JP2014096856A - 交流電動機の制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧コンバータの電磁騒音を増大させることなく、交流電動機の出力変動を抑制する。
【解決手段】交流電動機を矩形波電圧制御する際には、電圧位相φｖを変化することによって出力トルクＴが制御される。電圧位相が大きい領域（φｖ＝θ２）では、電圧位相が小さい領域（φｖ＝θ１）と比較して、矩形波電圧の振幅に対応する直流電圧ＶＨの変化に対するトルクＴの変動が大きい。直流電圧ＶＨ毎に設定された限界位相の集合で示される限界位相ラインＰＬＮよりも電圧位相φｖが大きい領域での矩形波電圧制御が回避されるように、交流電動機は制御される。
【選択図】図６

Description

この発明は交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、交流電動機を駆動するインバータの直流リンク電圧をコンバータによって可変制御する制御システムに関する。

直流電源を用いて交流電動機を制御するために、インバータを用いた制御システムが使用されている。特に、特開２００４−１１２９０４号公報（特許文献１）にも記載されるように、インバータの直流リンク電圧を昇圧コンバータによって可変制御する構成が知られている。特許文献１では、このような制御システムにおいて、昇圧コンバータでオンオフ制御されるスイッチング素子（トランジスタ）のデッドタイムの影響を低減して、直流電圧を安定的に制御するための制御が記載されている。

具体的には、特許文献１では、昇圧コンバータのリアクトル電流、すなわちバッテリからの出力電流が小さいときにスイッチング素子のオンオフデューティを制御する搬送波の周波数（キャリア周波数）を通常よりも低くすることによって、デッドタイムの影響を低減する技術が記載されている。

特開２００４−１１２９０４号公報 特開２０１０−２６８６２７号公報 特開２０１０−２２０３０６号公報

特許文献１でも問題視されるように、昇圧コンバータによってインバータの直流リンク電圧を可変制御する制御システムでは、直流電圧の変動が交流電動機のトルク変動に繋がる可能性がある。特に、同一の直流電圧に対して交流電動機に印加される交流電圧の基本波成分を大きくするために、正負１パルスの矩形波電圧をインバータから出力する矩形波電圧制御では、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御と比較して、上記の直流電圧の変動がトルク変動に至る可能性が高まる。

しかしながら、特許文献１に記載されるように、昇圧コンバータのキャリア周波数を低下させることによって直流電圧の変動を抑制すると、電磁騒音が発生するという新たな課題が生じる虞がある。特に、ハイブリッド自動車等の電動車両に搭載された交流電動機の制御システムでは、電磁騒音の発生により車内の静粛性が低下することが懸念される。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、昇圧コンバータの電磁騒音を増大させることなく、交流電動機の出力変動を抑制することである。

この発明のある局面によれば、交流電動機の制御システムは、昇圧コンバータと、インバータと、パルス幅変調制御部と、矩形波電圧制御部と、位相制限制御部とを含む。昇圧コンバータは、電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように蓄電装置および電力線の間で双方向の直流電力変換を実行するように構成される。インバータは、電力線上の直流電圧を交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成される。パルス幅変調制御部は、交流電動機をトルク指令値に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によってインバータから交流電動機に出力される交流電圧を制御するように構成される。矩形波電圧制御部は、直流電圧に対するパルス幅変調制御による交流電圧の変調度が所定の基準値を超えたときに、インバータから交流電動機に矩形波電圧が印加されるようにインバータから交流電動機に出力される交流電圧を制御するように構成される。矩形波電圧制御部は、トルク指令値に従って、交流電動機のトルクの絶対値を増加するときに矩形波電圧の電圧位相の絶対値を大きくするようにインバータを制御する。位相制限制御部は、電圧位相の絶対値が直流電圧および交流電動機の回転速度に応じて設定された限界位相を超えた領域となる状態で矩形波電圧制御が行なわれることを回避するように交流電動機を動作させる。

好ましくは、位相制限制御部は、パルス幅変調制御中において、交流電動機の動作状態に応じて、変調度が基準値を超えないように電圧指令値を上昇させるように構成される。

さらに好ましくは、位相制限制御部は、パルス幅変調制御中において、交流電動機の回転速度およびトルクによって示される動作点が直流電圧毎に設定された所定領域内であるときに、変調度が基準値より低くなるように電圧指令値を上昇させるように構成される。所定領域は、当該直流電圧および当該動作点において矩形波電圧制御を実行したときに、電圧位相の絶対値が限界位相を超えてしまう領域に対応させて予め設定される。

また、さらに好ましくは、位相制限制御部は、パルス幅変調制御中において、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧によって示される電圧位相の絶対値が限界位相を超えたときに、変調度が基準値より低くなるように電圧指令値を上昇させる。

好ましくは、位相制限制御部は、矩形波電圧制御中における電圧位相の絶対値が限界位相を超えたときに、電圧位相の絶対値が限界位相よりも小さくなるように電圧指令値を上昇させる。

また好ましくは、制御システムは、共通の電力線に対して、電動車両に搭載される複数個の交流電動機が複数個のインバータをそれぞれ経由して電気的に接続されるように構成される。複数個の交流電動機は、電動車両の駆動用電動機である第１の電動機を含む。制御システムは、トルク指令値設定部およびトルク指令値修正部さらに含む。トルク指令値設定部は、電動車両の運転状態に応じて複数個の交流電動機のそれぞれのトルク指令値を設定する。位相制限制御部は、現在の直流電圧における矩形波電圧制御による電圧位相の絶対値が限界位相を超えるときに、第１の電動機のトルク指令値を減少させる。トルク指令値修正部は、位相制限制御部によって第１の電動機のトルク指令値が減少されたときに、当該減少による車両駆動力の減少を補償するように第１の電動機以外の電動機のトルク指令値を修正する。

また好ましくは、位相制限制御部は、蓄電装置の入出力電流の絶対値が基準値より小さいときに限って、電圧位相の絶対値が直流電圧毎に設定された限界位相を超えた領域となる状態で矩形波電圧制御が行なわれることを回避するための制御を実行する。

あるいは好ましくは、限界位相は、直流電圧毎および回転速度毎に、各電圧位相における直流電圧の変動に対するトルク変動の大きさに基づいて定められる。

この発明によれば、昇圧コンバータの電磁騒音を増大させることなく、交流電動機の出力変動を抑制することができる。

本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。 交流電動機制御のためのインバータ制御方式を説明する図である。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるＰＷＭ制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。 矩形波電圧制御における電圧位相−トルク特性を説明する第１の概念図である。 矩形波電圧制御における電圧位相−トルク特性を説明する第２の概念図である。 交流電動機の動作点と制御モード選択との関係を概略的に示す概念図である。 各制御モードにおける交流電動機の電流位相を示すグラフである。 ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明するための遷移図である。 ３つの制御モードを通じたシステム電圧の変化に応じた制御システムの挙動を説明するための概念図である。 交流電動機の動作点の変化に伴う制御モードの遷移の例を説明するための概念図である。 図１１に示した動作点の変化に伴う交流電動機の電圧ベクトルの軌跡を説明する図である。 実施の形態１による交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧指令値を設定するための制御構成を説明する機能ブロック図である。 交流電動機の動作点に基づく位相限界補正制御の要否判定を説明するための概念図である。 実施の形態１の変形例１による交流電動機の制御システムにおける制御処理を説明するフローチャートである。 実施の形態２による交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧指令値を設定するための制御構成を説明する機能ブロック図である。 本発明の実施の形態３に従う交流電動機の制御システムが搭載される電動車両の構成例を説明する概略ブロック図である。 図１７に示したハイブリッド車両に搭載された交流電動機の制御システムの構成例を説明する回路図である。 図１７に示したハイブリッド車両でのエンジン、ＭＧ１およびＭＧ２の回転速度の関係を示す共線図である。 本発明の実施の形態３に従う交流電動機の制御システムにおける位相限界ラインを超えた領域での矩形波電圧制御を回避するための制御を説明する概念図である。 実施の形態３に従う交流電動機の制御システムにおける位相限界補正制御の制御処理を説明するフローチャートである。 実施の形態３に従う交流電動機の制御システムにおける位相限界補正制御の制御処理の変形例を説明するフローチャートである。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則として繰返さないものとする。

［実施の形態１］
（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態１に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生可能な自動車を包括的に表現するものとする）の駆動輪にトルクを発生させるように構成された走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンによって駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポ
ーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、電力線７上の直流電圧ＶＨを検出する。以下では、インバータ１４の直流リンク電圧に相当する直流電圧ＶＨを「システム電圧ＶＨ」とも称する。一方、電力線６の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１９によって検出される。電圧センサ１３，１９によって検出された直流電圧ＶＨ，ＶＬは、制御装置３０へ入力される。

インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇圧コンバータ１２は、基本的には、ＰＷＭ制御に用いられる搬送波（図示せず）の１周期に相当するスイッチング周期の各々において、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。昇圧コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）を制御することによって、昇圧比（ＶＨ／ＶＬ）を制御することができる。したがって、直流電圧ＶＬ，ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨ♯とに従って演算されたデューティ比に従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが制御される。

搬送波の周波数（キャリア周波数）を上昇させると昇圧コンバータ１２でのスイッチング損失が増加する。一方で、キャリア周波数を低下させると、可聴周波数帯でのスイッチングとなることによりユーザに感知される電磁騒音が大きくなる。このため、キャリア周波数については、電磁騒音が抑性できる周波数領域内で、スイッチング損失が過大とならない所定周波数が、デフォルト値として予め定められることが一般的である。

スイッチング素子Ｑ１をスイッチング素子Ｑ２と相補的にオンオフすることにより、リアクトルＬ１の電流方向に応じて制御を切換えることなく直流電源Ｂの充電および放電の両方に対応することができる。すなわち、電圧指令値ＶＨ♯に従うシステム電圧ＶＨの制御を通じて、昇圧コンバータ１２は、回生および力行の両方に対応することができる。

なお、交流電動機Ｍ１の低出力時には、昇圧コンバータ１２による昇圧を行なうことなく、ＶＨ＝ＶＬ（昇圧比＝１．０）の状態で交流電動機Ｍ１を制御することができる。この場合（以下、「非昇圧モードとも称する」）には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が、オンおよびオフにそれぞれ固定されるので、昇圧コンバータ１２での電力損失が低下する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を平滑コンデンサＣ０を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度Ｎｍｔおよび回転角速度ωを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウ
ェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１９によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、および電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｕ（ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ）），ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。

すなわち、制御装置３０は、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ♯に従って上記のように制御するために昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１の出力トルクをトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８は、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ入力される。

（電動機制御における制御モード）
図２は、交流電動機制御のためのインバータ制御方式を説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、インバータ１４による交流電動機制御について３つの制御方式を切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。

以下、本明細書では、インバータによる直流交流電圧変換における、直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）に対する交流電動機Ｍ１へ出力される交流電圧（線間電圧の実効値）の比を「変調度」と定義する。正弦波ＰＷＭ制御の適用は、基本的には、各相の交流電圧振幅（相電圧）がシステム電圧ＶＨと等しくなる状態が限界である。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御では、変調度を０．７倍程度までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、電動機の電気角３６０度に相当する期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をインバータが出力する。これにより、変調度は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅よりも大きい振幅の交流電圧（正弦波状）について、その振幅を拡大した上で、上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調度を０．７〜０．７８の範囲まで高めることができる。これにより、各相の交流電圧振幅（相電圧）がシステム電圧ＶＨよりも高い領域の一部についても、ＰＷＭ制御の適用が可能となる。

システム電圧ＶＨが同一、すなわちインバータによりスイッチングされる直流電圧が同一の下で、同一のモータ電流を供給する場合には、インバータでのスイッチング損失は、単位時間内のスイッチング回数に依存する。したがって、このような同一条件の下では、正弦波ＰＷＭ制御にてスイッチング損失が大きくなる一方で、矩形波電圧制御ではスイッチング損失が小さくなる。

一方で、交流電動機Ｍ１を円滑に駆動するためには、交流電動機Ｍ１の動作点（回転速度およびトルク）に応じて、システム電圧ＶＨを適切に設定する必要がある。この際に、上述したように、それぞれの制御モードについて、実現可能な変調度には限界がある。したがって、回転速度およびトルクの積で示される、交流電動機Ｍ１の出力が大きくなる程、システム電圧ＶＨを上昇させる必要が生じる。

（各制御モードの制御構成の説明）
図３は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるＰＷＭ制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。図３を含めて、以下で説明される機能ブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図３を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。後述するように、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍの組み合わせによって、交流電動機Ｍ１の電流位相が適正に制御できる。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

この際に、変調度Ｋｍｄは、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯およびシステム電圧ＶＨを用いると、下記（２）式によって示される。

Ｋｍｄ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（１）
ＰＷＭ変調部２６０は、図示しない搬送波と、交流電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。搬送波は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。なお、正弦波の交流電圧指令に対して３ｎ次高調波を重畳させることも可能である。

なお、インバータ１４でのパルス幅変調において、搬送波の振幅は、インバータ１４の直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。なお、ＰＷＭ変調する交流電圧指令の振幅について、本来の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波の振幅を固定できる。

なお、正弦波ＰＷＭの選択時に、変調度Ｋｍｄが０．６１〜０．７８の範囲に上昇すると、過変調ＰＷＭが適用される。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ１４の直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。一方で、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に対してはシステム電圧ＶＨを超えた電圧が印加できないため、各相電圧指令信号に従ったＰＷＭ制御によっては、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調度が確保できなくなる。

このため、過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｋ倍，ｋ＞１）する補正処理を行うことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調度が確保できるようになる。このような振幅補正処理は、過変調ＰＷＭ制御時における電圧指令生成部２４０または座標変換部２５０での機能追加によって実行することができる。

正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御の適用時には、インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御される。これにより、交流電動機Ｍ１に対して、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。すなわち、電流位相を規定する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを基準値とするモータ電流のフィードバック制御により、交流電動機Ｍ１のトルク制御を行なうことができる。

図４は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおける矩形波電圧制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。

図４を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（２）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（２）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される回転角速度ωを用いて、下記（３）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（３）
なお、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔＴｑを求めてもよい。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。

図５を参照して、矩形波電圧制御時には矩形波電圧の電圧位相φｖを変化させることによって、交流電動機Ｍ１の出力トルクが制御される。電圧位相φｖをｑ軸に対して進めることによって、力行トルクを増大することができる。一方で、回生動作（負トルク出力）時には、電圧位相φｖをｑ軸に対して遅らせることによって回生トルクを増大することができる。

以下では、電圧位相φｖのｑ軸に対する位相差を「電圧位相の大きさ（絶対値）」とも称する。すなわち、矩形波電圧制御では、力行時および回生時を通じて、電圧位相を大きくすると、交流電動機Ｍ１の出力トルク（絶対値）が大きくなることが理解される。

再び、図４を参照して、矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波電圧パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波電圧制御時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、交流電動機Ｍ１のトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波電圧制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧の振幅は固定されて、電圧位相のみが制御可能である。このため、印加電圧の振幅および位相の両方を制御できるＰＷＭ制御と比較して、その制御応答性は低下する。

図６を用いて、矩形波電圧制御におけるトルク制御について、さらに詳細に説明する。図６にも示されるように、以下、本実施の形態では、力行動作（正トルク出力）時における制御について説明する。ただし、ｑ軸を基準とする電圧位相φｖの極性を反転すれば、回生動作（負トルク出力）時についても、本実施の形態と同様の交流電動機制御を実行することができる点について確認的に記載する。

矩形波電圧制御における交流電動機Ｍ１の出力トルクＴは、交流電動機Ｍ１の動作状態に基づいて、下記（４）式に従って変化する。

なお、式（４）において、ｐは極対数、Ｌｄ，Ｌｑは、ｄ軸，ｑ軸のインダクタ成分、θは電圧位相（θ＝φｖ）、φｋは誘起電圧定数を示す。これらはモータ定数である。また、Ｖはモータ印加電圧（Ｖ＝ＶＨ）、ωは回転角速度を示す。

図６には、一定回転速度（ω一定）の下でシステム電圧ＶＨを変化させた場合の各々における電圧位相−トルク特性が示される。

図６から理解される通り、同一の電圧位相φｖに対して、システム電圧ＶＨが高くなる程、出力トルクが大きくなる。したがって、高トルクの要求時には、昇圧コンバータ１２によってシステム電圧ＶＨを上昇することにより、同一の電圧位相制御範囲に対する出力トルクを確保することができる。

一方、上述のように、昇圧コンバータ１２は、非昇圧モード（ＶＨ＝ＶＬ）では、スイッチング損失が低減するため効率が高くなる。これに対して、昇圧コンバータ１２を昇圧動作（ＶＨ＞ＶＬ）させると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２でのスイッチング損失によって、昇圧コンバータ１２の効率が相対的に低下する。

本実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、交流電動機Ｍ１の状態に応じて、上述の正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御が選択的に適用される。

概略的には、図７に示されるように、交流電動機Ｍ１の動作点（トルクおよび回転速度の組合せ）に応じて、制御モードが切換えられる。

図７を参照して、一般的には、低速回転領域から中速回転領域にかけては正弦波ＰＷＭの制御が適用され、中速回転領域から高速回転領域にかけては過変調制御が適用される。さらに、より高速回転領域では矩形波電圧制御を適用することによって、交流電動機Ｍ１が制御される。ただし、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭまたは過変調ＰＷＭ）および矩形波電圧制御は、変調度に応じて選択される。一方で、同一のモータ印加電圧の下でも、システム電圧ＶＨが変化すると変調度が変化することによって、適用される制御モードが変わってくることが理解される。

