JP4730493B2 - 同期電動機制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機、特に永久磁石を界磁に用いた同期電動機制御装置に関し、さらに詳細には、広い定出力範囲を必要とする同期電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開平１０−１４２９９号公報に開示された、１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の制御方法では、同期電動機の最高回転速度をＮtopとし、基底回転速度Ｎbase＝Ｎtop／ｎと表し、同期電動機の回転速度Ｎを、（Ａ）０＜Ｎ≦Ｎbaseの範囲と、（Ｂ）Ｎbase＜Ｎ≦Ｎtopの２つの制御範囲に分けてベクトル制御を行っている。以下にこの制御方法を具体的に説明する。
【０００３】
まず、（Ａ）の制御範囲では、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔref（％）に準拠して流れるｑ軸電流指令Ｉq、トルク指令比例成分のｑ軸電流指令Iq1、ｄ軸電流指令Id、トルク指令比例成分のｄ軸電流指令Id1の関係を、
Ｉq＝Ｉq1＝Ｉqmax×（Ｔref／１００）［Ｉqmaxは、１００％定格時のｑ軸電流指令Ｉq］…（１）、Ｉd＝Ｋd1×Ｉq［ただし、Ｋd1は比例定数］…（２）
と定めてベクトル制御を行う。
【０００４】
さらに、（Ｂ）の制御範囲では、所要出力を確保するためのｑ軸電流指令Ｉq1、ｑ軸電流指令Ｉd1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流指令Ｉd0を、Ｉd0＝Ｋd2×（Ｎ−Ｎbase）／（Ｎtop−Ｎbase）［ただし、Ｋd2は比例定数］…（３）、Ｉd＝Ｉd0＋Ｉd1…（４）と定めて、ベクトル制御を行う。
【０００５】
図５は、上述の制御方法を実行するための制御装置のブロック図である。図５に示すように、１はベクトル演算部、２はＰＷＭ発生部、３はインバータパワー部、４は永久磁石同期電動機（モータ）、５は位置検出器（ＰＧ）、６は速度演算器、７は３相ｄ−ｑ変換器、８はＩd1演算器、９はＩd0演算器、１０は電流検出器、１１は速度調整器、１２はＩq1変換器、１４、１５、１７は減算器、１６は加算器である。
【０００６】
速度演算器６は、ＰＧ５から得られるモータ４の位置から、その回転速度、すなわち速度フィードバック信号Ｎを算出する。減算器１４によって得られる速度指令Ｎ*と、速度フィードバック信号Ｎとの偏差ｅは、速度調整器１１に入力される。速度調整器１１はその速度偏差ｅに基づいて比例−積分（ＰＩ）制御を行ってトルク指令Ｔrefを出力する。Iq1変換器１２は、上述の式（２）を用いてトルク指令Ｔrefをｑ軸電流指令Ｉqに変換して出力する。
【０００７】
ｑ軸電流指令Ｉqが、トルク指令比例成分としてＩd1演算器８に入力されることで、ｑ軸電流指令Ｉqに比例係数Ｋd1を掛けたｄ軸電流指令Ｉd1が生成される。減算器１５は、ｑ軸電流指令Ｉqと、電流検出器１０によって検出されたモータ電流を３相ｄ−ｑ変換器７に入力することによって得られるｑ軸電流フィードバック信号Ｉqfbとの差を求めて、ベクトル演算部１に入力する。
【０００８】
一方、ｄ軸電流指令Ｉdは、速度フィードバック信号ＮがＩd0演算器９に入力されることによって得られる速度比例成分のｄ軸電流指令Ｉd0と、ｄ軸電流指令Ｉd1とが、加算器１６で足し合わされることによって作成される。減算器１７は、ｄ軸電流指令Ｉdからｄ軸電流フィードバック信号Ｉdfbを減算してベクトル演算部１に入力する。
【０００９】
ベクトル演算部１は、モータ４の電圧指令Ｖ*と位相制御角指令θ*とを出力する。ＰＷＭ発生部２は、電圧指令Ｖ*と位相制御角指令θ*に基づいてＰＷＭパルスを生成してインバータパワー部３を駆動し、モータ４の速度制御を行う。
【００１０】
図６は、モータ４、すなわち同期電動機の等価回路図である。モータ４の極数をＰoleとすると、モータ４の角速度ωは、以下の式（５）のように表される。
【００１１】
ω＝２π×Ｐole／１２０×Ｎ…（５）
モータ４の一次抵抗ｒ≒０、ｑ軸電圧をＶq、ｄ軸電圧をＶdとすると、モータ４の端子電圧ＶMは、以下の式（６）のように表される。
【００１２】
ＶM 2＝Ｖq 2＋Ｖd 2…（６）
また、モータ４の誘起電圧Ｅは以下の式（７）のように表される。
【００１３】
Ｅ＝ＫE×Ｎ [ＫEは、磁石の誘起電圧係数]…（７）
モータ４のｑ軸電圧Ｖqは、以下の式（８）のように表される。
【００１４】
Ｖq＝Ｅ−Ｉd×Ld×ω
＝Ｎ（ｂ−ａＮ）
［ただし、ａ＝Ｌd×２π×Ｐole／１２０×Ｋd2／Ｎtop−Ｎbase、ｂ＝ＫE＋Ｌd×２π×Ｐole／１２０（Ｋd2×Ｎbase／（Ｎtop−Ｎbase）−Ｋd1×Ｉqmax×（Ｔref／１００））、Ｌdはモータ４のｄ軸インダクタンス］…（８）
モータ４のｄ軸電圧Ｖdは、以下の式（９）のように表される。
