JPS5821511B2 - コウリユウデンドウキノセイギヨソウチ - Google Patents
コウリユウデンドウキノセイギヨソウチInfo
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- JPS5821511B2 JPS5821511B2 JP50081799A JP8179975A JPS5821511B2 JP S5821511 B2 JPS5821511 B2 JP S5821511B2 JP 50081799 A JP50081799 A JP 50081799A JP 8179975 A JP8179975 A JP 8179975A JP S5821511 B2 JPS5821511 B2 JP S5821511B2
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- signal
- armature
- circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はサイリスク電力変換器により駆動される交流電
動機の制御装置に関する。
動機の制御装置に関する。
一般に、サイリスク電力変換器により交流電動機を１駆
動するものはサイリスタモータとして良く知られている
。
動するものはサイリスタモータとして良く知られている
。
第１図は同期電動機を駆動する電圧型サイリスクモータ
の一例を示す構成図である。
の一例を示す構成図である。
第１図において、１は商用交流電源からの交流電圧を入
力とし、可変周波数の３相交流を出力するサイクロコン
バークで、逆並列に接続されたサイリスク純ブリツジ回
路ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮおよびＷＰ、ＷＮの３組から
構成される。
力とし、可変周波数の３相交流を出力するサイクロコン
バークで、逆並列に接続されたサイリスク純ブリツジ回
路ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮおよびＷＰ、ＷＮの３組から
構成される。
２はサイクロコンバータ１により駆動される同期電動機
で、３相の電機子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗと界磁巻線Ｆを有する
。
で、３相の電機子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗと界磁巻線Ｆを有する
。
３は界磁巻線Ｆに加える界磁電流の大きさを制御する界
磁制御回路、４は同期電動機２の回転速度を検出する速
度発電機、５は速度指令回路、６は速度指令回路５の速
度指令信号と速度発電機４の出力信号である速度帰還信
号とを突き合わせ増巾する速度偏差増巾器、７は同期電
動機２の回転軸の回転角位置に応じた位相で互いに１２
０度の位相差を有する３つの正弦波信号（３相信号）を
出力する位置検出器である。
磁制御回路、４は同期電動機２の回転速度を検出する速
度発電機、５は速度指令回路、６は速度指令回路５の速
度指令信号と速度発電機４の出力信号である速度帰還信
号とを突き合わせ増巾する速度偏差増巾器、７は同期電
動機２の回転軸の回転角位置に応じた位相で互いに１２
０度の位相差を有する３つの正弦波信号（３相信号）を
出力する位置検出器である。
位置検出器７としては例えば、回転子に取付けた永久磁
石と、固定子の回転子対向面に取付けた３個のホールジ
ェネレータを有する構造のものが用いられる。
石と、固定子の回転子対向面に取付けた３個のホールジ
ェネレータを有する構造のものが用いられる。
８は位置検出器７の出力信号の１つと速度偏差増巾器６
の出力信号を掛は合わせ、サイクロコンバータ１の出力
電流（Ｕ相）を制御するための電流指令信号（正弦波信
号）を出力する掛算器、９はサイリスク純ブリツジ回路
ＵＰ、ＵＮ（以下、サイリスク回路ＵＰ、ＵＮと称する
）の交流入力電流を検出する電流検出器、１０は電流指
令信号と電流検出器９の出力信号を突き合わせ増巾する
電流偏差増巾器１１は電流偏差増巾器１０の出力信号に
従ってサイリスク回路ＵＰ、ＵＮの点弧位相を制御する
自動パルス移相器、１２はサイリスク回路ＵＰ、ＵＮの
出力電流の正負の向きに応じて、サイリスク回路のＵＰ
あるいにＵＮに交互にゲート信号を供給するゲート出力
回路である。
の出力信号を掛は合わせ、サイクロコンバータ１の出力
電流（Ｕ相）を制御するための電流指令信号（正弦波信
号）を出力する掛算器、９はサイリスク純ブリツジ回路
ＵＰ、ＵＮ（以下、サイリスク回路ＵＰ、ＵＮと称する
）の交流入力電流を検出する電流検出器、１０は電流指
令信号と電流検出器９の出力信号を突き合わせ増巾する
電流偏差増巾器１１は電流偏差増巾器１０の出力信号に
従ってサイリスク回路ＵＰ、ＵＮの点弧位相を制御する
自動パルス移相器、１２はサイリスク回路ＵＰ、ＵＮの
出力電流の正負の向きに応じて、サイリスク回路のＵＰ
あるいにＵＮに交互にゲート信号を供給するゲート出力
回路である。
なお、図はサイリスク回路ＵＰ、ＵＮに対する制御回路
のみを示しており他のサイリスク回路■Ｐ、ＶＮ、ＷＰ
、ＷＮに対しても同−の制御回路があるが、それらにつ
いては省略する。
のみを示しており他のサイリスク回路■Ｐ、ＶＮ、ＷＰ
、ＷＮに対しても同−の制御回路があるが、それらにつ
いては省略する。
この構成において、位置検出器Ｉは前述したように同期
電動機２の回転軸に連結された永久磁石を備えた回転子
と、その永久磁石が作る磁界を検知して、その磁界の大
きさに応じた信号を発生するホールジェネレータを備え
た固定子を有している。
電動機２の回転軸に連結された永久磁石を備えた回転子
と、その永久磁石が作る磁界を検知して、その磁界の大
きさに応じた信号を発生するホールジェネレータを備え
た固定子を有している。
永久磁石は、同期電動機２の極数に等しい数だけ交互に
Ｎ極、Ｓ極を作るように回転子上に配置されており、ま
た、ホールジェネレータは、互いに電気角度で１２０度
だけ隔てて固定子上に取付けられている。
Ｎ極、Ｓ極を作るように回転子上に配置されており、ま
た、ホールジェネレータは、互いに電気角度で１２０度
だけ隔てて固定子上に取付けられている。
しかして、位置検出器７からは第２図ａに示すように、
振巾が一定な正弦波の位置信号ＳＵ−８ｗが得られる。
振巾が一定な正弦波の位置信号ＳＵ−８ｗが得られる。
位置信号ＳＵ−８ｗは同期電動機２の界磁Ｆと電機子Ｕ
、Ｖ、Ｗの相対位置（角度→に関係した信号である。
、Ｖ、Ｗの相対位置（角度→に関係した信号である。
この場合には位置信号ｓＵとＵ相の無負荷誘起電圧ｅ。
Ｕの関係に示すように、位置信号ｓＵ−ｓｗと無負荷誘
起電圧が同位相となるように位置検出器７を取付けてい
る。
起電圧が同位相となるように位置検出器７を取付けてい
る。
そして、同期電動機２の電機子電圧ｅ〜ｅｗは同図Ｃの
如く無負荷誘起電圧に対し内部相差角ａだけ進み位相と
なる。
如く無負荷誘起電圧に対し内部相差角ａだけ進み位相と
なる。
掛算器８は位置検出器７の出力信号ｓＵと速度偏差増巾
器６の出力信号を掛は合わせ、位置検出器７の出力信号
ＳＵと同位相で、振巾値が速度偏差増巾器６の出力信号
に比例した電流指令信号を出力する。
器６の出力信号を掛は合わせ、位置検出器７の出力信号
ＳＵと同位相で、振巾値が速度偏差増巾器６の出力信号
に比例した電流指令信号を出力する。
この電流指令信号と電流検出器９の出力信号を電流偏差
増巾器１０で比較し、その偏差信号を自動パルス移相器
１１に加える。
増巾器１０で比較し、その偏差信号を自動パルス移相器
１１に加える。
自動パルス移相器１１は偏差信号に応じて点弧位相を制
御し、ゲート出力回路１２からサイリスク回路ＵＰある
いはＵＮにゲート信号を加える。
御し、ゲート出力回路１２からサイリスク回路ＵＰある
いはＵＮにゲート信号を加える。
このように、部品番号９〜１２の動作に従ってサイリス
タ回路ＵＰ、ＵＮの点弧制御を行うのであるか、これら
の動作は正逆方向の電流制御可能な。
タ回路ＵＰ、ＵＮの点弧制御を行うのであるか、これら
の動作は正逆方向の電流制御可能な。
周知の静止レオナード装置の電流制御と同様であり詳細
説明を省略する。
説明を省略する。
このような制御をサイリスク回路■Ｐ、■ＮおよびＷＰ
、ＷＮに対しても行うことにより、サイクロコンバータ
１の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは第２図ｂ・に示す如く
電流指令信号に従う値に制御される。
、ＷＮに対しても行うことにより、サイクロコンバータ