図８は、各制御モードにおける交流電動機Ｍ１の電流位相を示すグラフである。
図８には、同一の直流電圧ＶＨに対して、出力トルクを徐々に高めていったときの電流位相の変化の軌跡が例示されている。図８の横軸はｄ軸電流Ｉｄを示しており、図４の縦軸はｑ軸電流Ｉｑを示している。電流位相φｉは、下記（５）式で定義される。

正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流位相φｉは、最適電流進角ライン４２上となるように決定される。最適電流進角ライン４２は、Ｉｄ−Ｉｑ平面上の等トルク線上における交流電動機Ｍ１での損失が参照となる電流位相点の集合として描かれる。すなわち、電流指令生成部２１０（図３）は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する等トルク線と、最適電流進角ライン４２との交点に対応するｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成するように構成されている。最適電流進角ラインは、予め実験ないしシミュレーションによって求めることができる。したがって、各トルク指令値に対応させて最適電流進角ライン４２上の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの組み合わせを決定するマップを予め作成して、制御装置３０内に記憶させておくことができる。

図８では、零点位置を起点とするＩｄ，Ｉｑの組み合わせによる電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、出力トルクの増加に応じて変化する軌跡を矢印で示している。出力トルクが増加するのに応じて、電流の大きさ（Ｉｄ−Ｉｑ平面上での電流ベクトルの大きさに相当）が増加する。正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの設定により、電流位相が最適電流進角ライン４２上に制御される。トルク指令値がさらに増加し、変調度が０．７８に達すると矩形波電圧制御が適用される。

矩形波電圧制御では、弱め界磁制御を行なうために、電圧位相φｖを大きくすることにより出力トルクを増加させるのに従って、界磁電流であるｄ軸電流Ｉｄの絶対値が増加する。この結果、電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、最適電流進角ライン４２から図中左側（進角側）に離れることによって、交流電動機Ｍ１の損失が増加する。このように、矩形波電圧制御では、インバータ１４によって交流電動機Ｍ１の電流位相を直接制御することができなくなる。

反対に、同一のシステム電圧ＶＨの下で、電圧位相φｖを小さくすることにより出力トルクを減少していくと、電流位相φｉは図中右側（進角角側）へ変化する。そして、矩形波電圧制御時に電流位相φｉが、モード切換ライン４３よりも進角側になると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。たとえば、モード切換ライン４３は、φｉ＝φｔｈ（基準値）となる電流位相点の集合として描かれる。言い換えると、電流位相φｉがφｔｈ（基準値）よりも小さくなると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。

図９には、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明するための遷移図が示される。

図９を参照して、正弦波ＰＷＭまたは過変調ＰＷＭ制御の適用時には、図３に示したＰＷＭ制御部２００によって演算された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づいて、（１）式に従って変調度Ｋｍｄを演算することができる。そして、変調度Ｋｍｄが０．７８よりも大きくなると、矩形波電圧制御モードへの遷移が指示される。

矩形波制御モードでは、出力トルクの低下に応じて電流位相φｉが図８での右側（進角側）へ変化する。そして、電流位相φｉが基準値φｔｈよりも小さくなると、すなわち、図８に示したモード切換ライン４３よりも遅角側の位相領域に入ると、ＰＷＭ制御モードへの遷移が指示される。

交流電動機Ｍ１の同一出力に対してシステム電圧ＶＨを変えると、ＰＷＭ制御における変調度が変化する。また、矩形波電圧制御では、当該出力を得るための電圧位相φｖが変化するのに付随して電流位相φｉが変化する。したがって、システム電圧ＶＨに応じて、制御システムでの損失が変化する。

図１０は、３つの制御モードを通じたシステム電圧ＶＨの変化に応じた制御システムの挙動を説明するための概念図である。図１０には、システム電圧ＶＨを変化させた上で、交流電動機Ｍ１の出力（回転速度×トルク）を同一とするための挙動が示される。

図１０（ａ）には、３つの制御モードを通じたシステム電圧ＶＨと制御システムの全体損失の関係が示される。図１０（ｂ）には、システム電圧ＶＨと変調度Ｋｍｄとの関係が示される。図１０（ｃ）には、システム電圧ＶＨとモータ電流位相との関係が示されている。

図１０（ａ）〜（ｃ）を参照して、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が適用される領域では、システム電圧ＶＨを低下して変調度を上昇させる程、損失が減少する。そして、矩形波電圧制御が適用される境界の動作点４４において、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の損失が最小となるため、システム全体の損失も最小となる。

矩形波電圧制御が適用される領域では、変調度は０．７８に固定されるため、システム電圧ＶＨを低下させる程、同一出力を得るための電圧位相φｖが大きくなる。これに付随して、図８にも示したように、弱め界磁電流の増加によって、電流位相が最適電流進角ライン４２（図８）から遠ざかるため、交流電動機Ｍ１での損失増加によってシステム損失が増加する。すなわち、矩形波電圧制御では、システム電圧ＶＨが低下するほどシステムの全体損失が増加することになる。

逆に、システム電圧ＶＨを高くすることによりＰＷＭ制御を適用すると、交流電動機Ｍ１電流位相は、最適電流進角ライン４２（図８）に沿って制御できる。しかしながら、ＰＷＭ制御で交流電動機Ｍ１を動作させると、交流電動機Ｍ１の損失は低減できる一方で、スイッチング回数の増加によってインバータ１４の損失が増加することになる。

したがって、交流電動機Ｍ１を含む制御システム全体の損失が最小となるのは、矩形波電圧制御が適用され、かつ、交流電動機Ｍ１の電流位相が最適電流進角ライン４２（図８）の近傍にあるときである。すなわち、システム電圧ＶＨは、このような状態となるように設定することが好ましい。

図１１は、交流電動機Ｍ１の動作点の変化に伴う制御モードの遷移の例を説明するための概念図である。

図１１を参照して、交流電動機Ｍ１が、動作点Ｐａから同一回転速度の下でトルクを増加することによって、動作点ＰｂおよびＰｃへ変化するときの動作を考える。

ＶＨ＝ＶＬ（非昇圧時）のときには、切換ラインＬＮ１上で変調度が０．７８となる。すなわち、切換ラインＬＮ１は、ＶＨ＝ＶＬの下で変調度が０．７８となるような動作点の集合で示される。交流電動機Ｍ１の動作点がＰｂに達すると、矩形波電圧制御の適用が開始される。ＶＨ＝ＶＬでの矩形波電圧制御において電圧位相φｖを大きくすることにより、動作点Ｐｂからさらに出力トルクが増大する。

ＶＨ＝Ｖ１のときには、切換ラインＬＮ２上で変調度が０．７８となる。すなわち、切換ラインＬＮ２は、ＶＨ＝Ｖ１の下で変調度が０．７８となるような動作点の集合で示される。動作点Ｐｂから出力トルクがさらに増加して、交流電動機Ｍ１の動作点が、切換ラインＬＮ２上の動作点Ｐｃに達すると、昇圧コンバータ１２による昇圧を開始してＶＨ＝Ｖ１に昇圧することによって、図１０に示した動作点４４近傍での矩形波電圧制御が行なわれるようにシステム電圧ＶＨを設定することができる。

図１２には、図１１に示した動作点における交流電動機Ｍ１における電圧ベクトルの軌跡が示される。図１２の横軸はｄ軸電圧（Ｖｄ）を示しており、縦軸はｑ軸電圧（Ｖｑ）を示している。

図１２を参照して、図１１の動作点Ｐａ、ＰｂおよびＰｃのそれぞれおける、ＶｄおよびＶｑの組み合わせによって示される電圧ベクトルの先端位置は、Ｐａｖ、ＰｂｖおよびＰｃｖとなる。

動作点Ｐａ，Ｐｂでは、ＶＨ＝ＶＬであり、回転速度も同じであるので、電圧ベクトルの先端位置ＰａｖおよびＰｂｖは、モータ端子の等電圧線６０２上で、ＶＨ＝ＶＬ（非昇圧時）のときの電圧制限円６００内の領域に位置する。変調度が０．７８となって矩形波電圧制御が適用される動作点Ｐｂでは、電圧ベクトルの先端位置Ｐｂｖが電圧制限円６００上に至る。このときの電圧位相φｖ＝θ２である。ＶＨ＝ＶＬのままで、矩形波電圧制御を継続すると、電圧制限円６００上を反時計回りに電圧ベクトルの先端位置が移動することによって、電圧位相φｖが大きくなって出力トルクが大きくなる。

