JP2019170149A - 電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２台のインバータの電圧指令ベクトルの純位相差が１８０°以外の場合を含め、全制御領域で位相によらずシステムの制御状態を把握可能な電動機駆動装置を提供する。【解決手段】電動機駆動装置は、２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線を有する電動機の駆動を制御する。制御部は、トルク指令に基づき、第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路、及び、第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路を有する。制御部は、第１電圧指令に対応するｄｑ座標上の第１電圧指令ベクトルＶ１と第２電圧指令に対応するｄｑ座標上の第２電圧指令ベクトルＶ２との位相差である純位相差が１８０°以外の値である場合を含め、第１電圧指令ベクトルＶ１及び第２電圧指令ベクトルＶ２に基づき、合成電圧指令を決定する。【選択図】図４

Description

本発明は、２台のインバータで電動機を駆動する電動機駆動装置に関する。

従来、交流電動機のオープン巻線の両端にそれぞれ接続された２台のインバータの出力により、高出力、高効率で交流電動機を駆動する技術が知られている。例えば特許文献１に開示されたインバータ装置は、互いに逆極性となる第１のインバータの出力と第２のインバータの出力とを合成する。

このインバータ装置は、例えば同一設計の２台のインバータに与えるｄｑ軸出力電圧指令ベクトルを同じ大きさで逆極性とし、１台のインバータの出力電圧の２倍の電圧を電機子巻線に印加する。

特許第３３５２１８２号公報

本明細書では、２台のインバータの電圧指令ベクトルの位相差について、一方のベクトルを原点対称に反転することなくそのまま算出される位相差を「純位相差」と定義する。以下、２台のインバータの電圧指令ベクトルの純位相差が１８０°の場合の動作を「反転動作」といい、２台のインバータの電圧指令ベクトルの純位相差が１８０°以外の場合の動作を「非反転動作」という。特許文献１には、基本的に反転動作の構成に関し、一般的なＰＷＭ制御による理想状態での制御概念が記載されているに過ぎず、具体的な制御内容は明示されていない。

また、特許文献１の段落［００３０］には、この技術の特殊な使い方として、電圧指令ベクトルが逆極性でなく大きさも方向も異なる場合、２台のインバータの出力電圧のベクトル和が電動機に供給されると記載されている。しかし、非反転動作の具体的な制御構成については全く記載が無い。

さらに特許文献１の従来技術では、反転動作及び非反転動作を含む全制御領域での動作に関し、種々の原因によるスイッチングずれの発生時や外乱入力時、過渡変化時等に、常にシステムの制御状態を把握するには至っていない。そのため、制御限界までの余裕度を把握しながら、安定して所望の要求出力やトルクを実現できないおそれがある。

本発明は上述の課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、２台のインバータの電圧指令ベクトルの純位相差が１８０°以外の場合を含め、全制御領域で位相によらずシステムの制御状態を把握可能な電動機駆動装置を提供することにある。

本発明による電動機駆動装置は、２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する。この電動機駆動装置は、第１インバータ（６０）と、第２インバータ（７０）と、制御部（２００）と、を備える。第１インバータは、巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１〜６６）を有し、巻線の一端に接続される。第２インバータは、巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１〜７６）を有し、巻線の他端に接続される。

制御部は、トルク指令に基づき、第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（２０１）、及び、第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（２０２）を有する。

制御部は、第１電圧指令に対応するｄｑ座標上の第１電圧指令ベクトルと第２電圧指令に対応するｄｑ座標上の第２電圧指令ベクトルとの位相差である純位相差が１８０°以外の値である場合を含め、第１電圧指令ベクトル及び第２電圧指令ベクトルに基づき、合成電圧指令を決定する。したがって本発明では、２台のインバータの電圧指令ベクトルの純位相差が１８０°以外の場合を含め、全制御領域で位相によらずシステムの制御状態を把握することができる。

好ましくは、制御部は、第１電圧指令ベクトル及び第２電圧指令ベクトルの位相及び振幅に基づき、合成電圧指令ベクトルの位相及び振幅を一意に算出する合成電圧指令算出部（２０３）を有する。

具体的には、電圧指令ベクトルの位相を、ｑ軸正方向を基準としてｄｑ座標上で反時計回り方向に増加するように定義する。そして、第１電圧指令ベクトルの位相をＶθ１、振幅をＶａｍｐ１、第２電圧指令ベクトルと原点対称の第２電圧反転ベクトルの位相をＶθ２ｒ、振幅をＶａｍｐ２、合成電圧指令ベクトルの位相をＶθ、振幅をＶａｍｐと表す。合成電圧指令算出部は、合成電圧指令ベクトルの位相を、式（１．１）が成り立つとき、式（２．１）により算出し、一方、式（１．２）が成り立つとき、式（２．２）により算出する。

また合成電圧指令算出部は、合成電圧指令ベクトルの振幅を式（３）により算出する。

さらに制御部は、合成電圧指令算出部が算出した合成電圧指令ベクトルの位相及び振幅に基づいて、２台のインバータの出力特性及び出力量を管理する出力管理部（２０４）を備えることが好ましい。これにより、常にシステム出力を管理しながら、高精度且つ安定した駆動が可能となる。また、出力限界に対する余裕度を把握することができる。

各実施形態の電動機駆動装置が適用されるシステムの全体構成図。 各実施形態の制御部の概略構成図。 合成電圧指令算出部の構成を示すブロック図。 合成電圧ベクトルの位相及び振幅出力式の導出を説明するベクトル図。 各実施形態による処理を説明するフローチャート （ａ）反転動作、（ｂ）非反転動作による合成電圧ベクトルを示す図。 第１電圧ベクトルを固定し、第２電圧ベクトルの位相を３６０°変化させたときの合成電圧ベクトルの軌跡を示す図。 管理位相差に対する合成電圧振幅の変化を示す図。 等トルクでの合成電圧ベクトルの位相変化を示す図。 合成電圧ベクトルの位相とトルクとの関係を示す図。 第１実施形態の制御部のブロック図。 （ａ）１電源１インバータ方式での位相リミッタマップ、（ｂ）２電源２インバータ方式での位相リミッタマップ。 電圧位相とトルクとの関係を示す図。 第１実施形態による最適位相の制御を示すフローチャート。 図１４のＳ２５のサブフローチャート。 トルク優先時の動作を示すタイムチャート。 電力優先時の動作を示すタイムチャート。 第２実施形態の制御の考え方を説明するベクトル図。 合成電圧振幅及び回転数とトルクとの関係を規定するマップ。 第２実施形態の動作を示すタイムチャート。

以下、電動機駆動装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、第１、第２実施形態を包括して「本実施形態」という。本実施形態の電動機駆動装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下、「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、３相交流電動機であるＭＧの駆動を制御する装置である。実施形態中の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、「電動機」及び「電動機駆動装置」に相当する。

最初に、各実施形態に共通する基本構成について、図１〜図１０を参照して説明する。図１に、「２電源２インバータ」、すなわち、２つの電源１１、１２及び２台のインバータ６０、７０が用いられるシステムの全体構成を示す。ＭＧ８０は、Ｕ相巻線８１、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３を有する永久磁石式同期型の３相交流電動機である。ハイブリッド車両に適用される場合、ＭＧ８０は、駆動輪を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する。

本実施形態のＭＧ８０は、３相巻線８１、８２、８３の端点同士が結合されていないオープン巻線の構成である。第１インバータ６０の各相出力端子は、３相巻線８１、８２、８３の一端８１１、８２１、８３１に接続されており、第２インバータ７０の各相出力端子は、３相巻線８１、８２、８３の他端８１２、８２２、８３２に接続されている。回転角センサ８５は、レゾルバ等により構成され、ＭＧ８０の機械角θｍを検出する。機械角θｍは、制御部２００の電気角演算部８７で電気角θｅに換算される。

第１電源１１及び第２電源１２は、互いに絶縁された独立した２つの電源であり、それぞれがニッケル水素、リチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の充放電可能な蓄電装置である。例えば第１電源１１に出力型のリチウムイオン電池を用い、第２電源１２に容量型のリチウムイオン電池を用いるというような構成であってもよい。２台のインバータ６０、７０は、２つの電源１１、１２から個別に直流電力が入力される。第１電源１１は、第１インバータ６０を経由してＭＧ８０と電力を授受可能であり、第２電源１２は、第２インバータ７０を経由してＭＧ８０と電力を授受可能である。