１の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは第２図ｂ・に示す如く
電流指令信号に従う値に制御される。
すなわち、出力電流は、大きさが速度偏差信号である速
度偏差増巾器６の出力信号に比例した値に制御されると
共に、その位相は、位置検出器７の位置信号ｓＵ−ｓｗ
と同位相に制御きれる。
度偏差増巾器６の出力信号に比例した値に制御されると
共に、その位相は、位置検出器７の位置信号ｓＵ−ｓｗ
と同位相に制御きれる。
このような制御によって、電動機２は速度偏差に応じた
大きさのトルクを発生し、その回転速度を速度指令信号
と一致するように制御できる。
大きさのトルクを発生し、その回転速度を速度指令信号
と一致するように制御できる。
ところで、この従来装置においては次のような不都合が
ある。
ある。
すなわち、負荷の増加（電機子電流の増加）に伴なって
力率が低下し、かつ電機子端子電圧の大きさが上昇する
ために、サイクロコンバータ１７′、１″らひに同期電
動機２の容量が大きくなる。
力率が低下し、かつ電機子端子電圧の大きさが上昇する
ために、サイクロコンバータ１７′、１″らひに同期電
動機２の容量が大きくなる。
これを生じる理由は、一般に、位置検出器７はその出力
信号位相が第２図に示す如く、電機子電流（ｉ、）と無
負荷誘起電圧（ｅｏｕ）が同相となるように設定される
。
信号位相が第２図に示す如く、電機子電流（ｉ、）と無
負荷誘起電圧（ｅｏｕ）が同相となるように設定される
。
これはトルクを最大にするためである。
しかして、第３図のベクトル図から明らかなように、負
荷時においては電機子反作用ｘｓ ＩＭにより、電機子
端子電圧■が電機子電流ＩＭに比べ電気角てａだけ進む
ようになる。
荷時においては電機子反作用ｘｓ ＩＭにより、電機子
端子電圧■が電機子電流ＩＭに比べ電気角てａだけ進む
ようになる。
また端子電圧■の大きさが無負荷誘起電圧Ｅ６に比べ高
くなる。
くなる。
したがって、力率低下と電圧上昇を生じることになる。
このような不都合を解決する方法として、界磁巻線の起
磁力に対して直交する起磁力を発生する補償巻線を設け
、その補償巻線に電機子電流に応じた大きさの電流を流
すことにより電機子反作用の影響を補償することが知ら
れている。
磁力に対して直交する起磁力を発生する補償巻線を設け
、その補償巻線に電機子電流に応じた大きさの電流を流
すことにより電機子反作用の影響を補償することが知ら
れている。
しかるに電動機に構造が複雑な補償巻線を設けらければ
ならず、またそれによって電動機の界磁側の体格が大き
くなり、結局電動機が大型となる。
ならず、またそれによって電動機の界磁側の体格が大き
くなり、結局電動機が大型となる。
さらに、補償巻線に流す電流を制御する制御回路が必要
となる。
となる。
したかつて、装置が大型、高価となるのを免れない。
本発明は上記点に対処して成されたもので、その目的と
するところは電機子反作用の補償を簡単に行える交流電
動機の制御装置を提供することにある。
するところは電機子反作用の補償を簡単に行える交流電
動機の制御装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは、電機子電流に比例した信
号と端子電圧を定める定励磁指令信号に基き電機子反作
用成分と端子電圧のベクトル和である無負荷誘起電圧の
大きさを求め、この無負荷誘起電圧の大きさに応じて界
磁電流を制御すると共に、上記無負荷誘起電圧と端子電
圧の位相差に応じて無負荷誘起電圧に対する電機子電流
の位相を制御するようにしたことにある。
号と端子電圧を定める定励磁指令信号に基き電機子反作
用成分と端子電圧のベクトル和である無負荷誘起電圧の
大きさを求め、この無負荷誘起電圧の大きさに応じて界
磁電流を制御すると共に、上記無負荷誘起電圧と端子電
圧の位相差に応じて無負荷誘起電圧に対する電機子電流
の位相を制御するようにしたことにある。
以下、本発明を第４図に示す一実施例において詳細に説
明する。
明する。
第４図において第１図と同一記号のものは相当物であり
説明を省略する。
説明を省略する。
１３は電動機２の回転軸の回転角位置に応じた位相で、
互いに９０度の位相差を有する２つの正弦波信号（２相
信号）を出力する位置検出器である。
互いに９０度の位相差を有する２つの正弦波信号（２相
信号）を出力する位置検出器である。
位置検出器１３は第１図における位置検出器７と同様な
もので、２個のホールジェネレータが電気角度で９０度
だけ隔てて固定子上に取付けられている。
もので、２個のホールジェネレータが電気角度で９０度
だけ隔てて固定子上に取付けられている。
なお、位置検出器１３が２相の位置信号を出力するよう
にしたのは後述する演算を簡単にするためであり、３相
の位置信号を発生する位置検出器を用いても良い１４は
界磁巻線Ｆに与える界磁電流ＩＦの一定励磁分の大きさ
く電機子電流が零の場合における界磁電流の大きさ）の
指令信号Ｅ１（以下、定励磁指令信号と称する）を発生
する定励磁指令回路、１５は定励磁指令信号Ｅ１と速度
偏差増巾器６の出力信号Ｅ２を入力し、後述するような
関数関係にある信号を出力する演算回路、１６は界磁制
御用サイリスク回路１９（以下、サイリスク回路１９と
称する）の交流入力電流の大きさを検出する電流検出器
、１７は演算回路１５と電流検出器１６の各出力信号を
突き合わせ増巾する電流偏差増巾器１８は電流偏差増巾
器１７の出力信号に応じてサイリスク回路１９の点弧位
相を制御する自動パルス移相器、１９は界磁巻線Ｆに界
磁電流ＩＦを供給するサイリスク回路、２０は位置検出
器１３の出力信号と定励磁指令信号Ｅ１および速度偏差
増巾器６の出力信号Ｅ２から後述するような関係に従い
、３相の正弦波信号（以下、電流位相指令信号と称する
）を得る電流位相指令回路である。
にしたのは後述する演算を簡単にするためであり、３相
の位置信号を発生する位置検出器を用いても良い１４は
界磁巻線Ｆに与える界磁電流ＩＦの一定励磁分の大きさ
く電機子電流が零の場合における界磁電流の大きさ）の
指令信号Ｅ１（以下、定励磁指令信号と称する）を発生
する定励磁指令回路、１５は定励磁指令信号Ｅ１と速度
偏差増巾器６の出力信号Ｅ２を入力し、後述するような
関数関係にある信号を出力する演算回路、１６は界磁制
御用サイリスク回路１９（以下、サイリスク回路１９と
称する）の交流入力電流の大きさを検出する電流検出器
、１７は演算回路１５と電流検出器１６の各出力信号を
突き合わせ増巾する電流偏差増巾器１８は電流偏差増巾
器１７の出力信号に応じてサイリスク回路１９の点弧位
相を制御する自動パルス移相器、１９は界磁巻線Ｆに界
磁電流ＩＦを供給するサイリスク回路、２０は位置検出
器１３の出力信号と定励磁指令信号Ｅ１および速度偏差
増巾器６の出力信号Ｅ２から後述するような関係に従い
、３相の正弦波信号（以下、電流位相指令信号と称する
）を得る電流位相指令回路である。
第５図は電流位相指令回路２０の詳細構成図を示す。
第５図において、６１は定励磁指令信号Ｅ１および速度
偏差増巾器６の出力信号Ｅ２を入力とし、後述するよう
な信号Ｅ′１ ｔ ””２を出力する演算回路で、掛算
器や演算増巾器を組合せて構成される。
偏差増巾器６の出力信号Ｅ２を入力とし、後述するよう
な信号Ｅ′１ ｔ ””２を出力する演算回路で、掛算
器や演算増巾器を組合せて構成される。
２１〜２４は演算回路６１の出力信号Ｅ′１゜Ｅ′２を
掛は合わせる掛算器、２５は掛算器２１と２２の出力信
号を図示の極性で加えられ、その差を取り出す減算器、
２６は掛算器２３と２４の出力信号の和を取り出す加算
器、２７〜２９は減算器２５および加算器２６の各出力
信号を後述するような所定比率で加算し、３相正弦波信
号を出力する相数変換回路である。
掛は合わせる掛算器、２５は掛算器２１と２２の出力信
号を図示の極性で加えられ、その差を取り出す減算器、
２６は掛算器２３と２４の出力信号の和を取り出す加算
器、２７〜２９は減算器２５および加算器２６の各出力
信号を後述するような所定比率で加算し、３相正弦波信
号を出力する相数変換回路である。
相数変換回路２７〜２９は単なる加算器であるが、２相
信号から３相信号を得ているということで相数変換回路
と称する。
信号から３相信号を得ているということで相数変換回路
と称する。
本発明の一実施例は以上のような構成で、その動作を説
明する前に基本原理を第６図に示すベクトル図を用いて
説明する。
明する前に基本原理を第６図に示すベクトル図を用いて
説明する。
第６図は同期電動機における無負荷誘起電圧Ｅｏ１電機
子反作用降下ｘｓ ＩＭ、端子電圧および内部相差角
δの関係を示すベクトル図である。