動作点Ｐｃでは、システム電圧ＶＨが昇圧されてＶＨ＝Ｖ１（Ｖ１＞ＶＬ）となった状態で矩形波電圧制御が実行される。したがって、動作点Ｐｃでの電圧ベクトルの先端位置Ｐｃｖは、ＶＨ＝Ｖ１のときの電圧制限円６１０上に位置する。このときの電圧位相φｖ＝θ１（θ１＜θ２）であり、動作点Ｐｂでの電圧位相よりも小さくなっている。このように、システム電圧ＶＨを上昇させることにより、矩形波電圧を適用したときの電圧位相φｖが小さくなることが理解される。

再び図６を参照して、電圧位相φｖに対するＶＨ変動およびトルク変動の関係について考察する。

電圧位相φｖが小さい領域（たとえばφｖ＝θ１）と、電圧位相φｖが大きい領域（たとえばφｖ＝θ２）とを比較すると、電圧位相が大きくなる程、システム電圧ＶＨの変動に対するトルク変動が大きくなることが理解される。

したがって、電圧位相が大きい領域で矩形波電圧制御を実行している場合には、システム電圧ＶＨの変動が生じると、トルク変動が発生することが懸念される。一方で、図１０で説明したように、制御システム全体の損失を考慮すると、矩形波電圧制御を積極的に適用することが好ましい。

したがって、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムは、矩形波電圧制御を積極的に適用するとともに、矩形波電圧制御での電圧位相φｖが大きくなり過ぎないように、交流電動機Ｍ１を動作させる。

たとえば、回転速度が一定である図６の例では、式（４）に示したトルク演算式について、各ＶＨおよび各θでのｄＴ／ｄＶＨを演算することにより、システム電圧ＶＨの各水準について、システム電圧ＶＨの変動に対するトルクＴの変動量が所定の限界値に達する、電圧位相φｖの上限値に相当する限界位相θｌｍを予め求めることができる。図６中に示した位相限界ラインＰＬＮは、システム電圧ＶＨの各水準における限界位相θｌｍの集合に相当する。限界位相θｌｍおよび位相限界ラインＰＬＮは、式（４）に基づくシミュレーションや実機実験によって、予め求めることができる。なお、回転速度が異なると、同一のシステム電圧における限界位相θｌｍも変化する。

実施の形態１に従う交流電動機の制御システムでは、電圧位相φｖが位相限界ラインＰＬＮよりも右側の領域となる状態、すなわち、電圧位相φｖが位相限界ラインＰＬＮを超えた領域（以下、位相限界領域とも称する）での矩形波電圧制御が行なわれることを回避するように、システム電圧ＶＨを設定する。

上述のように、図６には、同一の回転角速度（回転速度）の下でシステム電圧ＶＨを変化させたときの電圧位相−トルク特性が示されている。トルクＴａを出力するための電圧位相は、ＶＨ＝ＶＬのときはφｖ＝θ２であるのに対し、システム電圧ＶＨをＶ１に昇圧すると、必要な電圧位相φｖはθａまで小さくすることができる。すなわち、システム電圧ＶＨを高くすることによって、同一のトルクＴを得るのに必要な電圧位相φｖが小さくなる。

図６の例では、要求されたトルクＴａを得るために、ＶＨ＝ＶＬ（非昇圧時）のときは、限界位相（位相限界ラインＰＬＮ）よりも電圧位相が大きい状態での矩形波電圧制御が必要であったのに対して、ＶＨ＝Ｖ１に昇圧すると、電圧位相が位相限界ラインＰＬＮを超えた状態での矩形波電圧制御を回避できることが理解できる。

したがって、ＰＷＭ制御時（正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御の適用時）には、矩形波電圧制御へ移行したときの電圧位相が位相限界ラインＰＬＮを超える場合には、矩形波電圧制御への遷移を行なわずに、システム電圧ＶＨを上昇することによって変調度を低下させることが好ましい。このようにすると、ＰＷＭ制御を継続することにより、位相限界領域での矩形波電圧制御を回避することができる。

図１３は、実施の形態１による交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧指令値を設定するための制御構成を説明する機能ブロック図である。

図１３を参照して、電圧指令値設定部５００は、ＰＷＭ制御の選択時において、システム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ♯を設定する。電圧指令値設定部５００は、必要電圧算出部５０５と、変調度演算部５１０と、変調度目標値設定部５２０と、位相限界補正部５３０と、位相限界マップ５３５と、電圧指令値演算部５４０とを有する。

必要電圧算出部５０５は、交流電動機Ｍ１の動作状態、たとえば、回転速度Ｎｍｔおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、交流電動機Ｍ１を当該動作状態で駆動するために必要なシステム電圧ＶＨの最小値ＶＨｍｉｎ（以下、最小電圧ＶＨｍｉｎとも称する）を算出する。

システム電圧ＶＨについては、少なくとも交流電動機Ｍ１の誘起電圧よりも高電圧に設定する必要がある。また、図１１に示したように、システム電圧ＶＨによって交流電動機Ｍ１が動作可能な領域が変化する。したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態を示す変数（回転速度Ｎｍｔおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍ）に対応させて、最小電圧ＶＨｍｉｎを予め設定しておくことができる。必要電圧算出部５０５は、制御装置３０に予め記憶されたマップを参照することにより、上記対応関係に従って、交流電動機Ｍ１の現在の動作状態に対応した最小電圧ＶＨｍｉｎを設定する。

変調度演算部５１０は、ＰＷＭ制御部２００（図３）によって演算されたｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯と、システム電圧指令値ＶＨ♯に基づいて、上述の式（１）に従って、変調度Ｋｍｄを演算する。

変調度目標値設定部５２０は、変調度目標値Ｋｍｄ♯を設定する。図１０に示したように、矩形波電圧制御を適用することによって、交流電動機Ｍ１を含む制御システム全体の損失を低下することができる。したがって、ＰＷＭ制御の選択時には、変調度目標値Ｋｍｄ♯＝０．７８程度に設定することにより、制御システム全体の損失低下を指向する。

電圧指令値演算部５４０は、変調度演算部５１０によって演算された変調度Ｋｍｄを変調度目標値Ｋｍｄ♯に近付けるためのフィードバック制御（変調度制御）に基づく電圧指令値ＶＨｍｄを算出する。たとえば、偏差ΔＫｍｄ＝Ｋｍｄ−Ｋｍｄ♯のＰＩ制御に基づいて、ＶＨｍｄを設定することができる。あるいは、（Ｋｍｄ♯／Ｋｍｄ）の比と現在のＶＨ♯との積によってＶＨｍｄを設定することも可能である。そして、電圧指令値演算部５４０は、変調度制御のためのＶＨｍｄと、必要電圧算出部５０５による最小電圧ＶＨｍｉｎとのうちの最大値に従って、電圧指令値ＶＨ♯を設定する。このように、電圧指令値演算部５４０は、ＶＨ♯≧ＶＨｍｉｎの範囲で、変調度Ｋｍｄが目標値（０．７８程度）に近付くようにシステム電圧ＶＨを設定しようとする。

位相限界マップ５３５は、図６に示した位相限界ラインＰＬＮを構成する限界位相θｔｈを予め記憶する。上述のように、限界位相θｔｈは、システム電圧ＶＨおよびモータ回転速度Ｎｍｔ毎に設定される。したがって、位相限界マップ５３５は、システム電圧ＶＨおよびモータ回転速度Ｎｍｔを引数として、限界位相θｔｈが読み出されるように構成される。

位相限界補正部５３０は、現在のシステム電圧ＶＨおよびモータ回転速度Ｎｍｔに基づいて、位相限界マップ５３５の参照により、限界位相θｔｈを読み出す。さらに、位相限界補正部５３０は、図１２に示した電圧ベクトル図に従って、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づいて電圧位相φｖを演算する。そして、位相限界補正部５３０は、演算された電圧位相と限界位相θｔｈを比較して、電圧位相が限界位相θｔｈよりも大きいときには、位相限界補正制御を行なうためのフラグＦＬＧをオンする。それ以外のときには、フラグＦＬＧはオフされる。位相限界補正部５３０は、「位相限界制御部」の一実施例に相当する。

変調度目標値設定部５２０は、フラグＦＬＧがオフされているときには、上述のように変調度目標値Ｋｍｄ♯をデフォルト値（０．７８程度）に設定する。一方で、変調度目標値設定部５２０は、フラグＦＬＧがオンされて位相限界補正制御を行なうときには、変調度目標値Ｋｍｄ♯をデフォルト値よりも低下させる。これにより、システム電圧ＶＨを上昇させる方向に電圧指令値ＶＨ♯の設定が補正されることによって、変調度が低下する。したがって、限界位相θｔｈを超えた現在の電圧位相のままで、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ遷移することが防止される。この結果、位相限界領域で矩形波電圧制御が行なわれることを回避することができる。