【００１５】
Ｖd＝−ＩqＬqω
＝−ｃＮ
［ただし、ｃ＝Ｌq×２π×Ｐole／１２０×Ｉqmax×（Ｔref／１００））、Ｌqはモータ４のｑ軸インダクタンス］…（９）
式（６）、（８）、（９）より、モータ４の端子電圧ＶMは、以下の式（１０）のように表される。
【００１６】
ＶM＝Ｎ×√（（ｂ−ａＮ）2＋ｃ2）…（１０）
図５は、モータ４の回転速度、すなわち速度フィードバック信号Ｎと、端子電圧ＶMと、ｑ軸電圧Ｖq、ｄ軸電圧Ｖdとの関係を示すグラフである。図５に示すように、ｑ軸電圧Ｖqは、式（６）に示すようにＮ＝ｂ／２ａで最大となり、ｄ軸電圧Ｖdが、式（８）に示すようにＮ＝Ｎtopで最大となり、端子電圧ＶMは、式（１０）に示すように、Ｎ＝ｂ／ａで最大となる。
【００１７】
以上述べたように、１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の制御方法では、モータ４の加速中に端子電圧がＮ＝ｂ／ａで最大となって飽和し、制御不能となって加速時間が長くなってしまうという問題があった。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の従来の制御方法では、モータの端子電圧が最高回転速度と基底回転速度との間で最大となるため、モータの加速中に端子電圧が飽和し、制御不能となって加速時間が長くなってしまうという問題があった。
【００１９】
本発明は、端子電圧が飽和しにくくなり、安定した加速を実現することができる同期電動機制御装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するために、本発明の同期電動機の制御装置では、
１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の最高回転速度をＮtopとし、基底回転速度をＮbase＝Ｎtop／ｎと表し、同期電動機の回転速度Ｎを、（Ａ）０＜Ｎ≦Ｎbaseの範囲と、（Ｂ）Ｎbase＜Ｎ≦Ｎtopの範囲との２つの制御範囲に分け、
（Ａ）の制御範囲では、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔref（％）に準拠して流れるｑ軸電流指令Ｉq、ｑ軸電流指令Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd、トルク指令比例成分のｄ軸電流指令Id1の関係を、Ｉ q1 変換器によりＩq＝Ｉq1＝Ｉqmax×（Ｔref／１００）［Ｉqmaxは、１００％定格時のｑ軸電流指令Ｉq］と定め、Ｉ q を出力し、Ｉ d1 変換器によりＩd＝Ｉd1＝Ｋd1×Ｉq［ただし、Ｋd1は比例定数］と定め、Ｉ d1 を出力し、
（Ｂ）の制御範囲では、前述のｑ軸電流指令Ｉq、Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd1の関係に加え、同期電動機端子電圧ＶMを抑制させるためのｄ軸電流指令Ｉd0を、Ｉ d0 演算器によりＩd0＝Ｋd2×Ｋd3×（Ｎ−Ｎbase）／（Ｎtop−Ｎbase）［ただし、Ｋd2 は比例定数、Ｋd3は変数］と定め、Ｉ d0 ＝を出力し、ｄ軸電流指令Ｉdを、加算器によりＩd＝Ｉd0＋Ｉd1と定めて出力し、ベクトル制御を行う同期電動機制御装置において、
インバータパワー部を駆動する際に入力されるＲＵＮ信号と、電流検出器によって検出される電流と、速度演算器から出力される速度フィードバック信号とを入力し、前記ＲＵＮ信号がアクティブの場合、前記電流検出器によって検出される電流からトルクを演算して、そのトルクの変動に基づいて前記同期電動機が加速中であるか否かを判定し、前記同期電動機が加速中であると判定した場合、前記変数Ｋ d3 を前記速度フィードバック信号が示す回転速度Ｎに比例した値にして、前記Ｉ d0 演算器に設定する加速判定器を有する。
【００２１】
本発明の同期電動機制御装置では、同期電動機の加速中においては、Ｋd3を１以上の変数として、同期電動機の回転角度Ｎに比例して増減させる。こうすることによって、同期電動機の端子電圧を抑制するｄ軸電流指令を同期電動機の回転速度の２乗に比例させ、ｄ軸電流指令を大きくする。そのため、本発明の同期電動機制御装置では、加速中に同期電動機の端子電圧が飽和しにくくなり、安定した加速を実現することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の一実施形態の同期電動機制御装置について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施形態の同期電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、この制御装置は、Ｉd0 演算器９の代わりにＩd0 演算器１９を備え、加速判定器１３を新たに備えている点が、図５に示す同期電動機制御装置と異なっている。
【００２３】