ＭＧ８０は、第１インバータ６０を経由して第１電源１１から電力が供給され、第２インバータ７０を経由して第２電源１２から電力が供給される。３相巻線８１、８２、８３の第１インバータ６０側には、Ｕ相電圧ＶＵ１、Ｖ相電圧ＶＶ１、Ｗ相電圧ＶＷ１が印加される。３相巻線８１、８２、８３の第２インバータ７０側には、Ｕ相電圧ＶＵ２、Ｖ相電圧ＶＶ２、Ｗ相電圧ＶＷ２が印加される。

例えば第１インバータ６０からＭＧ８０への電力経路に、３相巻線８１、８２、８３に通電される相電流を検出する電流センサ８４が設けられる。図１の例では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗが検出されるが、どの２相又は３相の電流が検出されてもよい。また、電流センサ８４は、第２インバータ７０からＭＧ８０への電力経路に設けられてもよく、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の両方の経路に設けられてもよい。

第１コンデンサ１６は、高電位側配線Ｐ１と低電位側配線Ｎ１との間に接続され、第２コンデンサ１７は、高電位側配線Ｐ２と低電位側配線Ｎ２との間に接続される。第１電圧センサ１８は、第１電源１１から第１インバータ６０に入力される入力電圧ＶＨ１を検出する。第２電圧センサ１９は、第２電源１２から第２インバータ７０に入力される入力電圧ＶＨ２を検出する。

ＭＧ制御装置１００は、第１インバータ６０、第２インバータ７０、制御部２００及びドライブ回路６７、７７を備える。第１インバータ６０は、巻線８１、８２、８３の各相に対応して設けられ、ブリッジ接続される６つの第１スイッチング素子６１〜６６を有する。スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。第２インバータ７０は、巻線８１、８２、８３の各相に対応して設けられ、ブリッジ接続される６つの第２スイッチング素子７１〜７６を有する。スイッチング素子７１、７２、７３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子７４、７５、７６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。

各スイッチング素子６１〜６６、７１〜７６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。高電位側配線Ｐ１、Ｐ２と低電位側配線Ｎ１、Ｎ２との短絡を防止するため、各相の上アーム素子と下アーム素子とは、同時にオンせず、相補的にオンオフするように、すなわち、一方がオンのとき他方がオフするように制御される。

制御部２００は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部５０は、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち、読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

制御部２００は、トルク指令ｔｒｑ^*及び検出値の情報に基づき、第１インバータ６０への出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路２０１、及び、第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路２０２を有する。各インバータ制御回路２０１、２０２には、相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅ、入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２等の情報が入力される。第１ドライブ回路６７は、第１インバータ制御回路２０１が生成した第１電圧指令に基づくゲート信号を第１インバータ６０へ出力する。第２ドライブ回路７７は、第２インバータ制御回路２０２が生成した第２電圧指令に基づくゲート信号を第２インバータ７０へ出力する。

図２に制御部２００の概略構成を示す。以下の図中、インバータを「ＩＮＶ」と記す。第１インバータ制御回路２０１及び第２インバータ制御回路２０２は、個別のマイコン内にそれぞれ設けられてもよく、共通の１つのマイコン内に設けられてもよい。各インバータ制御回路２０１、２０２は、２電源２インバータのシステムとして駆動するために、独立且つ協調した電圧指令を生成する。

制御部２００が取得する情報として、ＭＧ８０は共通であるため、角度（具体的には電気角θｅ）及び３相電流の検出値は共通でよい。ただし、破線で示すように、電流センサ８４や回転角センサ８５が複数設けられ、各インバータ制御回路２０１、２０２が対応する検出値を取得してもよい。電気角θｅに基づく３相電流からｄｑ軸電流への座標変換、電流フィードバック制御、ｄｑ軸電流から算出した推定トルクによるトルクフィードバック制御等は、モータ制御分野における周知技術であるため説明を省略する。各インバータ制御回路２０１、２０２は、ｄｑ制御により、それぞれ、第１インバータ６０への第１電圧指令ベクトル、及び、第２インバータ７０への第２電圧指令ベクトルを生成する。

特許文献１（特許第３３５２１８２号公報）に開示された従来技術では、２台のインバータに与える電圧指令ベクトルを逆極性とする「反転動作」を行うことで、２台のインバータの出力を重畳させる。これにより最大出力が得られるが、効率や安定性を考慮した場合、必ずしも１８０°反転動作が望ましいとは限らない。例えば各種センサのサンプリングタイミングやマイコンの制御タイミング、インバータ制御回路の情報共有にずれが生じた場合、１８０°反転スイッチングが成立せず、出力に影響を及ぼすおそれがある。

つまり、２つの電圧指令ベクトルの純位相差が１８０°以外である「非反転動作」を行う方が望ましい場合があると考えられる。なお、非反転動作のうち、２つの電圧指令ベクトルの位相が同一であり純位相差が０°の場合、２台のインバータ６０、７０の出力が相殺する。特に、電圧指令ベクトルの振幅が等しい場合にはベクトル和が０となりＭＧ８０が駆動されないため、実質的に除外して考えてもよい。

そこで本実施形態では、各インバータ６０、７０への電圧指令ベクトルをｄｑ座標上の位相及び振幅で幾何学的に表現し、２台のインバータ６０、７０が出力するシステム出力、すなわち合成電圧指令を一意に決定する出力式を導出する。制御部２００は、この出力式を用いることで、常にシステム出力を管理しながら、高精度且つ安定した駆動が可能となる。

次に図３、図４を参照し、合成電圧指令の算出構成について説明する。図３に示すように、制御部２００は、合成電圧指令算出部２０３及び出力管理部２０４を有する。以下、「電圧指令ベクトル」の「指令」を省略し、「第１電圧ベクトルＶ１」及び「第２電圧ベクトルＶ２」と記す。図４において、第１電圧ベクトルＶ１は一点鎖線矢印で示され、第２電圧ベクトルＶ２は実線矢印で示される。また、第２電圧ベクトルＶ２と原点対称の第２電圧反転ベクトルＶ２ｒは破線で示される。第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧反転ベクトルＶ２ｒとを合成した合成電圧ベクトルＶはブロック矢印で示される。

また、各ベクトルの位相及び振幅を以下の記号で記す。各電圧位相は、ｑ軸正方向を基準としてｄｑ座標上で反時計回り方向に増加するように定義され、［°（ｄｅｇ）］単位で表される。
Ｖθ１：第１電圧ベクトルＶ１の位相
Ｖａｍｐ１：第１電圧ベクトルＶ１の振幅
Ｖθ２：第２電圧ベクトルＶ２の位相
Ｖθ２ｒ（＝Ｖθ２−１８０）：第２電圧反転ベクトルＶ２ｒの位相
Ｖａｍｐ２：第２電圧ベクトルＶ２及び第２電圧反転ベクトルＶ２ｒの振幅
Ｖθ：合成電圧ベクトルＶの位相
Ｖａｍｐ：合成電圧ベクトルＶの振幅

上記の通り、第２電圧ベクトルＶ２及び第２電圧反転ベクトルＶ２ｒの振幅Ｖａｍｐ２は等しく、第２電圧反転ベクトルの位相Ｖθ２ｒは、第２電圧ベクトルＶ２の位相Ｖθ２から１８０を減じた値となる。

図３において、合成電圧指令算出部２０３は、第１インバータ制御回路２０１からｄｑ軸電圧指令ｖｄ１、ｖｑ１を取得し、第１電圧ベクトルＶ１の位相Ｖθ１及び振幅Ｖａｍｐ１に変換する。また、合成電圧指令算出部２０３は、第２インバータ制御回路２０２からｄｑ軸電圧指令ｖｄ２、ｖｑ２を取得し、第２電圧ベクトルＶ２の位相Ｖθ２及び振幅Ｖａｍｐ２に変換する。さらに、合成電圧指令算出部２０３は、第２電圧ベクトルＶ２の位相Ｖθ２から第２電圧反転ベクトルＶ２ｒの位相Ｖθ２ｒを算出する。

そして、合成電圧指令算出部２０３は、下記の出力式により合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθ及び振幅Ｖａｍｐを算出する。合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθは、式（１．１）が成り立つとき、式（２．１）により算出され、式（１．２）が成り立つとき、式（２．２）により算出される。また、合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐは、式（３）により算出される。