なお、位相限界補正部５３０による判定は、交流電動機Ｍ１の動作点のみに基づいて実行することも可能である。式（４）に示したトルク演算式から、システム電圧ＶＨの各水準において、交流電動機Ｍ１の各動作点での矩形波電圧制御を適用したときの電圧位相φｖを求めることができる。したがって、システム電圧ＶＨの各水準において、このように求められた電圧位相θｖが限界位相θｔｈ（ＶＨおよびＮｍｔの関数）を超える動作点領域を予め求めることができる。

図１４は、交流電動機の動作点に基づく位相限界補正制御の要否判定を説明するための概念図である。

たとえば、図１４には、ＶＨ＝ＶＬ（非昇圧時）における、電圧位相θｖが限界位相θｔｈを超える動作点領域（位相限界領域とも称する）ＡＲ１と、ＶＨ＝Ｖ１（昇圧後）における限界領域ＡＲ２とが例示される。システム電圧ＶＨの各水準における限界領域は、式（４）に基づくシミュレーションまたは実機試験等によって、予め設定することができる。

位相限界補正部５３０は、現在のモータ回転速度Ｎｍｔおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、交流電動機Ｍ１の現在の動作点が限界領域内であるか否かを判定する。そして、現在の動作点が限界領域内であるときには、フラグＦＬＧをオンする一方で、そうでないときにはフラグＦＬＧをオフする。この場合には、位相限界マップ５３５については、システム電圧ＶＨの各水準に対応する限界領域の境界を規定するモータ回転速度およびトルクを予め記憶するように構成することができる。

このように実施の形態１に従う交流電動機の制御システムによれば、ＰＷＭ制御の選択時に、電圧位相が位相限界領域内である場合にはシステム電圧ＶＨを上昇させて矩形波電圧制御への遷移を妨げることにより、電圧位相φｖが位相限界領域内となる矩形波電圧制御が行なわれることを回避することができる。この際に、コンバータおよびインバータのキャリア周波数を変更する必要がないので、電磁騒音を増大させることなく交流電動機の出力トルク変動を抑制することができる。

［実施の形態１の変形例］
実施の形態１による交流電動機の制御システムでは、矩形波電圧制御でのトルク変動を防止するために、位相限界補正制御によって矩形波電圧制御の適用の機会を減少させている。これは、制御システムの損失低減の面からは好ましくない。一方で、システム電圧ＶＨの変動が発生しなければ、矩形波電圧制御での電圧位相が大きくてもトルク変動は発生しない。このため、位相限界補正制御の実行は、システム電圧ＶＨの変動が懸念される状態に限定して適用することが好ましい。

たとえば、特許文献１にも記載されるように、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１の通過電流、すなわち、直流電源Ｂの入出力電流Ｉｂが零近傍であるときに、コンバータ制御におけるデッドタイムの影響によってシステム電圧ＶＨの変動が発生し易い。このため、電流Ｉｂが零近傍である場合に限定して、位相限界補正制御を実行することが好ましい。

図１５は、実施の形態１の変形例１による交流電動機の制御システムにおける制御処理を説明するフローチャートである。図１５に示した制御処理は、図１３の位相限界補正部５３０の機能として、実施の形態１での制御処理に加えてさらに実行される。

図１５を参照して、位相限界補正部５３０（制御装置３０）は、ステップＳ１００により、システム電圧ＶＨの変動が懸念される状態であるかどうかを判定する。たとえば、ステップＳ１００では、直流電源Ｂの入出力電流Ｉｂの絶対値が、デッドタイムの影響によって電圧変動が生じるようなレベルまで低下している否かが判定される。具体的には、電流センサ１１による検出値に基づいて、｜Ｉｂ｜が基準値より小さいか否かが判定される。基準値は、昇圧コンバータ１２のシミューションないし実機実験結果に基づいて予め設定することができる。

位相限界補正部５３０（制御装置３０）は、｜Ｉｂ｜が基準値より小さいときには、ステップＳ１１０に処理を進めて、位相限界補正制御を許可する。これにより、実施の形態１で説明したように、フラグＦＬＧがオンされるとシステム電圧ＶＨを上昇するように変調度目標値Ｋｍｄ♯が低下される。

一方で、位相限界補正部５３０（制御装置３０）は、｜Ｉｂ｜が基準値以上であるときには、ステップＳ１２０に処理を進めて、位相限界補正制御を禁止する。この場合には、交流電動機Ｍ１の動作状態にかかわらずフラグＦＬＧはオフに維持される。これにより、システム電圧ＶＨは、システム全体の損失を最小化するように設定される。

このような構成とすることにより、実施の形態１の変形例に従う交流電動機の制御システムでは、システム電圧ＶＨが変動する要因が存在する場面に限定して、電圧位相を制限するためのシステム電圧ＶＨの補正が実行される。したがって、システム電圧ＶＨが変動する要因が存在する場面では、実施の形態１と同様に位相限界領域で矩形波電圧制御が行なわれることを回避することができる。さらに、それ以外では、システム全体の損失を最小化するように電圧指令値ＶＨ♯を設定できる。この結果、実施の形態１に従う交流電動機の制御システムと比較して、電力損失を低下することができる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御への遷移を回避するようにシステム電圧ＶＨを上昇することによって、電圧位相が大きい領域での矩形波電圧制御の実行を回避した。実施の形態２では、矩形波電圧制御の適用時において電圧位相を制限するための制御について説明する。

図１６は、実施の形態２による交流電動機の制御システムにおけるシステム電圧指令値を設定するための制御構成を説明する機能ブロック図である。

図１６を参照して、実施の形態２に従う電圧指令値設定部５００♯は、矩形波電圧制御の選択時において、システム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ♯を設定する。

電圧指令値設定部５００♯は、位相限界マップ５３５と、ベース指令値生成部５６０と、位相限界補正部５７０と、電圧指令値演算部５８０とを有する。

位相限界マップ５３５は、図１３に示したのと同様に、システム電圧ＶＨおよびモータ回転速度Ｎｍｔを引数として、図６に示した位相限界ラインＰＬＮを構成する限界位相θｔｈが読み出されるように構成される。

ベース指令値生成部５６０は、交流電動機Ｍ１の動作状態（トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転速度Ｎｍｔ）に基づいて、当該動作点に対応して予め設定されたベース指令値ＶＨ１を生成する。ベース指令値ＶＨ１は、図６で説明した最低電圧Ｖｍｉｎ以上である。たとえば、昇圧コンバータ１２での損失を低下させるために、ＶＨ＝ＶＬでの最大出力線よりも内側の領域では、ＶＨ１＝ＶＬ（すなわち、非昇圧）とするように、ベース指令値ＶＨ１は決定される。たとえば、交流電動機Ｍ１の動作状態を示す変数（回転速度Ｎｍｔおよびトルク指令値Ｔｑｃｏｍ）に対応させてベース指令値ＶＨ１を設定するためのマップを予め制御装置３０に記憶させることができる。

ベース指令値生成部５６０は、上記マップを参照することにより、現在の動作状態に応じたベース指令値のマップ値ＶＨ１ｍを読出す。さらに、現在の電圧指令値ＶＨ♯に対するフィルタ処理により、たとえば、下記（６）式に従って、ベース指令値ＶＨ１を設定することができる。式（６）において、αはフィルタ処理の係数である（０＜α＜１）。

ＶＨ１＝（１−α）・ＶＨ♯＋α・ＶＨ１ｍ …（６）
位相限界補正部５７０は、現在のシステム電圧ＶＨ♯および電圧位相φｖに基づいて、位相限界補正制御の要否を判定する。すなわち、位相限界補正部５７０は、現在のシステム電圧ＶＨ♯および回転速度Ｎｍｔに基づいて、位相限界マップ５３５から限界位相θｔｈを読出すとともに、現在の電圧位相φｖを位相限界θｔｈと比較する。

位相限界補正部５７０は、φｖ＞θｔｈの場合には、位相限界補正制御が必要であると判断して、電圧指令値ＶＨ♯を上昇させるように補正値ΔＶＨを設定する。すなわち、ΔＶＨ＞０である。たとえば、ΔＶＨは、現在の電圧位相φｖと限界位相θｔｈとの位相差に基づいて設定することができる。一方で、位相限界補正部５７０は、φｖ≦θｔｈのときには、ΔＶＨ＝０に設定する。位相限界補正部５７０は、「位相限界制御部」の一実施例に相当する。

電圧指令値演算部５８０は、ベース指令値生成部５６０からのベース指令値ＶＨ１と、位相限界補正部５７０からの補正値ΔＶＨとの和に従って、システム電圧の電圧指令値ＶＨ♯を生成する（ＶＨ♯＝ＶＨ１＋ΔＶＨ）。