Ｉd0 演算器１９は、前述の（Ａ）の制御範囲では、Ｉd0を０とし、（Ｂ）の制御範囲では、以下の式（１１）によってＩd0を算出して出力する。
【００２４】
Ｉd0＝Ｋd2×Ｋd3×（Ｎ−Ｎbase）／（Ｎtop−Ｎbase）［ただし、Ｋd2は比例定数、Ｋd3は、モータ４加速中は１以上の変数であり、それ以外のときは、比例定数］…（１１）
加速判定器１３は、インバータパワー部３を駆動する際に入力されるＲＵＮ信号と、電流検出器１０によって検出される電流と、速度演算器６から出力される速度フィードバック信号Ｎとを入力する。加速判定器１３は、ＲＵＮ信号がアクティブであって、電流検出器１０によって検出される電流からトルクを演算して、そのトルクの変動に基づいてモータ４が加速中であるか否かを判定する。モータ４が加速中であると判定した場合、加速判定器１３は、速度フィードバック信号Ｎを入力し、Ｋd3を決定してＩd0演算器１９に設定する。Ｋd3は、モータ４加速中には、速度フィードバック信号Ｎに比例した値となる。
【００２５】
本実施形態の同期電動機制御装置についてまとめる。本実施形態の同期電動機制御装置では、従来の同期電動機制御装置と同様に、同期電動機の最高回転速度をＮtopとし、基底回転速度をＮbase＝Ｎtop／ｎと表し、同期電動機の回転速度Ｎを、（Ａ）０＜Ｎ≦Ｎbaseの範囲と、（Ｂ）Ｎbase＜Ｎ≦Ｎtopの２つの制御範囲に分けてベクトル制御を行う。
【００２６】
まず、（Ａ）の制御範囲では、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔref（％）に準拠して流れるｑ軸電流指令Ｉq、トルク指令比例成分のｑ軸電流指令Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd、トルク指令比例成分のｄ軸電流指令Ｉd1の関係を、前述の式（２）のように定めてベクトル制御を行う。
【００２７】
さらに、（Ｂ）の制御範囲では、前述のｑ軸電流指令Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd1の関係に加え、同期電動機端子電圧ＶMを抑制させるためのｄ軸電流指令Ｉd0を、上述の式（１１）と、Ｉd＝Ｉd0＋Ｉd1…（１２）のように定めて、ベクトル制御を行う。
【００２８】
モータ４のｑ軸電圧Ｖqは、以下の式（１３）のように表される。
【００２９】
Ｖq＝Ｅ−Ｉd×Ld×ω
＝Ｎ（ｂ’−ａ’Ｎ）
［ただし、ａ’＝Ｌd×２π×Ｐole／１２０×Ｋd2×Ｋd3／Ｎtop−Ｎbase、ｂ’＝ＫE＋Ｌd×２π×Ｐole／１２０（Ｋd2×Ｎbase／（Ｎtop−Ｎbase）−Ｋd1×Ｉqmax×（Ｔref／１００））、Ｌdはモータ４のｄ軸インダクタンス］…（１３）
モータ４のｄ軸電圧Ｖdは、上述の式（９）のように表される。
【００３０】
式（６）、（９）、（１３）より、モータ４の端子電圧ＶMは、以下の式（１４）のようになる。
【００３１】
ＶM＝Ｎ×√（（ｂ'−ａ'Ｎ）2＋ｃ2）…（１４）
図２は、本実施形態の同期電動機制御装置を用いた場合のモータ４の加速時における、モータ４の回転速度Ｎと、ｄ軸電圧Ｖd、ｑ軸電圧Ｖq、端子電圧ＶMの変動の様子を示すグラフである。図２に示すように、ｑ軸電圧Ｖqは、式（１３）に示すようにＮ＝ｂ'／２ａ'で最大となり、ｄ軸電圧Ｖdは、式（９）に示すようにＮ＝Ｎtopで最大となり、端子電圧ＶMは、式（１４）に示すように、Ｎ＝ｂ'／ａ'で最大となる。前述のように、本実施形態の同期電動機制御装置では、モータ４の加速中においては、Ｋd3を（Ｋd3は１以上の変数）モータ４の回転角度Ｎに比例して増減させる。
【００３２】
本実施形態の同期電動機制御装置では、従来の同期電動機制御装置に比べ、モータ４のどの回転速度Ｎにおいてもｄ軸電圧Ｖdの値は同じであるが、ｑ軸電圧Ｖqが最大となるモータ４の回転速度ｂ'／２ａ'は、ｂ／２ａよりも小さくなるとともに、端子電圧ＶMが最大値となるモータ４の回転速度ｂ'／ａ'もｂ／ａよりも小さくなる。したがって、本実施形態の同期電動機制御装置では、端子電圧ＶMの最大値は、従来の同期電動機制御装置での端子電圧ＶMの最大値よりも小さくなる。
【００３３】
図３は、本実施形態の同期電動機制御装置を用いた場合の、モータ４加速時におけるモータ４の出力Ｐ、回転速度Ｎ、ｄ軸電流指令Ｉd0、Ｉd1、ｑ軸電流指令Ｉq、端子電圧ＶMの様子を示すグラフである。図３に示すように、本実施形態の同期電動機制御装置におけるモータ４加速中のｄ軸電流指令Ｉd0は、従来の同期電動機制御装置におけるｄ軸電流指令Id0よりも大きい値となっており、その増加は、回転速度Ｎの２乗に比例したものとなる。このｄ軸電流指令Ｉd0は、モータ４の端子電圧ＶMを抑制する成分、すなわち弱め界磁量である。そのため、図３に示すように、モータ４の端子電圧ＶMは、従来の同期電動機制御装置のモータ４の端子電圧ＶMよりも小さくなる。そのため、本実施形態の同期電動機制御装置では、加速中におけるモータ４の端子電圧ＶMを飽和させにくくして、安定した加速を実現することができる。
