WO2015199104A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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WO2015199104A1
WO2015199104A1 PCT/JP2015/068117 JP2015068117W WO2015199104A1 WO 2015199104 A1 WO2015199104 A1 WO 2015199104A1 JP 2015068117 W JP2015068117 W JP 2015068117W WO 2015199104 A1 WO2015199104 A1 WO 2015199104A1
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WO
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phase
motor
power
current
lost
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PCT/JP2015/068117
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English (en)
French (fr)
Inventor
勝洋 星野
慎吾 西口
利貞 三井
和人 大山
宮崎　英樹
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
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Publication date
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Priority to JP2016529615A priority patent/JP6194113B2/ja
Priority to EP15812091.5A priority patent/EP3163743B1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems in the prior art. Its main purpose is to suppress the pulsation of the drive torque generated by the motor when one of the phases is lost during the motor drive in the motor drive device that controls the drive of the independent winding type multi-phase motor. While continuing to drive the motor.
  • the motor driving device controls the driving of a multi-phase motor in which the electric windings of each phase are provided independently of each other, and the DC power supplied through the DC bus is supplied to the multi-phase motor.
  • An inverter circuit that converts the alternating current power into an electric winding of each phase, and a controller for controlling the inverter circuit, and the controller includes any phase in the alternating current power.
  • the phase difference between the currents flowing through the normal-phase electric element windings is adjusted so that the AC powers of the other normal phases excluding the phase that has lost phase cancel each other.
  • a motor driving device that controls driving of an independent winding type multi-phase motor, when any phase is lost during driving of the motor, pulsation of driving torque generated by the motor is suppressed. It is possible to continue driving the motor.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the structure of the motor drive device which concerns on the 1st Embodiment of this invention. It is a figure which shows the example of arrangement
  • FIG. 1 It is a figure which shows the example of a waveform of the induced voltage, electric current, and electric power of each phase in the motor at the normal time. It is a figure which shows the waveform example of the induced voltage of each phase in a motor, the electric current, and electric power in the case of not performing phase adjustment of an electric current when a W phase is missing. It is a figure which shows the waveform example of the induced voltage of each phase, the electric current, and electric power in a motor at the time of performing the phase adjustment of an electric current when a W phase has lost phase. It is a figure which shows the waveform of the U-phase electric current after phase adjustment and the V-phase electric current when a W phase is missing.
  • FIG. 11 is a diagram showing magnetomotive force vectors in the motor corresponding to the electrical angles A to G shown in FIG. 10.
  • a motor drive device it is a figure which shows a mode that the bridge circuit of W phase among inverter circuits failed. It is a figure which shows the DC voltage and the induced voltage of a W phase when the rotation speed of a motor is comparatively low. It is a figure which shows the DC voltage and W phase induced voltage when the rotation speed of a motor is more than a fixed value. It is a figure which shows the electric current path in the bridge circuit of the W phase at the time of an off failure.
  • a motor drive device it is a figure which shows an electric current path
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive device 200 according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor driving device 200 is connected to a motor 100 used for a hybrid vehicle (HEV), an electric vehicle (EV), and the like, and controls driving of the motor 100.
  • the motor driving device 200 includes a DC power supply 201, a smoothing capacitor 202, a controller 203, and an inverter circuit 210.
  • the motor 100 is an independent winding type six-wire three-phase AC motor having three-phase electric element windings 102a, 102b, and 102c corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively. These armature windings 102a to 102c are provided independently of each other.
  • the motor driving device 200 can drive the motor 100 by independently controlling the currents flowing through the armature windings 102a to 102c.
  • a magnetic pole position detector 110 that detects the magnetic pole position ⁇ of the motor 100 is attached to the output shaft 105 of the motor 100. The detection result of the magnetic pole position ⁇ by the magnetic pole position detector 110 is output to the controller 203.
  • DC power supply 201 supplies DC power to inverter circuit 210 via DC buses 201a and 201b.
  • a secondary battery such as a lithium ion battery can be used.
  • the smoothing capacitor 202 is for suppressing the fluctuation
  • the controller 203 outputs drive signals Gu, Gv, and Gw to the bridge circuits 210a, 210b, and 210c of each phase that the inverter circuit 210 has.
  • the controller 203 can control the inverter circuit 210 by operating the bridge circuits 210a, 210b, and 210c according to the drive signals Gu, Gv, and Gw, respectively.
  • the inverter circuit 210 has full-bridge bridge circuits 210a, 210b and 210c corresponding to the U phase, the V phase and the W phase, respectively.
  • Each bridge circuit 210 a, 210 b, 210 c has four IGBTs 221 that function as switching elements for the upper and lower arms, and four diodes 222 provided in parallel with each IGBT 221.
  • each IGBT 221 performs a switching operation according to the drive signals Gu, Gv, and Gw from the controller 203.
  • the DC power supplied from the DC power supply 201 is converted into three-phase AC power, and the electric windings of the respective phases of the motor 100 via the AC output lines 120 of the respective phases from the bridge circuits 210a, 210b, 210c. 102a, 102b, and 102c, respectively.
  • Each phase AC output line 120 is provided with a current sensor 130 for detecting each current flowing in the electric windings 102a, 102b, 102c of the motor 100.
  • the current values i u , i v , i w of each phase detected by the current sensor 130 are output to the controller 203.
  • the controller 203 performs a predetermined current control calculation based on the current values i u , i v , i w of each phase input from the current sensor 130 and the magnetic pole position ⁇ input from the magnetic pole position detector 110. And output drive signals Gu, Gv, Gw for each phase based on the calculation result.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an arrangement example of the armature windings 102 a, 102 b, 102 c in the motor 100.
  • the armature windings 102a, 102b, and 102c are mechanically shifted by 120 ° so that the phase difference of the waveform of the induced voltage of each phase becomes 120 ° in electrical angle. It is arranged on the stator.
  • the motor windings 102a, 102b, and 102c are provided independently of each other in the motor 100, and are different from the Y-connection and ⁇ -connection structures in the conventional general three-phase balanced motor. .
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the structure of the motor 100.
  • the motor 100 includes a stator core 101 to which a plurality of armature windings 102 are attached, and a rotor core 103 that is fixed to the output shaft 105 and has a plurality of permanent magnets 104 attached to the surface. It is a surface magnet type motor constituted.
  • Each of the armature windings 102 corresponds to one of the armature windings 102a, 102b, 102c in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing how the flux linkage, the induced voltage, and the inductance change in the motor 100 having the structure shown in FIG.
  • the interlinkage magnetic flux of the U phase is ⁇ u
  • the induced voltage is e u
  • the self-inductance is L u
  • the mutual inductance between the U phase and the V phase is M uv
  • the self-inductance L u and the mutual inductance M uv are constant regardless of the electrical angle in the structure of FIG. The same applies to the V phase and the W phase.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating another example of the structure of the motor 100.
  • the motor 100 is fixed to the stator core 101 to which the plurality of armature windings 102 are attached and the output shaft 105 as in FIG. 3, and the plurality of permanent magnets 104 are embedded therein.
  • This is an embedded magnet type motor constituted by the rotor core 103.
  • FIG. 6 is a diagram showing how the flux linkage, induced voltage, and inductance change in the motor 100 having the structure shown in FIG.
  • the interlinkage magnetic flux of the U phase is ⁇ u
  • the induced voltage is e u
  • the self-inductance is L u
  • the mutual inductance between the U phase and the V phase is M uv .