子反作用降下ｘｓ ＩＭ、端子電圧および内部相差角
δの関係を示すベクトル図である。
同図ａは電動機力率が１．０の場合、同図すは力率が１
でない場合を示す。
でない場合を示す。
このベクトル図から明らかなように、電機子電流ＩＭが
ＩＭＩからＩＭ２に変化すると電機子反作用降下もＸｓ
ＩＭｌからｘｓ ＩＭ２に変化する。
ＩＭＩからＩＭ２に変化すると電機子反作用降下もＸｓ
ＩＭｌからｘｓ ＩＭ２に変化する。
この電機子反作用によって端子電圧と力率が変動する。
したがって、無負荷誘起電圧（界磁電流に比例）の大き
さと電機子電流の位相を制御すれば上述の変動を抑制で
きる。
さと電機子電流の位相を制御すれば上述の変動を抑制で
きる。
すなわち、第６図ａの場合において、電機子電流がＩＭ
＋からＩＭ２に変化した際には無負荷誘起電圧をＥ。
＋からＩＭ２に変化した際には無負荷誘起電圧をＥ。
１からＥ。２に変化させ、かつ無負荷誘起電圧に対する
電機子電流の位相差をδ１からδ２に変化させることに
より端子電圧の大きさと力率を一定に保てることになる
。
電機子電流の位相差をδ１からδ２に変化させることに
より端子電圧の大きさと力率を一定に保てることになる
。
また、第６図すの場合においては無負荷誘起電圧をＥＯ
ＩからＥＯ２に変化させ、かつ無負荷誘起電圧に対する
電機子電流の位相差をδ１＋γ（γは力率角′）からδ
２＋γに変化させることになる。
ＩからＥＯ２に変化させ、かつ無負荷誘起電圧に対する
電機子電流の位相差をδ１＋γ（γは力率角′）からδ
２＋γに変化させることになる。
その結果、端子電圧の大きさと力率は電機子電流の大小
に拘らず一定に保たれるようになる。
に拘らず一定に保たれるようになる。
以上が本発明の基本原理である。
以下、その具体的な制御手段を第４図、第５図の動作に
基づき説明する。
基づき説明する。
演算回路１５は定励磁指令回路Ｅ１と速度偏差増巾器６
の出力信号Ｅ２を入力し、次式に示す信号Ｅ３を出力す
る。
の出力信号Ｅ２を入力し、次式に示す信号Ｅ３を出力す
る。
定励磁指令信号Ｅ１は端子電圧■を設定するものである
。
。
また、同期リアクタンスＸｓは端子電圧（空隙磁束量）
を一定とするよう制御している関係上、負荷に関係なく
一定であり、結局、信号Ｅ２は電機子反作用ｘｓ Ｉ
Ｍに比例することになる。
を一定とするよう制御している関係上、負荷に関係なく
一定であり、結局、信号Ｅ２は電機子反作用ｘｓ Ｉ
Ｍに比例することになる。
したがって、演算回路１５の出力信号Ｅ３は第６図に示
す無負荷誘起電圧の大きさに比例したものとなる。
す無負荷誘起電圧の大きさに比例したものとなる。
なお、演算回路１５は入出力関係が２次曲線にある関数
発生器によっても構成できる。
発生器によっても構成できる。
演算回路１５の出力信号Ｅ３は界磁電流■Ｆの大きさを
指令する界磁電流指令信号であって、電流偏差増巾器１
７に加えられる。
指令する界磁電流指令信号であって、電流偏差増巾器１
７に加えられる。
電流偏差増巾器１Ｔは界磁電流指令信号Ｅ３と電流検出
器１６の出力信号を比較し、その偏差信号を自動パルス
移相器１８に加える。
器１６の出力信号を比較し、その偏差信号を自動パルス
移相器１８に加える。
自動パルス移相器１８は偏差信号に応じて点弧位相を制
御し、サイリスク回路１９にゲート信号を与える。
御し、サイリスク回路１９にゲート信号を与える。
しかして、サイリスク回路１９は周知の静止レオナード
装置の電流制御と同様に制御される。
装置の電流制御と同様に制御される。
その結果、界磁電流ＩＰは次式に示すように信号Ｅ３に
比例するように制御される。
比例するように制御される。
ＩＰ ＝ｋＥ３ ・・・・・・・・・・・・・・・
（２）ｋ：比例定数 このときの電機子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに誘起する電圧につい
てみると、界磁電流ＩＦは電機子巻線に鎖交する磁束を
生じさせ、その磁束鎖交数が回転子の回転に伴ない変化
することにより、Ｕ相の電機子巻線Ｕには次式に示す電
圧（無負荷誘起電圧）ｅｏｕを誘起する。
（２）ｋ：比例定数 このときの電機子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに誘起する電圧につい
てみると、界磁電流ＩＦは電機子巻線に鎖交する磁束を
生じさせ、その磁束鎖交数が回転子の回転に伴ない変化
することにより、Ｕ相の電機子巻線Ｕには次式に示す電
圧（無負荷誘起電圧）ｅｏｕを誘起する。
■、Ｗ相電圧についてｅｏｕに対して位相が１２０度ず
つ異なるのみであるので記述を省略する。
つ異なるのみであるので記述を省略する。
ｅｏｕ ＝ −ωｒ 、Ｍ、 Ｉｐ ５ｉｎ（ωｒ ｔ
＋ｃｐ１） ・・・（３）Ｍ：界磁巻線と電機子巻線
間の相互インダクタンスの最大値 ωｒ：回転電気角周波数（誘起電圧の角周波数）ωｒ
＝ ２πｐＮ３ 、Ｐ ：極対数、Ｎｓ：毎秒回転数 ψ１ ：時刻１＝０における界磁巻線Ｆと電機子巻線Ｕ
相のなす電気角度 一方、電機子電流は次のように制御される。
＋ｃｐ１） ・・・（３）Ｍ：界磁巻線と電機子巻線
間の相互インダクタンスの最大値 ωｒ：回転電気角周波数（誘起電圧の角周波数）ωｒ
＝ ２πｐＮ３ 、Ｐ ：極対数、Ｎｓ：毎秒回転数 ψ１ ：時刻１＝０における界磁巻線Ｆと電機子巻線Ｕ
相のなす電気角度 一方、電機子電流は次のように制御される。
まず、位置検出器１３からは次式に示すような回転子（
界磁）の回転角位置に対応した位相の２相信号Ｈ１，Ｈ
２が得られる。
界磁）の回転角位置に対応した位相の２相信号Ｈ１，Ｈ
２が得られる。
なお、信号の振巾値はこの場合重要な意味をもたないの
で記述を省略する。
で記述を省略する。
以下その他の信号についても必要でない限り同様に省略
する。
する。
Ｈｌ ＝ｃｏｓ（ωｒｔ＋ψ２） ＋＋＋＋＋＋＋
＋°０° （４）Ｈ２＝ｓｉｎ（ωｒｔ十ψ２） ・・
・・・・・・・・・・ （５）ψ２：時刻１＝０におけ
る信号位相 電流位相指令回路２０はこの信号Ｈ１，Ｈ２と信号Ｅ１
．Ｅ２を入力して次のような演算を行なう。
＋°０° （４）Ｈ２＝ｓｉｎ（ωｒｔ十ψ２） ・・
・・・・・・・・・・ （５）ψ２：時刻１＝０におけ
る信号位相 電流位相指令回路２０はこの信号Ｈ１，Ｈ２と信号Ｅ１
．Ｅ２を入力して次のような演算を行なう。
すなわち、演算回路６１は信号Ｅ１．Ｅ２により次式に
示す信号Ｅ′１．Ｅ′２を出力する。
示す信号Ｅ′１．Ｅ′２を出力する。
信号Ｂ、＋は端子電圧Ｖと無負荷誘起電圧Ｅ。
の比に相当するものでｃｏｓδに比例し、また、信号Ｅ
（は電機子反作用Ｘｓ、■Ｍと電圧Ｅ。
（は電機子反作用Ｘｓ、■Ｍと電圧Ｅ。
の比に相当しｓｉｎδに比例する。
次に、掛算器２１．２２で信号Ｈ１とＢ、ｌまたはＨ２
とＥ≦をそれぞれ掛は合わせ、得られた２つの信号を減
算器２５で減算することにより次式に示す信号Ｌ１を得
る。
とＥ≦をそれぞれ掛は合わせ、得られた２つの信号を減
算器２５で減算することにより次式に示す信号Ｌ１を得
る。
Ｌｌ ＝ ｃ ｏ ｓ （ωｒ ｔ＋ψ２ ＋ａ ）
−・・・・・（８）また同様に、掛算器２３．２４でそ
れぞれ信号Ｈ１とＥ≦またはＨ２とＥ（を掛は合わせ、
得られた２つの信号を加算器２６で加算することにより
次式に示すＬ２を得る。
−・・・・・（８）また同様に、掛算器２３．２４でそ
れぞれ信号Ｈ１とＥ≦またはＨ２とＥ（を掛は合わせ、
得られた２つの信号を加算器２６で加算することにより
次式に示すＬ２を得る。
Ｌ２− ｓ ｉ ｎ （ωｒ ｔ＋ψ２＋δ）・・・・
・・・・・（９）この信号Ｌ１．Ｌ２を相数変換回路２
７〜２９に導き、次式に示す演算を行うことにより次の
３つの信号（電流位相指令信号）ＤＵ−Ｄｖ”ｗ を得
る。
・・・・・（９）この信号Ｌ１．Ｌ２を相数変換回路２
７〜２９に導き、次式に示す演算を行うことにより次の
３つの信号（電流位相指令信号）ＤＵ−Ｄｖ”ｗ を得
る。
電流位相指令信号ＤＵ−馬、は、ａＯ）−（１２１式か
ら明らかなように、周波数が電圧ｅｏに等しく、また互
υ・）に１２０度の位相差を有する正弦波信号である。
ら明らかなように、周波数が電圧ｅｏに等しく、また互
υ・）に１２０度の位相差を有する正弦波信号である。
このようにして得られた電流位相指令信号ＤＵと速度偏
差増巾器６の出力信号Ｅ２とを掛算器８で掛は合わせ、
Ｕ相の電機子電流ｉｕの大きさと位相を定める電機子電
流パターン信号を得る。
差増巾器６の出力信号Ｅ２とを掛算器８で掛は合わせ、
Ｕ相の電機子電流ｉｕの大きさと位相を定める電機子電
流パターン信号を得る。
その結果、電機子電流ｉｕは、第１図の場合と同様に電
機子電流パターン信号と同位相に制御される。
機子電流パターン信号と同位相に制御される。