このように、本実施の形態２による交流電動機の制御システムによれば、矩形波電圧制御中に電圧位相φｖが大きくなった場合には、システム電圧ＶＨを上昇させることによって、電圧位相φｖが位相限界ラインＰＬＮを超える状態で、すなわち位相限界領域内で矩形波電圧制御が行なわれることを回避できる。この際に、実施の形態１と同様に、コンバータおよびインバータのキャリア周波数を変更する必要がないので、電磁騒音を増大させることなく交流電動機の出力トルク変動を抑制することができる。

なお、実施の形態２においても、図１５に示した制御処理を適用して、システム電圧ＶＨが変動する要因が存在する場面（たとえば、｜Ｉｂ｜が基準値よりも小さいとき）に限定して、電圧位相を制限するためのシステム電圧ＶＨの補正を実行してもよい。この場合には、位相限界補正部５７０は、｜Ｉｂ｜が基準値以上であるときには、現在の電圧位相φｖにかかわらずΔＶＨ＝０に固定する。

［実施の形態３］
上述のように、本実施の形態での制御対象である交流電動機Ｍ１は、代表的には、電動車両の走行用電動機である。電動車両では、複数個の交流電動機が搭載される場合がある。このような構成で、複数個の交流電動機をそれぞれ制御するためのインバータ間で直流リンク電圧が共通である場合には、車両駆動力に対して影響が大きい特定の交流電動機のトルク変動を防止することが重要である。

図１７は、本発明の実施の形態３に従う交流電動機の制御システムが搭載される電動車両の構成例を説明する概略ブロック図である。

図１７を参照して、電動車両の代表例として示されるハイブリッド車両８００は、エンジン８０５と、第１ＭＧ（Motor Generator）８１０（以下「ＭＧ１」とも称する）と、第２ＭＧ８２０（以下「ＭＧ２」とも称する）と、動力分割機構８３０と、減速機８４０と、バッテリ８５０と、駆動輪８６０と、ＰＭ（Power train Manager）−ＥＣＵ（Electronic Control Unit）８７０と、ＭＧ（Motor Generator）−ＥＣＵ８７２とを備える。

ハイブリッド車両８００は、エンジン８０５およびＭＧ２のうちの少なくともいずれか一方からの駆動力により走行する。エンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧ２は、動力分割機構８３０を介して連結されている。

動力分割機構８３０は、代表的には、遊星歯車機構として構成される。動力分割機構８３０は、外歯歯車のサンギヤ８３１と、このサンギヤ８３１と同心円上に配置された内歯歯車のリングギヤ８３２と、サンギヤ８３１に噛合するとともにリングギヤ８３２に噛合する複数のピニオンギヤ８３３と、キャリア８３４とを含む。キャリア８３４は、複数のピニオンギヤ８３３を自転かつ公転自在に保持するように構成される。

サンギヤ８３１は、ＭＧ１の出力軸と連結される。リングギヤ８３２は、クランクシャフト８０２と同軸上を回転可能に支持される。ピニオンギヤ８３３は、サンギヤ８３１とリングギヤ８３２との間に配置され、サンギヤ８３１の外周を自転しながら公転する。キャリア８３４は、クランクシャフト８０２の端部に結合され、各ピニオンギヤ８３３の回転軸を支持する。

サンギヤ８３１およびリングギヤ軸８３５は、リングギヤ８３２の回転に伴って回転する。リングギヤ軸８３５には、ＭＧ２の出力軸が連結される。以下では、リングギヤ軸８３５を、駆動軸８３５とも称する。

なお、ＭＧ２の出力軸を、変速機を介して駆動軸８３５と連結する構成としてもよい。本実施の形態では、変速機を配置しない構成を例示するため、ＭＧ２とリングギヤ（駆動軸）８３５の回転速度比は１：１となるが、変速機を配置した構成では、駆動軸８３５とＭＧ２との間の回転速度およびトルクの比が、当該変速比によって定まる。

駆動軸８３５は、減速機８４０を介して駆動輪８６０に機械的に連結されている。したがって、動力分割機構８３０によりリングギヤ８３２、すなわち、駆動軸８３５に出力された動力は、減速機８４０を介して駆動輪８６０に出力されることになる。なお、図１７の例では、前輪を駆動輪８６０としているが、後輪を駆動輪８６０としてもよく、前輪および後輪を駆動輪８６０としてもよい。

動力分割機構８３０は、サンギヤ８３１、リングギヤ８３２、およびキャリア８３４を回転要素として差動作用を行なう。これらの３つの回転要素は、エンジン８０５のクランクシャフト８０２、ＭＧ１の出力軸および駆動軸８３５の３軸に機械的に連結される。

動力分割機構８３０によって、エンジン８０５が発生する動力は、２経路に分割される。一方は減速機８４０を介して駆動輪８６０を駆動する経路である。もう一方は、ＭＧ１を駆動させて発電する経路である。動力分割機構８３０は、ＭＧ１が発電機として機能するときには、キャリア８３４から入力されるエンジン８０５からの動力を、サンギヤ８３１側と、リングギヤ８３２側にそのギヤ比に応じて分配する。一方、ＭＧ１が電動機として機能するときには、動力分割機構８３０は、キャリア８３４から入力されるエンジン８０５からの動力と、サンギヤ８３１から入力されるＭＧ１からの動力とを統合してリングギヤ８３２に出力する。

ＭＧ１およびＭＧ２は、代表的には、永久磁石モータによって構成された、三相交流回転電機である。

ＭＧ１は、主に「発電機」として動作して、動力分割機構８３０により分割されたエンジン８０５の駆動力により発電することができる。ＭＧ１により発電された電力は、車両の走行状態や、バッテリ８５０のＳＯＣ（State Of Charge）の状態に応じて使い分けられる。たとえば、通常走行時では、ＭＧ１により発電された電力はそのままＭＧ２を駆動させる電力となる。一方、バッテリ８５０のＳＯＣが予め定められた値よりも低い場合、ＭＧ１により発電された電力は、後述するインバータにより交流から直流に変換される。その後、後述するコンバータにより電圧が調整されてバッテリ８５０に蓄えられる。なお、ＭＧ１は、エンジン始動時にエンジン８０５をモータリングする場合等には、トルク制御の結果として電動機として動作することも可能である。

ＭＧ２は、主に「電動機」として動作して、バッテリ８５０に蓄えられた電力およびＭＧ１により発電された電力のうちの少なくともいずれかの電力により駆動される。ＭＧ２が発生する動力は、駆動軸８３５へ伝達され、さらに減速機８４０を介して駆動輪８６０に伝達される。これにより、ＭＧ２はエンジン８０５をアシストしたり、ＭＧ２からの駆動力により車両を走行させたりする。

ハイブリッド車両の回生制動時には、減速機８４０を介して駆動輪８６０によりＭＧ２が駆動される。この場合には、ＭＧ２は発電機として動作する。これによりＭＧ２は、制動エネルギを電力に変換する回生ブレーキとして機能する。ＭＧ２により発電された電力は、バッテリ８５０に蓄えられる。

バッテリ８５０は、複数のバッテリセルを一体化したバッテリモジュールを、さらに複数直列に接続して構成された組電池である。バッテリ８５０の電圧は、たとえば２００Ｖ程度である。バッテリ８５０は、ＭＧ１もしくはＭＧ２により発電された電力によって充電することができる。バッテリ８５０の温度・電圧・電流は、電池センサ８５２により検出される。電池センサ８５２は、温度センサ、電圧センサ、電流センサを包括的に標記するものである。

バッテリ８５０への充電電力は、上限値ＷＩＮを超えないように制限される。同様に、バッテリ８５０の放電電力は、上限値ＷＯＵＴを超えないように制限される。上限値ＷＩＮ，ＷＯＵＴは、バッテリ８５０のＳＯＣ、温度、温度の変化率などの種々のパラメータに基づいて定められる。

ＰＭ−ＥＣＵ８７０およびＭＧ−ＥＣＵ８７２は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵して構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに従うソフトウェア処理によって、各センサによる検出値に基づく演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、専用の電子回路等によるハードウェア処理によって、所定の数値演算処理および／または論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

エンジン８０５は、ＰＭ−ＥＣＵ８７０からの制御目標値に従って制御される。ＭＧ１およびＭＧ２は、ＭＧ−ＥＣＵ８７２により制御される。ＰＭ−ＥＣＵ８７０とＭＧ−ＥＣＵ８７２とは双方向に通信可能に接続される。ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、後述する走行制御によって、エンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧ２の制御目標値（代表的には、トルク目標値）を生成する。

そして、ＭＧ−ＥＣＵ８７２は、ＰＭ−ＥＣＵ８７０から伝達された制御目標値に従って、ＭＧ１およびＭＧ２を制御する。なお、エンジン８０５は、ＰＭ−ＥＣＵ８７０からの動作目標値（代表的には、トルク目標値および回転速度目標値）に従って、燃料噴射量や点火タイミング等を制御する。

