JP2010136498A - 可変磁束モータドライブシステム - Google Patents

Abstract

【課題】磁石磁束を可変に制御できる可変磁束モータを適用し、Ｑ軸電流の追従性を優先した電流制御系を構築して磁束精度の劣化や過渡トルクの発生を防止する可変磁束モータドライブシステムを提供する。
【解決手段】低保持力の永久磁石である可変磁石を有する可変磁束モータ１と、可変磁束モータ１を駆動するとともに可変磁石の磁束を制御するための磁化電流を供給するインバータ４と、必要とされる磁化電流に基づくＤ軸電流指令を出力する磁化電流指令演算部１７と、可変磁束モータ１に対して必要とされるトルクに基づいて必要なＱ軸電流を算出し、Ｑ軸電流指令を出力するＱ軸電流指令演算部と、Ｄ軸電流指令に基づいてＤ軸電流を制御するＤ軸電流制御部と、Ｑ軸電流指令に基づいてＱ軸電流を制御するＱ軸電流制御部とを備え、Ｑ軸電流制御部は、Ｄ軸電流制御部におけるＤ軸電流指令に対するＤ軸電流の追従性よりも、Ｑ軸電流指令に対するＱ軸電流の追従性が高くなるように設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、可変磁石を有する可変磁束モータとこの可変磁束モータを駆動するインバータを備えた可変磁束モータドライブシステムに関する。

従来の誘導電動機（ＩＭモータ）に代わり、効率に優れ、小型化や低騒音化も期待できる永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）が普及し始めている。例えば、鉄道車両や電気自動車向けの駆動モータとしてＰＭモータが利用されるようになってきている。

ＩＭモータは、磁束自体をステータからの励磁電流によって作り出すため、励磁電流を流すことによる損失が発生する技術的な問題点がある。

他方、ＰＭモータは、ロータに永久磁石を備え、その磁束を利用してトルクを出力するモータであるので、このようなＩＭモータの抱える問題はない。しかしながら、ＰＭモータは、その永久磁石のために回転数に応じた誘起電圧（逆起電圧）が発生する。鉄道車両や自動車など、回転範囲が広い応用分野では、最高回転数において生じる誘起電圧によって、ＰＭモータを駆動制御するインバータが（過電圧によって）破壊しないことが条件となる。この条件を満たすためには、インバータの耐圧を十分に高いものとするか、あるいは逆に、モータに備える永久磁石の磁束を制限する必要がある。前者は、電源側への影響もあり、後者を選択することが多い。その場合の磁束量を、ＩＭモータの磁束量（ＩＭモータの場合には励磁電流によって作りだすギャップ磁束量）と比較すると、１：３程度になるケースもある。この場合、同一のトルクを発生させるためには、磁束量の小さいＰＭモータでは、大きな（トルク）電流を流す必要がある。したがって、低速域において、同一トルクを出力する電流をＩＭモータとＰＭモータとで比較した場合に、ＰＭモータは、より大きな電流を流す必要がある。

このため、ＩＭモータと比べて、ＰＭモータを駆動するインバータの電流容量は増加する。さらに、一般に低速ではインバータ内のスイッチング素子のスイッチング周波数が高く、発生する損失は電流値に依存して増大することから、ＰＭモータでは低速で大きな損失と発熱が生じることになる。

電車などは走行風によって冷却を期待することもあり、低速時に大きな損失が生じることになれば、冷却能力を向上させる必要性からインバータ装置が大型化してしまう。また逆に、誘起電圧が高い場合、弱め界磁制御を行うことになるが、そのときは、励磁電流を重畳することで効率が低下してしまう。

このようにＰＭモータは、磁石を内在するが故のメリットとデメリットがある。モータとしてはそのメリットの分が大きく、損失低減や小型化につながる面もあるが、一方では電車や電気自動車など可変速制御の場合には、従来のＩＭモータに比べて効率の悪い動作点も存在する。また、インバータにとっては電流容量が増大し、損失も増大することから、装置サイズが大きくなる。システムの効率自体は、モータ側が支配的であるため、ＰＭモータの適用によって総合効率は改善するが、一方ではインバータのサイズが増加することがシステムのデメリットとなり、好ましくない。

しかしながら、どのような装置・製品でも、通常、トルク及び回転数の異なる複数の運転モードを有する。このように異なる条件下においては、一定の永久磁石磁束を用いた従来のＰＭモータは、その全ての条件に対して最適な状態を維持するのは困難であり、システムの効率低下や騒音等の問題を生じる。

これに対し、インバータによる電流によって磁石磁束を可変にすることが可能な可変磁束ドライブシステムがある。このシステムは、永久磁石の磁束量を変化させることができるため、従来の磁石固定のＰＭモータドライブシステムに比べて効率の向上が期待できる。また、磁石が不要な際は磁束量を小さくすることで誘起電圧を極力抑制することも可能である。

特許文献１には、可変磁石であることによるトルク精度の劣化の抑制や磁化処理に伴う過渡トルクの抑制を図り、システム全体の効率を向上し広い速度範囲に対応できる可変磁束ドライブシステムが記載されている。この可変磁束ドライブシステムは、インバータからの磁化電流によって磁束を可変させて可変磁石を磁化させる可変磁束制御部と、トルク指令生成部からのトルク指令に基づくＤＱ軸電流基準と可変磁束制御部からのＤＱ軸磁化電流指令とを切り替える切替器と、可変磁束制御部に対し所定の条件が成立したときに可変磁石を磁化させる要求を発生する磁化要求生成部と、切替器からのトルク指令に基づくＤＱ軸電流基準またはＤＱ軸磁化電流指令に基づいてインバータを制御するためのゲート指令を生成するゲート指令生成部とを備えている。

この可変磁束ドライブシステムは、特定の条件にて磁化処理を行うようにしているので、トルクショックや損失の発生やインバータを構成するスイッチング素子のストレスを必要最小限に抑制することが可能となる。さらに、この可変磁束ドライブシステムは、インバータ始動時及びインバータ停止時に磁化を行っているが、このとき、トルク指令を零に設定することによりＱ軸電流が零となるため、磁化のためにＤ軸方向に過大な電流を流したとしても、過渡トルクの発生を極力抑えることができる。また、トルクがかかった状態においても、当該可変磁束ドライブシステムは、磁化処理の際にＤ軸電流とともにＱ軸電流も磁化電流として流すことによって、過渡トルクを低減できる。
特開２００８−２９１４８号公報

可変磁石と固定磁石とを組み合わせた可変磁束モータドライブシステムは、定常電流に比べて過大な磁化電流を流すため、損失や発熱、トルクショック等が生じるおそれがあり、これらを低減するために瞬時に磁化することが要求される。したがって、可変磁束モータドライブシステムにおいて用いられる磁化電流を流すための電流制御器は、高速に応答させる必要があり、電流指令に対する追従性が損なわれる場合がある。

磁化時には、流した磁化電流に依存して磁石磁束が変化するため、所望する磁石磁束に変化させるためには、精度の高い電流応答が必要とされる。しかしながら、上述したように電流指令に対する追従性が損なわれると、意図しない磁石磁束に変化することがある。この場合には、トルクが変動し、あるいは制御が不安定化する等の問題が生じる。

ここで、磁化電流とは、ＤＱ軸電流のうちＤ軸電流のことを指す。これは、磁石磁束に対する影響がＤ軸電流の方が大きいことによる。しかしながら、近年、Ｑ軸電流も磁石磁束に影響を与えることがわかってきている。図１３は、従来の可変磁束モータドライブシステムにおいて電流位相角に対する無負荷電圧を示す図である。図１３は、以下に示す手順で試験をした結果であり、Ｑ軸電流が磁石磁束に影響を与えることを示している。

１． 一定の磁化電流を与えて、増磁をさせる。

２．所定の大きさを有するとともに（Ｄ軸からの）位相角を変えたＤＱ軸電流を流す。ここで、電流位相角が０［ｄｅｇ］のときは、Ｑ軸電流Ｉｑ＝０であり、Ｄ軸電流Ｉｄ＝所定値Ｉ１である。一方、電流位相角が９０［ｄｅｇ］のときは、Ｑ軸電流Ｉｑ＝所定値Ｉ１であり、Ｄ軸電流Ｉｄ＝０である
３．２において流した電流を零にする。