そして、その大きさは速度偏差増巾器６の出力信号Ｅ２
に応じたものとなる。
に応じたものとなる。
電機子電流はｉｕは次式で示される。
ｉｕ −−Ｉｍ ５ｉｎ（ωｒｔ十ψ２＋δ）・・・・
・・・・（ト）ここに、■ｍ：電流の振巾値 他の相電流ｉｖ、ｉｗについても信号Ｅ２と電流位相指
令信号Ｄｖまたは〜を掛は合わせて得た電機子電流パタ
ーン信号に従って同様に制御されるが、ｉｕに対して位
相が１２０度ずつ異なるのみであり記述を省略する。
・・・・（ト）ここに、■ｍ：電流の振巾値 他の相電流ｉｖ、ｉｗについても信号Ｅ２と電流位相指
令信号Ｄｖまたは〜を掛は合わせて得た電機子電流パタ
ーン信号に従って同様に制御されるが、ｉｕに対して位
相が１２０度ずつ異なるのみであり記述を省略する。
（１３）式より明らかなように、電流予電流ｉｕは（５
）式に示す位置信号Ｈ２より相差角ａだけ進み位相とな
る。
）式に示す位置信号Ｈ２より相差角ａだけ進み位相とな
る。
また、位置信号Ｈ２と（３）式に示す無負荷誘起電圧ｅ
ｏｕが同相となるように位置検出器１３を設定すると０
３）式に示す電機子電流ｉｕは無負荷誘起電圧ｅｏｕ
より相差角δだけ進み位相となる。
ｏｕが同相となるように位置検出器１３を設定すると０
３）式に示す電機子電流ｉｕは無負荷誘起電圧ｅｏｕ
より相差角δだけ進み位相となる。
その結果、電機子電流ｉｕは端子電圧ｅｕと同相にシな
る。
る。
何故ならば、位置信号Ｈ２と無負荷誘起電圧ｅｏｕ が
同位相であるのでψ１−９２となり、後述の（２０）式
で示す端子電圧ｅｕと（１３）式に示す電機子電流ｉｕ
とは同位相になる。
同位相であるのでψ１−９２となり、後述の（２０）式
で示す端子電圧ｅｕと（１３）式に示す電機子電流ｉｕ
とは同位相になる。
このようにすると、電機子電流ＩＭと端子電圧は同相と
なり、力率を！１．０に保つことができる。
なり、力率を！１．０に保つことができる。
電機子電流がこのように制御される結果、電動機２は次
式に示すトルクτを発生する。
式に示すトルクτを発生する。
ｒ＝−＞ＰＭＩｍ、Ｉｐｃｏｓ（９’２９）１＋ｏ’）
”（１４）ここで、（ψ２−ψ１）の値は位置検出器１
３に５おけるホールジェネレータと永久磁石の相対的な
位置関係を調整して、位置検出器１３の出力信号位相を
調整することにより任意に設定することができる。
”（１４）ここで、（ψ２−ψ１）の値は位置検出器１
３に５おけるホールジェネレータと永久磁石の相対的な
位置関係を調整して、位置検出器１３の出力信号位相を
調整することにより任意に設定することができる。
ψ２−ψ１に設定した場合のトルクτ′は次式となる。
３０５）式の右辺
におけるＩｌｌ’ＣＯＳθは（１） 、 （２）式のＩ
ＦＣＯ５ａ ＝ ｋＥｌ ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（１６）となる。
におけるＩｌｌ’ＣＯＳθは（１） 、 （２）式のＩ
ＦＣＯ５ａ ＝ ｋＥｌ ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（１６）となる。
したがって、トルクτ′は、電機子電流の大きさＩｍと
定励磁指令信号Ｅ１の大きさのみで定まるものとなる。
定励磁指令信号Ｅ１の大きさのみで定まるものとなる。
次に、電機子電圧についてみると、電機子電流ｉｕ＝ｉ
ｗが流れることにより電機子反作用を生じるため、端子
電圧は無負荷誘起電圧ｅｏより同期リアクタンス降下分
ｘｓ Ｉｍだけ降下する。
ｗが流れることにより電機子反作用を生じるため、端子
電圧は無負荷誘起電圧ｅｏより同期リアクタンス降下分
ｘｓ Ｉｍだけ降下する。
したがって、端子電圧ｅｕは
ｅｕ＝ｅｏｕ−ｘｓＩｍ ｃｏｓ（ωｒｔ＋ψ１＋ａ）
＝ωｒＭＩｐ ｃｏｓ ａ ５ｉｎ（ωｒｔ＋ψ１＋ａ
）＋ （ωｒＭＩｐ ｓ ｉ ｎａ−ｘｓ Ｉｍ）
ｃ ｏ ｓ （ωｒ ｔ＋ψ１＋ａ ） ・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（１７）Ｘｓ ：同
期リアクタンス となる。
＝ωｒＭＩｐ ｃｏｓ ａ ５ｉｎ（ωｒｔ＋ψ１＋ａ
）＋ （ωｒＭＩｐ ｓ ｉ ｎａ−ｘｓ Ｉｍ）
ｃ ｏ ｓ （ωｒ ｔ＋ψ１＋ａ ） ・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（１７）Ｘｓ ：同
期リアクタンス となる。
α９式の右辺におけるＩｐ ｓｉｎθは（１）。Ｉ ｐ
、Ｓ １ ｎ ａ ＝ ｋｉ２−・・−＋−・・・−
”ａｓ）である。
、Ｓ １ ｎ ａ ＝ ｋｉ２−・・−＋−・・・−
”ａｓ）である。
結局、電機子電流の振巾値Ｉｍと比例関係にあるから、
Ｉｐ、ｓｉｎθ／ Ｉｍ ＝ ｘ ｓ／Ｑ）ｒ Ｍ −
−・Ｑ９１となるように調整する。
−・Ｑ９１となるように調整する。
０８１式に示すように、■Ｆｓｉｎ θは速度偏差増
巾器６の出力信号Ｅ２に比例し、また信号Ｅ２は上述し
たように電機子電流ｉｕの振巾値Ｉｍに比例する。
巾器６の出力信号Ｅ２に比例し、また信号Ｅ２は上述し
たように電機子電流ｉｕの振巾値Ｉｍに比例する。
したがって、■Ｆｓｉｎ ａは振巾値Ｉｍと比例関係に
あるからＩｒ１１／Ｅ２を所定値となるように設定する
ことにより（１９）式を満足させることができる。
あるからＩｒ１１／Ｅ２を所定値となるように設定する
ことにより（１９）式を満足させることができる。
Ｉｒ１１／Ｅ２の設定は電流偏差増巾器１０の入力抵抗
を調整すること、つまりＩｒｒ１／Ｅ ２のゲインを調
整することにより行える。
を調整すること、つまりＩｒｒ１／Ｅ ２のゲインを調
整することにより行える。
この調整を行なうことにより端子電圧ｅｕは
ｅｕ−”ｒＭＩＦｃｏｓｃ？５ｉｎ（ωｒｔ＋ψ１＋ａ
）・・・・・・・・・（２０） となる。
）・・・・・・・・・（２０） となる。
（２０）式のＩｐｃｏｓａはα６）式のようＫｋＥｌに
等しく一定である。
等しく一定である。
結局、端子電圧ｅｕの大きさは電機子電流の影響を受け
ないものとなる。
ないものとなる。
すなわち、その大きさは定励磁指令信号Ｅ１ニヨリ定ま
り、電機子電流によって変動せず、さらに端子電圧は０
３）式と（２０）式の関係が示すように電機子電流の大
小にか５わらず常に電機子電流と同相（力率が１．０）
となる。
り、電機子電流によって変動せず、さらに端子電圧は０
３）式と（２０）式の関係が示すように電機子電流の大
小にか５わらず常に電機子電流と同相（力率が１．０）
となる。
このことは、負荷の増加に伴なう力率の低下や端子電圧
の上昇を防止できることを意味している。
の上昇を防止できることを意味している。
以上のようにして制御するのであるが、次のことが明ら
かである。
かである。
（１）トルクの大きさは、電機子電流の大きさＩｍを制
御することにより、任意に制御できる。
御することにより、任意に制御できる。
したがって、速度偏差増巾器６の出力信号に応じて電機
子電流を制御すれば、電動機の回転速腺を速度指令に応
じて制御できる。
子電流を制御すれば、電動機の回転速腺を速度指令に応
じて制御できる。
（２）電機子端子電圧の大きさを電機子電流の大ｌ」・
に拘らず常に一定にできると共に、端子電圧と電機子電
流の位相を常に同位相にできる。
に拘らず常に一定にできると共に、端子電圧と電機子電
流の位相を常に同位相にできる。
したがって、負荷の増加に伴なう力率の低下や端子電圧
の上昇が防止できる。
の上昇が防止できる。
換言すれば、電機子反作用の影響を補償巻線を設けるこ
となく補償できる。
となく補償できる。
その結果として、サイクロコンバータ１ならびに電動機
２の容量を低減できる。
２の容量を低減できる。
ここで、同期電動機２が界磁を一定励磁するための分巻
巻線と、電機子電流に比例した電流が流れる直巻巻線を
備えたもので、（２）式に近い関係で界磁を励磁するよ
うにしても同様の効果が得られること勿論である。
巻線と、電機子電流に比例した電流が流れる直巻巻線を
備えたもので、（２）式に近い関係で界磁を励磁するよ
うにしても同様の効果が得られること勿論である。
次に、第７図は本発明の他の実施例を示す構成図であっ
て界磁を交流で励磁する場合を示している。
て界磁を交流で励磁する場合を示している。
第７図において、第４図と同一記号のものは相当物であ
るので説明を省略する。
るので説明を省略する。
３０は互いに直交する起磁力を発生する２つの界磁巻線
Ｆ１．Ｆ２を備えた交流電動機、３１は互いに９０度の
位相差を有する２つの正弦波信号Ｓ１．Ｓ２を出力する
発振器、３２は演算回路１５の界磁電流指令信号Ｅ３と
発振器３１の出力信号Ｓ１を掛は合わせる掛算器、３３
は界磁制御用サイリスク純ブリツジ回路３γ、３８（以