図１８は、図１７に示したハイブリッド車両に搭載された交流電動機の制御システムの構成例を説明する回路図である。

図１８を参照して、ハイブリッド車両の電気システムには、ＳＭＲ８３０と、コンバータ９００と、ＭＧ１に対応するインバータ９１０と、ＭＧ２に対応するインバータ９２０と、が設けられる。

図１８に示される交流流電動機の制御システムは、図１に示した交流電動機の制御システムを２個の交流電動機ＭＧ１，ＭＧ２を制御するように拡張したものである。バッテリ８５０は、図１の直流電源Ｂに対応し、ＳＭＲ８３０は図１のシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２に対応する。コンバータ９００は、図１の昇圧コンバータ１２と同様に構成されて、電力線ＰＬ上の直流電圧ＶＨ（システム電圧ＶＨ）を、電圧指令値ＶＨ♯に従って制御する。

インバータ９１０および９２０の各々は、図１のインバータ１４と同様に構成される。インバータ９１０および９２０の直流側は、共通の電力線ＰＬおよびＧＬと接続される。電力線ＰＬおよびＧＬは、図１の電力線７および５にそれぞれ対応する。したがって、インバータ９１０および９２０は、共通のシステム電圧ＶＨをそれぞれが交流電圧に変換して、ＭＧ１およびＭＧ２へそれぞれ供給する。

ＭＧ１は、星型結線されたＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルを固定子巻線として有する。各相コイルの一端は、中性点８１２で互いに接続される。各相コイルの他端は、インバータ９１０の各相アームのスイッチング素子の接続点とそれぞれ接続される。ＭＧ２は、ＭＧ１と同様に、星型結線されたＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルを固定子巻線として有する。各相コイルの一端は、中性点８２２で互いに接続される。各相コイルの他端は、インバータ９２０の各相アームのスイッチング素子の接続点とそれぞれ接続される。

ＭＧ−ＥＣＵ８７２は、図１の制御装置３０に対応する。ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ハイブリッド車両８００全体の動作を制御する一環として、ＭＧ１およびＭＧ２のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１およびＴｑｃｏｍ２を生成する。ＭＧ−ＥＣＵ８７２は、ＭＧ１およびＭＧ２の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１およびＴｑｃｏｍ２となるように、インバータ９１０，９２０を制御する。インバータ９１０および９２０によるＭＧ１制御およびＭＧ２制御の各々は、インバータ１４による交流電動機Ｍ１の制御と同様に実行される。

さらに、ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ＭＧ１，ＭＧ２の動作状態に応じてシステム電圧ＶＨの指令値を設定するとともに、システム電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ♯となるように、コンバータ９００を制御する。

ハイブリッド車両８００では、エンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧ２が、プラネタリギヤを介して連結される。このため、エンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧ２の回転速度は、図１９に示すように、共線図において直線で結ばれる関係になる。

ハイブリッド車両８００では、車両状態に適した走行を行うための走行制御が、ＰＭ−ＥＣＵ８７０によって実行される。たとえば、車両発進時および低速走行時には、エンジン８０５を停止した状態で、ＭＧ２の出力によってハイブリッド車両は走行する。このとき、ＭＧ２の回転速度が正になるとともに、ＭＧ１の回転速度が負になる。

定常走行時には、ＭＧ１を用いてエンジン８０５をクランキングするように、ＭＧ１をモータとして作動させることによってＭＧ１の回転速度が正にされる。この場合には、ＭＧ１は、電動機として動作する。そして、エンジン８０５を始動して、エンジン８０５およびＭＧ２の出力によって、ハイブリッド車両は走行する。このように、ハイブリッド車両８００では、エンジン８０５を高効率の動作点で動作させることによって、燃費が向上する。

図２０は、本発明の実施の形態３に従う交流電動機の制御システムにおける位相限界領域内での矩形波電圧制御を回避するための制御を説明する概念図である。

図２０を参照して、走行用電動機であるＭＧ２のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ２＝Ｔａであるケースを考える。このとき、ＶＨ＝ＶＬ（非昇圧）の状態では、電圧位相φｖ＝θ２、すなわち、位相限界領域内での矩形波電圧制御が必要となる。

ＭＧ２のトルク変動は、車両駆動力の変動に直接影響があるので、走行性に与える影響が大きい。したがって、実施の形態３に従う交流電動機の制御システムでは、ＭＧ２の出力トルクを低下させることによって、電圧位相φｖが位相限界ラインＰＬＮを超えた領域でＭＧ２が矩形波電圧制御されることを回避する。

たとえば、図２０に例示するように、ＶＨ＝ＶＬのままでＴｑｃｏｍ２をΔＴ低下させると、必要な電圧位相φｖがθａまで低下する。これにより、ＭＧ２は、位相限界ラインＰＬＮを超えない範囲で矩形波電圧制御を適用することが可能となる。

さらに、ＭＧ１の出力トルクは、ＭＧ２の出力トルクをΔＴ低下させても駆動軸１３５に出力されるトルク（すなわち、車両駆動力）が維持されるように修正される。

再び図１９の共線図を参照して、ＭＧ１の回生トルク（負トルク）をΔＴｍ１増加させると、動力分割機構８３０のギヤ比ρで除算した（ΔＴｍ１／ρ）だけ、駆動軸１３５の出力トルク（正トルク）を増加することができる。したがって、ＭＧ２の出力トルク（正トルク）をΔＴ減少させた場合には、ＭＧ１の回生トルクの大きさをΔＴ・ρ増加することにより、駆動軸１３５に出力されるトルクを、ＭＧ２のトルク修正前と同等に維持することができる。

このようにして、車両駆動力を維持した上で、走行用電動機であるＭＧ２が位相限界領域内で矩形波電圧制御されることを回避できる。

図２１は、本発明の実施の形態３に従う交流電動機の制御システムにおける、位相限界補正制御の制御処理を説明するためのフローチャートである。図２１に示した制御処理は、ＰＭ−ＥＣＵ８７０によって所定周期毎に実行される。

図２１を参照して、ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ステップＳ２００により、ハイブリッド車両８００の状態に基づいて要求トルクおよび要求パワーを算出する。たとえば、ハイブリッド車両８００の車速およびアクセルペダルの踏込み量に応じて、駆動軸８３５に出力すべき要求トルクが算出される。さらに、当該要求トルクと駆動軸８３５の回転速度との積に従って、要求パワーが算出される。バッテリ８５０のＳＯＣが低下して充電が要求された場合には、バッテリ８５０を充電するためのパワーが要求パワーに加算される。

ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ステップＳ２１０では、ステップＳ２００で算出された要求パワーをエンジン８０５、ＭＧ１およびＭＧによって分担するためのパワー配分を決定する。基本的には、パワー配分は、ハイブリッド車両８００の最大となるように決定される。たとえば、エンジン８０５の動作点を最大効率点に設定するとともに、要求トルクに対する過不足をＭＧ１およびＭＧ２によって調整するように、パワー配分が決定される。このパワー配分に沿って、ＭＧ１およびＭＧ２のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１、Ｔｑｃｏｍ２が決定される。すなわち、ＰＭ−ＥＣＵ８７０によるステップＳ２１０の処理によって、「トルク指令値設定部」の機能が実現される。

ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ステップＳ２２０により、ＭＧ２について、現在のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ２に従ってＭＧ２を矩形波電圧制御したときの電圧位相の予測値φｖ２＊を予測する。たとえば、トルク指令値の各水準について回転速度およびシステム電圧の組み合わせから電圧位相予測値φｖ２＊を求めるための予測マップを予め設定することができる。

ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ステップＳ２３０により、ステップＳ２２０で求めた電圧位相予測値φｖ２＊と、限界位相θｔｈとを比較する。限界位相θｔｈは、実施の形態１と同様に位相限界マップ５３５（図１３）の参照によって求めることができる。

ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、ＭＧ２に矩形波電圧制御が適用されて、かつ、φｖ２＊＞θｔｈのとき（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２４０に処理を進めて、ＭＧ１およびＭＧ２のトルク指令値を修正する。具体的には、ＭＧ２の電圧位相φｖ２が限界位相θｔｈよりも小さくなるように、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ２がΔＴ減少される。さらに、ＭＧ２から駆動軸８３５への出力トルクがΔＴ減少することを補償するように、ＭＧ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１が修正される。これにより、駆動軸８３５に出力されるトルクを維持した上で、ＭＧ２が位相限界領域内で矩形波電圧制御されることを回避できる。すなわち、ＰＭ−ＥＣＵ８７０によるステップＳ２４０の処理によって、「位相制限制御部」および「トルク指令値修正部」の機能が実現される。