４．所定の回転数で、無負荷電圧を計測する。

無負荷電圧は、磁石磁束×回転数で示される。ところが、回転数は一定であるため、図１３において計測された無負荷電圧は、磁石磁束に相当する状態量である。図１３に示すように、電流位相角が小さいとき（すなわちＤ軸電流が大きく、Ｑ軸電流が小さいとき）には、高い無負荷電圧（すなわち磁石磁束）が維持される。一方、電流位相角が９０［ｄｅｇ］付近（すなわちＤ軸電流が０近傍で、Ｑ軸電流が大きいとき）の場合には、無負荷電圧（すなわち磁石磁束）は低下しており、Ｑ軸電流が磁石磁束に影響を与えていることがわかる。なお、図１３の結果は、Ｑ軸電流が磁化のときに影響を与えるというものではなく、定常的にＱ軸電流を流すと磁石磁束に影響を与えることを示すものである。

また、電流位相角を０［ｄｅｇ］から９０［ｄｅｇ］に変化させるに際し、Ｄ軸電流が減少しているが、当該Ｄ軸電流の減少は、磁石磁束に影響を与えない。一旦Ｄ軸電流を流して磁石磁束が決定された後は、さらに大きなＤ軸電流を流すか又は逆方向にＤ軸電流を流さないかぎり、磁石磁束は変化しないからである。

したがって、Ｑ軸電流の追従性は、磁石磁束の精度に対して重要な因子であり、追従性が悪い場合には磁石磁束の精度に悪影響がある。さらに、Ｑ軸電流の誤差は、そのままトルクとなることから、磁化時の過渡トルクの要因となる。短時間に磁化させるために電流の応答性を上げると、電流の追従性は劣化する。特に問題となるのは、Ｑ軸電流がその指令値に対して誤差を持つことにより、磁束精度が劣化し、あるいはトルクが生じることである。

本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、磁石磁束を可変に制御できる可変磁束モータを適用し、Ｑ軸電流の追従性を優先した電流制御系を構築して磁束精度の劣化や過渡トルクの発生を防止する可変磁束モータドライブシステムを提供することを課題とする。

上記課題を解決するために、本発明に係る可変磁束モータドライブシステムは、低保持力の永久磁石である可変磁石を有する永久磁石電動機と、前記永久磁石電動機を駆動するとともに前記可変磁石の磁束を制御するための磁化電流を供給するインバータと、前記可変磁石の磁束軸方向をＤ軸とした場合に、必要とされる前記磁化電流に基づくＤ軸電流指令を出力するＤ軸電流指令演算部と、前記Ｄ軸に直交する方向をＱ軸とした場合に、前記永久磁石電動機に対して必要とされるトルクに基づいて必要なＱ軸電流を算出し、Ｑ軸電流指令を出力するＱ軸電流指令演算部と、前記Ｄ軸電流指令演算部により出力されたＤ軸電流指令に基づいてＤ軸電流を制御するＤ軸電流制御部と、前記Ｑ軸電流指令演算部により出力されたＱ軸電流指令に基づいてＱ軸電流を制御するＱ軸電流制御部とを備え、Ｑ軸電流制御部は、Ｄ軸電流制御部におけるＤ軸電流指令に対するＤ軸電流の追従性よりも、Ｑ軸電流指令に対するＱ軸電流の追従性が高くなるように設定されていることを特徴とする。

本発明によれば、磁石磁束を可変に制御できる可変磁束モータを適用し、Ｑ軸電流の追従性を優先した電流制御系を構築して磁束精度の劣化や過渡トルクの発生を防止することができる。

以下、本発明の可変磁束モータドライブシステムの実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１の可変磁束モータドライブシステムの構成を示すブロック図である。図１を説明する前に、永久磁石同期電動機としての可変磁束モータについて説明する。

可変磁束モータ４のイメージを図２に示す。ステータ側は従来のモータと同様と考えてよい。ロータ５１側には永久磁石として、磁性体の磁束密度が固定の固定磁石ＦＭＧと、磁性体の磁束密度が可変の可変磁石ＶＭＧとがある。従来のＰＭモータは、前者の固定磁石ＦＭＧのみであるのに対して、本可変磁束モータ４の特徴は、可変磁石ＶＭＧが備わっていることにある。

ここで固定磁石や可変磁石について、説明を加える。永久磁石とは、外部から電流などを流さない状態において磁化した状態を維持するものであって、いかなる条件においてもその磁束密度が厳密に変化しないというわけではない。従来のＰＭモータであっても、インバータなどにより過大な電流を流すことで減磁したり、あるいは逆に着磁したりする。よって、永久磁石とは、その磁束量が一定不変なものではなく、通常の定格運転中に近い状態ではインバータ等から供給される電流によって磁束密度が概ね変化しないもののことを指す。一方、前述の磁束密度が可変である永久磁石、つまり、可変磁石とは、上記のような運転条件においてもインバータ等で流し得る電流によって磁束密度が変化するものを指す。

このような可変磁石は、磁性体の材質や構造に依存して、ある程度の範囲で設計が可能である。例えば、最近のＰＭモータは、残留磁束密度Ｂｒの高いネオジム（ＮｄＦｅＢ）磁石を用いることが多い。この磁石の場合、残留磁束密度Ｂｒが１．２Ｔ程度と高いため、大きなトルクを小さい装置サイズにて出力可能であり、モータの高出力小型化が求められるハイブリッド車ＨＥＶや電車には好適である。従来のＰＭモータの場合、通常の電流によって減磁しないことが要件であるが、このネオジム磁石（ＮｄＦｅＢ）は約１０００ｋＡ／ｍの非常に高い保持力Ｈｃを有しているので、ＰＭモータ用に最適な磁性体である。ＰＭモータ用には、残留磁束密度が大きく、保磁力の大きい磁石が選定されるためである。

ここで、残留磁束密度が高く、保持力Ｈｃの小さいアルニコＡｌＮｉＣｏ（Ｈｃ＝６０〜１２０ｋＡ／ｍ）やＦｅＣｒＣｏ磁石（Ｈｃ＝約６０ｋＡ／ｍ）といった磁性体を可変磁石とする。通常の電流量（インバータによって従来のＰＭモータを駆動する際に流す程度の電流量という意味）によって、ネオジム磁石の磁束密度（磁束量）はほぼ一定であり、アルニコＡｌＮｉＣｏ磁石などの可変磁石の磁束密度（磁束量）は可変となる。厳密に言えば、ネオジム磁石は可逆領域で利用しているため、微小な範囲で磁束密度が変動するが、インバータ電流がなくなれば当初の値に戻る。他方、可変磁石は不可逆領域まで利用するため、インバータ電流がなくなっても当初の値にならない。

図２は、可変磁束モータ４を、簡単なイメージとしてモデル化したものである。同図において、可変磁石ＶＭＧであるアルニコ磁石の磁束量も、Ｄ軸方向の量が変動するだけで、Ｑ軸方向はほぼ０である。

図３は、可変磁束モータ４の具体的な構成例を示している。回転子（ロータ）５１は、回転子鉄心５２中に、ネオジム磁石（ＮｄＦｅＢ）などの高保磁力の永久磁石５４とアルニコ磁石（ＡｌＮｉＣｏ）などの低保磁力の永久磁石５３とを組み合わせて配置した構成である。可変磁石ＶＭＧである低保磁力永久磁石５３は、回転子鉄心５２の磁極部５５の両側に、それぞれ隣接する磁極部５５との境界域に径方向に配置してある。固定磁石ＦＭＧである高保磁力磁石５４は、回転子鉄心５２の磁極部５５において径に直交する方向に配置してある。この構造により、可変磁石ＶＭＧである低保磁力永久磁石５３はＱ軸方向とその磁化方向が直交するため、Ｑ軸電流の影響を受けず、Ｄ軸電流によって磁化される。

図４は、固定磁石と可変磁石のＢＨ特性（磁束密度−磁化特性）を例示している。また、図５は、図４の第２象限のみを定量的に正しい関係にて示したものである。ネオジム磁石とアルニコ磁石の場合、それらの残留磁束密度Ｂｒ１，Ｂｒ２には有意差はないが、保磁力Ｈｃ１，Ｈｃ２については、ネオジム磁石（ＮｄＦｅＢ）のＨｃ２に対し、アルニコ磁石（ＡｌＮｉＣｏ）のＨｃ１は１／１５〜１／８、ＦｅＣｒＣｏ磁石のＨｃ１は１／１５になる。

従来のＰＭモータドライブシステムにおいて、インバータの出力電流による磁化領域は、ネオジム磁石（ＮｄＦｅＢ）の保磁力より十分に小さく、その磁化特性の可逆範囲で利用されている。しかしながら、可変磁石は、保磁力が上述のように小さいため、インバータの出力電流の範囲において、不可逆領域（電流を０にしても、電流印加前の磁束密度Ｂに戻らない）での利用が可能で、磁束密度（磁束量）を可変にすることができる。

