
請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
前記電圧加算補正部による電圧加算補正は、前記モータ必要電圧と前記システム電圧とに基づいて規定される変調率が前記変調率最大値以上であるとき、モータ回転数が急変したとき、電源装置が所定温度以下の低温であるとき、電源装置に充放電電力制限がかかっているとき、の少なくとも１つに該当するときに行われることを特徴とするモータ駆動制御装置。