  • the self-inductance L u and the mutual inductance M uv change periodically with the electrical angle of 360 ° as two cycles (that is, the electrical angle of 180 ° as one cycle) in the structure of FIG. The same applies to the V phase and the W phase.
  • the voltage equation of the motor 100 using the permanent magnet as shown in FIG. 3 or FIG. 5 is expressed by the following equation (1).
  • v u , v v , v w and i u , i v , i w represent the voltage and current of the U phase, V phase, and W phase, respectively, and R is for one phase.
  • P represents a differential operator.
  • induced voltages e u , e v , e w of each phase, self-inductances L u , L v , L w of each phase, and mutual inductances M uv , M vw , M wu between the phases are Are represented by the following formulas (2), (3), and (4), respectively.
  • ⁇ e represents the electrical angular rotation speed of the motor 100
  • ⁇ m represents the winding flux linkage of the permanent magnet 104.
  • l a denotes the leakage inductance of one phase of the formula (3)
  • L a, L as the mean value and amplitude components of the effective inductance of one phase Represents each.
  • a shaft torque T output from the motor 100 to the output shaft 105 is expressed by the following equation (5).
  • P OUT represents mechanical energy (shaft output) output from the motor 100 to the output shaft 105
  • ⁇ m represents the rotational angular velocity (shaft rotational speed) of the output shaft 105. That is, the shaft torque T is a value obtained by dividing the shaft output P OUT by the shaft rotation speed ⁇ m . Therefore, if the shaft rotational speed ⁇ m and the motor shaft output P OUT are constant values, the shaft torque T is also constant.
  • the shaft output P OUT represented by Expression (6) is equal to a value obtained by subtracting each loss such as copper loss and iron loss from the input power PIN of the motor 100.
  • the input power PIN of the motor 100 is obtained by adding the products of the instantaneous voltages v u , v v , v w of each phase and the instantaneous currents i u , i v , i w as shown in the following formula (7). It is obtained as a value.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating waveform examples of induced voltage, current, and power of each phase in the motor 100 at the normal time.
  • the phase differences between the induced voltages e u , e v , and e w of the respective phases generated in the electric coil windings 102a, 102b, and 102c are all 120 °.
  • the motor driving device 200 is configured so that the currents i u , i v , i w of the respective phases flowing through the electric windings 102a, 102b, 102c have a phase difference of 120 ° from each other, as shown in FIG.
  • the operation timing of the IGBT 221 in each bridge circuit 210a, 210b, 210c is determined.
  • the powers P u , P v , and P w of each phase obtained by the product of the induced voltage and current pulsate at a frequency twice that of the induced voltage and current as shown in FIG. Is 60 °.
  • the input power PIN that is the sum of the three-phase powers P u , P v , and P w is constant as shown in FIG. Therefore, it can be seen that if the induced voltage and the current are sinusoidal waves, no torque pulsation is generated in principle.
  • the induced voltage waveform and current waveform are assumed to be ideal sine waves. However, in actuality, the induced voltage waveform and current waveform include some harmonics, which is ideal. It will not be a sine wave. However, even in this case, the motor drive device 200 can operate the motor 100 with almost no problem by controlling the motor 100 by treating the induced voltage waveform or current waveform as a sine wave.
  • the motor driving device 200 can drive all the phases of the motor 100 to rotate the motor 100 by controlling the torque of the motor 100.
  • an abnormality occurs in the operation of the IGBT 221 in any of the bridge circuits 210a, 210b, 210c, or an abnormality such as a disconnection occurs in the AC output line 120 or the wiring in the motor 100 in any phase. If any phase is lost and energization is impossible, the torque of the motor 100 cannot be appropriately controlled by the same control method as in the normal state.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of waveforms of induced voltage, current, and power in each phase in the motor 100 when the phase of the current is not adjusted when the W phase is lost.
  • the phase difference of the currents i u and the V-phase current i v of U-phase remains normal as well as 120 °.
  • the pulsation occurs at a frequency twice the induced voltage.
  • the controller 203 controls each of the other normal phases excluding the lost phase.
  • the phase difference between the currents flowing through the normal-phase electric windings is adjusted so that the AC powers cancel each other. Thereby, the pulsation of the output torque in the motor 100 is reduced, and the rotation of the motor 100 can be continued.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of waveforms of induced voltage, current, and power in each phase in the motor 100 when the phase of the current is adjusted when the W phase is lost. If the W-phase is open phase, the motor drive device 200 as shown in FIG. 9, by shifting the phase of the current i v of the V-phase in a direction to 60 ° reduced from normal (left direction in the figure), and this Adjustment is performed so that the phase difference from the U phase current i u is 60 °.
  • the current control operation by the control unit 203 performs, to adjust the phase of the V-phase current i v, to be output, in accordance with the the adjusted phase, the bridge circuit 210b of the V-phase from the controller 203
  • the drive signal Gv is output.
  • the valley portions of the U-phase power P peak portions u and the V-phase power P v, and U-phase power P u valleys and V-phase peak portions of the power P v of overlap respectively So that they cancel each other.
  • the input power PIN that is the sum of the three-phase powers P u , P v , and P w can be made constant as shown in FIG. Therefore, the rotation of the motor 100 can be continued while suppressing torque pulsation.
  • the motor driving device can provide each AC power in the normal phase when any phase is lost.
  • Dp 360/2 (nm) (8)
  • n and m are positive integers
  • the phase difference Di (°) of each current flowing through the normal-phase electric element winding may be adjusted so as to satisfy the following equation (9).
  • Di 360 / (nm) -360 / n (9)
  • the motor drive device has an inverter circuit having n bridge circuits according to the number n of phases of the motor to be controlled, and each bridge circuit of the inverter circuit. And a controller for outputting a drive signal.
  • a motor driven by this motor driving device needs to have n independent windings that can be controlled independently of each other, and the current flowing through each independent winding is controlled by the motor driving device.
  • an abnormal operation occurs in the IGBT 221 or the diode 222 in the W-phase bridge circuit 210c, or the wiring in the motor 100 or the AC output line 120 is disconnected, thereby causing a W-phase armature.
  • the motor drive device 200 can perform current control using the remaining normal two-phase electric element windings 102a and 102b.
  • the motor 100 is driven by outputting the current of each phase with a phase difference of 120 degrees, as in the state in which the normal three phases are balanced even when the phase is lost, as described in FIG.
  • a large pulsation occurs in the input power PIN that is a sum of the U-phase instantaneous power Pu and the V-phase instantaneous power Pv .
  • a large torque pulsation occurs in the motor 100.
  • the motor driving device 200 can control the current flowing through the electric windings 102a, 102b, and 102c of each phase of the motor 100 independently of each other.
  • the phases of P u and P v are adjusted so that these peaks and valleys cancel each other.
  • the motor driving apparatus 200 obtains the phase of the induced voltage of each phase based on the magnetic pole position information output from the magnetic pole position detector 110 attached to the output shaft 105 of the motor 100 in the controller 203, and A current control calculation for individually controlling the current phase of each phase is performed on the voltage.
  • the phase difference between the instantaneous powers Pu and Pv is adjusted, and the torque pulsation of the motor 100 is reduced.
  • the current control calculation includes the information on the current value output from the current sensor 130 of each phase attached between the motor driving device 200 and the motor 100, and the magnetic pole position detector attached to the output shaft 105 of the motor 100. 110 is performed using the magnetic pole position information output from 110.
  • the controller 203 outputs drive signals Gu, Gv, and Gw to the IGBTs 221 included in the bridge circuits 210a, 210b, and 210c of the inverter circuit 210 according to the result of the current control calculation.