可変磁束モータ４の動特性の等価簡易モデルを、（１）式に示す。同モデルは、Ｄ軸を磁石磁束方向、Ｑ軸をＤ軸に直行する方向として与えたＤＱ軸回転座標系上のモデルである。

ここに、Ｒ１：巻線抵抗、Ｌｄ：Ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：Ｑ軸インダクタンス、Φｆｉｘ：固定磁石の磁束量、Φｖａｒ：可変磁石の磁束量、ω１：インバータ周波数である。

図１に示す可変磁束モータドライブシステムは、直流電力を交流電力に変換するインバータ１、電流検出器２、直流電源３、可変磁束モータ４、座標変換部５、ＰＷＭ回路６、座標変換部７、擬似微分器８、トルク指令生成部９、電圧指令演算部１０、電流基準演算部１１、磁束指令演算部１２、磁化要求生成部１４、ゲート指令生成部１５、運転指令生成部１６、磁化電流指令演算部１７、及び回転角度センサ１８で構成されている。

ここで、この可変磁束モータドライブシステムは、主回路と制御回路とに分けることができる。直流電源３、インバータ１、可変磁束モータ４、モータ電流を検出するための電流検出器２、及び可変磁束モータ４の回転角度を検出するための回転角度センサ１８は、主回路を構成するものとする。また、座標変換部５、ＰＷＭ回路６、座標変換部７、擬似微分器８、トルク指令生成部９、電圧指令演算部１０、電流基準演算部１１、磁束指令演算部１２、磁化要求生成部１４、ゲート指令生成部１５、運転指令生成部１６、及び磁化電流指令演算部１７は、制御回路を構成するものとする。

可変磁束モータ４は、本発明の永久磁石電動機に対応し、低保持力の永久磁石である可変磁石（例えばアルニコ磁石）を有する。

インバータ１は、可変磁束モータ４を駆動する。すなわち、インバータ１は、直流電源３からの直流電力を交流電力に変換し、可変磁束モータ４に供給する。可変磁束モータ４に供給される電流Ｉｕ，Ｉｗは、電流検出器２により検出され、座標変換部７に入力され、この座標変換部７でＤ軸電流Ｉｄ、Ｑ軸電流Ｉｑに変換され、電圧指令演算部１０に入力される。また、インバータ１は、可変磁束モータ４の有する可変磁石の磁束を制御するための磁化電流を供給する。

直流電源３は、インバータ１に直流電力を供給する二次電池でもよい。本発明を電気自動車等に適用する場合には、直流電源３は、二次電池であると考えられる。

また、可変磁束モータ４のロータ回転角度は、回転角度センサ１８により検出され、座標変換部５，７、及び擬似微分器８に出力される。疑似微分器８は、入力されたロータ回転角度θを微分することによりインバータ周波数ω１を算出し、電圧指令演算部１０や磁束指令演算部１２、磁化要求生成部１４に出力する。

次に、制御回路について説明する。ここでの入力は、運転指令Ｒｕｎ^＊である。この運転指令Ｒｕｎ^＊は、可変磁束モータ４に対する運転要求であり、適切な手段により出力される。

運転指令生成部１６は、入力された運転指令Ｒｕｎ^＊に基づいて運転状態フラグＲｕｎを生成して出力する。基本的には、運転指令Ｒｕｎ^＊が入った場合（Ｒｕｎ^＊＝１）に、運転状態フラグＲｕｎを運転状態（Ｒｕｎ＝１）にし、運転指令が停止を指示した場合（Ｒｕｎ^＊＝０）では、運転状態フラグＲｕｎを停止状態（Ｒｕｎ＝０）にする。

また、運転指令生成部１６は、トルクをかける許可するトルク許可フラグＴｒｑＯＮを生成する（ＴｒｑＯＮ＝１でトルクをかけ、ＴｒｑＯＮ＝０はトルクをかけない）。運転指令Ｒｕｎ^＊が「０」から「１」になった場合には、まず磁化処理が行われる。トルク許可フラグＴｒｑＯＮは、この磁化が完了してから、初めて「１」になる（磁化が完了してからトルクを立ち上げる）。

逆に、運転指令Ｒｕｎ^＊が「１」から「０」、すなわち、運転停止を指示した場合、まず、トルク許可フラグＴｒｑＯＮ＝０にして、トルク指令Ｔｍ^＊を零まで絞り、その後に、運転状態フラグＲｕｎを停止状態（Ｒｕｎ＝０）にする。

トルク指令生成部９は、トルク許可フラグＴｒｑＯＮ＝０の場合には、目標値を零にしたトルク指令Ｔｍ^＊、ＴｒｑＯＮ＝１の場合には所望なトルクになるようなトルク指令Ｔｍ^＊を生成する。その過渡状態については、トルク指令の変化率を制限してもよいし、１次系で応答させてもよく、アプリケーションに依存するものである。場合によっては、ステップ状に変化させるようにしてもよい。

ゲート指令生成部１５は、運転状態フラグＲｕｎが入力されると、インバータ１に内在するスイッチング素子へのゲート指令Ｇｓｔを生成出力する。ゲート指令生成部１５では、運転状態フラグＲｕｎが停止（＝０）から運転（＝１）に変わる場合、即時に、ゲートスタート（Ｇｓｔ＝１）とし、運転状態フラグＲｕｎが運転（＝１）から停止（＝０）に変わる場合、所定時間が経過した後に、ゲートオフ（Ｇｓｔ＝０）にするように作用するものである。この所定時間経過した後にゲートオフするのは、後述のように、可変磁石５３を所定値に磁化してフリーランさせたいことによるものである。

磁束指令演算部１２は、入力された運転状態フラグＲｕｎとインバータ周波数ω１、すなわち、ロータ回転周波数ωR（本実施例では、回転角度センサ（レゾルバ）１８付きの制御となっているため、回転センサ１８で検出した角度を疑似微分器８で微分したロータ回転周波数をインバータ出力周波数として利用している）を入力として、磁束指令φ^＊を例えば、次式のように生成出力する。

Ｉｆ（Ｒｕｎ＝＝０）
φ^＊＝φｍｉｎ
Ｅｌｓｅ ｉｆ（｜ω１｜＜ωＡ）
φ^＊＝φｍａｘ
Ｅｌｓｅ
φ^＊＝φｍｉｎ …（２）
ここで、φｍｉｎは、可変磁束モータとして取り得る最小磁束量（＞０）であり、φｍａｘは、可変磁束モータとして取り得る最大磁束量であり、ωＡは、所定の回転周波数である。

すなわち、運転状態フラグＲｕｎが停止の場合（Ｒｕｎ＝０）には、磁束指令φ^＊を最小φｍｉｎにして、運転状態（Ｒｕｎ＝１）であって回転周波数ωＲが所定値より低い場合には磁束指令φ^＊を最大φｍａｘとし、また、速度が所定値より高い場合には磁束指令φ^＊を最小φｍｉｎとする。

磁化部であるインバータ１は、磁束指令演算部１２により生成された磁束指令に応じた磁化電流を供給して可変磁石の磁束を制御する。

電流基準演算部１１は、入力されたトルク指令Ｔｍ^＊と磁束指令φ^＊とに基づき、Ｄ軸電流基準ＩｄＲとＱ軸電流基準ＩｑＲを次式のように演算する。

ＩｄＲ＝０ …（３）
ＩｑＲ＝Ｔｍ^＊／φ^＊ …（４）
ここで、（３）式及び（４）式は、可変磁束モータ４のリラクタンストルクを用いないことを想定した演算式（モータ極対数＝１）である。Ｄ軸インダクタンスＬｄＱ軸インダクタンスＬｑとの差異ΔＬがある突極形モータであっても、差異のない非突極形のモータであってもよい。

しかしながら、効率の最適化や所定電流での最大出力を考える場合、リラクタンストルクを考慮することが有効である。この場合、例えば、次式のように演算できる。

ＩｑＲ＝（−φ^＊＋√（φ^＊２−４×（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｋ×Ｔｍ^＊）／｛２×（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｋ｝ …（５）
ＩｄＲ＝Ｋ×ＩｑＲ …（６）
ここで、KはＤ軸電流とＱ軸電流の比率であり、前述の効率最適化や最大出力など用途によって変わる値である。最適化を図るためには関数となり、その引数としてはトルクや速度など様々である。一般には、簡易的な近似やテーブル化して用いる。