下、単にサイリスク回路と称する）の交流入力電流を検
出する電流検出器、３４は掛算器３２の出力信号Ｐ１と
電流検出器３３の出力信号を突き合わせ増巾する電流増
巾器、３５は電流偏差増巾器３４の出力信号に従ってサ
イリスク回路３７，３８の点弧位相を制御する自動パル
ス移相器、３６は界磁電流ｉＦ１の正負の向きに応じて
サイリスク回路３７あるいは３８にゲート信号を与える
ゲート出力回路、３７．３８は界磁巻線Ｆ１に界磁電流
ｉＦ１を供給するサイリスク回路、３９は界磁電流指令
信号Ｅ３と発振器３１の信号Ｓ２を掛は合わせる掛算器
、４０はサイリスク回路４４．４５の交流入力電流を検
出する電流検出器、４１は掛算器３９の出力信号Ｐ２と
電流検出器４０の出力信号を突き合せて増巾する電流偏
差増巾器、４２は電流偏差増巾器４１の出力信号に従っ
てサイリスク回路４４，４５の点弧位相を制御する自動
パルス移相器、４３は界磁電流ｔＦ２の正負の向きに応
じてサイリスク回路４４あるいは４５にゲ゛−ト信号を
与えるゲート出力回路、４４．４５は界磁巻線Ｆ２に界
磁電流Ｉ Ｆ ２を供給するサイリスク回路、４６は位
置検出器１３の出力信号Ｈ，、Ｈ２、発振器３１の出力
信号Ｓ２．Ｓ２、定励磁指令信号Ｅ１および速度偏差増
巾器６の出力信号Ｅ２を入力し、後述するようにして３
相の正弦波信号（以下、電流位相指令信号と称する）を
出力する電流位相指令回路である。
Ｆ１．Ｆ２を備えた交流電動機、３１は互いに９０度の
位相差を有する２つの正弦波信号Ｓ１．Ｓ２を出力する
発振器、３２は演算回路１５の界磁電流指令信号Ｅ３と
発振器３１の出力信号Ｓ１を掛は合わせる掛算器、３３
は界磁制御用サイリスク純ブリツジ回路３γ、３８（以
下、単にサイリスク回路と称する）の交流入力電流を検
出する電流検出器、３４は掛算器３２の出力信号Ｐ１と
電流検出器３３の出力信号を突き合わせ増巾する電流増
巾器、３５は電流偏差増巾器３４の出力信号に従ってサ
イリスク回路３７，３８の点弧位相を制御する自動パル
ス移相器、３６は界磁電流ｉＦ１の正負の向きに応じて
サイリスク回路３７あるいは３８にゲート信号を与える
ゲート出力回路、３７．３８は界磁巻線Ｆ１に界磁電流
ｉＦ１を供給するサイリスク回路、３９は界磁電流指令
信号Ｅ３と発振器３１の信号Ｓ２を掛は合わせる掛算器
、４０はサイリスク回路４４．４５の交流入力電流を検
出する電流検出器、４１は掛算器３９の出力信号Ｐ２と
電流検出器４０の出力信号を突き合せて増巾する電流偏
差増巾器、４２は電流偏差増巾器４１の出力信号に従っ
てサイリスク回路４４，４５の点弧位相を制御する自動
パルス移相器、４３は界磁電流ｔＦ２の正負の向きに応
じてサイリスク回路４４あるいは４５にゲ゛−ト信号を
与えるゲート出力回路、４４．４５は界磁巻線Ｆ２に界
磁電流Ｉ Ｆ ２を供給するサイリスク回路、４６は位
置検出器１３の出力信号Ｈ，、Ｈ２、発振器３１の出力
信号Ｓ２．Ｓ２、定励磁指令信号Ｅ１および速度偏差増
巾器６の出力信号Ｅ２を入力し、後述するようにして３
相の正弦波信号（以下、電流位相指令信号と称する）を
出力する電流位相指令回路である。
第８図は電流位相指令回路４６の詳細構成図を示す。
６１，２１〜２６は第８図において第５図と同一記号の
ものは相当物であり説明を省略する４７〜５０は発振器
３１の出力信号Ｓ１．Ｓ２と減算器２５および加算器２
６の出力信号Ｈ’１．Ｉ（′２を掛は合わせる掛算器、
５１は掛算器４１：４８の出力信号を図示の極性で力ｎ
えられ、その差を取り出す減算器、５２は掛算器４９と
５０の出力信号の和を取り出す加算器、５３〜５５は減
算器５１および加算器５２の各出力信号を後述するよう
に所定比率で加算し、３相正弦波信号を出力する相数変
換回路である。
ものは相当物であり説明を省略する４７〜５０は発振器
３１の出力信号Ｓ１．Ｓ２と減算器２５および加算器２
６の出力信号Ｈ’１．Ｉ（′２を掛は合わせる掛算器、
５１は掛算器４１：４８の出力信号を図示の極性で力ｎ
えられ、その差を取り出す減算器、５２は掛算器４９と
５０の出力信号の和を取り出す加算器、５３〜５５は減
算器５１および加算器５２の各出力信号を後述するよう
に所定比率で加算し、３相正弦波信号を出力する相数変
換回路である。
以下、その動作を説明する。
発振器３１は、所定周波数で発振するＶ−Ｆ変換器、そ
の出力信号パルスを受は多数の出力端子から順次に出力
信号を出すリングカウンタ、このリングカウンタの出力
信号に従って９０度の位相差を有する２つの正弦波状信
号を発生するＤ−Ａ変換器、およびＤ−Ａ変換器の出力
信号を平滑し正弦波にするフィルタ回路などで構成され
ている。
の出力信号パルスを受は多数の出力端子から順次に出力
信号を出すリングカウンタ、このリングカウンタの出力
信号に従って９０度の位相差を有する２つの正弦波状信
号を発生するＤ−Ａ変換器、およびＤ−Ａ変換器の出力
信号を平滑し正弦波にするフィルタ回路などで構成され
ている。
この発振器３１は次式で示すような出力信号Ｓ１．Ｓ２
を発生する。
を発生する。
なお、信号の振巾値は、重要な意味をもたないので記述
を省略する。
を省略する。
以下、その他の信号についても必要でない限り同様に省
略する。
略する。
５１＝ｃｏｓ（ωｓｔ十θ） ・・・・・・・・・・・
・ｅυ５２＝ｓｉｎ（ωｓｔ＋θ）・・・・・・・・・
・・・（２２）ここに、ωＳ ：信号角周波数（発信周
波数）θ：時刻１＝０における信号位相 掛算器３２，３９は正弦波信号Ｓ、またはＳ２と演算回
路１５の界磁電流指令信号Ｅ３を掛は合わせ、それぞれ
正弦波信号Ｓ、、Ｓ２と同相で、界磁電流指令信号Ｅ３
に比例した大きさの次式に示す信号Ｐ１．Ｐ２を出力す
る。
・ｅυ５２＝ｓｉｎ（ωｓｔ＋θ）・・・・・・・・・
・・・（２２）ここに、ωＳ ：信号角周波数（発信周
波数）θ：時刻１＝０における信号位相 掛算器３２，３９は正弦波信号Ｓ、またはＳ２と演算回
路１５の界磁電流指令信号Ｅ３を掛は合わせ、それぞれ
正弦波信号Ｓ、、Ｓ２と同相で、界磁電流指令信号Ｅ３
に比例した大きさの次式に示す信号Ｐ１．Ｐ２を出力す
る。
Ｐｌ−Ｅ３ｃｏｓ（ωＳｔ十θ）・・・・・・・・・（
２４）Ｐ２＝Ｅ３ｓｉｎ（ωｓｔ十θ）・・・・・・・
・・（２■信号Ｐ１．Ｐ２は、界磁電流ＩＦＩ、ＩＦ２
の大きさと位相を定める界磁電流パターン信号である。
２４）Ｐ２＝Ｅ３ｓｉｎ（ωｓｔ十θ）・・・・・・・
・・（２■信号Ｐ１．Ｐ２は、界磁電流ＩＦＩ、ＩＦ２
の大きさと位相を定める界磁電流パターン信号である。
この界磁電流パターン信号Ｐ、と電流検出器３３の出力
信号を電流偏差増巾器３４で比較し、その偏差信号を自
動パルス移相器３５に加える。
信号を電流偏差増巾器３４で比較し、その偏差信号を自
動パルス移相器３５に加える。
自動パルス移相器３５は偏差信号に応じて点弧位相を制
御し、ゲート出力回路３６からサイリスク回路３７ある
いは３８にゲート信号を与える。
御し、ゲート出力回路３６からサイリスク回路３７ある
いは３８にゲート信号を与える。
サイリスタ回路３７．３８のいずれにゲート信号を与え
るかは界磁電流ｉＦ１の正負方向に決定する。
るかは界磁電流ｉＦ１の正負方向に決定する。
しかして、サイリスク回路３７．３８は正逆方向の電流
制御可能な周知の静止レオナード装置の電流制御と同様
に制御される。
制御可能な周知の静止レオナード装置の電流制御と同様
に制御される。
その結果、界磁電流ｉＦ１は界磁電流パターン信号Ｐ１
す同位相に制御されその大きさは界磁電流指令信号Ｅ３
に比例する。
す同位相に制御されその大きさは界磁電流指令信号Ｅ３
に比例する。
同様に、界磁巻線Ｆ２の界磁電流ｉＦ ２も界磁電流パ
ターン信号Ｐ２と同位相に制御される。
ターン信号Ｐ２と同位相に制御される。
以上のように制御されることにより、界磁電流ｉＦ１
、 ＩＦ２は正弦波状に変化する電流となり次式％式％ （２６） （２７） ： ＩＦ：界磁電流の振巾値 このときの電機子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに誘起する電圧につい
てみると、界磁電流ｔＦ１ 、 ＩＦ２は電機子巻線に
鎖交する磁束を生じさせ、その磁束鎖交数が変化するこ
とにより、電機子巻線Ｕ相には次式に示す電圧（無負荷
誘起電圧）ｅｏｕを誘起するＶ。
、 ＩＦ２は正弦波状に変化する電流となり次式％式％ （２６） （２７） ： ＩＦ：界磁電流の振巾値 このときの電機子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに誘起する電圧につい
てみると、界磁電流ｔＦ１ 、 ＩＦ２は電機子巻線に
鎖交する磁束を生じさせ、その磁束鎖交数が変化するこ