  • the bridge circuit 210a, 210b, 210c of each phase performs a switching operation according to the drive signals Gu, Gv, Gw, so that the current phase with respect to the induced voltage of each phase can be individually adjusted.
  • FIG. 10 is a diagram showing a waveform of a U-phase current i u and the V-phase current i v, after the phase adjustment when the W-phase is open-phase.
  • FIG. 11 is a diagram showing magnetomotive force vectors in the motor 100 corresponding to the electrical angles A to G shown in FIG.
  • the resultant magnetomotive force F uv generated in the motor 100 at this time is a vector sum of the U-phase magnetomotive force F u and the V-phase magnetomotive force F v as shown in FIG. 11B.
  • the magnetomotive force in the motor 100 changes from A to B of FIG. 11. Comparing A and B in FIG. 11, the size of the U Aioko force F u and V Aioko force F v is changing respectively, for these synthetic magnetomotive force F uv, counterclockwise the same size It turns out that it rotates 30 degrees around.
  • FIG. 11 illustration of the magnetomotive force vector generated for each electrical angle in the range of 210 ° to 360 ° shown in H to M of FIG. 10 is omitted.
  • the value of the U-phase current i u and the V-phase current i v, in these electrical angle is the same as that obtained by inverting the sign of the value of each electrical angle shown respectively in B ⁇ G in FIG. 10. Therefore, similarly to the above, it can be seen that the combined magnetomotive force F uv of the U phase and the V phase at these electrical angles also rotates counterclockwise with the same magnitude.
  • FIG. 11 a two-pole motor having an electrical angle and a mechanical angle that coincide with each other has been described as an example. Similarly, a multi-pole motor having a different electrical angle and a mechanical angle also has an armature as the current value changes. A rotating magnetic field can be generated in the winding.
  • the motor drive device 200 is missing any phase due to an abnormal operation in one of the bridge circuits 210a, 210b, 210c of the inverter circuit 210, or a break in the wiring in the motor 100 or the AC output line 120. If they are in phase, current phase adjustment is performed using the remaining two normal phases, and the motor 100 is driven. As a result, the motor 100 can be driven without generating a large torque pulsation by generating a rotating magnetic field that smoothly rotates in the motor 100.
  • the motor driving device 200 controls the driving of the motor 100 in which the electric windings 102a, 102b, 102c of each phase are provided independently of each other, and is supplied via the DC buses 201a, 201b.
  • the inverter circuit 210 converts the direct current power into three-phase alternating current power and outputs the converted power to the electric windings 102a, 102b, and 102c of each phase, and the controller 203 for controlling the inverter circuit 210.
  • the controller 203 cancels each other AC power in the normal phase other than the phase that has lost phase.
  • the phase difference of each current flowing through the normal-phase electric element winding is adjusted. Since it did in this way, when the phase of one of the phases is lost during the driving of the motor 100, the driving of the motor 100 can be continued while suppressing the pulsation of the driving torque generated by the motor 100.
  • the controller 203 sets the number of phases of the motor 100 as n and the number of phases as m as m.
  • the phase difference of each current flowing through the normal-phase electric coil winding is adjusted so that the normal-phase AC powers cancel each other out when the power phase difference Dp (°) satisfies the above-described equation (8).
  • various multi-phase motors of independent winding type other than the three-phase motors can suppress the pulsation of the drive torque when the phase is lost, and drive the motor. Can continue.
  • the controller 203 adjusts the phase difference Di (°) of each current flowing through the normal-phase electric element winding so as to satisfy the above-described equation (9). Since it did in this way, regardless of the number of phases of a motor, the phase difference of each current which flows into a normal phase electric child winding can be adjusted appropriately, and each AC power of a normal phase can be canceled certainly.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a state in which the W-phase bridge circuit 210c in the inverter circuit 210 has an off-failure in the motor driving device 200.
  • FIG. 12 For example, as shown in FIG. 12, consider a case in which a failure occurs in the W-phase bridge circuit 210c, in which one of the IGBTs 221 always remains off and does not change. In this case, the bridge circuit 210c performs the same operation as the full-wave rectifier circuit.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a current path in the W-phase bridge circuit 210c at the time of off-failure.
  • the motor driving device 200 passes through each diode 222 included in the W-phase bridge circuit 210 c from the motor 100 due to an induced voltage generated in the W-phase armature winding 102 c in the motor 100. Current flows through This current causes brake torque and torque pulsation in the motor 100. Therefore, it is necessary to disconnect the faulty W-phase bridge circuit 210c from the motor 100 to prevent a current as shown in FIG.
  • FIG. 16 is a diagram showing a current path when the W-phase bridge circuit 210c in the inverter circuit 210 is turned on in the motor drive device 200.
  • FIG. 16 For example, as shown in FIG. 16, a case where a failure occurs in the W-phase bridge circuit 210c in which one of the IGBTs 221 is always in an on state and does not change is considered. In this case, since the IGBT 221 is short-circuited, an induced voltage generated in the W-phase armature winding 102c in the motor 100 causes a current to circulate in the W-phase bridge circuit 210c as shown in FIG. This current also causes brake torque and torque pulsation in the motor 100 as in FIG. Therefore, it is necessary to disconnect the faulty W-phase bridge circuit 210c from the motor 100 to prevent a current as shown in FIG.
  • FIG. 17 is a diagram showing an example in which a power cutoff switch 213 is provided in each phase of the bridge circuits 210a, 210b, and 210c.
  • the motor driving device 200 displays the controller 203 in FIG.
  • the four switches 213 connected to the bridge circuit corresponding to the missing phase among the bridge circuits 210a, 210b, and 210c of each phase are opened.
  • the bridge circuit corresponding to the phase that has lost phase in the inverter circuit 210 is disconnected from the DC buses 201a and 201b, and the AC power from the bridge circuit to the motor 100 is cut off. As a result, it is possible to prevent the drive of the motor 100 from being adversely affected by the current flowing through the circuit of the open phase portion.
  • FIG. 18 is a diagram showing an example in which a power cutoff switch 214 is provided in each phase of the AC output line 120.
  • the motor driving device 200 displays the controller 203 in FIG.
  • the switch 214 provided in the middle of the AC output line corresponding to the phase out of phase of the AC output line 120 of each phase is opened.
  • the armature windings corresponding to the phase that has lost phase among the armature windings 102a, 102b, and 102c of each phase are disconnected from the inverter circuit 210, and the AC power from the inverter circuit 210 to the armature winding is reduced. Cut off. As a result, it is possible to prevent a current from flowing through the circuit of the phase loss portion, and to avoid an adverse effect on the driving of the motor 100.
  • the motor driving device 200 includes the switch 213 for disconnecting the phase corresponding to the phase that has lost phase in the inverter circuit 210 from the DC buses 201a and 201b, or each phase.
  • the switch 214 further includes a switch 214 for disconnecting, from the inverter circuit, the armature winding corresponding to the phase that is out of phase among the armature windings 102a, 102b, and 102c. Since it did in this way, when the phase loss generate
  • the independent winding type three-phase motor 100 capable of independently controlling the currents flowing through the respective phase element windings 102a, 102b, 102c has been described as an example.
  • the present invention can also be applied to multi-phase motors other than three-phase motors. That is, if the present invention is applied to a motor driving device that controls the driving of an independent winding type multi-phase motor capable of independently controlling the currents flowing through the electric windings of each phase, The phase difference between the currents flowing in the normal-phase electric windings is adjusted so that the normal-phase AC powers cancel each other when any phase is lost in the AC power output to Can do.