磁化要求生成部１４は、磁束指令φ^＊が変化した場合、あるいは運転状態フラグＲｕｎが変化した場合に、磁化要求フラグＦＣｒｅｑを「１」とし、それ以外では「０」とするものである。なお、運転状態フラグＲｕｎが変化する状態とは、インバータが始動するとき、停止するとき、保護で停止するとき等が考えられる。

磁化電流指令演算部１７は、磁束指令演算部１２により出力された磁束指令φ^＊に基づき、必要な磁化電流を計算し、磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊を生成して出力する。一般に、磁化電流は、可変磁石の現在に至るまでの過去の磁化の履歴に依存するものである。したがって、磁化電流指令演算部１７は、例えば、過去の磁化履歴と要求する磁束とを入力とするテーブル情報を有し、そのテーブル情報を参照して磁化電流を算出する。その後、磁化電流指令演算部１７は、算出した磁化電流に基づく磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊を出力する。

なお、磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊は、後述する磁化モード電圧指令演算部１３内においてＤ軸電流指令Ｉｄ^＊となる。したがって、磁化電流指令演算部１７は、本発明のＤ軸電流指令演算部に対応し、可変磁石の磁束軸方向をＤ軸とした場合において、必要とされる磁化電流に基づくＤ軸電流指令Ｉｄ^＊を出力する。

電圧指令演算部１０は、電流基準演算部１１により演算されたＤ軸電流基準ＩｄＲとＱ軸電流基準ＩｑＲとに基づき、当該基準にＤ軸電流Ｉｄ及びＱ軸電流Ｉｑが一致するように電流が流れるように、ＤＱ軸電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊を演算して生成する。その際、電圧指令演算部１０は、電流偏差にＰＩ制御を施し、ＤＱ軸電圧指令を求める。

ここで、磁化する際には、磁化部であるインバータ１は、可変磁束モータ４に過大な磁化電流を短時間で精度良く流すことが必要である。上述した電圧指令演算部１０によるＰＩ制御は、応答性が十分でなく、可変磁束モータ４に過大な磁化電流を短時間で精度良く流すことが困難となることも考えられる。そこで、電圧指令演算部１０は、例えば、磁化電流指令演算部１７により算出された磁化電流に基づき、それぞれのＤ軸電流Ｉｄ、Ｑ軸電流Ｉｑが一致するように、例えば、ヒステリシスコンパレータ方式等の瞬時比較制御方式を利用して、ＤＱ軸電圧指令を算出することもできる。

なお、磁化要求生成部１４により磁化要求フラグＦＣＲｅｑが立っている場合には、電圧指令演算部１０は、磁化電流指令演算部１７により生成された磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊に基づき、当該指令にＤ軸電流Ｉｄ及びＱ軸電流Ｉｑが一致する電流が流れるように、ＤＱ軸電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊を演算して生成する。

電圧指令演算部１０の具体的な構成は、後述する。

座標変換部５は、電圧指令演算部１０により出力されたＤ軸電圧指令Ｖｄ^＊、Ｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊を三相の電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に座標変換し、ＰＷＭ回路６に出力する。ＰＷＭ回路６は、ゲート指令生成部１５により出力されたゲート指令Ｇｓｔ、及び入力された三相の電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に基づき、インバータ１のスイッチング素子をオンオフ制御する。

図６は、本発明の実施例１の可変磁束モータドライブシステムの電圧指令演算部１０の詳細な構成を示すブロック図である。図６に示すように、電圧指令演算部１０は、通常モード電圧指令演算部２０、磁化モード電圧指令演算部１３、及び切替器１９から構成され、インバータ１から出力される電圧に対するＤＱ軸電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を出力する。

通常モード電圧指令演算部２０は、通常運転時において、電流基準演算部１１の出力であるＤＱ軸電流指令ＩｄＲ、ＩｑＲに一致するように、第１のＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊を演算するものであり、モータモデルに基づくフィードフォワード項やフィードバック演算等を用いて、第１のＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊を演算する。

磁化モード電圧指令演算部１３は、磁化時において可変磁束モータ４の永久磁石の磁束を変化させるための第２のＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を演算する。

切替器１９は、通常モード電圧指令演算部２０から出力された第１のＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊と、磁化モード電圧指令演算部１３から出力された第２のＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊とのいずれを出力するかを選択して切り替える。具体的には、切替器１９は、通常時にはＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊を選択してＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊として出力し、磁化時においては磁化モード電圧指令演算部１３により磁化モードに切り替えられ、ＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を選択してＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊として出力する。

図７は、本発明の実施例１の電圧指令演算部１０内における磁化モード電圧指令演算部１３の詳細な構成を示すブロック図である。図７に示すように、磁化モード電圧指令演算部１３は、減算器２１、比例制御器２２、Ｄ軸ＦＦ電圧演算部２３、加算器２４、減算器２５、比例制御器２６、Ｑ軸ＦＦ電圧演算部２７、加算器２８、磁束シミュレータ２９、及びＱ軸電流指令演算部３０から構成され、ＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を演算して出力する。

減算器２１、比例制御器２２、及びＤ軸ＦＦ電圧演算部２３は、本発明のＤ軸電流制御部を構成し、磁化電流指令演算部１７により出力されたＤ軸電流指令Ｉｄ^＊に基づいてＤ軸電流を制御する。

減算器２１は、磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊に基づくＤ軸電流指令Ｉｄ^＊と実際のＤ軸電流Ｉｄとの差（Ｄ軸電流偏差）を算出して比例制御器２２に出力する。

比例制御器２２は、本発明の第１比例制御器に対応し、減算器２１により算出されたＤ軸電流指令Ｉｄ^＊と実際のＤ軸電流Ｉｄとの差に対して比例ゲインＫｐ＿Ｄを乗じる。

磁束シミュレータ２９は、実際に流れた磁化電流（Ｄ軸電流Ｉｄ）に基づき、その時点での磁束量をシミュレータで予測するとともに、予測した磁束量φ_ｓｉｍｕを出力する。

Ｑ軸電流指令演算部３０は、Ｄ軸に直交する方向をＱ軸とした場合に、可変磁束モータ４に対して必要とされるトルクに基づいて必要なＱ軸電流を算出し、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊を出力する。具体的には、Ｑ軸電流指令演算部３０は、予測される磁束量量φ_ｓｉｍｕとＤ軸電流Ｉｄとに基づき、実トルクがトルク指令Ｔｍ^＊に一致するようにＱ軸電流指令Ｉｑ^＊を演算する。

Ｄ軸ＦＦ電圧演算部２３は、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とＤ軸電流Ｉｄとに基づき、Ｄ軸フィードフォワード電圧ＶｄＦＦを演算して出力する。具体的には、Ｄ軸フィードフォワード電圧ＶｄＦＦは、例えば以下のようにして求められる。

ＶｄＦＦ＝Ｒ×Ｉｄ^＊−ωＬｑＩｑ^＊ …（７）
加算器２４は、Ｄ軸電流偏差に比例ゲインＫｐ＿Ｄを乗じた値とＤ軸フィードフォワード電圧ＶｄＦＦとを加算し、Ｄ軸電圧指令Ｖｄ２^＊として出力する。

減算器２５、比例制御器２６、及びＱ軸ＦＦ電圧演算部２７は、本発明のＱ軸電流制御部を構成し、Ｑ軸電流指令演算部３０により出力されたＱ軸電流指令Ｉｑ^＊に基づいてＱ軸電流を制御する。

減算器２５は、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊と実際のＱ軸電流Ｉｑとの差（Ｑ軸電流偏差）を算出して比例制御器２６に出力する。

比例制御器２６は、本発明の第２比例制御器に対応し、減算器２５により算出されたＱ軸電流指令Ｉｑ^＊と実際のＱ軸電流Ｉｑとの差に対して比例ゲインＫｐ＿Ｑを乗じる。

Ｑ軸ＦＦ電圧演算部２７は、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とＤ軸電流Ｉｄと磁束量φ_ｓｉｍｕとに基づき、Ｑ軸フィードフォワード電圧ＶｑＦＦを演算して出力する。具体的には、Ｑ軸フィードフォワード電圧ＶｑＦＦは、例えば以下のようにして求められる。

ＶｑＦＦ＝Ｒ×Ｉｑ^＊＋ωＬｄＩｄ^＊＋ωφ_ｓｉｍｕ …（８）
加算器２８は、Ｑ軸電流偏差に比例ゲインＫｐ＿Ｑを乗じた値とＱ軸フィードフォワード電圧ＶｑＦＦとを加算し、Ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^＊として出力する。