出力管理部２０４は、合成電圧指令算出部２０３が算出した合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθ及び振幅Ｖａｍｐに基づいて、２台のインバータ６０、７０の出力特性及び出力量を管理する。出力管理部２０４は、例えば後述のように、ＭＧ８０のトルクが最大となるか、又は、２台のインバータ６０、７０の電力が目標値に近づく合成電圧ベクトルＶの最適位相を算出する。そして、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθが最適位相となるように、第１電圧ベクトルＶ１又は第２電圧ベクトルＶ２の少なくとも一方の位相を進角又は遅角させるように調整する。

本実施形態では、出力式（２．１）、（２．２）、（３）を用いて算出される合成電圧ベクトルＶに基づき、現在のシステム出力を把握した上で出力を維持しながら、出力優先型の特性を有する反転動作と、効率優先型の特性を有する非反転動作とを使い分けることができる。したがって、２台のインバータ６０、７０で実現できる効果の幅や種類に自由度を持たせることが可能となる。また、システム出力限界に対する余裕度が把握容易となり、合成電圧ベクトルＶに基づくトルク制限や出力制限を実施することでシステムを安定的に動作可能となる。上記出力式の詳細な意義については後述する。

続いて、式（２．１）、（２．２）、（３）の導出過程を説明する。図４に示すように、第１電圧ベクトルＶ１は、第２電圧ベクトルＶ２から時計回り方向、且つ、第２電圧反転ベクトルＶ２ｒと重なる場合を含み、第２電圧反転ベクトルＶ２ｒから反時計回り方向の領域に存在するものとする。なお、その逆の領域では第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２とを入れ替えればよい。０≦Ｖθ１＜３６０、−１８０≦Ｖθ２ｒ＜１８０の範囲でＶθ１、Ｖθ２ｒを定義すると、「Ｖθ１≧Ｖθ２ｒ」の関係が成り立つ。

図４において、ｄｑ座標原点をＯ、第２電圧ベクトルＶ２の終点をＡ、第１電圧ベクトルＶ１の終点をＢ、合成電圧ベクトルＶの終点をＣ、第２電圧反転ベクトルＶ２ｒの終点をＤとする。直線ＡＢをベクトルＶｓｈｉｆｔと定義すると、ベクトルＶｓｈｉｆｔは合成電圧ベクトルＶ（すなわち直線ＯＣ）と平行である。原点Ｏから直線ＡＢにひいた垂線をＯＰとする。

三角形ＯＡＢにおいて、∠ＯＡＢをα（０≦α＜１８０）、∠ＯＢＡをβ（０≦β＜１８０）とする。∠ＤＯＣは∠ＯＡＢの同位角であるからαに等しく、∠ＣＯＢは∠ＯＢＡの錯角であるからβに等しい。したがって、式（４．１）、（４．２）が成り立つ。また、式（４．１）、（４．２）より式（４．３）が導かれる。Ｖθ＝Ｖθ１＝Ｖθ２ｒのとき、α＝β＝０となる。

α＝Ｖθ−Ｖθ２ｒ ・・・（４．１）
β＝Ｖθ１−Ｖθ ・・・（４．２）
α＋β＝Ｖθ１−Ｖθ２ｒ ・・・（４．３）

したがって、三角形ＯＰＡ及び三角形ＯＰＢにおいて直線ＡＢの長さを求めると、合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐの出力式（３）が導出される。

また、直線ＯＰの長さについて式（５）が成り立つため、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との振幅比（Ｖａｍｐ１／Ｖａｍｐ２）は、式（６．１）で表される。なお、式（５）は正弦定理からも導かれる。

ここで、式（１．１）が成り立つとき、ｃｏｓβ≠０、すなわちβ≠９０であり、式（６．１）は式（６．２）に書き換えられる。一方、式（１．２）が成り立つとき、ｃｏｓβ＝０、すなわちβ＝９０である。

式（６．２）を整理すると、ｔａｎβの式（７）、及び、角度βについての式（８）が得られる。０≦β＜１８０、β≠９０の前提の下、式（８）より角度βは一意に決まる。

式（１．１）が成り立つとき、式（４．２）、（８）より式（２．１）が導かれる。また、式（１．２）が成り立つとき、式（４．２）より式（２．２）が導かれる。以上のとおり、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθの出力式（２．１）、（２．２）が導出される。

以上のように、本実施形態の制御部２００は、各インバータ６０、７０に指令する電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の位相Ｖθ１、Ｖθ２及び振幅Ｖａｍｐ１、Ｖａｍｐ２より、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθ及び振幅Ｖａｍｐを一意に決定することができる。

図５のフローチャートに本実施形態による処理を示す。この処理ルーチンは、ＭＧ８０の駆動中、繰り返される。フローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。Ｓ１１で、第１インバータ制御回路２０１及び第２インバータ制御回路２０２は、それぞれ、第１インバータ６０へのｄｑ軸電圧指令ｖｄ１、ｖｑ１、第２インバータ７０へのｄｑ軸電圧指令ｖｄ２、ｖｑ２を算出する。Ｓ１２では、各ｄｑ軸電圧指令が電圧ベクトルの位相Ｖθ１、Ｖθ２及び振幅Ｖａｍｐ１、Ｖａｍｐ２に変換される。

合成電圧指令算出部２０３は、Ｓ１３で、出力式（２．１）、（２．２）により、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθを算出し、Ｓ１４で、出力式（３）により、合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐを算出する。出力管理部２０４は、Ｓ２０で、出力特性及び出力量を管理する。なお、Ｓ２０の詳細な内容については後述する。

次に、上記出力式の意義、或いは上記出力式から得られる知見について、図６〜図１０を参照して説明する。図６（ａ）、（ｂ）に、合成電圧ベクトルＶの終点の軌跡を示す。ここで電圧ベクトルの始点は原点に決まっているため、以下、「ベクトルの終点の軌跡」を省略し、単に「ベクトルの軌跡」と記す。また、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との位相差（Ｖθ１−Ｖθ２）を「純位相差」と定義するのに対し、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧反転ベクトルＶ２ｒとの位相差（Ｖθ１−Ｖθ２ｒ）を「管理位相差ΔＶθ」と定義する。管理位相差の絶対値｜ΔＶθ｜は、「０°≦｜Δθ｜≦１８０°」の範囲で定義される。以下の実施形態では、主に「Ｖθ１≧Ｖθ２ｒ、ΔＶθ≧０」であることを前提として説明する。

図６（ａ）に、「反転動作」の場合の合成電圧ベクトルＶを示す。反転動作では、管理位相差ΔＶθ（＝Ｖθ１−Ｖθ２ｒ）が０°、純位相差（Ｖθ１−Ｖθ２）が１８０°となる。このとき、合成電圧ベクトルの位相Ｖθは、「Ｖθ＝Ｖθ１＝Ｖθ２ｒ」となる。また、式（３）においてｃｏｓ０＝１であるため、式（９）に示すように、合成電圧ベクトルの振幅Ｖａｍｐは、第１電圧ベクトルＶ１の振幅Ｖａｍｐ１及び第２電圧反転ベクトルＶ２ｒの振幅Ｖａｍｐ２の和となる。

このように、反転動作での合成電圧ベクトルＶの軌跡は、半径（Ｖａｍｐ１＋Ｖａｍｐ２）の電圧円で描かれる。したがって、電源電圧を最大限に利用した１電源１インバータ構成と同等の矩形波電圧が出力される。よって、出力を優先する場合、制御部２００は、各インバータ６０、７０に反転動作をさせるように電圧指令を演算することが好ましい。以下の、

図６（ｂ）に、管理位相差ΔＶθが０°以外、すなわち純位相差が１８０°以外である「非反転動作」の場合の合成電圧ベクトルＶを示す。合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐは、２電源の電圧和（Ｖａｍｐ１＋Ｖａｍｐ２）よりも小さくなる。そのため、合成電圧ベクトルＶの軌跡は、図６（ａ）の最大電圧円より内側の円で描かれる。

この場合、電源電圧に依存する合成電圧をそれ以上増やすことはできないため、制御部２００は、弱め界磁制御により電圧位相Ｖθを進角させることで、ｄ軸電流を負側により増加させ、トルクを等トルクライン上に収束させる。したがって、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθの限界値である位相リミットを設定することが必要であると考えられる。効率を優先する場合、非反転動作により各電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の位相Ｖθ１、Ｖθ２を操作し、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθを最適化することが好ましい。