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Abstract

　モータの駆動中にいずれかの相が欠相となった場合に、モータが発生する駆動トルクの脈動を抑えつつモータの駆動を継続する。　モータ駆動装置２００は、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃが互いに独立して設けられたモータ１００の駆動を制御する。モータ駆動装置２００は、直流母線２０１ａ、２０１ｂを介して供給される直流電力を三相の交流電力に変換して各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ出力するインバータ回路２１０と、インバータ回路２１０を制御するための制御器２０３とを備える。制御器２０３は、インバータ回路２１０が出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整する。

Description

モータ駆動装置
　本発明は、モータ駆動装置に関する。
　従来、モータ固定子に設けられた各相の電気子巻線の電流を互いに独立して制御可能な独立巻線型多相モータ（たとえば六線三相式モータ）の駆動制御を行う装置が知られている。このようなモータを用いることで、昇圧回路を使用することなく電圧不足を解消して、モータの高出力化を図ることができる。また、大容量化や最高回転数の引き上げも可能である。
　上記のような独立巻線型多相モータにおいて、各相の巻線に高調波成分を重畳した疑似矩形波電流が流れるようにすることで、いずれかの相の巻線で電流や電圧が異常となった場合にも、モータの駆動を継続できるようにした技術が提案されている（特許文献１）。
特開２００６－１４９１４６号公報
　特許文献１に記載の技術では、いずれかの相の巻線に異常が生じた場合に、モータの駆動は継続できるかもしれないが、モータが発生する駆動トルクの脈動を抑制することはできない。
　本発明は、上記のような従来技術における課題を解決するためになされたものである。その主な目的は、独立巻線型多相モータの駆動を制御するモータ駆動装置において、モータの駆動中にいずれかの相が欠相となった場合に、モータが発生する駆動トルクの脈動を抑えつつモータの駆動を継続することにある。
　本発明によるモータ駆動装置は、各相の電気子巻線が互いに独立して設けられた多相モータの駆動を制御するものであって、直流母線を介して供給される直流電力を多相の交流電力に変換して前記各相の電気子巻線にそれぞれ出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御するための制御器と、を備え、前記制御器は、前記交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、前記欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、前記正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整する。
　本発明によれば、独立巻線型多相モータの駆動を制御するモータ駆動装置において、モータの駆動中にいずれかの相が欠相となった場合に、モータが発生する駆動トルクの脈動を抑えつつモータの駆動を継続することができる。
本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 モータにおける電気子巻線の配置例を示す図である。 モータの構造の一例を示す図である。 図３に示した構造のモータにおける鎖交磁束、誘起電圧およびインダクタンスの変化の様子を示す図である。 モータの構造の他の一例を示す図である。 図５に示した構造のモータにおける鎖交磁束、誘起電圧およびインダクタンスの変化の様子を示す図である。 通常時のモータにおける各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。 Ｗ相が欠相したときに電流の位相調整を行わない場合のモータにおける各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。 Ｗ相が欠相したときに電流の位相調整を行った場合のモータにおける各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。 Ｗ相が欠相した場合の位相調整後のＵ相電流とＶ相電流の波形を示す図である。 図１０に示したＡ～Ｇの各電気角に対応するモータ内の起磁力ベクトルを示す図である。 モータ駆動装置において、インバータ回路のうちＷ相のブリッジ回路がオフ故障した様子を示す図である。 モータの回転数が比較的低いときの直流電圧とＷ相の誘起電圧を示す図である。 モータの回転数が一定の値以上であるときの直流電圧とＷ相の誘起電圧を示す図である。 オフ故障時のＷ相のブリッジ回路における電流経路を示す図である。 モータ駆動装置において、インバータ回路のうちＷ相のブリッジ回路がオン故障したときの電流経路を示す図である。 電力遮断用のスイッチを各相のブリッジ回路にそれぞれ設けた例を示す図である。 電力遮断用のスイッチを各相の交流出力線にそれぞれ設けた例を示す図である。
（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置２００の構成を示す図である。モータ駆動装置２００は、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）や電気自動車（ＥＶ）などに利用されるモータ１００と接続されており、モータ１００の駆動を制御する。モータ駆動装置２００は、直流電源２０１、平滑コンデンサ２０２、制御器２０３およびインバータ回路２１０を有する。
　モータ１００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応する三相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃを有する独立巻線型の六線三相式交流モータである。これらの電気子巻線１０２ａ～１０２ｃは、互いに独立して設けられている。モータ駆動装置２００は、電気子巻線１０２ａ～１０２ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御することで、モータ１００を駆動させることができる。モータ１００の出力軸１０５には、モータ１００の磁極位置θを検出する磁極位置検出器１１０が取り付けられている。磁極位置検出器１１０による磁極位置θの検出結果は、制御器２０３に出力される。
　直流電源２０１は、直流母線２０１ａ、２０１ｂを介してインバータ回路２１０に直流電力を供給する。直流電源２０１には、たとえばリチウムイオン電池等の二次電池などを利用することができる。
　平滑コンデンサ２０２は、インバータ回路２１０の動作に伴って生じる直流電圧の変動を抑制するためのものであり、直流母線２０１ａと直流母線２０１ｂの間に、インバータ回路２１０と並列に接続されている。
　制御器２０３は、インバータ回路２１０が有する各相のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃに対して、ドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗをそれぞれ出力する。このドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに応じてブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃをそれぞれ動作させることで、制御器２０３はインバータ回路２１０を制御することができる。
　インバータ回路２１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応するフルブリッジ型のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂおよび２１０ｃを有している。各ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃは、上下各アームのスイッチング素子として機能する４つのＩＧＢＴ２２１と、各ＩＧＢＴ２２１と並列に設けられた４つのダイオード２２２とを有している。ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃにおいて、各ＩＧＢＴ２２１は、制御器２０３からのドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに応じてスイッチング動作を行う。これにより、直流電源２０１から供給された直流電力が三相交流電力に変換され、ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃから各相の交流出力線１２０を介して、モータ１００の各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ出力される。
　各相の交流出力線１２０には、モータ１００の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに流れる各電流を検出するための電流センサ１３０がそれぞれ設けられている。電流センサ１３０により検出された各相の電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、制御器２０３に出力される。制御器２０３は、電流センサ１３０から入力される各相の電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、磁極位置検出器１１０から入力される磁極位置θとに基づいて、所定の電流制御演算を行い、その演算結果に基づいて、各相のドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを出力する。
　図２は、モータ１００における電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃの配置例を示す図である。図２に示すように、電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、各相の誘起電圧の波形の位相差が電気角で１２０°となるように、１２０°ずつ機械的にずらしてモータ１００のステータに配置されている。なお、前述のようにモータ１００において電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは互いに独立して設けられており、従来の一般的な三相平衡型のモータにおけるＹ結線やΔ結線の構造とは異なる。