とにより、電機子巻線Ｕ相には次式に示す電圧（無負荷
誘起電圧）ｅｏｕを誘起するＶ。
Ｗ相電圧については、ｅｏｕに対して位相が１２０度づ
つ異なるのみであるので記述を省略する。
つ異なるのみであるので記述を省略する。
ｅｏｕ−−（ωｓ＋ωｒ）、Ｍ、Ｉｐ、ｓ ｉｎ（（ω
Ｓ十ωｒ）を十θ十９１） ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（２８）ここに、Ｍ：界磁巻線Ｆ１．Ｆ２
と電機子巻線間の相互インダクタンスの最大値 ωｒ：回転電気角周波数 ωｒ ： ２πｐＮｓ、Ｐ：極対数、Ｎｓ：毎秒回転数 ψ１ ：時刻１＝０における界磁巻線Ｆ１と電機子巻線
Ｕ相のなす角（電気 角度） 一方、電機子電流は次のようにして制御される。
Ｓ十ωｒ）を十θ十９１） ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（２８）ここに、Ｍ：界磁巻線Ｆ１．Ｆ２
と電機子巻線間の相互インダクタンスの最大値 ωｒ：回転電気角周波数 ωｒ ： ２πｐＮｓ、Ｐ：極対数、Ｎｓ：毎秒回転数 ψ１ ：時刻１＝０における界磁巻線Ｆ１と電機子巻線
Ｕ相のなす角（電気 角度） 一方、電機子電流は次のようにして制御される。
まず、位置検出器１３からは、（４） 、 （５）式に
示す信号Ｈ１，Ｈ２が得られる。
示す信号Ｈ１，Ｈ２が得られる。
電流位相指令回路４６は、信号Ｈ１，Ｈ２と定励磁指令
信号Ｅ１、および速度偏差増巾器６の出力信号Ｅ２を入
力し、まず次式に示す演算を行ない信号Ｈ′１．Ｈ′２
を求める。
信号Ｅ１、および速度偏差増巾器６の出力信号Ｅ２を入
力し、まず次式に示す演算を行ない信号Ｈ′１．Ｈ′２
を求める。
Ｈ’１−６ｏｓ（ωｒｔ＋ψ２＋θ）・・・四・・・・
・（２９）Ｈ’２＝ｓｉｎ（ωｒｔ十ψ２＋δ） ・・
・・・・・・・・・切次に、信号Ｈ’１．Ｈ′２と信号
Ｓ１．Ｓ２によって次式に示す信号Ｌ；、Ｌ′２を得る
。
・（２９）Ｈ’２＝ｓｉｎ（ωｒｔ十ψ２＋δ） ・・
・・・・・・・・・切次に、信号Ｈ’１．Ｈ′２と信号
Ｓ１．Ｓ２によって次式に示す信号Ｌ；、Ｌ′２を得る
。
すなわち、掛算器４７．４８により信号Ｓ１とＨ′１．
Ｓ２とＨ′２をそれぞれ掛は合わせ、得られた２つの信
号を減算器５１で減算することにより次式の信号Ｌ′１
を得る。
Ｓ２とＨ′２をそれぞれ掛は合わせ、得られた２つの信
号を減算器５１で減算することにより次式の信号Ｌ′１
を得る。
Ｌ’１ ＝ｃｏｓ（（ωｓ＋ωｒ）ｔ＋θ＋ψ２＋ａ
）−（３１）同様に、掛算器４９，５０により、信号Ｓ
２とＨ’、 、 Ｓ、とＨ′２をそれぞれ掛は合わせ、
得られた２つの信号を加算器５２で加算することにより
次式の信号Ｌ′２を得る。
）−（３１）同様に、掛算器４９，５０により、信号Ｓ
２とＨ’、 、 Ｓ、とＨ′２をそれぞれ掛は合わせ、
得られた２つの信号を加算器５２で加算することにより
次式の信号Ｌ′２を得る。
Ｌ’２＝ｓｉｎ（（ωｓ＋ωｒ）ｔ＋θ＋ψ２＋θ）
・（３２）この信号” ’１ ｔ ” ’２を相数変換
回路５３〜５５に導き、次式に示す演算を行うことによ
り次の３つの信号（電流位相指令信号）ＤＵ、ＤＶ、Ｄ
ｗを得電流位相指令信号ＤＵ−Ｄｗは周波数が電圧ｅｏ
と等しく、また互いに１２０度の位相差を有する正弦波
信号である。
・（３２）この信号” ’１ ｔ ” ’２を相数変換
回路５３〜５５に導き、次式に示す演算を行うことによ
り次の３つの信号（電流位相指令信号）ＤＵ、ＤＶ、Ｄ
ｗを得電流位相指令信号ＤＵ−Ｄｗは周波数が電圧ｅｏ
と等しく、また互いに１２０度の位相差を有する正弦波
信号である。
このようにして得た電流位相指令信号ＤＵと速度偏差増
巾器６の出力信号Ｅ２を掛算器８で掛は合せた電機子電
流パターン信号に従い前述した実施例と同様にサイクロ
コンバータ１の点弧位相制御を行う。
巾器６の出力信号Ｅ２を掛算器８で掛は合せた電機子電
流パターン信号に従い前述した実施例と同様にサイクロ
コンバータ１の点弧位相制御を行う。
その結果、電機子電流ｉｕはパターン信号と同位相で、
その大きさが信号Ｅ２と比例するように制御される。
その大きさが信号Ｅ２と比例するように制御される。
すなわち、ｉｕ−−Ｉｍ ５ｉｎ（（ωｓ＋ωｒ）ｔ＋
θ十ｃｐ２＋８）・・・・・・・・・・・・・・・（３
６）■ｍ：電流の振巾値 なお、他の相電流ｉｖ、ｉｗについても同様に制御され
るが、ｉｕに対して位相が１２０度づつ異なるのみであ
るので記述を省略する。
θ十ｃｐ２＋８）・・・・・・・・・・・・・・・（３
６）■ｍ：電流の振巾値 なお、他の相電流ｉｖ、ｉｗについても同様に制御され
るが、ｉｕに対して位相が１２０度づつ異なるのみであ
るので記述を省略する。
この結果、電動機３０は次式に示すトルクを発生する。
ここで、（ψ２−ψ１）の値は前述したようにして任意
に設定することができるが、ψ２−ψ１に設定した場合
のトルクτ′は次式となる。
に設定することができるが、ψ２−ψ１に設定した場合
のトルクτ′は次式となる。
ところで、（３８）式のＩｐｃｏｓ ａは（１６）式と
同様にＩＦ、ＣＯ８，Ｑ’ ＝ｋＥ１ ・・・・・
・・・・・（（９）となる。
同様にＩＦ、ＣＯ８，Ｑ’ ＝ｋＥ１ ・・・・・
・・・・・（（９）となる。
しかして、トルクτ′は、電機子電流の大きさＩｍと定
励磁指令信号Ｅ１のみで定まるものとなる。
励磁指令信号Ｅ１のみで定まるものとなる。
次に、電機子端子電圧についてみる。
電機子電流ｉｕ＝ｉｗが流れることにより電機子反作用
を生じるため、端子電圧は無負荷誘起電圧ｅｏより同期
リアクタンス降下だけ降下する。
を生じるため、端子電圧は無負荷誘起電圧ｅｏより同期
リアクタンス降下だけ降下する。
したがって端子電圧ｅｕは
ｅｕ＝ｅｏｕ−ｘｓＩｍｃｏｓ（（ωｓ＋ωｒ）ｔ＋θ
＋ψ１＋θ）−−（ωｓ＋ωｒ）、Ｍ、Ｉｐ、ｃｏｓ
ａ。
＋ψ１＋θ）−−（ωｓ＋ωｒ）、Ｍ、Ｉｐ、ｃｏｓ
ａ。
５ｉｎ（（ωＳ十ωｒ）を十θ十ψ１＋ａ）＋（（ωＳ
＋ωｒ ） 、Ｍ、 Ｉｐ ｓ ｉｎθ−ｘｓ、Ｉｍ）
ｃＯｓ（（ωＳ十ωｒ）ｔ＋θ十ψ１＋θ） ・・・・
・・・・・（４０）Ｘｓ：同期リアクタンス ψ２−ψｌ となる。
＋ωｒ ） 、Ｍ、 Ｉｐ ｓ ｉｎθ−ｘｓ、Ｉｍ）
ｃＯｓ（（ωＳ十ωｒ）ｔ＋θ十ψ１＋θ） ・・・・
・・・・・（４０）Ｘｓ：同期リアクタンス ψ２−ψｌ となる。
（４０）式のＩｐ ｓｉｎδは（１８）式と同様にＩＰ
−ｓｉｎθ＝ｋＥ２ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・０１）である。
−ｓｉｎθ＝ｋＥ２ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・０１）である。
結局、電機子電流の振巾値Ｉｍと比例関係にあるから、
Ｉｐ ｓｉｎ ａ Ｉｍ＝ｘｓ／（ωｓ＋ωｒ）Ｍ−＝
−（４２）となるように調整することができる。
−（４２）となるように調整することができる。
これにより端子電圧ｅｕは、
ｅｕ−−（ωｓ＋ωｒ）、Ｍ、Ｉｐ、ｃｏｓθ、５ｉｎ
（（ωＳ十ωｒ）を十θ十ψ１＋ａ） ・・・・・・・
・・０■となる。
（（ωＳ十ωｒ）を十θ十ψ１＋ａ） ・・・・・・・
・・０■となる。
（４３）式のＩｐ、ｃｏｓ ａは（３９）式のようにｋ
Ｅｌに等しく一定である。
Ｅｌに等しく一定である。
結局、端子電圧ｅｕの大きさは電機子電流の影響を受け
ないものとなる。
ないものとなる。
すなわち、その大きさは定励磁指令信号Ｅ１により定ま
り、電機子電流によっては変動せず、さらに端子電圧は
（３６）式と（４３）式の関係が示すように常に電機子
電流と同相（力率が１．０）となる。
り、電機子電流によっては変動せず、さらに端子電圧は
（３６）式と（４３）式の関係が示すように常に電機子
電流と同相（力率が１．０）となる。
以上の動作から明らかなように、この実施例においても
、回転速度を速度指令に見合って制御できると共に、端
子電圧の大きさおよび力率を電機子電流の大小にかかわ
らず一定にできる。
、回転速度を速度指令に見合って制御できると共に、端
子電圧の大きさおよび力率を電機子電流の大小にかかわ
らず一定にできる。
したがって、電機子反作用の影響を補償できるという効
果が得られる。
果が得られる。
第９図は本発明の他の実施例を示す構成図である。
第９図はサイリスタ電力変換器が交流電圧を直流に変換
する第１の変換器５６ａと、その直流を交流に変換する
第２の変換器５６ｂとで構成されている。
する第１の変換器５６ａと、その直流を交流に変換する
第２の変換器５６ｂとで構成されている。
いわゆる直流サイリスタモータに適用した場合である。
このような直流サイリスタモータでも負荷の変化に応じ
て電動機の力率や電機子電圧が変動するが、本発明を採