【００３４】
さらに、比例定数Ｋd1、Ｋd2を負数（−）にし、制御対象となるモータ４を、直軸（ｄ軸）インダクタンスＬdが、横軸（ｑ軸）インダクタンスＬqよりも小さいＬq＞Ｌdとなる突極性を有する永久磁石同期電動機とすることができる。図４は、その一例を示すものである。同図のように、ｄ軸上には永久磁石が存在し、ステータ側からの電機子反作用による磁束は通りにくく、従ってｄ軸方向インダクタンスＬdは小さい。逆に、これと直交する方向のｑ軸方向は、電機子反作用磁束が鉄心コア（ロータコア）があるため通りやすく、ｑ軸方向インダクタンスＬqは大きくなり、Ｌq＞Ｌdの関係の突極形となっている。（これに対してＬq＝Ｌdは円筒形という）。そして、直交するｄ−ｑ座標軸上で、磁石磁束ベクトル方向をプラス（＋）方向に取った場合、この磁石磁束を弱める方向、つまりマイナス（−）方向にＩd電流（−Ｉd）を流すようにする。このために、比例定数Ｋd1、Ｋd2を負数（−）にして制御すると、電流ベクトルは、モータ４の誘起電圧ベクトルに対し進み位相となり、モータ４の誘起電圧が弱められ（抑制され）、さらに突極性によりリラクタンストルクが磁石トルクに重畳されるので、モータの定出力範囲を広くとることができる。また、図４の磁石が挿入されていない場合がリラクタンス形同期電動機となり、この場合は、図４中のｄ軸、ｑ軸が入れ替わる（ｄ軸→ｑ軸に変更、ｑ軸→ｄ軸に変更）。そして、比例定数Ｋd1、Ｋd2を正数（＋）にして、＋Ｉdを流すように制御する。このため、電流ベクトルは、ｄ軸磁束ベクトルに対し、遅れ位相となり、リラクタンストルクが発生する。加えて、本発明の制御式を用いることで、これも広範囲の定出力特性が得られる。
【００３５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の同期電動機制御装置では、同期電動機の加速中においては、Ｋd3を１以上の変数とし、前記回転角度Ｎに比例して増減させる。こうすることによって、同期電動機の端子電圧を抑制するｄ軸電流指令を同期電動機の回転速度の２乗に比例させ、ｄ軸電流指令を大きくする。そのため、本発明の同期電動機制御装置では、加速中に同期電動機の端子電圧が飽和しにくくなり、安定した加速を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の同期電動機制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態の同期電動機制御装置を実行した場合のモータの加速時における、モータの回転速度と、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、端子電圧の変動の様子を示すグラフである。
【図３】本発明の一実施形態の同期電動機制御装置を用いた場合の、モータ加速時における、モータの出力、回転速度、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令、端子電圧の様子を示すグラフである。
【図４】永久磁石同期電動機の構造を示す図である。
【図５】従来の同期電動機制御装置のブロック図である。
【図６】同期電動機の等価回路図である。
【図７】従来の同期電動機制御装置における、モータの回転速度と、端子電圧と、ｑ軸電圧、ｄ軸電圧との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１ ベクトル演算部
２ ＰＷＭ発生部
３ インバータパワー部
４ 同期電動機（モータ）
５ 位置検出器（ＰＧ）
６ 速度演算器
７ ３相ｄ−ｑ変換器
８ Ｉd1変換器
９、１９ Id0 演算器
１０ 電流検出器
１１ 速度調整器
１２ Ｉq1変換器
１３ 加速判定器
１４、１５、１７ 減算器
１６ 加算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機、特に永久磁石を界磁に用いた同期電動機制御装置に関し、さらに詳細には、広い定出力範囲を必要とする同期電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開平１０−１４２９９号公報に開示された、１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の制御方法では、同期電動機の最高回転速度をＮtopとし、基底回転速度Ｎbase＝Ｎtop／ｎと表し、同期電動機の回転速度Ｎを、（Ａ）０＜Ｎ≦Ｎbaseの範囲と、（Ｂ）Ｎbase＜Ｎ≦Ｎtopの２つの制御範囲に分けてベクトル制御を行っている。以下にこの制御方法を具体的に説明する。
【０００３】
まず、（Ａ）の制御範囲では、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔref（％）に準拠して流れるｑ軸電流指令Ｉq、トルク指令比例成分のｑ軸電流指令Iq1、ｄ軸電流指令Id、トルク指令比例成分のｄ軸電流指令Id1の関係を、