図７に、２電源２インバータ構成における２電源の電圧、すなわち電圧指令ベクトルの振幅が等しい（Ｖａｍｐ１＝Ｖａｍｐ２）前提で、第１電圧ベクトルＶ１を固定し、第２電圧ベクトルＶ２の位相Ｖθ２を３６０°変化させたときの合成電圧ベクトルＶの軌跡を実線円で示す。また、比較として、１電源１インバータ構成における最大電圧円を破線円で示す。合成電圧ベクトルＶの軌跡は、管理位相差ΔＶθが１８０°のとき原点Ｏを通り、管理位相差ΔＶθが０°のとき最大電圧円上の点Ｑを通る。したがって、合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐは、電圧位相Ｖθの変化に応じて、０から各電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の振幅Ｖａｍｐ１（＝Ｖａｍｐ２）の２倍まで変化する。

図８に、式（３）に基づく、管理位相差ΔＶθ（＝Ｖθ１−Ｖθ２ｒ）と合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐとの関係を示す。図８には、「Ｖθ１−Ｖθ２ｒ≧０」の場合に限らず、「Ｖθ１−Ｖθ２ｒ＜０」の場合を含めて記す。管理位相差の絶対値｜ΔＶθ｜が０°から１８０°に近づくに従って振幅Ｖａｍｐは単調減少する。管理位相差の絶対値｜ΔＶθ｜が０°のとき、振幅Ｖａｍｐは（Ｖａｍｐ１＋Ｖａｍｐ２）で最大となり、管理位相差の絶対値｜ΔＶθ｜が１８０°のとき、振幅Ｖａｍｐは（Ｖａｍｐ１−Ｖａｍｐ２）で最小となる。各電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の振幅Ｖａｍｐ１、Ｖａｍｐ２が等しい場合、合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐは、管理位相差の絶対値｜ΔＶθ｜が０°のとき、各インバータの電圧振幅Ｖａｍｐ１（＝Ｖａｍｐ２）の２倍となり、管理位相差の絶対値｜ΔＶθ｜が１８０°のとき０となる。

図９に、合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐ毎の位相Ｖθとトルクｔｒｑとの関係を示す。トルクｔｒｑは、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθ及び振幅Ｖａｍｐ、ＭＧ回転数ω、極対数ｐ、逆起電圧定数φ、ｄｑ軸自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑに基づき、式（１０）で表される。

図９より、電圧振幅Ｖａｍｐが小さいほど、等トルク出力に必要な位相Ｖθが大きくなることがわかる。つまり、トルクｔｒｑを一定に維持するためには、電圧振幅Ｖａｍｐが小さいほど、弱め界磁制御に相当する電圧位相Ｖθを進角させる操作をする必要がある。

図１０に、出力最大となる矩形波出力での、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθとトルクｔｒｑとの関係を示す。合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθによってトルクｔｒｑが決まる。正のトルクは力行動作を意味し、負のトルクは回生動作を意味する。回生時に負のトルクが最小となる最小トルク位相Ｖθｍｉｎから、力行時に正のトルクが最大となりＭＧ最大性能点に対応する最大トルク位相Ｖθｍａｘまでの範囲が位相制御範囲となる。合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθは位相制御範囲でのみ設定可能であり、範囲を超えると制御発散に至る。図１０によりシステム出力限界に対する余裕度が把握容易となり、合成電圧ベクトルＶに基づくトルク制限や出力制限を実施することでシステムを安定的に動作可能となる。

このように本実施形態では、出力式（２．１）、（２．２）を用いて合成電圧ベクトルＶの出力特性や出力量を管理し、動作要求に応じて反転動作と非反転動作とを使い分け、２台のインバータ６０、７０で実現できる効果の幅や種類に自由度を持たせることが可能となる。また、特開２０１７−１７５７００号公報には、２台の３相インバータの動作を組み合わせて５レベルの巻線端電圧を切り替える電圧マルチレベル化の技術が開示されている。本実施形態では、２台のインバータ６０、７０の動作を自由に操作することで、電圧マルチレベル化を容易に実現することができる。

次に、出力管理部２０４による出力特性及び出力量の具体的な管理方法について、実施形態毎に説明する。出力管理部２０４は、特に高出力領域で、合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθを最適位相に制御する。また、出力管理部２０４は、管理位相差ΔＶθを制限範囲内で最適化する。以下の実施形態の説明では、管理位相差ΔＶθを単に「位相差ΔＶθ」と記す。また、「第１電圧ベクトルＶ１の位相Ｖθ１」を「第１電圧位相Ｖθ１」、「第２電圧ベクトルＶ２の位相Ｖθ２」を「第２電圧位相Ｖθ２」、「第２電圧反転ベクトルＶ２ｒの位相Ｖθ２ｒ」を「第２電圧反転位相Ｖθ２ｒ」と記す。また、「合成電圧ベクトルＶの位相Ｖθ」を「合成電圧位相Ｖθ」、「合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐ」を「合成電圧振幅Ｖａｍｐ」と記す。

（第１実施形態）
第１実施形態について、図１１〜図１７を参照して説明する。図１１に制御部２００の構成例を示す。制御部２００において、２つのインバータ制御回路２０１、２０２の一方はＭＧ８０のトルクを管理し、他方は電力を管理する。図１１の構成例では、第１インバータ制御回路２０１は、トルク指令ｔｒｑ^*に対するフィードバック制御によりトルクを管理する。第２インバータ制御回路２０２は、２台のインバータ６０、７０の目標電力分配比率、又は、第２インバータ７０の目標電力量に基づいて電力を管理する。２つのインバータ制御回路２０１、２０２が管理を分担することで、ＭＧ８０がトルク指令ｔｒｑ^*に応じたトルクを出力しつつ、２つの電源１１、１２の電源状態を適切に管理することができる。

図１１には、２台のインバータ６０、７０に出力される電圧ベクトルの位相Ｖθ１、Ｖθ２の演算に係る構成を主に示し、電圧振幅Ｖａｍｐ１、Ｖａｍｐ２の演算に係る構成は省略する。また、第１インバータ制御回路２０１と第２インバータ制御回路２０２とは、シリアル通信で相互に情報が通信される。

第１インバータ制御回路２０１は、例えば上位ＥＣＵのトルク指令算出部からトルク指令ｔｒｑ^*が入力される。トルク減算器３２は、トルク指令ｔｒｑ^*と実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌとのトルク偏差を算出する。フィードバック制御器３３は、トルク偏差を０に近づけるように第１電圧位相Ｖθ１をＰＩ演算する。フィードバックされる実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌは、直接検出されたトルク検出値でもよく、電流センサが検出した電流に基づいて推定されたトルク推定値でもよい。フィードバック制御器３３が演算した第１電圧位相Ｖθ１に基づき第１インバータ６０のスイッチング動作が制御されるとともに、第１電圧位相Ｖθ１は、第２インバータ制御回路２０２の位相算出器３６に送信される。

第２インバータ制御回路２０２の電力制御部５０は、２台のインバータ６０、７０の実電力分配比率が目標電力分配比率に追従するように、又は、第２インバータ７０の実電力量が目標電力量に追従するように位相差ΔＶθ（＝Ｖθ１−Ｖθ２ｒ）を演算する。位相算出器３６は、第１電圧位相Ｖθ１と位相差ΔＶθとに基づき、式（１１）により第２電圧位相Ｖθ２を算出し、第２インバータ７０に出力する。なお、位相算出器３６が第２電圧反転位相Ｖθ２ｒを出力し、第２インバータ７０が第２電圧反転位相Ｖθ２ｒに基づきスイッチング動作するように構成してもよい。
Ｖθ２＝Ｖθ２ｒ＋１８０＝Ｖθ１−ΔＶθ＋１８０ ・・・（１１）

このように、第１インバータ制御回路２０１は、トルク指令ｔｒｑ^*に対する実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌのフィードバック制御によりＭＧ８０のトルクを管理し、第２インバータ制御回路２０２は、２台のインバータ６０、７０へ供給される電力分配比率または電力量を管理する。トルク管理側である第１インバータ制御回路２０１の制御パラメータは第１電圧位相Ｖθ１であり、電力管理側である第２インバータ制御回路２０２の制御パラメータは位相差ΔＶθである。なお、第１インバータ制御回路２０１と第２インバータ制御回路２０２とを入れ替えてもよい。

続いて本実施形態による最適位相の導出について、１つの電源及び１台のインバータを用いる「１電源１インバータ」方式と対比しつつ説明する。上記式（１０）のトルク式、及び図９、図１０に示す通り、ＭＧ８０のトルクを制御破綻なく最大限に使うためには、電圧振幅Ｖａｍｐ及び回転数ωに基づいて電圧位相Ｖθの上下限を制限する必要がある。これは１電源１インバータ方式でも同じであるが、２電源２インバータ方式では、２つの電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の組み合わせパターンが多様に存在するため難しさが生じる。