なお、ＭＧ２のトルク補正量ΔＴについては、システム電圧ＶＨならびにＭＧ２のトルク指令値および回転速度に応じて設定することが好ましい。また、ＭＧ１のトルク補正量については、図１９を用いて説明したように、ＭＧ２のトルク補正量ΔＴおよび動力分割機構８３０のギヤ比より算出することができる。一般的には、ＭＧ１が発生する回生トルクを増加することによって、ＭＧ２による力行トルクの減少を補償することができる。

一方、ＰＭ−ＥＣＵ８７０は、位相限界領域内での矩形波電圧制御を要しないとき（Ｓ２３０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２４０の処理をスキップする。したがって、ステップＳ２１０で設定されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２が維持される。トルク指令値Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２に対する、ＭＧ１およびＭＧ２のトルク制御は、実施の形態１で説明したように、３つの制御モードのうちのいずれかを適用して実行される。

このように、本実施の形態３による交流電動機の制御システムによれば、直流リンク電圧が共通である複数のインバータによって複数の交流電動機が制御される構成を有する電動車両において、車両駆動力を維持した上で、走行用電動機が位相限界領域内で矩形波電圧制御されることを回避するようにトルク指令値、すなわちパワー配分を修正することができる。これにより、システム電圧ＶＨの変動に対する走行用電動機（ＭＧ２）のトルク変動を抑制することができるので、電動車両の車両駆動力が変動することによる走行性能の低下を防止することができる。

実施の形態３においても、実施の形態１および２と同様に、コンバータおよびインバータのキャリア周波数を変更する必要がないので、電磁騒音を増大させることなく交流電動機の出力トルク変動を抑制することができる。

なお、図２２に示すように、実施の形態３においても、図１５に示した制御処理を適用して、システム電圧ＶＨが変動する要因が存在する場面（たとえば、｜Ｉｂ｜が基準値よりも小さいとき）に限定して、電圧位相を制限するためのパワー配分の修正を実行してもよい。この場合には、図２１のフローチャートに、図１５と同様のステップＳ１００を追加すればよい。このようにすると、効率を考慮して設定された本来のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２を修正する機会を、システム電圧ＶＨの変動要因が存在する場面に限定することで必要最小限とすることができる。この結果、ＭＧ１，ＭＧ２の制御システムの損失低下による電動車両の燃費低下を最低限に抑えることができる。

なお、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムの適用は、例示した電動車両の走行用電動機の制御に限定されるものではない。本実施の形態に従う交流電動機の制御システムは、コンバータによって直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）が可変制御されるインバータによって、矩形波電圧制御およびＰＷＭ制御の選択を伴って交流電動機を制御する構成であれば、任意の交流電動機の制御に対して適用することが可能である。

また、実施の形態３に従う交流電動機の制御システムの適用は、図１８に示したハイブリッド車両に限定されるものではない。実施の形態３に従う交流電動機の制御システムは、直流リンク電圧（システム電圧ＶＨ）が共通である複数のインバータによって、走行用電動機を含む複数の交流電動機がそれぞれ制御される構成であれば、パワートレーンの構成を限定することなく、任意の電動車両に対して適用することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０，１３，１９ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４，９１０，９２０ インバータ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、４２ 最適電流進角ライン、４３ モード切換ライン、１００ 制御システム、１３５，８３５ 駆動軸、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、５００，５００♯ 電圧指令値設定部、５０５ 必要電圧算出部、５１０ 変調度演算部、５２０ 変調度目標値設定部、５３０，５７０ 位相限界補正部、５３５ 位相限界マップ、５４０，５８０ 電圧指令値演算部、５６０ ベース指令値生成部、６００，６１０ 電圧制限円、６０２ 等電圧線（モータ端子電圧）、８００ ハイブリッド車両、８０２ クランクシャフト、８０５ エンジン、８１２，８２２ 中性点、８３０ 動力分割機構、８３１ サンギヤ、８３２ リングギヤ、８３３ ピニオンギヤ、８３４ キャリア、８３５ リングギヤ軸、８４０ 減速機、８５０ バッテリ、８５２ 電池センサ、８６０ 駆動輪、９００ コンバータ、ＡＲ１，ＡＲ２ 限界領域、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ＦＬＧ フラグ（位相限界補正）、Ｉｂ 直流電流（直流電源）、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ 電流指令値（ｄ軸，ｑ軸）、Ｋｍｄ 変調度、Ｋｍｄ♯ 変調度目標値、Ｌ１ リアクトル、ＬＮ１，ＬＮ２ 切換ライン、Ｍ１，ＭＧ１，ＭＧ２ 交流電動機、Ｎｍｔ モータ回転速度、ＰＬＮ 位相限界ライン、Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｂ，Ｐｃ 動作点、Ｐａｖ，Ｐｂｖ，Ｐｃｖ 電圧ベクトル先端位置、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｑｃｏｍ，Ｔｑｃｏｍ１，Ｔｑｃｏｍ２ トルク指令値、ＶＨ システム、ＶＨ 直流電圧、ＶＨ システム電圧、ＶＨ♯ 電圧指令値、Ｖｄ ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ モータ電流（相電流）。

Claims (8)

1. 電力線の直流電圧が電圧指令値に従って制御されるように蓄電装置および前記電力線の間で双方向の直流電力変換を実行するように構成された昇圧コンバータと、
   前記電力線上の直流電圧を交流電動機に印加される交流電圧に変換するように構成されたインバータと、
   前記交流電動機をトルク指令値に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって前記インバータから前記交流電動機に出力される前記交流電圧を制御するためのパルス幅変調制御部と、
   前記直流電圧に対する前記パルス幅変調制御による前記交流電圧の変調度が所定の基準値を超えたときに、前記インバータから前記交流電動機に矩形波電圧が印加されるように前記インバータから前記交流電動機に出力される前記交流電圧を制御するための矩形波電圧制御部と備え、
   前記矩形波電圧制御部は、前記トルク指令値に従って、前記交流電動機のトルクの絶対値を増加するときに前記矩形波電圧の電圧位相の絶対値を大きくするように前記インバータを制御し、
   前記電圧位相の絶対値が前記直流電圧および前記交流電動機の回転速度に応じて設定された限界位相を超えた領域となる状態で矩形波電圧制御が行なわれることを回避するように前記交流電動機を動作させるための位相制限制御部をさらに備える、交流電動機の制御システム。
2. 前記位相制限制御部は、前記パルス幅変調制御中において、前記交流電動機の動作状態に応じて、前記変調度が前記基準値を超えないように前記電圧指令値を上昇させるように構成される、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
3. 前記位相制限制御部は、前記パルス幅変調制御中において、前記交流電動機の回転速度およびトルクによって示される動作点が前記直流電圧毎に設定された所定領域内であるときに、前記変調度が前記基準値より低くなるように前記電圧指令値を上昇させるように構成され、
   前記所定領域は、当該直流電圧および当該動作点において前記矩形波電圧制御を実行したときに、前記電圧位相の絶対値が前記限界位相を超えてしまう領域に対応させて予め設定される、請求項２記載の交流電動機の制御システム。
4. 前記位相制限制御部は、前記パルス幅変調制御中において、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧によって示される電圧位相の絶対値が前記限界位相を超えたときに、前記変調度が前記基準値より低くなるように前記電圧指令値を上昇させる、請求項２記載の交流電動機の制御システム。
5. 前記位相制限制御部は、前記矩形波電圧制御中における前記電圧位相の絶対値が前記限界位相を超えたときに、前記電圧位相の絶対値が前記限界位相よりも小さくなるように前記電圧指令値を上昇させる、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
6. 共通の前記電力線に対して、電動車両に搭載される複数個の前記交流電動機が複数個の前記インバータをそれぞれ経由して電気的に接続され、
   前記複数個の交流電動機は、前記電動車両の駆動用電動機である第１の電動機を含み、
   前記電動車両の運転状態に応じて前記複数個の交流電動機のそれぞれのトルク指令値を設定するためのトルク指令値設定部をさらに備え、
   前記位相制限制御部は、現在の前記直流電圧における前記矩形波電圧制御による前記電圧位相の絶対値が前記限界位相を超えるときに、前記第１の電動機の前記トルク指令値を減少させ、
   前記位相制限制御部によって前記第１の電動機の前記トルク指令値が減少されたときに、当該減少による車両駆動力の減少を補償するように前記第１の電動機以外の電動機の前記トルク指令値を修正するためのトルク指令値修正部とをさらに備える、請求項１記載の交流電動機の制御システム。
7. 前記位相制限制御部は、前記蓄電装置の入出力電流の絶対値が基準値より小さいときに限って、前記電圧位相の絶対値が前記直流電圧毎に設定された限界位相を超えた領域となる状態で前記矩形波電圧制御が行なわれることを回避するための制御を実行する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。
8. 前記限界位相は、前記直流電圧毎および前記回転速度毎に、各電圧位相における前記直流電圧の変動に対するトルク変動の大きさに基づいて定められる、請求項１〜７のいずれか１項に記載の交流電動機の制御システム。

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