Ｉq＝Ｉq1＝Ｉqmax×（Ｔref／１００）［Ｉqmaxは、１００％定格時のｑ軸電流指令Ｉq］…（１）、Ｉd＝Ｋd1×Ｉq［ただし、Ｋd1は比例定数］…（２）
と定めてベクトル制御を行う。
【０００４】
さらに、（Ｂ）の制御範囲では、所要出力を確保するためのｑ軸電流指令Ｉq1、ｑ軸電流指令Ｉd1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流指令Ｉd0を、Ｉd0＝Ｋd2×（Ｎ−Ｎbase）／（Ｎtop−Ｎbase）［ただし、Ｋd2は比例定数］…（３）、Ｉd＝Ｉd0＋Ｉd1…（４）と定めて、ベクトル制御を行う。
【０００５】
図５は、上述の制御方法を実行するための制御装置のブロック図である。図５に示すように、１はベクトル演算部、２はＰＷＭ発生部、３はインバータパワー部、４は永久磁石同期電動機（モータ）、５は位置検出器（ＰＧ）、６は速度演算器、７は３相ｄ−ｑ変換器、８はＩd1演算器、９はＩd0演算器、１０は電流検出器、１１は速度調整器、１２はＩq1変換器、１４、１５、１７は減算器、１６は加算器である。
【０００６】
速度演算器６は、ＰＧ５から得られるモータ４の位置から、その回転速度、すなわち速度フィードバック信号Ｎを算出する。減算器１４によって得られる速度指令Ｎ*と、速度フィードバック信号Ｎとの偏差ｅは、速度調整器１１に入力される。速度調整器１１はその速度偏差ｅに基づいて比例−積分（ＰＩ）制御を行ってトルク指令Ｔrefを出力する。Iq1変換器１２は、上述の式（２）を用いてトルク指令Ｔrefをｑ軸電流指令Ｉqに変換して出力する。
【０００７】
ｑ軸電流指令Ｉqが、トルク指令比例成分としてＩd1演算器８に入力されることで、ｑ軸電流指令Ｉqに比例係数Ｋd1を掛けたｄ軸電流指令Ｉd1が生成される。減算器１５は、ｑ軸電流指令Ｉqと、電流検出器１０によって検出されたモータ電流を３相ｄ−ｑ変換器７に入力することによって得られるｑ軸電流フィードバック信号Ｉqfbとの差を求めて、ベクトル演算部１に入力する。
【０００８】
一方、ｄ軸電流指令Ｉdは、速度フィードバック信号ＮがＩd0演算器９に入力されることによって得られる速度比例成分のｄ軸電流指令Ｉd0と、ｄ軸電流指令Ｉd1とが、加算器１６で足し合わされることによって作成される。減算器１７は、ｄ軸電流指令Ｉdからｄ軸電流フィードバック信号Ｉdfbを減算してベクトル演算部１に入力する。
【０００９】
ベクトル演算部１は、モータ４の電圧指令Ｖ*と位相制御角指令θ*とを出力する。ＰＷＭ発生部２は、電圧指令Ｖ*と位相制御角指令θ*に基づいてＰＷＭパルスを生成してインバータパワー部３を駆動し、モータ４の速度制御を行う。
【００１０】
図６は、モータ４、すなわち同期電動機の等価回路図である。モータ４の極数をＰoleとすると、モータ４の角速度ωは、以下の式（５）のように表される。
【００１１】
ω＝２π×Ｐole／１２０×Ｎ…（５）
モータ４の一次抵抗ｒ≒０、ｑ軸電圧をＶq、ｄ軸電圧をＶdとすると、モータ４の端子電圧ＶMは、以下の式（６）のように表される。
【００１２】
ＶM 2＝Ｖq 2＋Ｖd 2…（６）
また、モータ４の誘起電圧Ｅは以下の式（７）のように表される。
【００１３】
Ｅ＝ＫE×Ｎ [ＫEは、磁石の誘起電圧係数]…（７）
モータ４のｑ軸電圧Ｖqは、以下の式（８）のように表される。
【００１４】
Ｖq＝Ｅ−Ｉd×Ld×ω
＝Ｎ（ｂ−ａＮ）
［ただし、ａ＝Ｌd×２π×Ｐole／１２０×Ｋd2／Ｎtop−Ｎbase、ｂ＝ＫE＋Ｌd×２π×Ｐole／１２０（Ｋd2×Ｎbase／（Ｎtop−Ｎbase）−Ｋd1×Ｉqmax×（Ｔref／１００））、Ｌdはモータ４のｄ軸インダクタンス］…（８）
モータ４のｄ軸電圧Ｖdは、以下の式（９）のように表される。
【００１５】
Ｖd＝−ＩqＬqω
＝−ｃＮ
［ただし、ｃ＝Ｌq×２π×Ｐole／１２０×Ｉqmax×（Ｔref／１００））、Ｌqはモータ４のｑ軸インダクタンス］…（９）
式（６）、（８）、（９）より、モータ４の端子電圧ＶMは、以下の式（１０）のように表される。
【００１６】
ＶM＝Ｎ×√（（ｂ−ａＮ）2＋ｃ2）…（１０）
図５は、モータ４の回転速度、すなわち速度フィードバック信号Ｎと、端子電圧ＶMと、ｑ軸電圧Ｖq、ｄ軸電圧Ｖdとの関係を示すグラフである。図５に示すように、ｑ軸電圧Ｖqは、式（６）に示すようにＮ＝ｂ／２ａで最大となり、ｄ軸電圧Ｖdが、式（８）に示すようにＮ＝Ｎtopで最大となり、端子電圧ＶMは、式（１０）に示すように、Ｎ＝ｂ／ａで最大となる。
【００１７】
以上述べたように、１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の制御方法では、モータ４の加速中に端子電圧がＮ＝ｂ／ａで最大となって飽和し、制御不能となって加速時間が長くなってしまうという問題があった。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の従来の制御方法では、モータの端子電圧が最高回転速度と基底回転速度との間で最大となるため、モータの加速中に端子電圧が飽和し、制御不能となって加速時間が長くなってしまうという問題があった。