図１２（ａ）に、１電源１インバータ方式での電圧振幅Ｖａｍｐ及び回転数ωと制限位相Ｖθｌｉｍとの関係を規定する位相リミッタマップを示す。位相リミッタマップにより制限されるパラメータは、制御パラメータである電圧位相Ｖθそのものである。１電源１インバータ方式では、電源の入力電圧ＶＨが変動しない限り基本的に電圧振幅Ｖａｍｐは一定となる。電圧振幅Ｖａｍｐが一定のとき、回転数ωが高いほど制限位相Ｖθｌｉｍは低く設定される。

制御開始時における初期制限位相Ｖθｌｉｍ＿ｓｔは実線のマップで規定され、初期回転数ω＿ｓｔにおける制限位相Ｖθｌｉｍ＿ｓｔが黒丸で表される。その後、電圧振幅Ｖａｍｐが大から小へ低下したとき、制限位相Ｖθｌｉｍは破線のマップで規定される。すなわち、制限中の電圧振幅Ｖａｍｐの減少又は回転数ωの増加によって、黒丸の点から白丸の点へ制限位相Ｖθｌｉｍが変化するように制御される。

図１２（ｂ）に、２電源２インバータ方式での位相リミッタマップを示す。マップ自体は１電源１インバータ式と同様であり、位相リミッタマップを用い制限中の電圧振幅Ｖａｍｐ及び回転数ωに基づいて制限されるパラメータは、合成電圧位相Ｖθである。一方、２電源２インバータ方式の制御部２００の制御パラメータは、第１電圧位相Ｖθ１及び位相差ΔＶθである。つまり、２電源２インバータ方式での制御パラメータである第１電圧位相Ｖθ１及び位相差ΔＶθが直接制限されるわけではない。

「ΔＶθ≠０、Ｖθ２ｒ＜Ｖθ１」を前提とすると、第１電圧位相Ｖθ１、第２電圧反転位相Ｖθ２ｒ、及び合成電圧位相Ｖθは、「Ｖθ２ｒ＜Ｖθ＜Ｖθ１」の関係にある。図１２（ｂ）では、初期の第１電圧位相の制限位相Ｖθ１ｌｉｍを黒四角で表し、第１電圧位相の制限位相Ｖθ１ｌｉｍから位相差ΔＶθを差し引いた第２電圧反転位相Ｖθ２ｒを黒三角で表す。そこで、トルク管理側の第１インバータ制御回路２０１において、合成電圧位相Ｖθの制限位相Ｖθｌｉｍの変化を第１電圧位相の制限位相Ｖθ１ｌｉｍに反映させる必要がある。

図１３に、位相とトルクとの関係を示す。図１０に示した通り、力行時には最大トルク位相Ｖθｍａｘで正のトルクが最大となり、最大トルク位相Ｖθｍａｘを超えると位相制御範囲を逸脱し制御が破綻する。そこで、合成電圧の位相Ｖθを増加させるとき、最大トルク位相Ｖθｍａｘを超えることがないように、最大トルク位相Ｖθｍａｘよりも少し小さい位相、すなわち、マージンδだけ小さい位相が合成電圧の制限位相Ｖθｌｉｍとして設定される。ここで、位相差ΔＶθの値によっては、図１３に示すように、第１電圧位相Ｖθ１が最大トルク位相Ｖθｍａｘを超える場合がある。

制御開始時には、実線で示すトルクカーブにおいて、最大トルク位相Ｖθｍａｘ＿ｓｔの手前の黒丸の点が合成電圧の初期制限位相Ｖθｌｉｍ＿ｓｔとして設定される。また、黒四角の点が第１電圧位相の制限位相Ｖθ１ｌｉｍ＿ｓｔとして設定される。その後、合成電圧振幅Ｖａｍｐの減少や回転数ωの増加によって、破線で示すトルクカーブの白丸の点が新たな合成電圧制限位相Ｖθｌｉｍとして設定される。また、この変化を反映して、白四角の点が新たな第１電圧位相の制限位相Ｖθ１ｌｉｍとして設定される。

これにより、トルク管理側の第１インバータ制御回路２０１において、制御破綻を回避しつつ、最大トルクを実現することができる。具体的には、合成電圧制限位相Ｖθｌｉｍは、図１２（ｂ）のマップにより、合成電圧振幅Ｖａｍｐ及び回転数ωから算出される。なお、式（２．１）、（２．２）、（３）の合成電圧ベクトル式と式（１０）のトルク式との連立方程式を直接解いて求めてもよい。

第１電圧位相の制限位相Ｖθ１ｌｉｍは、式（２．１）、（２．２）の合成電圧ベクトル式に基づき、式（１．１）の条件では式（１２．１）により算出され、式（１．２）の条件では式（１２．２）により算出される。式（１２．１）中の（Ｖθ１−Ｖ２θｒ）は、位相差ΔＶθに書き換えられる。

電力管理側の第２インバータ制御回路２０２における第２電圧反転位相Ｖθ２ｒは、第１電圧位相Ｖθ１及び位相差ΔＶθを制御パラメータとして制御される。なお、電力管理側の第２電圧反転位相Ｖθ２ｒの変化は、トルク管理側の第１電圧位相Ｖθ１に対して十分に遅い。したがって、合成電圧ベクトル式を用いることで、電力管理側の制御モードによらず第１電圧位相の制限位相Ｖθ１ｌｉｍを算出することができる。以上の制御により、少なくとも合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍを超えないようにし、制御破綻を防止することができる。

ところで位相差の絶対値｜ΔＶθ｜が１８０°に近づくと、図８に示すように合成電圧振幅Ｖａｍｐが小さくなるため、ＭＧ８０の最大トルクが減少する。以下、「トルクを優先する」とは、ＭＧ８０のトルクを最大にすることを優先する意味であり、「電力を優先する」とは、２台のインバータの電力を目標値に近づけることを優先する意味である。トルクと電力のどちらを優先するかは初期に一律に決定されてもよい。或いは、２つの電源１１、１２を構成する電池の温度、ＳＯＣ、充放電電力量（Ｗｉｎ／Ｗｏｕｔ）や、車速、アクセル開度等の車両状態等に応じて、都度選択されてもよい。

本実施形態では、トルクと電力のどちらを優先するかに応じて位相差ΔＶθが制御される。具体的に出力管理部２０４は、トルクを優先する場合、第１電圧位相Ｖθ１の制限中に位相差ΔＶθが増大して第１電圧位相Ｖθ１がさらに制限されることを防ぐため、位相差上限ΔＶθｌｉｍを０に設定する。一方、電力を優先する場合、出力管理部２０４は、初回制限時、すなわち、合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍを初めて超えたときの位相差ΔＶθの値に設定する。これにより、ニーズに応じた位相差ΔＶθの制御が可能となる。また、トルクや回転数の過渡時に通信遅れにより認識される電圧にずれが生じた場合でも、合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍを超えないように守ることができる。

次に第１実施形態による最適位相の制御について、図１４、図１５のフローチャートを参照する。図１４のＳ１１〜Ｓ１４は図５と同じであり、図５における「出力特性、出力量管理」のＳ２０が、Ｓ２１以降に詳しく展開されている。出力管理部２０４は、Ｓ２１で、合成電圧振幅Ｖａｍｐ及び回転数ωから合成電圧ベクトルＶの制限位相Ｖθｌｉｍを算出する。Ｓ２２では、式（１２．１）、（１２．２）により、第１電圧位相Ｖθ１の制限位相Ｖθ１ｌｉｍが算出される。そしてＳ２３で、第１電圧位相Ｖθ１は制限位相Ｖθ１ｌｉｍ以下に制限される。

好ましくは、Ｓ２１の後、Ｓ２２、Ｓ２３と併行してＳ２４〜Ｓ２６が実行される。Ｓ２４では、合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍを超えているか判断される。合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍを超えている場合、Ｓ２４でＹＥＳと判断され、Ｓ２５に移行する。Ｓ２５で出力管理部２０４は、位相差ΔＶθの上限ΔＶθｌｉｍを算出する。