減算器２５、比例制御器２６、及びＱ軸ＦＦ電圧演算部２７により構成されるＱ軸電流制御部は、Ｄ軸電流制御部におけるＤ軸電流指令Ｉｄ^＊に対するＤ軸電流Ｉｄの追従性よりも、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊に対するＱ軸電流Ｉｑの追従性が高くなるように設定されている。具体的には、比例制御器２６は、比例制御器２２よりも高いゲインを有する。すなわち、比例ゲインは、Ｋｐ＿Ｄ＜Ｋｐ＿Ｑと設定されている。ＤＱ軸とも比例制御により電流制御されているが、上述したように比例ゲインを設定することにより、Ｑ軸電流制御部は、Ｄ軸電流制御よりも高い追従性を有する。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。まずは、磁化を必要としない通常モードについて説明する。ここでの入力は、運転指令Ｒｕｎ^＊である。運転指令生成部１６は、入力された運転指令Ｒｕｎ^＊に基づいて運転状態フラグＲｕｎを生成して出力するとともに、トルクをかける許可するトルク許可フラグＴｒｑＯＮを生成して出力する。

トルク指令生成部９は、トルク許可フラグＴｒｑＯＮ＝０の場合には、目標値を零にしたトルク指令Ｔｍ^＊、ＴｒｑＯＮ＝１の場合には所望なトルクになるようなトルク指令Ｔｍ^＊を生成する。

ゲート指令生成部１５は、運転状態フラグＲｕｎが入力されると、インバータ１に内在するスイッチング素子へのゲート指令Ｇｓｔを生成出力する。

磁束指令演算部１２は、入力された運転状態フラグＲｕｎとインバータ周波数ω１とに基づき、磁束指令φ^＊を生成出力する。

電流基準演算部１１は、トルク指令生成部９により出力されたトルク指令Ｔｍ^＊と磁束指令演算部１２により出力された磁束指令φ^＊とに基づき、Ｄ軸電流基準ＩｄＲとＱ軸電流基準ＩｑＲを演算する。

電圧指令演算部１０は、電流基準演算部１１により演算されたＤ軸電流基準ＩｄＲとＱ軸電流基準ＩｑＲとに基づき、当該基準にＤ軸電流Ｉｄ及びＱ軸電流Ｉｑが一致するように電流が流れるように、ＤＱ軸電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊を演算して生成する。

ここでは、磁化を必要としない通常モードであるため、磁化要求生成部１４による磁化要求フラグＦＣＲｅｑは立っていない。したがって、電圧指令演算部１０内の通常モード電圧指令演算部２０は、電流基準演算部１１の出力であるＤＱ軸電流指令ＩｄＲ、ＩｑＲに一致するように、第１のＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊を演算して出力する。

切替器１９は、通常時であるため、ＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊を選択してＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊として外部に出力する。

座標変換部５は、電圧指令演算部１０により出力されたＤ軸電圧指令Ｖｄ^＊、Ｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊を三相の電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に座標変換し、ＰＷＭ回路６に出力する。ＰＷＭ回路６は、ゲート指令生成部１５により出力されたゲート指令Ｇｓｔ、及び入力された三相の電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に基づき、インバータ１のスイッチング素子をオンオフ制御する。

次に、磁化を必要とする場合について説明する。図８は、磁化を行う際の可変磁束モータドライブシステムの各部の状態を示すタイムチャート図である。時刻ｔ_０までは、上述した磁化を必要としない場合の動作と同じである。

磁束指令演算部１２は、入力された運転状態フラグＲｕｎとインバータ周波数ω１とに基づき、可変磁石の目標とする磁束値を演算して、磁束値に対応した磁束指令φ^＊を生成する。ここで、磁化を必要とする運転状態が選択されているため、磁束指令演算部１２は、時刻ｔ_０において磁束指令φ^＊の値を増加させる。

時刻ｔ_０において、磁化要求生成部１４は、磁束指令φ^＊が変化した等の事情により磁化が必要であると判断し、磁化要求フラグＦＣＲｅｑを立てる。すなわち、磁化要求生成部１４は、Ｈ（ハイ）状態の磁化要求フラグＦＣＲｅｑとして電圧指令演算部１０に出力する。その際、磁化要求生成部１４は、Ｈ（ハイ）状態の磁化要求フラグＦＣＲｅｑを出力するのは一瞬でよく、その後は、磁化要求フラグＦＣＲｅｑをＬ（ロー）状態に戻して出力する。

電圧指令演算部１０内の磁化モード電圧指令演算部１３は、磁化要求フラグＦＣＲｅｑがＨ状態で入力されると、磁化モードフラグＭＡＧｍｏｄｅを立て、切替器１９にＨ（ハイ）状態の磁化モードフラグＭＡＧｍｏｄｅを出力する。これにより、切替器１９は、磁化モードに切り替えられ、ＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を選択してＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊として出力する。なお、この磁化モードフラグＭＡＧｍｏｄｅは、磁化の完了する時刻ｔ_２までＨ（ハイ）の状態を維持する。

磁化電流指令演算部１７は、磁束指令演算部１２により出力された磁束指令φ^＊に基づき、必要な磁化電流を計算し、磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊を生成して出力する。また、磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊は、磁化モード電圧指令演算部１３内においてＤ軸電流指令Ｉｄ^＊となる。

ここで、磁化電流指令演算部１７は、磁化を必要とする磁束指令φ^＊が入力されているため、時刻ｔ_０から時刻ｔ_２までの間において、磁束指令φ^＊の値に応じた値を有する磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊を出力する。磁化電流Ｉｄは、その時刻における値から磁化電流目標値であるＩｍａｇ^＊に向けて漸増する。なお、磁石磁束φは、時刻ｔ_０−ｔ_１間において、Ｄ軸電流増加に基づく磁化により増加する。

電圧指令演算部１０内の磁化モード電圧指令演算部１３は、可変磁束モータ４の永久磁石の磁束を変化させるための第２のＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を演算して出力することにより、磁石磁束が磁束指令φ^＊に一致するまで磁化電流を流す。

その後、磁化モード電圧指令演算部１３は、磁化電流を減少させて、通常運転に移行させる。この間（時刻ｔ_０−ｔ_２間）を磁化モードと呼び、「モード状態ＭＡＧｍｏｄｅ＞０」を磁化モードと定義する。一方、通常モード（時刻ｔ_０以前あるいは時刻ｔ_２以降）は、「モード状態ＭＡＧｍｏｄｅ＝０」と定義する。即ち、通常モードは、通常運転する運転モードである。磁化モードには、磁化フェーズと移行フェーズがある。磁化フェーズ（時刻ｔ_０−ｔ_１間）は、磁束を変化させるために、磁化電流を増加させる。移行フェーズ（時刻ｔ_１−ｔ_２間）は、磁束変化が完了したときに、磁化電流を減少させて通常モードへの移行を行う。ここで、磁化とは、磁化モード、すなわち、磁化フェーズと移行フェーズとの両フェーズを合わせて指すと定義する。磁化モード電圧指令演算部１３は、磁化の際（モード状態ＭＡＧｍｏｄｅ＞０）、トルク変動が生じないように電圧指令を演算するものである。

磁化モード電圧指令演算部１３内のＱ軸電流指令演算部３０は、予測される磁束量量φ_ｓｉｍｕとＤ軸電流Ｉｄとに基づき、実トルクがトルク指令Ｔｍ^＊に一致するようにＱ軸電流指令Ｉｑ^＊を演算する。Ｑ軸電流の追従性は、上述したように、磁石磁束の精度に対して重要な因子であり、追従性が悪い場合には磁石磁束の精度に悪影響がある。さらに、Ｑ軸電流の誤差は、そのままトルクとなることから、磁化時の過渡トルクの要因となる。

本実施例において、減算器２５、比例制御器２６、及びＱ軸ＦＦ電圧演算部２７により構成されるＱ軸電流制御部は、Ｄ軸電流制御部におけるＤ軸電流指令Ｉｄ^＊に対するＤ軸電流Ｉｄの追従性よりも、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊に対するＱ軸電流Ｉｑの追従性が高くなるように設定されている。具体的には、比例制御器２６は、比例制御器２２よりも高いゲインを有する。

ＤＱ軸とも比例制御により電流制御されているが、上述したように比例ゲインを設定することにより、Ｑ軸電流制御部は、Ｄ軸電流制御よりも高い追従性を有する。したがって、Ｑ軸電流は、磁化時においてＤ軸電流よりも電流指令に対して高い追従性を示し、従来のようなＱ軸電流の低い追従性に起因する磁石磁束の精度悪化を回避することができる。