【００１９】
本発明は、端子電圧が飽和しにくくなり、安定した加速を実現することができる同期電動機制御装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するために、本発明の同期電動機の制御装置では、
１：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の最高回転速度をＮtopとし、基底回転速度をＮbase＝Ｎtop／ｎと表し、同期電動機の回転速度Ｎを、（Ａ）０＜Ｎ≦Ｎbaseの範囲と、（Ｂ）Ｎbase＜Ｎ≦Ｎtopの範囲との２つの制御範囲に分け、
（Ａ）の制御範囲では、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔref（％）に準拠して流れるｑ軸電流指令Ｉq、ｑ軸電流指令Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd、トルク指令比例成分のｄ軸電流指令Id1の関係を、Ｉ q1 変換器によりＩq＝Ｉq1＝Ｉqmax×（Ｔref／１００）［Ｉqmaxは、１００％定格時のｑ軸電流指令Ｉq］と定め、Ｉ q を出力し、Ｉ d1 変換器によりＩd＝Ｉd1＝Ｋd1×Ｉq［ただし、Ｋd1は比例定数］と定め、Ｉ d1 を出力し、
（Ｂ）の制御範囲では、前述のｑ軸電流指令Ｉq、Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd1の関係に加え、同期電動機端子電圧ＶMを抑制させるためのｄ軸電流指令Ｉd0を、Ｉ d0 演算器によりＩd0＝Ｋd2×Ｋd3×（Ｎ−Ｎbase）／（Ｎtop−Ｎbase）［ただし、Ｋd2 は比例定数、Ｋd3は変数］と定め、Ｉ d0 ＝を出力し、ｄ軸電流指令Ｉdを、加算器によりＩd＝Ｉd0＋Ｉd1と定めて出力し、ベクトル制御を行う同期電動機制御装置において、
インバータパワー部を駆動する際に入力されるＲＵＮ信号と、電流検出器によって検出される電流と、速度演算器から出力される速度フィードバック信号とを入力し、前記ＲＵＮ信号がアクティブの場合、前記電流検出器によって検出される電流からトルクを演算して、そのトルクの変動に基づいて前記同期電動機が加速中であるか否かを判定し、前記同期電動機が加速中であると判定した場合、前記変数Ｋ d3 を前記速度フィードバック信号が示す回転速度Ｎに比例した値にして、前記Ｉ d0 演算器に設定する加速判定器を有する。
【００２１】
本発明の同期電動機制御装置では、同期電動機の加速中においては、Ｋd3を１以上の変数として、同期電動機の回転角度Ｎに比例して増減させる。こうすることによって、同期電動機の端子電圧を抑制するｄ軸電流指令を同期電動機の回転速度の２乗に比例させ、ｄ軸電流指令を大きくする。そのため、本発明の同期電動機制御装置では、加速中に同期電動機の端子電圧が飽和しにくくなり、安定した加速を実現することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の一実施形態の同期電動機制御装置について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施形態の同期電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、この制御装置は、Ｉd0 演算器９の代わりにＩd0 演算器１９を備え、加速判定器１３を新たに備えている点が、図５に示す同期電動機制御装置と異なっている。
【００２３】
Ｉd0 演算器１９は、前述の（Ａ）の制御範囲では、Ｉd0を０とし、（Ｂ）の制御範囲では、以下の式（１１）によってＩd0を算出して出力する。
【００２４】
Ｉd0＝Ｋd2×Ｋd3×（Ｎ−Ｎbase）／（Ｎtop−Ｎbase）［ただし、Ｋd2は比例定数、Ｋd3は、モータ４加速中は１以上の変数であり、それ以外のときは、比例定数］…（１１）
加速判定器１３は、インバータパワー部３を駆動する際に入力されるＲＵＮ信号と、電流検出器１０によって検出される電流と、速度演算器６から出力される速度フィードバック信号Ｎとを入力する。加速判定器１３は、ＲＵＮ信号がアクティブであって、電流検出器１０によって検出される電流からトルクを演算して、そのトルクの変動に基づいてモータ４が加速中であるか否かを判定する。モータ４が加速中であると判定した場合、加速判定器１３は、速度フィードバック信号Ｎを入力し、Ｋd3を決定してＩd0演算器１９に設定する。Ｋd3は、モータ４加速中には、速度フィードバック信号Ｎに比例した値となる。
【００２５】
本実施形態の同期電動機制御装置についてまとめる。本実施形態の同期電動機制御装置では、従来の同期電動機制御装置と同様に、同期電動機の最高回転速度をＮtopとし、基底回転速度をＮbase＝Ｎtop／ｎと表し、同期電動機の回転速度Ｎを、（Ａ）０＜Ｎ≦Ｎbaseの範囲と、（Ｂ）Ｎbase＜Ｎ≦Ｎtopの２つの制御範囲に分けてベクトル制御を行う。