図１５に示すように、トルクを優先するか電力を優先するかによって、算出される位相差上限ΔＶθｌｉｍが異なる。電力よりトルクを優先する場合、Ｓ２５１でＹＥＳと判断され、Ｓ２５２で、「ΔＶθｌｉｍ＝０」、すなわち、第１電圧位相Ｖθ１と第２電圧反転位相Ｖθ２ｒとが同位相となるように算出される。一方、トルクより電力を優先する場合、Ｓ２５１でＮＯと判断され、位相差上限ΔＶθｌｉｍは初回制限時の値に算出される。すなわち、合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍを初めて超えたときの位相差ΔＶθの値が位相差上限ΔＶθｌｉｍとして固定される。

図１４に戻り、Ｓ２６で、位相差ΔＶθは上限ΔＶθｌｉｍ以下に制限される。なお、第２電圧反転位相Ｖθ２ｒが第１電圧位相Ｖθ１より大きくなる場合、Ｓ２５、Ｓ２６の位相差ΔＶθを「位相差の絶対値｜ΔＶθ｜」に置き換えればよい。Ｓ２４にて合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍ以下の場合、ＮＯと判断され、Ｓ２５、Ｓ２６はスキップされる。図１４の処理は、ＭＧ８０の駆動中、繰り返し実行される。そして、合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍ以下となり、Ｓ２４でＮＯと判断されるまでＳ２５、Ｓ２６の処理が繰り返される。

次に、図１６、図１７のタイムチャートを参照し、第１実施形態の動作例を説明する。図１６にはトルク優先時の動作例を示し、図１７には電力優先時の動作例を示す。各図の最上段にはトルク指令ｔｒｑ^*を破線で示し、実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌを実線で示す。２段目には位相差指令ΔＶθｃｏｍを破線で示し、位相差上限ΔＶθｌｉｍを長破線で示し、制限後位相差ΔＶθを実線で示す。３段目には入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）を破線で示し、合成電圧振幅Ｖａｍｐを実線で示す。４段目には位相リミットフラグを実線で示す。最下段には合成電圧位相Ｖθを実線で示し、合成電圧制限位相Ｖθｌｉｍを長破線で示し、第１電圧位相Ｖθ１を一点鎖線で示し、第２電圧反転位相Ｖθ２ｒを二点鎖線で示す。

まず、図１６を参照し、トルク優先時の動作例について説明する。図１６では、位相差指令ΔＶθｃｏｍは０より大きい値で一定であり、トルク指令ｔｒｑ^*が時間につれて増加した後、減少する。また、位相差上限ΔＶθｌｉｍは０に設定されている。時刻ｔａ１以前、合成電圧位相Ｖθは制限位相Ｖθｌｉｍより小さく、位相リミットフラグはＯＦＦであり、位相差指令ΔＶθｃｏｍは制限されていない。第１電圧位相Ｖθ１、第２電圧反転位相Ｖθ２ｒ及び合成電圧位相Ｖθは、時間と共にほぼ平行に増加している。このとき、合成電圧振幅Ｖａｍｐは入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）より小さい。また、実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌはトルク指令ｔｒｑ^*に一致している。

トルク指令ｔｒｑ^*が次第に増加すると、合成電圧位相Ｖθも次第に増加し、時刻ｔａ１に制限位相Ｖθｌｉｍを超える。これをトリガーとして位相リミットフラグがＯＮし、位相差指令ΔＶθｃｏｍに対する制限が開始される。このとき、位相を急変させることは矩形波制御の特性乱れの原因となるため、時間に対し傾きを持たせるように徐変される。その結果、制限後位相差ΔＶθは、時刻ｔａ１から時刻ｔａ２の期間Ｉに、位相差上限ΔＶθｌｉｍである０に向かって減少する。

時刻ｔａ２に制限後位相差ΔＶθが０になったとき、合成電圧振幅Ｖａｍｐは入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）に一致する。その後、時刻ｔａ２から時刻ｔａ３までの期間ＩＩにおいて制限後位相差ΔＶθは０に維持され、合成電圧振幅Ｖａｍｐが一定の状態が継続する。また、実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌは、トルク指令ｔｒｑ^*より小さい一定の値となる。一方、期間ＩＩの間にトルク指令ｔｒｑ^*は増加から減少に転じる。

時刻ｔａ３に合成電圧位相Ｖθが減少し始めると、位相リミットフラグがＯＦＦし、位相差指令ΔＶθｃｏｍに対する制限が解除される。そして、位相の急変による矩形波制御の特性乱れを避けるため、制限後位相差ΔＶθは、時刻ｔａ３から時刻ｔａ４の期間に、０から位相差指令ΔＶθｃｏｍに向かって増加する。それに伴い、合成電圧振幅Ｖａｍｐは入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）から低下する。時刻ｔａ４に、制限後位相差ΔＶθは位相差指令ΔＶθｃｏｍに復帰する。時刻ｔａ４以後は、時刻ｔａ１以前と同様の非制限状態に戻る。

ここで、１電源１インバータ方式に相当する比較例として、位相差上限ΔＶθｌｉｍを０としない場合、最上段に細い二点鎖線で示すように、実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌは、時刻ｔａ１に位相リミットフラグがＯＮしたときの値で制限される。すなわち、期間Ｉにおいて、実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌはトルク指令ｔｒｑ^*を下回る。

それに対し第１実施形態では、位相リミットフラグがＯＮしたとき、位相差上限ΔＶθｌｉｍを０とすることで、期間Ｉの実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌは、トルク指令ｔｒｑ^*を実現可能となる。つまり、実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌがトルク指令ｔｒｑ^*を実現できない期間は、期間ＩＩのみに短縮される。したがって、第１実施形態の効果として、図１６のトルク差分Δｔｒｑ＿ｅｆｆが余分に出力可能なトルクに相当する。

続いて図１７を参照し、電力優先時の動作例について説明する。図１７では、トルク指令ｔｒｑ^*は一定であり、位相差指令ΔＶθｃｏｍが時間につれて０から増加した後、減少して０に戻る。また、位相差上限ΔＶθｌｉｍは、時刻ｔｂ１における位相差指令ΔＶθｃｏｍの値に設定される。実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌはトルク指令ｔｒｑ^*に常に一致する。初期の時刻ｔｂ０には位相差指令ΔＶθｃｏｍは０であり、合成電圧振幅Ｖａｍｐは入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）に等しい。

時刻ｔｂ０から時刻ｔｂ１にかけて、位相差指令ΔＶθｃｏｍは増加し、合成電圧振幅Ｖａｍｐは入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）から低下する。合成電圧位相Ｖθは制限位相Ｖθｌｉｍより小さく、位相リミットフラグはＯＦＦであり、位相差指令ΔＶθｃｏｍは制限されていない。時刻ｔｂ０から時刻ｔｂ１までの間には、位相差指令ΔＶθｃｏｍの増加に伴い、第１電圧位相Ｖθ１と第２電圧反転位相Ｖθ２ｒとの差が広がりつつ、合成電圧位相Ｖθが漸増する。一方、制限位相Ｖθｌｉｍは次第に減少する。

時刻ｔｂ１に合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍを超えると、これをトリガーとして、位相リミットフラグがＯＮする。そして、この時点での位相差指令ΔＶθｃｏｍの値を位相差上限ΔＶθｌｉｍとして、位相差指令ΔＶθｃｏｍに対する制限が開始される。その後、時刻ｔｂ１から時刻ｔｂ２までの間、制限後位相差ΔＶθは、位相差上限ΔＶθｌｉｍに制限され、第１電圧位相Ｖθ１、第２電圧反転位相Ｖθ２ｒ、及び合成電圧位相Ｖθは一定に維持される。一方、時刻ｔｂ１から時刻ｔｂ２までの間に位相差指令ΔＶθｃｏｍは増加から減少に転じる。

時刻ｔｂ２に位相差指令ΔＶθｃｏｍが位相差上限ΔＶθｌｉｍを下回ると同時に、合成電圧位相Ｖθは制限位相Ｖθｌｉｍを下回り、位相リミットフラグがＯＦＦする。その後、時刻ｔｂ１以前の動作とほぼ対称に、位相差指令ΔＶθｃｏｍの減少に伴い、第１電圧位相Ｖθ１と第２電圧反転位相Ｖθ２ｒとの差が狭まりつつ、合成電圧位相Ｖθが漸減する。一方、制限位相Ｖθｌｉｍは次第に増加する。以上のように、第１実施形態では、出力限界時の制御破綻を防止しつつ、制限内での最大出力を実現することができる。