　図３は、モータ１００の構造の一例を示す図である。図３に示すように、たとえばモータ１００は、複数の電機子巻線１０２が取り付けられたステータコア１０１と、出力軸１０５に固定され、表面に複数の永久磁石１０４が貼り付けられたロータコア１０３とによって構成される表面磁石型モータである。なお、各電気子巻線１０２は、図２の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのいずれかに対応するものである。
　図４は、図３に示した構造のモータ１００における鎖交磁束、誘起電圧およびインダクタンスの変化の様子を示す図である。Ｕ相の鎖交磁束をψｕ、誘起電圧をｅｕ、自己インダクタンスをＬｕとし、Ｕ相とＶ相の間の相互インダクタンスをＭｕｖとすると、これらはモータ１００の電気角に応じて、たとえば図４のように変化する。すなわち、鎖交磁束ψｕおよび誘起電圧ｅｕについては、電気角３６０°を一周期として周期的に変化する。一方、自己インダクタンスＬｕおよび相互インダクタンスＭｕｖについては、図３の構造では、電気角に関わらず一定となる。なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
　図５は、モータ１００の構造の他の一例を示す図である。図５に示すように、たとえばモータ１００は、図３と同様に複数の電機子巻線１０２が取り付けられたステータコア１０１と、出力軸１０５に固定され、複数の永久磁石１０４が内部に埋め込まれたロータコア１０３とによって構成される埋め込み磁石型モータである。
　図６は、図５に示した構造のモータ１００における鎖交磁束、誘起電圧およびインダクタンスの変化の様子を示す図である。Ｕ相の鎖交磁束をψｕ、誘起電圧をｅｕ、自己インダクタンスをＬｕとし、Ｕ相とＶ相の間の相互インダクタンスをＭｕｖとすると、これらはモータ１００の電気角に応じて、たとえば図６のように変化する。すなわち、鎖交磁束ψｕおよび誘起電圧ｅｕについては、電気角３６０°を一周期として周期的に変化する。一方、自己インダクタンスＬｕおよび相互インダクタンスＭｕｖについては、図５の構造では、電気角３６０°を二周期（すなわち電気角１８０°を一周期）として周期的に変化する。なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
　図３や図５に示したような永久磁石を用いたモータ１００の電圧方程式は、以下の式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記の式（１）において、ｖｕ、ｖｖ、ｖｗおよびｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧と電流をそれぞれ表しており、Ｒは一相分の巻線抵抗を、Ｐは微分演算子をそれぞれ表している。また、式（１）において、各相の誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ、各相の自己インダクタンスＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗ、各相間の相互インダクタンスＭｕｖ、Ｍｖｗ、Ｍｗｕは、以下の式（２）、（３）、（４）でそれぞれ表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（２）において、ωｅはモータ１００の電気角回転速度を表し、ψｍは永久磁石１０４の巻線鎖交磁束を表している。また、式（３）において、ｌａは一相分の漏れインダクタンスを表し、式（３）、（４）において、Ｌａ、Ｌａｓは一相分の有効インダクタンスの平均値成分と振幅成分をそれぞれ表している。
　なお、図３に示したような表面磁石型モータの場合、式（３）、（４）においてＬａｓ＝０となる。一方、図５に示した埋め込み磁石型モータの場合、式（３）、（４）においてＬａｓ≠０となる。
　モータ１００が出力軸１０５に対して出力する軸トルクＴは、以下の式（５）で表される。式（５）において、ＰＯＵＴはモータ１００が出力軸１０５に出力する機械エネルギー（軸出力）を表し、ωｍは出力軸１０５の回転角速度（軸回転速度）を表している。すなわち軸トルクＴは、軸出力ＰＯＵＴを軸回転速度ωｍで割った値である。そのため、軸回転速度ωｍとモータ軸出力ＰＯＵＴが一定値であれば、軸トルクＴも一定になる。なお、式（５）では計算の簡略化のために、モータ１００の極対数を１とし、ωｅ＝ωｍとして計算しているが、実際にはモータ１００の極対数をＰｐとすると、ωｍ＝ωｅ／Ｐｐの関係が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上記の式（５）におけるモータ１００の軸出力ＰＯＵＴは、以下の式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　なお、式（６）で表される軸出力ＰＯＵＴは、モータ１００の入力電力ＰＩＮから銅損や鉄損などの各損失を差し引いた値に等しい。モータ１００の入力電力ＰＩＮは、以下の式（７）に示すように、各相の瞬時電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと瞬時電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの積をそれぞれ足し合わせた値として求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　表面磁石型モータや突極比の比較的小さな埋め込み磁石型モータでは、式（６）に示すように、入力電力ＰＩＮのうち、各相の誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗと瞬時電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの積で決まる電力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗが主に軸出力ＰＯＵＴに変換される。
　式（５）から判るように、モータ１００が一定の軸回転速度ωｍで回転しているときに軸出力ＰＯＵＴが一定値であれば、軸トルクＴが一定になる。式（６）から判るように、モータ１００の軸出力ＰＯＵＴを一定にするためには、先に述べたように、入力電力ＰＩＮのうち各相の誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗと瞬時電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの積で決まる電力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗの和が一定である必要がある。
　図７は、通常時のモータ１００における各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。前述のように、電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ生じる各相の誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの位相差は、いずれも１２０°である。通常時には、モータ駆動装置２００は図７に示すように、電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ流れる各相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが互いに１２０°の位相差となるように、各ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃにおけるＩＧＢＴ２２１の動作タイミングを決定する。その結果、誘起電圧と電流の積で求められる各相の電力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗは、図７に示すように、誘起電圧および電流の２倍の周波数で脈動し、互いの位相差は６０°となる。一方、三相の電力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを合計した入力電力ＰＩＮは、図７に示すように一定となる。したがって、誘起電圧と電流が正弦波であれば、原理的にトルク脈動が発生しないことが分かる。
　なお、上記の説明では、誘起電圧波形や電流波形が理想的な正弦波と仮定しているが、実際には、誘起電圧波形や電流波形には多少の高調波が含まれており、理想的な正弦波とはならない。しかしこの場合でも、モータ駆動装置２００は、誘起電圧波形や電流波形を正弦波として扱ってモータ１００を制御することで、モータ１００を概ね問題無く動作させることが可能である。
　以上説明したように、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御可能な独立巻線型のモータ１００においても、三相の電流が平衡している状態を作ることで、一定のトルクを発生させながらモータ１００を回すことが可能である。この原理は、三相以外の独立巻線型の多相モータについても成り立つ。すなわち、モータの相数をｎとすると、各相の電流の位相を３６０／ｎ°ずつずらすことで、各相の電流を平衡させ、一定のトルクでモータを回転させることができる。
　通常時にモータ駆動装置２００は、モータ１００の全ての相を通電することで、モータ１００のトルクを制御してモータ１００を回転駆動させることができる。しかし、たとえばブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃのいずれかにおいてＩＧＢＴ２２１の動作に異常が生じたり、いずれかの相で交流出力線１２０やモータ１００内の配線に断線等の異常が生じたりすることで、いずれかの相が欠相して通電不可能となった場合は、通常時と同じ制御方法ではモータ１００のトルクを適切に制御することができない。すなわち、インバータ回路２１０からモータ１００の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ出力される交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、通常時と同様に各相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの位相を１２０°ずつずらして電流制御を行うと、モータ１００において大きなトルク脈動が発生してしまう。