【００２６】
まず、（Ａ）の制御範囲では、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔref（％）に準拠して流れるｑ軸電流指令Ｉq、トルク指令比例成分のｑ軸電流指令Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd、トルク指令比例成分のｄ軸電流指令Ｉd1の関係を、前述の式（２）のように定めてベクトル制御を行う。
【００２７】
さらに、（Ｂ）の制御範囲では、前述のｑ軸電流指令Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd1の関係に加え、同期電動機端子電圧ＶMを抑制させるためのｄ軸電流指令Ｉd0を、上述の式（１１）と、Ｉd＝Ｉd0＋Ｉd1…（１２）のように定めて、ベクトル制御を行う。
【００２８】
モータ４のｑ軸電圧Ｖqは、以下の式（１３）のように表される。
【００２９】
Ｖq＝Ｅ−Ｉd×Ld×ω
＝Ｎ（ｂ’−ａ’Ｎ）
［ただし、ａ’＝Ｌd×２π×Ｐole／１２０×Ｋd2×Ｋd3／Ｎtop−Ｎbase、ｂ’＝ＫE＋Ｌd×２π×Ｐole／１２０（Ｋd2×Ｎbase／（Ｎtop−Ｎbase）−Ｋd1×Ｉqmax×（Ｔref／１００））、Ｌdはモータ４のｄ軸インダクタンス］…（１３）
モータ４のｄ軸電圧Ｖdは、上述の式（９）のように表される。
【００３０】
式（６）、（９）、（１３）より、モータ４の端子電圧ＶMは、以下の式（１４）のようになる。
【００３１】
ＶM＝Ｎ×√（（ｂ'−ａ'Ｎ）2＋ｃ2）…（１４）
図２は、本実施形態の同期電動機制御装置を用いた場合のモータ４の加速時における、モータ４の回転速度Ｎと、ｄ軸電圧Ｖd、ｑ軸電圧Ｖq、端子電圧ＶMの変動の様子を示すグラフである。図２に示すように、ｑ軸電圧Ｖqは、式（１３）に示すようにＮ＝ｂ'／２ａ'で最大となり、ｄ軸電圧Ｖdは、式（９）に示すようにＮ＝Ｎtopで最大となり、端子電圧ＶMは、式（１４）に示すように、Ｎ＝ｂ'／ａ'で最大となる。前述のように、本実施形態の同期電動機制御装置では、モータ４の加速中においては、Ｋd3を（Ｋd3は１以上の変数）モータ４の回転角度Ｎに比例して増減させる。
【００３２】
本実施形態の同期電動機制御装置では、従来の同期電動機制御装置に比べ、モータ４のどの回転速度Ｎにおいてもｄ軸電圧Ｖdの値は同じであるが、ｑ軸電圧Ｖqが最大となるモータ４の回転速度ｂ'／２ａ'は、ｂ／２ａよりも小さくなるとともに、端子電圧ＶMが最大値となるモータ４の回転速度ｂ'／ａ'もｂ／ａよりも小さくなる。したがって、本実施形態の同期電動機制御装置では、端子電圧ＶMの最大値は、従来の同期電動機制御装置での端子電圧ＶMの最大値よりも小さくなる。
【００３３】
図３は、本実施形態の同期電動機制御装置を用いた場合の、モータ４加速時におけるモータ４の出力Ｐ、回転速度Ｎ、ｄ軸電流指令Ｉd0、Ｉd1、ｑ軸電流指令Ｉq、端子電圧ＶMの様子を示すグラフである。図３に示すように、本実施形態の同期電動機制御装置におけるモータ４加速中のｄ軸電流指令Ｉd0は、従来の同期電動機制御装置におけるｄ軸電流指令Id0よりも大きい値となっており、その増加は、回転速度Ｎの２乗に比例したものとなる。このｄ軸電流指令Ｉd0は、モータ４の端子電圧ＶMを抑制する成分、すなわち弱め界磁量である。そのため、図３に示すように、モータ４の端子電圧ＶMは、従来の同期電動機制御装置のモータ４の端子電圧ＶMよりも小さくなる。そのため、本実施形態の同期電動機制御装置では、加速中におけるモータ４の端子電圧ＶMを飽和させにくくして、安定した加速を実現することができる。
【００３４】
さらに、比例定数Ｋd1、Ｋd2を負数（−）にし、制御対象となるモータ４を、直軸（ｄ軸）インダクタンスＬdが、横軸（ｑ軸）インダクタンスＬqよりも小さいＬq＞Ｌdとなる突極性を有する永久磁石同期電動機とすることができる。図４は、その一例を示すものである。同図のように、ｄ軸上には永久磁石が存在し、ステータ側からの電機子反作用による磁束は通りにくく、従ってｄ軸方向インダクタンスＬdは小さい。逆に、これと直交する方向のｑ軸方向は、電機子反作用磁束が鉄心コア（ロータコア）があるため通りやすく、ｑ軸方向インダクタンスＬqは大きくなり、Ｌq＞Ｌdの関係の突極形となっている。（これに対してＬq＝Ｌdは円筒形という）。そして、直交するｄ−ｑ座標軸上で、磁石磁束ベクトル方向をプラス（＋）方向に取った場合、この磁石磁束を弱める方向、つまりマイナス（−）方向にＩd電流（−Ｉd）を流すようにする。このために、比例定数Ｋd1、Ｋd2を負数（−）にして制御すると、電流ベクトルは、モータ４の誘起電圧ベクトルに対し進み位相となり、モータ４の誘起電圧が弱められ（抑制され）、さらに突極性によりリラクタンストルクが磁石トルクに重畳されるので、モータの定出力範囲を広くとることができる。また、図４の磁石が挿入されていない場合がリラクタンス形同期電動機となり、この場合は、図４中のｄ軸、ｑ軸が入れ替わる（ｄ軸→ｑ軸に変更、ｑ軸→ｄ軸に変更）。そして、比例定数Ｋd1、Ｋd2を正数（＋）にして、＋Ｉdを流すように制御する。このため、電流ベクトルは、ｄ軸磁束ベクトルに対し、遅れ位相となり、リラクタンストルクが発生する。加えて、本発明の制御式を用いることで、これも広範囲の定出力特性が得られる。