電圧指令演算部１０は、磁化電流指令演算部１７により生成されたＤ軸電流指令Ｉｄ^＊とＱ軸電流指令Ｉｑ^＊とに基づき、当該指令にＤ軸電流Ｉｄ及びＱ軸電流Ｉｑが一致して電流が流れるように、ＤＱ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算して生成する。

なお、電流基準演算部１１は、時刻ｔ_０において、トルク指令生成部９により出力されたトルク指令Ｔｍ＊と磁束指令演算部１２により出力された磁束指令φ^＊とに基づき、Ｄ軸電流基準ＩｄＲとＱ軸電流基準ＩｑＲとを演算する。Ｄ軸電流ＩｄとＱ軸電流Ｉｑとは、磁化が完了した際に（時刻ｔ_２）、それぞれＤ軸電流基準ＩｄＲとＱ軸電流基準ＩｑＲとに一致するように制御される。

電圧指令演算部１０は、座標変換部７により出力されたＤ軸電流Ｉｄが磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊に達すると（時刻ｔ_１）、通常制御への移行フェーズとし、磁化電流Ｉｄを、その時刻（ｔ_１）におけるＤ軸電流Ｉｄの値から通常運転時の目標値に向けて漸減させる。また、この間にも、過渡トルクが生じないように、Ｑ軸電流を適正に流す。

次に、電圧指令演算部１０は、座標変換部７により出力されたＤ軸電流Ｉｄと電流基準演算部１１により出力されたＤ軸電流基準ＩｄＲとを監視し、Ｄ軸電流ＩｄがＤ軸電流基準ＩｄＲに達すると（時刻ｔ_２）、磁化モードフラグＭＡＧｍｏｄｅをＬ（ロー）に落とす。

本実施例の可変磁束モータドライブシステムは、以上の動作をもって磁化が完了し、時刻ｔ_２以降は通常モード（通常制御）になる。通常制御においては、上述した磁化を必要としない場合と同様であり、電圧指令演算部１０は、電流基準演算部１１により演算されたＤ軸電流基準ＩｄＲとＱ軸電流基準ＩｑＲとに基づき、当該基準にＤ軸電流Ｉｄ及びＱ軸電流Ｉｑが一致するように電流が流れるように、ＤＱ軸電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊を演算して生成する。

その他の作用は、上述した磁化を必要としない場合と同様であり、重複した説明を省略する。

上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係る可変磁束モータドライブシステムによれば、磁石磁束を可変に制御できる可変磁束モータ４を適用し、Ｑ軸電流の追従性を優先した電流制御系を構築して磁束精度の劣化や過渡トルクの発生を防止することができる。

すなわち、比例ゲインを調節してＱ軸電流制御がＤ軸電流制御よりも高い追従性を有するように電流制御系を構築することにより、本発明に係る可変磁束モータドライブシステムは、従来のようなＱ軸電流の低い追従性に起因する磁石磁束の精度悪化を回避することができる。

図９は、従来の可変磁束モータドライブシステムにおける各部の電圧電流波形を示す図である。この場合において、磁化モード電圧指令演算部１３内の構成は、図７に示す本発明の磁化モード電圧指令演算部１３と同様であるが、比例制御器２２と比例制御器２６とは、同一のゲインを有する。すなわち、比例ゲインは、Ｋｐ＿Ｄ＝Ｋｐ＿Ｑと設定されている。

図９に示すように、測定時におけるトルク指令Ｔｍ^＊は０［Ｎｍ］であるため、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊は０［Ａ］である。しかしながら、Ｑ軸電流Ｉｑは、磁化時において追従性が低いため、指令値に対する誤差が生ずる。この誤差は、上述したように磁束精度の劣化や過渡トルクの発生を招いてしまう。

図１０は、本発明の実施例１の可変磁束モータドライブシステムにおける各部の電圧電流波形を示す図である。この場合において、磁化モード電圧指令演算部１３内の比例制御器２６は、比例制御器２２よりも高いゲインを有する。図１０に示す場合においては、比例ゲインは、Ｋｐ＿Ｄ×５＝Ｋｐ＿Ｑと設定されている。

図１０に示す測定時において、トルク指令Ｔｍ^＊は図９の場合と同様に０［Ｎｍ］であるため、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊は０［Ａ］である。しかしながら、Ｑ軸電流Ｉｑは、磁化時においてＤ軸電流Ｉｄよりも追従性が高いため、指令値に対する誤差が小さい。したがって、本実施例の磁束可変モータドライブシステムは、Ｑ軸電流の指令値に対する誤差が小さいことにより、磁束精度の劣化や過渡トルクの発生を防止することができる。

また、本実施例の可変磁束モータドライブシステムは、上述したように比例制御器２２と比例制御器２６とが有する比例ゲインの値を調節することのみにより目的を達成することができるため、容易に実現可能であるとともに大きな効果をもたらすことができる。

図１１は、本発明の実施例２の可変磁束モータドライブシステムの磁化モード電圧指令演算部１３の詳細な構成を示すブロック図である。実施例１の構成と異なる点は、積分制御器３１と加算器３２とが設けられている点である。

減算器２１、比例制御器２２、及びＤ軸ＦＦ電圧演算部２３は、実施例１と同様に本発明のＤ軸電流制御部を構成し、磁化電流指令演算部１７により出力された磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊に基づいて比例制御によりＤ軸電流を制御する。

一方、減算器２５、比例制御器２６、Ｑ軸ＦＦ電圧演算部２７、及び積分制御器３１は、本発明のＱ軸電流制御部を構成し、Ｑ軸電流指令演算部３０により出力されたＱ軸電流指令Ｉｑ^＊に基づいて比例積分制御によりＱ軸電流を制御する。

積分制御器３１は、減算器２５により算出されたＱ軸電流指令Ｉｑ^＊と実際のＱ軸電流Ｉｑとの差に対して積分ゲインＫｉ＿Ｑを乗じ、その値に対してラプラス演算子ｓで除する。

加算器３２は、比例制御器２６の算出結果と積分制御器３１の算出結果とを加算し、加算器２８に対して出力する。

減算器２５、比例制御器２６、Ｑ軸ＦＦ電圧演算部２７、及び積分制御器３１により構成されるＱ軸電流制御部は、実施例１と同様に、Ｄ軸電流制御部におけるＤ軸電流指令Ｉｄ^＊に対するＤ軸電流Ｉｄの追従性よりも、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊に対するＱ軸電流Ｉｑの追従性が高くなるように設定されている。これは、Ｑ軸電流制御部が比例積分制御を採用し、Ｄ軸電流制御部が比例制御を採用しているからである。

なお、従来の可変磁束モータドライブシステムには、ＤＱ軸の両方に比例積分制御を採用した構成を有するものもあるが、本実施例の可変磁束モータドライブシステムは、敢えてＤ軸側を比例制御のみにすることにより、Ｑ軸側の制御を優先させて追従性を高くしている。これにより、本実施例の可変磁束モータドライブシステムは、磁束精度の劣化や過渡トルクの発生を防止することができる。

その他の構成は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。磁化を必要としない通常モードについては、実施例１と同様であるため説明を省略する。また、磁化を必要とする磁化モードについても、磁化モード電圧指令演算部１３以外における作用は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。

電圧指令演算部１０内の磁化モード電圧指令演算部１３は、可変磁束モータ４の永久磁石の磁束を変化させるための第２のＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を演算して出力することにより、磁石磁束が磁束指令φ^＊に一致するまで磁化電流を流す。その後、磁化モード電圧指令演算部１３は、磁化電流を減少させて、通常運転に移行させる。

磁化モード電圧指令演算部１３内のＱ軸電流指令演算部３０は、予測される磁束量量φ_ｓｉｍｕとＤ軸電流Ｉｄとに基づき、実トルクがトルク指令Ｔｍ^＊に一致するようにＱ軸電流指令Ｉｑ^＊を演算する。Ｑ軸電流の追従性は、上述したように、磁石磁束の精度に対して重要な因子であり、追従性が悪い場合には磁石磁束の精度に悪影響がある。さらに、Ｑ軸電流の誤差は、そのままトルクとなることから、磁化時の過渡トルクの要因となる。

本実施例において、減算器２５、比例制御器２６、Ｑ軸ＦＦ電圧演算部２７、及び積分制御器３１により構成されるＱ軸電流制御部は、実施例１と同様に、Ｄ軸電流制御部におけるＤ軸電流指令Ｉｄ^＊に対するＤ軸電流Ｉｄの追従性よりも、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊に対するＱ軸電流Ｉｑの追従性が高くなるように設定されている。これは、Ｑ軸電流制御部が比例積分制御を採用しているのに対し、Ｄ軸電流制御部が実施例１と同様に比例制御を採用しているからである。