　上記の欠相時のトルク脈動の例について、図８を参照して具体的に説明する。図８は、Ｗ相が欠相したときに電流の位相調整を行わない場合のモータ１００における各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。この場合、図８に示すように、Ｕ相の電流ｉｕとＶ相の電流ｉｖの位相差は、通常時と同様に１２０°のままである。しかし、Ｗ相は欠相しているため、Ｗ相の電流ｉｗおよび電力Ｐｗは０となる。そのため、三相の電力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ（ただしＰｗ＝０）を合計した入力電力ＰＩＮは、図８に示すように一定とはならず、Ｕ相電力ＰｕやＶ相電力Ｐｖの脈動に合わせて、誘起電圧の２倍の周波数で脈動してしまうことになる。
　以上説明したように、いずれかの相が欠相して通電不可能となった場合は、通常時と同じ制御方法を用いてモータ制御を行うと、モータの出力トルクに大きな脈動が生じてしまう。そのため、従来のモータ駆動装置では、モータに出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合には、モータの回転を停止させる必要があった。
　一方、本発明に係るモータ駆動装置２００では、モータ１００に出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合には、制御器２０３により、欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる電流の位相差を調整する。これにより、モータ１００における出力トルクの脈動を低減させ、モータ１００の回転を継続できるようにする。
　図９は、Ｗ相が欠相したときに電流の位相調整を行った場合のモータ１００における各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。Ｗ相が欠相した場合、モータ駆動装置２００は図９に示すように、Ｖ相の電流ｉｖの位相を通常時から６０°低減させる方向（図の左側方向）にずらすことで、これとＵ相の電流ｉｕとの位相差が６０°となるように調整する。具体的には、制御器２０３が行う電流制御演算において、出力しようとするＶ相電流ｉｖの位相を調整し、この調整後の位相に合わせて、制御器２０３からＶ相のブリッジ回路２１０ｂに対してドライブ信号Ｇｖを出力する。これにより、図９に示すように、Ｕ相電力Ｐｕの山部分とＶ相電力Ｐｖの谷部分、およびＵ相電力Ｐｕの谷部分とＶ相電力Ｐｖの山部分がそれぞれ重なるようにして、これらが互いに相殺されるようにする。その結果、Ｗ相の欠相時においても、三相の電力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを合計した入力電力ＰＩＮを図９に示すように一定とすることができる。そのため、トルク脈動を抑えつつ、モータ１００の回転を継続させることができる。
　なお、以上説明したような欠相時の電流位相調整によるトルク脈動の低減は、三相以外の独立巻線型の多相モータについても適用可能である。すなわち、制御対象とするモータの相数をｎとし、欠相した相数をｍとすると、本発明に係るモータ駆動装置は、いずれかの相が欠相した場合に、正常相の各交流電力の位相差Ｄｐ（°）が以下の式（８）を満たすように正常相の各電流を調整することで、正常相の各交流電力が互いに相殺されるようにすることができる。その結果、モータの出力トルクの脈動を抑えて、モータの回転を継続させることができる。
　Ｄｐ＝３６０／２（ｎ－ｍ）　・・・（８）
　ただし、ｎ、ｍは正の整数であり、ｎ≧ｍ＋２
　上記の式（８）を満たすためには、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差Ｄｉ（°）が以下の式（９）を満たすように調整すればよい。これにより、いずれかの相において欠相が生じたときに、正常相の各交流電力を互いに相殺し、モータの出力トルクの脈動を抑えることができる。
　Ｄｉ＝３６０／（ｎ－ｍ）－３６０／ｎ　・・・（９）
　なお、上記の式（８）、（９）においてｎ＝３、ｍ＝１とすると、Ｄｐ＝９０°、Ｄｉ＝６０°となり、図９に示したＵ相電力ＰｕとＶ相電力Ｐｖの関係、およびＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖの関係にそれぞれ一致することが分かる。
　上記のような電流制御を実現するために、モータ駆動装置は、制御対象とするモータの相数ｎに応じて、ｎ個のブリッジ回路を有するインバータ回路と、このインバータ回路の各ブリッジ回路に対してドライブ信号を出力する制御器とを備える必要がある。一方、このモータ駆動装置により駆動されるモータは、互いに独立して制御可能なｎ個の独立巻線を有する必要があり、各独立巻線に流れる電流がモータ駆動装置によって制御される。このような構成のモータ駆動装置とモータの組み合わせにおいて本発明を適用することで、いずれかの相が欠相した場合に、欠相した相を除いた正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整することができる。その結果、モータの出力トルクの脈動を抑え、モータの電機子巻線に滑らかに回転する回転磁界を発生させて、モータの回転を継続させることができる。
　次に、以上説明した欠相時の電流位相調整におけるモータ駆動装置２００の動作について、さらに具体的に説明する。
　モータ駆動装置２００において、たとえばＷ相のブリッジ回路２１０ｃ内でＩＧＢＴ２２１やダイオード２２２に動作異常が発生したり、モータ１００内の配線や交流出力線１２０が断線したりすることで、Ｗ相の電機子巻線１０２ｃに電流が流れなくなり、Ｗ相の交流電力が欠相した場合を考える。この場合、モータ駆動装置２００は、残りの正常な二相の電気子巻線１０２ａおよび１０２ｂを用いて、電流制御を行うことが可能である。しかし、欠相時にも通常の三相が平衡した状態と同様に、各相の電流を１２０度の位相差で出力することでモータ１００を駆動させてしまうと、図８で説明したように、Ｕ相の瞬時電力ＰｕとＶ相の瞬時電力Ｐｖを合計した入力電力ＰＩＮに大きな脈動が発生してしまう。その結果、モータ１００において大きなトルク脈動が発生する。
　そこで、モータ駆動装置２００は、モータ１００の各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御できるという特徴を用いて、前述のように、正常な二相の瞬時電力ＰｕおよびＰｖの位相を調整して、これらの山谷を互いに相殺させるようにする。このときモータ駆動装置２００は、制御器２０３において、モータ１００の出力軸１０５に取付けられた磁極位置検出器１１０から出力される磁極位置情報を元に各相の誘起電圧の位相を求め、その誘起電圧に対して、各相の電流位相をそれぞれ個別に制御するための電流制御演算を行う。これにより、瞬時電力ＰｕとＰｖの位相差を調整し、モータ１００のトルク脈動を低減する。
　上記の電流制御演算は、モータ駆動装置２００とモータ１００の間に取付けられた各相の電流センサ１３０から出力される電流値の情報と、モータ１００の出力軸１０５に取付けられた磁極位置検出器１１０から出力される磁極位置情報とを用いて行われる。制御器２０３は、電流制御演算の結果に応じて、インバータ回路２１０の各ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃに含まれるＩＧＢＴ２２１に対して、ドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを出力する。このドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに応じて各相のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃがスイッチング動作を行うことで、各相の誘起電圧に対する電流位相を個別に調整できる。
　次に、欠相時の電流位相調整を行った場合にモータ１００内で生じる回転磁界について説明する。図１０は、Ｗ相が欠相した場合の位相調整後のＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖの波形を示す図である。図１１は、図１０に示したＡ～Ｇの各電気角に対応するモータ１００内の起磁力ベクトルを示す図である。
　図１０に示すように、Ｗ相が欠相したときにＵ相電流ｉｕに対してＶ相電流ｉｖの位相が６０°ずれるように電流位相調整を行うと、モータ１００の内部には、図１１に示すような起磁力ベクトルによる回転磁界が生じる。このとき、Ｕ相の電機子巻線１０２ａとＶ相の電気子巻線１０２ｂは、電流の変化に応じた交番する起磁力を各電機子巻線に対して直角方向にそれぞれ発生させる。
　図１０のＡに示す電気角が０°のときには、Ｕ相電流ｉｕは０であり、Ｖ相電流ｉｖのみが流れる。このときモータ１００内には、図１１のＡに示すように、Ｕ相起磁力Ｆｕは０となり、Ｖ相起磁力Ｆｖのみが生じる。したがって、Ｕ相の電機子巻線１０２ａとＶ相の電気子巻線１０２ｂによる合成起磁力Ｆｕｖは、Ｖ相起磁力Ｆｖと同じになる。
　次に、図１０のＢに示す電気角が３０°のときには、Ｕ相とＶ相の両方に電流が流れる。このときにモータ１００内に生じる合成起磁力Ｆｕｖは、図１１のＢに示すように、Ｕ相起磁力ＦｕとＶ相起磁力Ｆｖとのベクトル和になる。このように、図１０の電流波形においてＡからＢへ電気角で３０°分電流値が変化すると、モータ１００内の起磁力は図１１のＡからＢのように変化する。図１１のＡとＢを比較すると、Ｕ相起磁力ＦｕとＶ相起磁力Ｆｖの大きさはそれぞれ変化しているが、これらの合成起磁力Ｆｕｖについては、同じ大きさで反時計回りに３０°回転していることが分かる。