用することにより防止できる。
て電動機の力率や電機子電圧が変動するが、本発明を採
用することにより防止できる。
第９図において、第４図と同一記号のものは相当物であ
り説明を省略する。
り説明を省略する。
５６は第１の変換器５６ａと第２の変換器５６ｂから成
るサイリスク電力変換器、５７は第１の変換器５６ａの
交流入力電流を検出する電流検出器、５８は速度偏差増
巾器６と電流検出器５７の出力信号を突き合わせ増巾す
る電流偏差増巾器、５９は電流偏差増巾器５８の出力信
号に応じて、第１の変換器５６ａの点弧位相を制御し、
かつ該変換器を点弧制御する自動パルス移相器、６０は
電流位相指令回路２０の出力信号から、後述するような
位相関係にある第２の変換器５６ｂのゲート信号を作る
ゲート出力回路である。
るサイリスク電力変換器、５７は第１の変換器５６ａの
交流入力電流を検出する電流検出器、５８は速度偏差増
巾器６と電流検出器５７の出力信号を突き合わせ増巾す
る電流偏差増巾器、５９は電流偏差増巾器５８の出力信
号に応じて、第１の変換器５６ａの点弧位相を制御し、
かつ該変換器を点弧制御する自動パルス移相器、６０は
電流位相指令回路２０の出力信号から、後述するような
位相関係にある第２の変換器５６ｂのゲート信号を作る
ゲート出力回路である。
次に、その動作を第１０図を参照して説明するに第１の
変換器５６ａの入力電流およびそれと比例関係にある電
動機２の電機子電流は部品記号の５７〜５９．５６ａの
動作により速度偏差増巾器６の出力信号Ｅ２に応じた値
に制御される。
変換器５６ａの入力電流およびそれと比例関係にある電
動機２の電機子電流は部品記号の５７〜５９．５６ａの
動作により速度偏差増巾器６の出力信号Ｅ２に応じた値
に制御される。
この動作は良く知られており詳細説明を省略する。
一方、ゲート出力回路６０は、電流位相指令回路２０の
電流位相指令信号Ｄｕ ＝Ｄｗを入力し、それと第１０
図に示すような位相関係にある第２の変換器５６ｂのゲ
ート信号（同図ｂ）を出力する。
電流位相指令信号Ｄｕ ＝Ｄｗを入力し、それと第１０
図に示すような位相関係にある第２の変換器５６ｂのゲ
ート信号（同図ｂ）を出力する。
第２の変換器５６ｂのサイリスクは、このゲート信号に
従って通電する。
従って通電する。
結局、電動機２の電機子電流は、電流位相指令信号Ｄｕ
＝Ｄｗと同位相で流れる。
＝Ｄｗと同位相で流れる。
以上のように、第９図の実施例においても前述の実施例
と同様に界磁電流および電機子電流の大きさと位相を制
御されるから、基本的に前述と同様の効果が得られるこ
とは明らかである。
と同様に界磁電流および電機子電流の大きさと位相を制
御されるから、基本的に前述と同様の効果が得られるこ
とは明らかである。
なお、第９図の実施例における第１の変換器５６ａの代
わりに、一定電圧の直流を可変電圧の直流に変換するチ
ョッパ回路を用いたものでも同様の効果が得られること
は明らかである。
わりに、一定電圧の直流を可変電圧の直流に変換するチ
ョッパ回路を用いたものでも同様の効果が得られること
は明らかである。
次に、第９図はサイリスク電力変換器として電流型イン
バータを用いているが、電流型サイクロコンバータを用
いた交流サイリスクモータでも同様の効果が得られる。
バータを用いているが、電流型サイクロコンバータを用
いた交流サイリスクモータでも同様の効果が得られる。
この場合の回路や動作は第９図に示した直流サイリスタ
モータの場合と同様で、サイクロコンバータを点弧制御
するのに、第９図における自動パルス移相器５９とゲー
ト出力回路６０の出力信号（論理回路レベルの信号であ
る）の論理積である信号からゲート信号を作る点が異な
るだけであり、詳細説明は省略する。
モータの場合と同様で、サイクロコンバータを点弧制御
するのに、第９図における自動パルス移相器５９とゲー
ト出力回路６０の出力信号（論理回路レベルの信号であ
る）の論理積である信号からゲート信号を作る点が異な
るだけであり、詳細説明は省略する。
以上説明したように、本発明によれば電機子端子電圧の
大きさを電機子電流の大小に拘らず一定にできると共に
、端子電圧と電機子電流の位相を同位相にできる。
大きさを電機子電流の大小に拘らず一定にできると共に
、端子電圧と電機子電流の位相を同位相にできる。
したがって、負荷変化による力率の低下や端子電圧の上
昇を補償巻線を設けることなく防止できる。
昇を補償巻線を設けることなく防止できる。
つまり、電機子反作用を制御系で補償でき、電力変換器
や交流電動機の容量を低減できる。
や交流電動機の容量を低減できる。
なお、上述の実施例における演算回路は、要するに電機
子電流の大きさに応じて出力信号が（１）式に近似して
発生するものであれば良いのは勿論である。
子電流の大きさに応じて出力信号が（１）式に近似して
発生するものであれば良いのは勿論である。
また、（１９）式の関係が完全に満足されなくとも、そ
れに近い関係が満足されるならば同様な効果を得られる
。
れに近い関係が満足されるならば同様な効果を得られる
。
第１図は従来の交流電動機の制御装置の構成図、第２図
、第３図は第１図の動作を説明するための波形図とベク
トル図、第４図は本発明の一実施例を示す構成図、第５
図は第４図における電流位相指令回路の詳細構成図、第
６図は本発明の動作原理を説明するベクトル図、第７図
は本発明の他の実施例を示す構］戊図で、第８図は第７
図における電流位相指令回路の詳細構成図、第９図は本
発明の更に他の実施例を示す構成図で、第１０図はその
動作を説明するための波形図である。 符号の説明、１・・・・・・サイクロコンバータ、２．
・。 ・・・同期電動機、８・・・・・・掛算器、１１・・・
・・・自動パルス移相器、１３・・・・・・位置検出器
、１４・・・・・・定励磁指令回路、１５・・・・・・
関数発生回路、１８・・・・・・自動パルス移相器、２
０・・・・・・電流位相指令回路。
、第３図は第１図の動作を説明するための波形図とベク
トル図、第４図は本発明の一実施例を示す構成図、第５
図は第４図における電流位相指令回路の詳細構成図、第
６図は本発明の動作原理を説明するベクトル図、第７図
は本発明の他の実施例を示す構］戊図で、第８図は第７
図における電流位相指令回路の詳細構成図、第９図は本
発明の更に他の実施例を示す構成図で、第１０図はその
動作を説明するための波形図である。 符号の説明、１・・・・・・サイクロコンバータ、２．
・。 ・・・同期電動機、８・・・・・・掛算器、１１・・・
・・・自動パルス移相器、１３・・・・・・位置検出器
、１４・・・・・・定励磁指令回路、１５・・・・・・
関数発生回路、１８・・・・・・自動パルス移相器、２
０・・・・・・電流位相指令回路。
Claims (1)
- １ 交流の周波数変換を行うサイリスク電力変換器と、
該電力変換器により駆動される交流電動機と、該電動機
の端子電圧の大きさを設定する端子電圧指令回路と、電
機子電流の大きさに比例した信号によって与えられる電
機子反作用成分と前記端子電圧とのベクトル和の大きさ
を求める第１演算回路と、該第１演算回路で求めたベク
トル和と前記端子電圧の位相差を求める第２演算回路と
を備え、前記ベクトル和の大きさに応じて前記交流電動
機の界磁電流を制御すると共に前記ベクトル和と端子電
圧の位相差に応じて無負荷誘起電圧と前記電機子電流の
位相差を制御するようにしたことを特徴とする交流電動
機の制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50081799A JPS5821511B2 (ja) | 1975-07-04 | 1975-07-04 | コウリユウデンドウキノセイギヨソウチ |
| DE2629927A DE2629927C2 (de) | 1975-07-04 | 1976-07-02 | Anordnung zur Drehzahlregelung eines Synchronmotors |
| US05/702,897 US4060753A (en) | 1975-07-04 | 1976-07-06 | Control system for commutatorless motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50081799A JPS5821511B2 (ja) | 1975-07-04 | 1975-07-04 | コウリユウデンドウキノセイギヨソウチ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS526921A JPS526921A (en) | 1977-01-19 |