【００３５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の同期電動機制御装置では、同期電動機の加速中においては、Ｋd3を１以上の変数とし、前記回転角度Ｎに比例して増減させる。こうすることによって、同期電動機の端子電圧を抑制するｄ軸電流指令を同期電動機の回転速度の２乗に比例させ、ｄ軸電流指令を大きくする。そのため、本発明の同期電動機制御装置では、加速中に同期電動機の端子電圧が飽和しにくくなり、安定した加速を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の同期電動機制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態の同期電動機制御装置を実行した場合のモータの加速時における、モータの回転速度と、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、端子電圧の変動の様子を示すグラフである。
【図３】本発明の一実施形態の同期電動機制御装置を用いた場合の、モータ加速時における、モータの出力、回転速度、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令、端子電圧の様子を示すグラフである。
【図４】永久磁石同期電動機の構造を示す図である。
【図５】従来の同期電動機制御装置のブロック図である。
【図６】同期電動機の等価回路図である。
【図７】従来の同期電動機制御装置における、モータの回転速度と、端子電圧と、ｑ軸電圧、ｄ軸電圧との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１ ベクトル演算部
２ ＰＷＭ発生部
３ インバータパワー部
４ 同期電動機（モータ）
５ 位置検出器（ＰＧ）
６ 速度演算器
７ ３相ｄ−ｑ変換器
８ Ｉd1変換器
９、１９ Id0 演算器
１０ 電流検出器
１１ 速度調整器
１２ Ｉq1変換器
１３ 加速判定器
１４、１５、１７ 減算器
１６ 加算器
Claims (2)
- １：ｎの定出力比を必要とする同期電動機の最高回転速度をＮtopとし、基底回転速度をＮbase＝Ｎtop／ｎと表し、同期電動機の回転速度Ｎを、（Ａ）０＜Ｎ≦Ｎbaseの範囲と、（Ｂ）Ｎbase＜Ｎ≦Ｎtopの範囲との２つの制御範囲に分け、
（Ａ）の制御範囲では、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔref（％）に準拠して流れるｑ軸電流指令Ｉq、ｑ軸電流指令Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd、トルク指令比例成分のｄ軸電流指令Id1の関係を、Ｉ q1 変換器によりＩq＝Ｉq1＝Ｉqmax×（Ｔref／１００）［Ｉqmaxは、１００％定格時のｑ軸電流指令Ｉq］と定め、Ｉ q を出力し、Ｉ d1 変換器によりＩd＝Ｉd1＝Ｋd1×Ｉq［ただし、Ｋd1は比例定数］と定め、Ｉ d1 を出力し、
（Ｂ）の制御範囲では、前述のｑ軸電流指令Ｉq、Ｉq1、ｄ軸電流指令Ｉd1の関係に加え、同期電動機端子電圧ＶMを抑制させるためのｄ軸電流指令Ｉd0を、Ｉ d0 演算器によりＩd0＝Ｋd2×Ｋd3×（Ｎ−Ｎbase）／（Ｎtop−Ｎbase）［ただし、Ｋd2 は比例定数、Ｋd3は変数］と定め、Ｉ d0 ＝を出力し、ｄ軸電流指令Ｉdを、加算器によりＩd＝Ｉd0＋Ｉd1と定めて出力し、ベクトル制御を行う同期電動機制御装置において、
インバータパワー部を駆動する際に入力されるＲＵＮ信号と、電流検出器によって検出される電流と、速度演算器から出力される速度フィードバック信号とを入力し、前記ＲＵＮ信号がアクティブの場合、前記電流検出器によって検出される電流からトルクを演算して、そのトルクの変動に基づいて前記同期電動機が加速中であるか否かを判定し、前記同期電動機が加速中であると判定した場合、前記変数Ｋ d3 を前記速度フィードバック信号が示す回転速度Ｎに比例した値にして、前記Ｉ d0 演算器に設定する加速判定器を有することを特徴とする同期電動機制御装置。 - 前記比例定数Ｋd1、Ｋd2 が負数（−）であり、制御対象となる前記同期電動機が、直軸（ｄ軸）インダクタンスＬdが、横軸（ｑ軸）インダクタンスＬqよりも小さいＬq＞Ｌdとなる突極性を有する永久磁石同期電動機である、請求項１記載の同期電動機制御装置。
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