　同様に、図１０においてＣ～Ｇにそれぞれ示す３０°ごとの電流値に対応して、それぞれでのモータ１００の起磁力を図１１のＣ～Ｇに示す。図１１から、図１０に示すようなＵ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖの変化に伴って、Ｕ相とＶ相の合成起磁力Ｆｕｖが一定の大きさで反時計回りに回転していることが分かる。すなわち、モータ１００内では一定の大きさの回転磁界が発生していることが分かる。
　なお、図１１において、図１０のＨ～Ｍにそれぞれ示した２１０°～３６０°の範囲での各電気角に対して生じる起磁力ベクトルについては、図示を省略している。しかし、これらの電気角におけるＵ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖの値は、図１０においてＢ～Ｇにそれぞれ示した各電気角での値の符号を反転したものと同じである。したがって、上記と同様に、これらの電気角でのＵ相とＶ相の合成起磁力Ｆｕｖについても、同じ大きさで反時計回りに回転することが分かる。
　なお、図１１では、電気角と機械角が一致している二極モータを例に説明したが、電気角と機械角が異なる多極モータについても同様に、電流値の変化に伴って電機子巻線に回転する磁界を発生することができる。
　以上説明したように、モータ駆動装置２００は、インバータ回路２１０のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃのいずれかにおける動作異常や、モータ１００内の配線や交流出力線１２０の断線によっていずれかの相が欠相した場合に、残りの正常な二相を用いて電流位相調整を行い、モータ１００を駆動させる。その結果、モータ１００内に滑らかに回転する回転磁界を発生させて、大きなトルク脈動を生じさせることなく、モータ１００を駆動させることができる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）モータ駆動装置２００は、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃが互いに独立して設けられたモータ１００の駆動を制御するものであり、直流母線２０１ａ、２０１ｂを介して供給される直流電力を三相の交流電力に変換して各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ出力するインバータ回路２１０と、インバータ回路２１０を制御するための制御器２０３とを備える。このモータ駆動装置２００において、制御器２０３は、インバータ回路２１０が出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整する。このようにしたので、モータ１００の駆動中にいずれかの相が欠相となった場合に、モータ１００が発生する駆動トルクの脈動を抑えつつモータ１００の駆動を継続することができる。
（２）制御器２０３は、インバータ回路２１０が出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、モータ１００の相数をｎ、欠相した相数をｍとして、正常相の各交流電力の位相差Ｄｐ（°）が前述の式（８）を満たすことで、正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整する。このようにしたので、モータ１００のような三相モータに加えて、さらに三相以外の独立巻線型の様々な多相モータについても、欠相時に駆動トルクの脈動を抑え、そのモータの駆動を継続することができる。
（３）制御器２０３は、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差Ｄｉ（°）が前述の式（９）を満たすように調整する。このようにしたので、モータの相数に関わらず、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を適切に調整して、正常相の各交流電力を確実に相殺させることができる。
（第２の実施形態）
　本発明の第２の実施形態について以下に説明する。本実施形態では、モータ駆動装置２００のインバータ回路２１０からモータ１００に出力される交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、その相の交流電力を遮断する例を説明する。
　なお、本実施形態に係るモータ駆動装置２００の構成やモータ１００の構成は、第１の実施形態で説明した図１の構成と同じである。したがって、本実施形態では、図１の構成図に示した構成を用いて説明を行う。
　図１２は、モータ駆動装置２００において、インバータ回路２１０のうちＷ相のブリッジ回路２１０ｃがオフ故障した様子を示す図である。たとえば図１２に示すように、Ｗ相のブリッジ回路２１０ｃにおいてＩＧＢＴ２２１の一つが常にオフ状態のままで変化しない故障が発生した場合について考える。この場合、ブリッジ回路２１０ｃは、全波整流回路と同様の動作を行う。
　図１２のようなオフ故障が発生すると、モータ１００の回転数が比較的低いときには、図１３に示すように、直流電源２０１から供給される直流電圧Ｖｄｃよりも、Ｗ相の誘起電圧を整流して得られる電圧｜Ｖｗ｜の方が低い。そのため、モータ１００からモータ駆動装置２００へと流れる電流は発生しない。
　しかし、モータ１００の回転数がある一定の値以上になると、図１４に示すように、直流電源２０１から供給される直流電圧Ｖｄｃよりも、Ｗ相の誘起電圧を整流して得られる電圧｜Ｖｗ｜の方が高くなることがある。図１５は、オフ故障時のＷ相のブリッジ回路２１０ｃにおける電流経路を示す図である。オフ故障時には、図１５に示すように、モータ１００においてＷ相の電機子巻線１０２ｃに生じる誘起電圧により、モータ１００からＷ相のブリッジ回路２１０ｃに含まれる各ダイオード２２２を通ってモータ駆動装置２００に電流が流れる。この電流は、モータ１００においてブレーキトルクやトルク脈動の原因となる。したがって、故障したＷ相のブリッジ回路２１０ｃをモータ１００から切り離し、図１５のような電流が流れるのを防止する必要がある。
　図１６は、モータ駆動装置２００において、インバータ回路２１０のうちＷ相のブリッジ回路２１０ｃがオン故障したときの電流経路を示す図である。たとえば図１６に示すように、Ｗ相のブリッジ回路２１０ｃにおいてＩＧＢＴ２２１の一つが常にオン状態のままで変化しない故障が発生した場合について考える。この場合、ＩＧＢＴ２２１が短絡状態となるため、モータ１００においてＷ相の電機子巻線１０２ｃに生じる誘起電圧により、図１６に示すように、Ｗ相のブリッジ回路２１０ｃ内を循環する電流が流れる。この電流も図１５と同様に、モータ１００においてブレーキトルクやトルク脈動の原因となる。したがって、故障したＷ相のブリッジ回路２１０ｃをモータ１００から切り離し、図１６のような電流が流れるのを防止する必要がある。
　そこで本実施形態では、インバータ回路２１０が出力する交流電力において欠相が生じた場合に、欠相した相に対応する部分の電力を遮断するためのスイッチをモータ駆動装置２００内に設ける。これにより、インバータ回路２１０においてブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃのいずれかが故障しても、上記のような電流が流れるのを防止する。以下にその詳細を説明する。
　図１７は、電力遮断用のスイッチ２１３を各相のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃにそれぞれ設けた例を示す図である。モータ駆動装置２００やモータ１００において前述のような異常が生じることで、インバータ回路２１０が出力する交流電力のうちいずれかの相が欠相した場合、モータ駆動装置２００は、図１の制御器２０３または他の装置からの指示に応じて、各相のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃのうち欠相した相に対応するブリッジ回路に接続されている４個のスイッチ２１３を開放状態とする。これにより、インバータ回路２１０のうち欠相した相に対応する部分のブリッジ回路を直流母線２０１ａ、２０１ｂから切り離して、そのブリッジ回路からモータ１００への交流電力を遮断する。その結果、欠相部分の回路に電流が流れることでモータ１００の駆動に悪影響が生じるのを防止することができる。
　図１８は、電力遮断用のスイッチ２１４を各相の交流出力線１２０にそれぞれ設けた例を示す図である。モータ駆動装置２００やモータ１００において前述のような異常が生じることで、インバータ回路２１０が出力する交流電力のうちいずれかの相が欠相した場合、モータ駆動装置２００は、図１の制御器２０３または他の装置からの指示に応じて、各相の交流出力線１２０のうち欠相した相に対応する交流出力線の途中に設けられているスイッチ２１４を開放状態とする。これにより、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのうち欠相した相に対応する電気子巻線をインバータ回路２１０から切り離して、インバータ回路２１０からその電気子巻線への交流電力を遮断する。その結果、欠相部分の回路に電流が流れるのを防止し、モータ１００の駆動に悪影響が生じるのを回避することができる。
　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、モータ駆動装置２００は、インバータ回路２１０のうち欠相した相に対応する部分を直流母線２０１ａ、２０１ｂから切り離すためのスイッチ２１３、または各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのうち欠相した相に対応する電気子巻線をインバータ回路から切り離すためのスイッチ２１４をさらに備える。このようにしたので、インバータ回路２１０から出力される交流電力において欠相が生じた場合に、欠相した相の交流電力を遮断することができる。したがって、欠相部分の回路に電流が流れることでモータ１００の駆動に悪影響が生じるのを防止することができる。
　なお、以上説明した各実施の形態では、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御可能な独立巻線型の三相モータ１００を例に説明を行ったが、三相以外の多相モータについても本発明を適用可能である。すなわち、各相の電気子巻線に流れる電流をそれぞれ独立に制御可能な独立巻線型の多相モータの駆動を制御するモータ駆動装置であれば、本発明を適用することで、インバータ回路からモータに出力される交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整することができる。これにより、欠相時であってもモータの出力トルクの脈動を低減し、かつモータの電機子巻線に滑らかに回転する回転磁界を発生させることができる。その結果、モータの駆動を継続することができる。