したがって、Ｑ軸電流は、磁化時においてＤ軸電流よりも電流指令に対して高い追従性を示し、従来のようなＱ軸電流の低い追従性に起因する磁石磁束の精度悪化を回避することができる。

その他の作用は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。なお、磁化を行う際における本実施例の可変磁束モータドライブシステムの各部の状態は、実施例１で説明した図８に示すタイムチャートと同様である。

上述のとおり、本発明の実施例２の形態に係る可変磁束モータドライブシステムによれば、実施例１と同様の効果を有する。本実施例の可変磁束モータドライブシステムは、Ｄ軸電流制御を行う際に比例制御を採用し、Ｑ軸電流制御を行う際に比例積分制御を採用した構成とするのみであるため、例えばＤ軸電流制御部及びＱ軸電流制御部がＣＰＵ等により構成されている場合には、内部のソフトウェアの変更のみでよく、容易に実現可能であるとともに大きな効果をもたらすことができる。

なお、Ｑ軸電流制御部によるＱ軸電流制御の追従性をより高めるために、実施例２の構成に加えて、磁化モード電圧指令演算部１３内の比例制御器２６は、比例制御器２２よりも高いゲインを有する構成としてもよい。

次に、本発明の実施例３の可変磁束モータドライブシステムについて説明する。本実施例の構成は、実施例１の可変磁束モータドライブシステムの構成と基本的に同様である。ただし、磁化モード電圧指令演算部１３内の構成について異なる点があるため、図７を参照して以下説明する。

図７に示すように、磁化モード電圧指令演算部１３は、減算器２１、比例制御器２２、Ｄ軸ＦＦ電圧演算部２３、加算器２４、減算器２５、比例制御器２６、Ｑ軸ＦＦ電圧演算部２７、加算器２８、磁束シミュレータ２９、及びＱ軸電流指令演算器３０から構成され、ＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を演算して出力する。

減算器２１、比例制御器２２、及びＤ軸ＦＦ電圧演算部２３は、本発明のＤ軸電流制御部を構成し、磁化電流指令演算部１７により出力されたＤ軸電流指令Ｉｄ^＊に基づいてＤ軸電流を制御する。

減算器２１は、本発明のＤ軸電流偏差算出部に対応し、磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊に基づくＤ軸電流指令Ｉｄ^＊と実際のＤ軸電流Ｉｄとの偏差であるＤ軸電流偏差を算出して比例制御器２２に出力する。

比例制御器２２は、本発明の第１比例制御器に対応し、減算器２１により算出されたＤ軸電流指令Ｉｄ^＊と実際のＤ軸電流Ｉｄとの差に対して比例ゲインＫｐ＿Ｄを乗じる。

減算器２５、比例制御器２６、及びＱ軸ＦＦ電圧演算部２７は、本発明のＱ軸電流制御部を構成し、Ｑ軸電流指令演算部３０により出力されたＱ軸電流指令Ｉｑ^＊に基づいてＱ軸電流を制御する。

減算器２５は、実施例１と異なり、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊と実際のＱ軸電流Ｉｑとの差（Ｑ軸電流偏差）を算出するのみならず、１以上の重み係数を乗じる。すなわち、減算器２５は、本発明のＱ軸電流偏差算出部に対応し、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とＱ軸電流Ｉｑとの偏差である第１Ｑ軸電流偏差を算出するとともに、第１Ｑ軸電流偏差に１以上の重み係数を乗じて第２Ｑ軸電流偏差を算出する。

なお、重み係数を乗じる部分は、減算器２５とは別に設けられた構成であってもよい。その場合には、減算器２５は、実施例１と同一の動作を行う。

Ｄ軸電流制御部とＱ軸電流制御部とは、Ｄ軸電流偏差と第２Ｑ軸電流偏差とからなる電流偏差ベクトルの大きさが小さくなるようにインバータ１の出力電圧を制御する。ＤＱ軸電流制御の詳細な動作については、後述する。

減算器２５、比例制御器２６、及びＱ軸ＦＦ電圧演算部２７により構成されるＱ軸電流制御部は、Ｄ軸電流制御部におけるＤ軸電流指令Ｉｄ^＊に対するＤ軸電流Ｉｄの追従性よりも、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊に対するＱ軸電流Ｉｑの追従性が高くなるように設定されている。これは、減算器２５が１以上の重み係数を乗じる構成であるからである。したがって、比例制御器２６は、実施例１のように比例制御器２２よりも高いゲインを有する必要は無い。

その他の構成は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。磁化を必要としない通常モードについては、実施例１と同様であるため説明を省略する。また、磁化を必要とする磁化モードについても、磁化モード電圧指令演算部１３以外における作用は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。

図１２は、本実施例の可変磁束モータドライブシステムにおける電圧・電流ベクトルを示す座標図である。図１２中に記載された円は、インバータ１が出力可能な電圧の範囲を出力電圧リミットとして示すものである。すなわち、出力電圧リミット内において、インバータ１は自由に電圧を出力できる。なお、出力電圧リミットは、インバータ１が出力可能な最大電圧か、あるいは故意に最大電圧よりも小さいレベルに設定するものである。

図１２において、磁化モードに切り替った時点でのＤＱ軸電流は、Ｉｄｑである。また、磁化電流指令演算部１７は、磁束指令演算部１２により出力された磁束指令φ^＊に基づき、必要な磁化電流を計算し、磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊を生成して出力し、当該磁化電流指令Ｉｍａｇ^＊に基づくＤ軸電流指令Ｉｄ^＊が磁化モード電圧指令演算部１３内に入力される。さらに、Ｑ軸電流指令演算部３０は、予測される磁束量量φ_ｓｉｍｕとＤ軸電流Ｉｄとに基づき、実トルクがトルク指令Ｔｍ^＊に一致するようにＱ軸電流指令Ｉｑ^＊を演算して出力する。これらのＤ軸電流指令Ｉｄ^＊とＱ軸電流指令Ｉｑ^＊とによるＤＱ軸平面上のベクトルがＤＱ軸電流指令Ｉｄｑ^＊である。

ＤＱ軸電流偏差ベクトルΔＩ１は、ΔＩ１＝Ｉｄｐ^＊−Ｉｄｑで計算される。このＤＱ軸電流偏差ベクトルΔＩ１は、Ｄ軸電流偏差算出部である減算器２１により算出されたＤ軸電流偏差と、Ｑ軸電流偏差算出部である減算器２５により算出された第１Ｑ軸電流偏差とをＤＱ軸上にとることで表される。

さらに、減算器２５は、上述したように、第１Ｑ軸電流偏差に１以上の重み係数を乗じて第２Ｑ軸電流偏差を算出する。ＤＱ軸電流偏差ベクトルΔＩ２は、減算器２１により算出されたＤ軸電流偏差と、減算器２５により算出された第２Ｑ軸電流偏差とをＤＱ軸上にとることで表される。

このＤＱ軸電流偏差ベクトルΔＩ２は、Ｑ軸の追従性を上げるためにＱ軸偏差に重み付け（重み係数Ｋ＝１以上）をしたものである。ここで、ΔＩ１＝（ΔＩｄ，ΔＩｑ）とすると、ΔＩ２＝（ΔＩｄ，Ｋ×ΔＩｑ）である。

一方、Ｄ軸ＦＦ電圧演算部２３は、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とＤ軸電流Ｉｄとに基づき、Ｄ軸フィードフォワード電圧ＶｄＦＦを演算して出力する。また、Ｑ軸ＦＦ電圧演算部２７は、Ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とＤ軸電流Ｉｄと磁束量φ_ｓｉｍｕとに基づき、Ｑ軸フィードフォワード電圧ＶｑＦＦを演算して出力する。これらの演算結果より、ＤＱ軸上におけるフィードフォワード電圧ＶｄｑＦＦのベクトルは、図１２のように表される。

Ｄ軸電流制御部とＱ軸電流制御部とは、所定の出力電圧基準（フィードフォワード電圧ＶｄｑＦＦ）を基点に、電流偏差ベクトルΔＩ２方向にインバータ１の出力電圧を補償する。具体的には、比例制御器２２と比例制御器２６とは、重み付けされた電流偏差ベクトルΔＩ２をＧ倍した値を比例ゲインとして乗じる。したがって、比例ゲインＫｐ＿Ｄは、Ｋｐ＿Ｄ＝Ｇ×ΔＩｄとなる。また、比例ゲインＫｐ＿Ｑは、Ｋｐ＿Ｑ＝Ｇ×Ｋ×ΔＩｑとなる。