| JPS5821511B2 true JPS5821511B2 (ja) | 1983-04-30 |
Family
ID=13756524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50081799A Expired JPS5821511B2 (ja) | 1975-07-04 | 1975-07-04 | コウリユウデンドウキノセイギヨソウチ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4060753A (ja) |
| JP (1) | JPS5821511B2 (ja) |
| DE (1) | DE2629927C2 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5850119B2 (ja) * | 1976-07-30 | 1983-11-08 | 株式会社日立製作所 | 無整流子電動機の制御装置 |
| JPS5413919A (en) * | 1977-07-04 | 1979-02-01 | Hitachi Ltd | Preventive controller for torque pulsation |
| JPS54158629A (en) * | 1978-06-05 | 1979-12-14 | Hitachi Ltd | Controlling device of thyristor motor |
| US4295085A (en) * | 1979-05-25 | 1981-10-13 | General Electric Company | Phase lock loop commutation position control and method |
| JPS57151292A (en) * | 1981-03-16 | 1982-09-18 | Fanuc Ltd | Controlling system and device for synchronous motor |
| DE3203911A1 (de) * | 1982-02-05 | 1983-08-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zur erhoehung der maximaldrehzahl einer synchronmaschine bei vorgegebener erregerfeldstaerke und klemmspannung und schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens |
| US4459087A (en) * | 1982-06-02 | 1984-07-10 | Aciers Et Outillage Peugeot | Fan unit for an internal combustion engine of automobile vehicle |
| US4527109A (en) * | 1983-02-22 | 1985-07-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Control apparatus for thyristor motor |
| DE3928160A1 (de) * | 1989-08-25 | 1991-02-28 | Vdo Schindling | Verfahren und schaltungsanordnung zur ueberwachung von elektromotorischen stellgliedern |
| US5140246A (en) * | 1990-03-06 | 1992-08-18 | Picker International, Inc. | High performance high speed starter for an x-ray tube rotor |
| US4962734A (en) * | 1990-03-14 | 1990-10-16 | Paccar Inc. | Electrically driven, circumferentially supported fan |
| US5051670A (en) * | 1990-07-30 | 1991-09-24 | Aircraft Parts Corp. | Aircraft DC starter-generator torque controller |
| JP2880777B2 (ja) * | 1990-08-28 | 1999-04-12 | 株式会社東芝 | 洗濯機 |
| US5272425A (en) * | 1991-04-02 | 1993-12-21 | Strippit, Inc. | A.C. motor control |
| GB9211685D0 (en) * | 1992-06-03 | 1992-07-15 | Switched Reluctance Drives Ltd | Sensorless rotor position measurement |
| US5675226A (en) * | 1995-09-06 | 1997-10-07 | C.E.Set. S.R.L. | Control circuit for an synchronous electric motor of the brushless type |
| JP2003164187A (ja) * | 2001-11-22 | 2003-06-06 | Tamagawa Seiki Co Ltd | モータ制御におけるセンサシステム |
| US20050279870A1 (en) * | 2004-06-22 | 2005-12-22 | Scuccato Serge L | Methods and apparatus for monitoring rotor pole position |
| JP4215025B2 (ja) * | 2005-04-25 | 2009-01-28 | 株式会社デンソー | 車両用発電制御装置 |
| DK176397B1 (da) * | 2005-10-07 | 2007-11-26 | Gram Equipment As | Fremgangsmåde og styring af en termisk behandlingsenhed samt termisk behandlingsenhed |
| WO2011057660A1 (en) * | 2009-11-10 | 2011-05-19 | Abb Research Ltd. | Apparatus and method for generating electromagnetic torque in an electric machine |
| JP5856438B2 (ja) * | 2011-11-01 | 2016-02-09 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5122605B1 (ja) * | 1970-07-20 | 1976-07-10 | ||
| AT325718B (de) * | 1972-09-22 | 1975-11-10 | Siemens Ag | Summenlöscheinrichtung für die wechselrichterventile eines einen elektrischen motor speisenden zwischenkreisumrichters |
-
1975
- 1975-07-04 JP JP50081799A patent/JPS5821511B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-07-02 DE DE2629927A patent/DE2629927C2/de not_active Expired
- 1976-07-06 US US05/702,897 patent/US4060753A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2629927A1 (de) | 1977-01-20 |
| US4060753A (en) | 1977-11-29 |
| DE2629927C2 (de) | 1984-10-25 |
| JPS526921A (en) | 1977-01-19 |
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