　また、以上説明した各実施形態や各種の変化例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されない。本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
　　１００：モータ
　　１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ：電気子巻線
　　１１０：磁極位置検出器１２０：交流出力線
　　１３０：電流センサ
　　２００：モータ駆動装置
　　２０１：直流電源２０１ａ、２０１ｂ：直流母線
　　２０２：平滑コンデンサ
　　２０３：制御器
　　２１０：インバータ回路
　　２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃ：ブリッジ回路
　　２２１：ＩＧＢＴ
　　２２２：ダイオード

Claims (7)

  1. 　各相の電気子巻線が互いに独立して設けられた多相モータの駆動を制御するモータ駆動装置であって、
    　直流母線を介して供給される直流電力を多相の交流電力に変換して前記各相の電気子巻線にそれぞれ出力するインバータ回路と、
    　前記インバータ回路を制御するための制御器と、を備え、
    　前記制御器は、前記交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、前記欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、前記正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整するモータ駆動装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御器は、前記交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、前記モータの相数をｎ、前記欠相した相数をｍとして、前記正常相の各交流電力の位相差Ｄｐ（°）が以下の式を満たすことで、前記正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、前記正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整するモータ駆動装置。
    　Ｄｐ＝３６０／２（ｎ－ｍ）、ただし、ｎ、ｍは正の整数であり、ｎ≧ｍ＋２
  3. 　請求項２に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御器は、前記交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、前記正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差Ｄｉ（°）が以下の式を満たすように調整するモータ駆動装置。
    　Ｄｉ＝３６０／（ｎ－ｍ）－３６０／ｎ
  4. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
    　前記モータは、三相の電気子巻線が互いに独立して設けられた三相モータであり、
    　前記制御器は、前記交流電力においていずれか一相が欠相した場合に、前記欠相した相を除いた他の二つの正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、前記二つの正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整するモータ駆動装置。
  5. 　請求項２または３に記載のモータ駆動装置において、
    　ｎ＝３、ｍ＝１であるモータ駆動装置。
  6. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
    　前記インバータ回路のうち前記欠相した相に対応する部分を前記直流母線から切り離すための第１のスイッチをさらに備えるモータ駆動装置。
  7. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
    　前記欠相した相に対応する電気子巻線を前記インバータ回路から切り離すための第２のスイッチをさらに備えるモータ駆動装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017199641A1 (ja) * 2016-05-17 2017-11-23 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動機の制御装置及びそれを備えた電動車両
JP2019176609A (ja) * 2018-03-28 2019-10-10 日立オートモティブシステムズ株式会社 モータ制御装置、電動車両

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112017004805T5 (de) * 2016-09-26 2019-08-29 Nidec Corporation Leistungsumwandlungsvorrichtung, motorantriebseinheit und elektrische servolenkvorrichtung
JP6939735B2 (ja) 2017-08-01 2021-09-22 株式会社デンソー 磁石の製造方法
WO2019026979A1 (ja) 2017-08-01 2019-02-07 株式会社デンソー 回転電機、回転電機駆動システム、磁石、磁石の製造方法、着磁装置、及び磁石ユニット
WO2020003807A1 (ja) * 2018-06-27 2020-01-02 日立オートモティブシステムズ株式会社 モータ制御装置
JP7185480B2 (ja) * 2018-10-16 2022-12-07 株式会社Soken 電力変換装置
JP7223128B2 (ja) * 2019-05-17 2023-02-15 日立Astemo株式会社 回転電機の制御装置及び制御方法
KR20220020972A (ko) * 2019-07-18 2022-02-21 각코호진 호세이다이가쿠 회전기 시스템
JP7302399B2 (ja) 2019-09-10 2023-07-04 株式会社デンソー 回転電機の製造装置と回転電機の製造方法
US11095246B1 (en) * 2020-02-13 2021-08-17 General Electric Company Redundant electric motor drive

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006149146A (ja) * 2004-11-24 2006-06-08 Nsk Ltd 無結線式モータの駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置
JP2010167881A (ja) * 2009-01-22 2010-08-05 Toyota Motor Corp 車両のステアリング装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006057317A1 (ja) * 2004-11-24 2006-06-01 Nsk Ltd. 無結線式モータ、その駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置
JP2008067429A (ja) * 2006-09-05 2008-03-21 Hitachi Ltd モータの制御装置および電動ブレーキ装置
JP5082719B2 (ja) * 2007-09-26 2012-11-28 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
GB0810400D0 (en) * 2008-06-09 2008-07-09 Rolls Royce Plc A synchronous electrical machine

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006149146A (ja) * 2004-11-24 2006-06-08 Nsk Ltd 無結線式モータの駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置
JP2010167881A (ja) * 2009-01-22 2010-08-05 Toyota Motor Corp 車両のステアリング装置

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017199641A1 (ja) * 2016-05-17 2017-11-23 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動機の制御装置及びそれを備えた電動車両
JP2019176609A (ja) * 2018-03-28 2019-10-10 日立オートモティブシステムズ株式会社 モータ制御装置、電動車両
CN111919379A (zh) * 2018-03-28 2020-11-10 日立汽车系统株式会社 马达控制装置、电动车辆
JP7053335B2 (ja) 2018-03-28 2022-04-12 日立Astemo株式会社 モータ制御装置、電動車両
US11502632B2 (en) 2018-03-28 2022-11-15 Hitachi Astemo, Ltd. Motor control device and electric vehicle
CN111919379B (zh) * 2018-03-28 2023-11-03 日立安斯泰莫株式会社 马达控制装置、电动车辆

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