（変形例）
第１実施形態の変形例について説明する。図１４のＳ２４では、合成電圧位相Ｖθが制限位相Ｖθｌｉｍを超えたときＹＥＳと判断されるが、これに代えて、第１電圧位相Ｖθ１又は第２電圧反転位相Ｖθ２ｒの少なくとも一方が制限位相を超えたときＹＥＳと判断されるようにしてもよい。ここでの制限位相は、合成電圧の制限位相Ｖθｌｉｍが共通に用いられてよい。

この場合、位相差ΔＶθが０であることを前提として、制限位相Ｖθｌｉｍを算出する位相リミッタマップの電圧振幅は、２電源の入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）を用いてもよい。これにより、１電源１インバータ方式のアルゴリズムに対し合成電圧ベクトルの演算を追加することなく、簡易に位相差制限を実現することができる。ただし、意図的に位相差の絶対値｜ΔＶθ｜を０より大きい値としている場合、入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２の和では算出できないため、合成電圧ベクトルを演算する必要がある。

（第２実施形態）
第２実施形態について、図１８〜図２０を参照して説明する。第１実施形態と同様に、第２実施形態においても、第１インバータ制御回路２０１はＭＧ８０のトルクを管理し、第２インバータ制御回路２０２は電力を管理する構成を想定する。２電源２インバータ方式において、目標電力分配比率又は目標電力量の実現とＭＧ最大トルクの実現とを高出力領域で実現することは背反の関係となる。そのため、トルク指令ｔｒｑ^*を実現可能な範囲で最大の電力分配比率又は電力量を許容することが第２実施形態の技術思想である。

図１８に、第２実施形態の制御の考え方を説明するための、図４と類似のベクトル図を示す。第１電圧ベクトルＶ１の振幅Ｖａｍｐ１、及び第２電圧ベクトルＶ１の振幅Ｖａｍｐ２と、合成電圧ベクトルＶの振幅Ｖａｍｐとの関係は、式（３）とは別の式（１３）で表される。式（１３）は、三角形ＯＢＣについての余弦定理の式において、「∠ＯＢＣ＝１８０−ΔＶθ」を代入することで導かれる。

式（１３）より、位相差ΔＶθが０°のときｃｏｓ（ΔＶθ）が１で合成電圧振幅Ｖａｍｐが最大であり、位相差ΔＶθが１８０°に近づくほど合成電圧振幅Ｖａｍｐが減少することがわかる。すなわち、合成電圧振幅Ｖａｍｐへの影響は、電力管理側の制御パラメータである位相差ΔＶθが支配的であると考えられる。そこで第２実施形態では、電力管理側の第２インバータ制御回路２０２で位相差ΔＶθを最小にするように制御することで、最大トルクの減少を防止する。

図１９を参照し、具体的な制御構成について説明する。第２実施形態の制御対象は、合成電圧ベクトルＶの電圧利用率が最大のとき、つまり、第１電圧指令、第２電圧指令ともに振幅に自由度が無い矩形波電圧であるときのみである。また、第１実施形態では、制御パラメータとして第１電圧位相Ｖθ１及び位相差ΔＶθが用いられるのに対し、第２実施形態では、制御パラメータとして位相差ΔＶθが用いられる。

ここでも、第１電圧位相Ｖθ１は第２電圧反転位相Ｖθ２ｒ以上であり、位相差ΔＶθが０以上であることを前提として説明する。第２電圧反転位相Ｖθ２ｒが第１電圧位相Ｖθ１より大きくなる可能性がある場合、位相差ΔＶθを「位相差の絶対値｜ΔＶθ｜」に置き換えて解釈すればよい。

図１９に、合成電圧振幅Ｖａｍｐ及び回転数ωとトルクｔｒｑとの関係を規定するマップを示す。実線は、電圧振幅Ｖａｍｐが最大となる条件、すなわち位相差ΔＶθが０であり、電圧振幅Ｖａｍｐが２電源の入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）となる条件での最大トルクカーブＴＣＸを示す。最大トルクカーブＴＣＸは、１電源１インバータ方式と同様に、ＭＧ８０が出力可能な許容最大トルクを表す。最大トルクカーブＴＣＸ上での現在の回転数ωｐにおける最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘが黒丸の点で表される。

回転数ωｐが一定で位相差ΔＶθが０から大きくなると、合成電圧振幅Ｖａｍｐが小さくなり、現在のトルクカーブＴＣｐが破線で表される。また、回転数ωｐにおける最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘがトルク指令ｔｒｑ^*に一致する制限トルクカーブＴＣｌｉｍを二点鎖線で示す。制限トルクカーブＴＣｌｉｍに相当する位相差ΔＶθを位相差上限ΔＶθｌｉｍとする。回転数ωｐにおけるトルク指令ｔｒｑ^*が菱形で表され、現在の最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘが白丸で表される。

図１９において、現在のトルクカーブＴＣｐ上の最大トルクは、トルク指令ｔｒｑ^*を下回っている。すなわち、現在の位相差ΔＶθは位相差上限ΔＶθｌｉｍを超えている。この場合、現在の位相差ΔＶθが位相差上限ΔＶθｌｉｍに制限される。これにより、現在の合成電圧振幅Ｖａｍｐ及び回転数ωｐにおける最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘをトルク指令ｔｒｑ^*に一致させることができる。なお、上記説明ではトルクが正である力行時を想定しているが、トルクが負である回生時を含めて表すと、最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘの絶対値がトルク指令ｔｒｑ^*の絶対値よりも小さい場合、位相差ΔＶθを位相差上限ΔＶθｌｉｍに制限するように制御される。

第２実施形態の制御では、電力管理側の電力演算が遅いため。演算順序が一部前後する場合があるが、その影響は大きくないと推定される。また、第１実施形態の位相リミッタとは制限パラメータが異なるため、制御の干渉はなく、両立することが可能である。

次に、図２０のタイムチャートを参照し、第２実施形態の動作例を説明する。図２０の最上段にはトルク指令ｔｒｑ^*を破線で示し、実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌを実線で示す。また、合成電圧振幅Ｖａｍｐ及び回転数ωに基づくトルクカーブ上の最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘを長破線で示す。２段目には位相差指令ΔＶθｃｏｍを破線で示し、位相差上限ΔＶθｌｉｍを長破線で示し、制限後位相差ΔＶθを実線で示す。３段目には入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）を破線で示し、合成電圧振幅Ｖａｍｐを実線で示す。４段目には電力（又は位相差）リミットフラグを実線で示す。最下段には第１電圧位相Ｖθ１を一点鎖線で示し、第２電圧反転位相Ｖθ２ｒを二点鎖線で示す。

図２０では、トルク指令ｔｒｑ^*は一定であり、位相差指令ΔＶθｃｏｍが時間につれて０から増加した後、減少して０に戻る。また、位相差上限ΔＶθｌｉｍは、時刻ｔｃ１における位相差指令ΔＶθｃｏｍの値に設定される。すなわち、図１９のマップにおいて制限トルクカーブＴＣｌｉｍに相当する位相差上限ΔＶθｌｉｍが設定される。実トルクｔｒｑ＿ｒｅａｌはトルク指令ｔｒｑ^*に常に一致する。初期の時刻ｔｃ０には位相差指令ΔＶθｃｏｍは０であり、合成電圧振幅Ｖａｍｐは入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）に等しい。

時刻ｔｃ０から時刻ｔｃ１にかけて、位相差指令ΔＶθｃｏｍは、位相差上限ΔＶθｌｉｍ未満であって、電力リミットフラグがＯＦＦである条件内で増加する。これに伴い、合成電圧振幅Ｖａｍｐは入力電圧の和（ＶＨ１＋ＶＨ２）から低下し、合成電圧振幅Ｖａｍｐに基づく最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘはトルク指令ｔｒｑ^*を上回る範囲で低下する。時刻ｔｃ０から時刻ｔｃ１までの間、位相差指令ΔＶθｃｏｍの増加に伴い、第１電圧位相Ｖθ１と第２電圧反転位相Ｖθ２ｒとは、差が広がりつつ漸増する。

時刻ｔｃ１に、合成電圧振幅Ｖａｍｐに基づく最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘがトルク指令ｔｒｑ^*にまで低下すると、電力リミットフラグがＯＮする。そして、この時点での位相差指令ΔＶθｃｏｍの値を位相差上限ΔＶθｌｉｍとして、位相差指令ΔＶθｃｏｍに対する制限が開始される。その後、時刻ｔｃ１から時刻ｔｃ２までの間、制限後位相差ΔＶθは、位相差上限ΔＶθｌｉｍに制限され、第１電圧位相Ｖθ１及び第２電圧反転位相Ｖθ２ｒは一定に維持される。一方、時刻ｔｃ１から時刻ｔｃ２までの間に位相差指令ΔＶθｃｏｍは増加から減少に転じる。