最終的に磁化モード電圧指令演算部１３から出力される出力電圧指令Ｖｄｑ２^＊は、フィードフォワード電圧ＶｄｑＦＦを基点にして、重み付けされた電流偏差ベクトルΔＩ２をＧ倍して演算されたものとなる。

比例制御器２２と比例制御器２６とは、ＤＱ軸出力電圧指令Ｖｄｑ２^＊＝（Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊）が、出力電圧リミット上にくるように、ゲインＧを決定する。すなわち、比例制御器２２と比例制御器２６とは、ゲインＧを決定するために、フィードフォワード電圧ＶｄｑＦＦの情報と、ＤＱ軸電流偏差ベクトルΔＩ２の情報と、出力電圧リミットの情報を予め各部から得ているものとする。

本実施例の可変磁束モータドライブシステムは、図示されないリミット算出部を備えている。このリミット算出部は、インバータ１により可能な出力電圧の大きさの範囲（出力電圧リミット）を算出する。

比例制御器２２と比例制御器２６とは、リミット算出部から出力電圧リミットの情報を得て、ゲインＧを決定する。言い換えれば、Ｄ軸電流制御部とＱ軸電流制御部とは、インバータ１の出力電圧を補償する際に、リミット算出部により算出された範囲内に出力電圧が制限されるように補償量を決定する。

その他の作用は、実施例２と同様であり、重複した説明を省略する。

上述のとおり、本発明の実施例３の形態に係る可変磁束モータドライブシステムによれば、以上説明したように磁化モード電圧指令演算部１３が動作することにより、Ｄ軸電流の偏差よりもＱ軸電流の偏差が重視される構成となり、Ｑ軸電流の追従性を向上することができる。したがって、本実施例の可変磁束モータドライブシステムは、実施例１，２と同様に、Ｑ軸電流の追従性を優先した電流制御系を構築して磁束精度の劣化や過渡トルクの発生を防止することができる。

一般的に、磁化を最短で行うためには、可能な範囲で最大の電圧をインバータ１から出力する必要がある。そこで、Ｄ軸電流制御部とＱ軸電流制御部とは、出力電圧リミット上に出力電圧指令Ｖｄｑ２^＊が来るようにゲインＧを決定することにより、可能な限り最短時間の磁化を可能にすることができる。ゲインＧを決定する際に、Ｑ軸方向に重み付けされた電流偏差ベクトルΔＩ２を使用しているため、Ｑ軸電流制御部は、Ｄ軸電流の追従性よりもＱ軸電流の追従性が高くなるように設定された構成を有するといえる。

本発明に係る可変磁束モータドライブシステムは、固定磁石と可変磁石とを有する可変磁束モータを駆動する可変磁束モータドライブシステムに利用可能である。

本発明の実施例１の形態の可変磁束モータドライブシステムの構成を示すブロック図である。 可変磁束モータの簡易モデル図である。 本発明の実施例１の形態の可変磁束モータドライブシステムで使用される可変磁束モータの断面図である。 本発明の実施例１の形態の可変磁束モータドライブシステムで使用される可変磁束モータのＢＨ特性図である。 種々の材料の永久磁石のＢＨ特性図である。 本発明の実施例１の形態の可変磁束モータドライブシステムの電圧指令演算部の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１の形態の可変磁束モータドライブシステムの電圧指令演算部内における磁化モード電圧指令演算部の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１の形態の可変磁束モータドライブシステムの磁化を行う際における各部の状態を示すタイムチャート図である。 従来の可変磁束モータドライブシステムにおける各部の電圧電流波形を示す図である。 本発明の実施例１の形態の可変磁束モータドライブシステムにおける各部の電圧電流波形を示す図である。 本発明の実施例２の形態の可変磁束モータドライブシステムの磁化モード電圧指令演算部の詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施例３の形態の可変磁束モータドライブシステムにおける電圧・電流ベクトルを示す座標図である。 従来の可変磁束モータドライブシステムにおいて電流位相角に対する無負荷電圧を示す図である。

符号の説明

１ インバータ
２ 電流検出器
３ 直流電源
４ 可変磁束モータ
５ 座標変換部
６ ＰＷＭ回路
７ 座標変換部
８ 擬似微分器
９ トルク指令生成部
１０ 電圧指令演算部
１１ 電流基準演算部
１２ 磁束指令演算部
１３ 磁化モード電圧指令演算部
１４ 磁化要求生成部
１５ ゲート指令生成部
１６ 運転指令生成部
１７ 磁化電流指令演算部
１８ 回転角度センサ
１９ 切替器
２０ 通常モード電圧指令演算部
２１ 減算器
２２ 比例制御器
２３ Ｄ軸ＦＦ電圧演算部
２４ 加算器
２５ 減算器
２６ 比例制御器
２７ Ｑ軸ＦＦ電圧演算部
２８ 加算器
２９ 磁束シミュレータ
３０ Ｑ軸電流指令演算部
３１ 積分制御器
３２ 加算器
５１ 回転子
５２ 回転子鉄心
５３ 低保磁力永久磁石
５４ 高保磁力永久磁石
５５ 鉄心の磁極部

Claims (6)

1. 低保持力の永久磁石である可変磁石を有する永久磁石電動機と、
   前記永久磁石電動機を駆動するとともに前記可変磁石の磁束を制御するための磁化電流を供給するインバータと、
   前記可変磁石の磁束軸方向をＤ軸とした場合に、必要とされる前記磁化電流に基づくＤ軸電流指令を出力するＤ軸電流指令演算部と、
   前記Ｄ軸に直交する方向をＱ軸とした場合に、前記永久磁石電動機に対して必要とされるトルクに基づいて必要なＱ軸電流を算出し、Ｑ軸電流指令を出力するＱ軸電流指令演算部と、
   前記Ｄ軸電流指令演算部により出力されたＤ軸電流指令に基づいてＤ軸電流を制御するＤ軸電流制御部と、
   前記Ｑ軸電流指令演算部により出力されたＱ軸電流指令に基づいてＱ軸電流を制御するＱ軸電流制御部とを備え、
   Ｑ軸電流制御部は、Ｄ軸電流制御部におけるＤ軸電流指令に対するＤ軸電流の追従性よりも、Ｑ軸電流指令に対するＱ軸電流の追従性が高くなるように設定されていることを特徴とする可変磁束モータドライブシステム。
2. 前記Ｄ軸電流制御部は、前記Ｄ軸電流指令と実際のＤ軸電流との差に対してゲインを乗じる第１比例制御器を有し、
   前記Ｑ軸電流制御部は、前記Ｑ軸電流指令と実際のＱ軸電流との差に対してゲインを乗じる第２比例制御器を有し、
   前記第２比例制御器は、前記第１比例制御器よりも高いゲインを有することを特徴とする請求項１記載の可変磁束モータドライブシステム。
3. 前記Ｄ軸電流制御部は、比例制御によりＤ軸電流を制御し、
   前記Ｑ軸電流制御部は、比例積分制御によりＱ軸電流を制御することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の可変磁束モータドライブシステム。
4. 前記Ｄ軸電流制御部は、前記Ｄ軸電流指令とＤ軸電流との偏差であるＤ軸電流偏差を算出するＤ軸電流偏差算出部を有し、
   前記Ｑ軸電流制御部は、前記Ｑ軸電流指令とＱ軸電流との偏差である第１Ｑ軸電流偏差を算出するとともに前記第１Ｑ軸電流偏差に１以上の重み係数を乗じて第２Ｑ軸電流偏差を算出するＱ軸電流偏差算出部を有し、
   前記Ｄ軸電流制御部と前記Ｑ軸電流制御部とは、前記Ｄ軸電流偏差と前記第２Ｑ軸電流偏差とからなる電流偏差ベクトルの大きさが小さくなるように前記インバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の可変磁束モータドライブシステム。
5. 前記Ｄ軸電流制御部と前記Ｑ軸電流制御部とは、所定の出力電圧基準を基点に前記電流偏差ベクトル方向に前記インバータの出力電圧を補償することを特徴とする請求項４記載の可変磁束モータドライブシステム。
6. 前記インバータにより可能な出力電圧の大きさの範囲を算出するリミット算出部を備え、
   前記Ｄ軸電流制御部と前記Ｑ軸電流制御部とは、前記インバータの出力電圧を補償する際に、前記リミット算出部により算出された範囲内に前記出力電圧が制限されるように補償量を決定することを特徴とする請求項４又は請求項５記載の可変磁束モータドライブシステム。

Images