時刻ｔｃ２に位相差指令ΔＶθｃｏｍが位相差上限ΔＶθｌｉｍを下回ると同時に、合成電圧振幅Ｖａｍｐに基づく最大トルクｔｒｑ＿ｍａｘはトルク指令ｔｒｑ^*を上回り、位相リミットフラグがＯＦＦする。その後、時刻ｔｃ１以前の動作とほぼ対称に、位相差指令ΔＶθｃｏｍの減少に伴い、第１電圧位相Ｖθ１と第２電圧反転位相Ｖθ２ｒとは、差が狭まりつつ漸減する。以上のように、第２実施形態によっても制限内での最大出力を実現することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態の出力式では、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧反転ベクトルＶ２ｒとの位相差（Ｖθ１−Ｖθ２ｒ）を用いている。これとは逆に、第１電圧反転ベクトルＶ１ｒを定義し、第２電圧ベクトルＶ２と第１反転電圧ベクトルＶ１ｒとの位相差（Ｖθ２−Ｖθ１ｒ）を用いてもよい。その他、第１インバータ６０及び第２インバータ７０に関する構成の区別は便宜的なものであり、適宜入れ替えてもよい。

（ｂ）第１実施形態における第１インバータ制御回路２０１と第２インバータ制御回路２０２とを入れ替え、第１電圧位相Ｖθ１に代えて、第２電圧反転位相Ｖθ２ｒをその電圧ベクトルの制限位相以下に制限してもよい。また、第１電圧位相Ｖθ１及び第２電圧反転位相Ｖθ２ｒの両方を、それぞれの電圧ベクトルの制限位相以下に制限してもよい。

（ｃ）２台のインバータ６０、７０は、独立した２電源から電力供給される構成に限らず、共通の１つの電源から電力供給されてもよい。また、独立した２電源が用いられる構成において、各電源は、両方ともバッテリやキャパシタで代表される二次電池である構成に限定されない。例えば、一方の電源が二次電池であり、他方の電源が燃料電池や発電機により構成されてもよい。

（ｄ）電動機のオープン巻線の相数は、３相に限らず４相以上であってもよい。また、２相のオープン巻線がブリッジ接続された構成であってもよい。

（ｅ）２電源２インバータ式の電動機駆動装置は、電気自動車、燃料電池車などの純電気車や、ＰＨＶ（プラグインハイブリッド）、レンジエクステンダをはじめとする電気リッチなハイブリッドパワトレイン、さらには、１２〜４８ＶのＩＳＧ（Integrated Starter Generator）といった軽い電動化車両に至るまで適用される。この技術は、従来技術例であるリアクトルによる昇圧回路を一切使用せずに、高効率に高出力を実現する用途に適用可能な電圧型回路トポロジによるものであり、各車両において、従来の昇圧回路では熱的に成立困難な領域においても高出力化が求められる用途に適する。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１００・・・ＭＧ制御装置（電動機駆動装置）、
２００・・・制御部、
２０１・・・第１インバータ制御回路、
２０２・・・第２インバータ制御回路、
２０３・・・合成電圧指令算出部、
６０ ・・・第１インバータ、 ６１〜６６・・・第１スイッチング素子、
７０ ・・・第２インバータ、 ７１〜７６・・・第２スイッチング素子、
８０ ・・・ＭＧ（モータジェネレータ、電動機）、
８１、８２、８３・・・巻線。

Claims (8)

1. ２台のインバータを用い、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する電動機駆動装置であって、
   前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１〜６６）を有し、前記巻線の一端に接続される第１インバータ（６０）と、
   前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１〜７６）を有し、前記巻線の他端に接続される第２インバータ（７０）と、
   トルク指令に基づき、前記第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（２０１）、及び、前記第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（２０２）を有する制御部（２００）と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記第１電圧指令に対応するｄｑ座標上の第１電圧指令ベクトルと前記第２電圧指令に対応するｄｑ座標上の第２電圧指令ベクトルとの位相差である純位相差が１８０°以外の値である場合を含め、前記第１電圧指令ベクトル及び前記第２電圧指令ベクトルに基づき、前記２台のインバータが出力する合成電圧指令を決定する電動機駆動装置。
2. 前記制御部は、前記第１電圧指令ベクトル及び前記第２電圧指令ベクトルの位相及び振幅に基づき、前記合成電圧指令ベクトルの位相及び振幅を一意に算出する合成電圧指令算出部（２０３）を有する請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 電圧指令ベクトルの位相を、ｑ軸正方向を基準としてｄｑ座標上で反時計回り方向に増加するように定義し、
   前記第１電圧指令ベクトルの位相をＶθ１、振幅をＶａｍｐ１、
   前記第２電圧指令ベクトルと原点対称の第２電圧反転ベクトルの位相をＶθ２ｒ、振幅をＶａｍｐ２、
   前記合成電圧指令ベクトルの位相をＶθ、振幅をＶａｍｐと表すと、
   前記合成電圧指令算出部は、
   前記合成電圧指令ベクトルの位相を、式（１．１）が成り立つとき、式（２．１）により算出し、一方、式（１．２）が成り立つとき、式（２．２）により算出し、
   

   

   前記合成電圧指令ベクトルの振幅を式（３）により算出する請求項２に記載の電動機駆動装置。
   

   
4. 前記制御部は、前記合成電圧指令算出部が算出した合成電圧指令ベクトルの位相及び振幅に基づいて、前記２台のインバータの出力特性及び出力量を管理する出力管理部（２０４）をさらに備え、
   前記出力管理部は、
   前記合成電圧指令ベクトルの位相が、前記電動機のトルクが最大となるか、又は、前記２台のインバータの電力が目標値に近づく最適位相となるように、前記第１電圧指令ベクトル又は前記第２電圧指令ベクトルの少なくとも一方の位相を調整する請求項２または３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記出力管理部は、
   前記合成電圧指令ベクトルの振幅及び前記電動機の回転数に基づいて前記合成電圧指令ベクトルの制限位相（Ｖθｌｉｍ）を算出し、前記合成電圧指令ベクトルの位相が前記合成電圧指令ベクトルの制限位相以下となるように、前記第１電圧指令ベクトル又は前記第２電圧指令ベクトルの少なくとも一方の位相をその電圧指令ベクトルの制限位相（Ｖθ１ｌｉｍ）以下に制限する請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 前記出力管理部は、
   前記第１電圧指令ベクトル又は前記第２電圧指令ベクトルのいずれか一方の位相をその電圧指令ベクトルの制限位相以下に制限するとともに、
   前記合成電圧指令ベクトルの位相が前記合成電圧指令ベクトルの制限位相を超えているとき、前記第１電圧指令ベクトルと前記第２電圧反転ベクトルとの位相差である管理位相差（ΔＶθ）の絶対値（０°≦｜ΔＶθ｜≦１８０°）を上限（ΔＶθｌｉｍ）以下に制限する請求項５に記載の電動機駆動装置。
7. 前記第１インバータ制御回路又は前記第２インバータ制御回路のいずれか一方は、トルク指令（ｔｒｑ^*）に対する実トルク（ｔｒｑ＿ｒｅａｌ）のフィードバック制御により前記電動機のトルクを管理し、前記第１インバータ制御回路又は前記第２インバータ制御回路の他方は、前記２台のインバータへ供給される電力分配比率または電力量を管理する前記制御部の構成において、
   前記出力管理部は、
   前記電動機のトルクを最大とすることを優先する場合、前記管理位相差の上限を０に設定し、
   前記２台のインバータの電力を目標値に近づけることを優先する場合、前記管理位相差の上限を、前記合成電圧指令ベクトルの位相が前記合成電圧指令ベクトルの制限位相を初めて超えたときの前記管理位相差の値に設定する請求項６に記載の電動機駆動装置。
8. 前記出力管理部は、
   前記合成電圧指令ベクトルの振幅及び前記電動機の回転数に基づいて前記電動機が出力可能な最大トルク（ｔｒｑ＿ｍａｘ）を推定し、
   前記最大トルクがトルク指令（ｔｒｑ^*）以上となるように、前記第１電圧指令ベクトルと前記第２電圧反転ベクトルとの位相差である管理位相差（ΔＶθ）の絶対値（０°≦｜ΔＶθ｜≦１８０°）を上限（ΔＶθｌｉｍ）以下に制限する請求項４に記載の電動機駆動装置。

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