JP6428248B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源とモータとの間に接続される電力変換回路の通電を制御するモータ制御装置に関する。

従来、直流電源とモータとの間に接続され、モータの力行動作及び回生動作に応じて直流電源側の電力とモータ側の電力とを相互に変換する電力変換回路が知られている。モータが外力によって回転される場合、モータから電源側へ戻る回生電流が発生する。
ところで、モータの駆動において、直流電源側から電力変換回路に引き込む電源電流の大きさにより、同じ直流電源を使用している他のシステムとの間での電力の収支が問題となる場合がある。特に大きな電力を必要とするモータ駆動システムでは、電源電流の引き込みを制限することが求められる。例えば、特許文献１に開示された装置は、電源電圧やモータ回転角速度に基づいて電流指令値を制限し、直流電源側から引き込む電力を制限する。

また、モータの回生動作時には、直流電源の充電許容電力によって回生電流による影響度が変わる。充電許容電力が比較的低い場合、回生電流によって電力変換回路側の電圧が上昇し、電力変換回路を構成するスイッチング素子等が破損するおそれがある。そこで、例えば特許文献２に開示された装置は、インバータ装置（電力変換回路）側の電圧を監視し、異常値を検出したらインバータの駆動を停止する。

特開２００８−０４９９１０号公報 特開２００９−１３６１１１号公報

特許文献１の装置のように電源電圧やモータ回転角速度に応じて電流指令値を制限する構成では、モータ出力特性が変化するとモータ回転角速度と電流制限値との関係性も変わるため、例えば直流電源側の配線抵抗値が変わった場合に所定の電流（電力）に制限できない可能性がある。
また、特許文献２の装置のように、異常値を検出した場合にインバータの駆動を停止すると、例えば車両の電動パワーステアリング装置等では、運転者の操舵力を軽減するアシスト機能が作用しなくなる。その結果、運転者に不快感、及び、車両を操舵できないという不都合をもたらすこととなる。

本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、直流電源と電力変換回路との間の電源回路に流れる電源電流の絶対値が目標値以上であるとき、電源電流を適切に抑制するモータ制御装置を提供することにある。

本発明は、直流電源とモータとの間に接続されモータの力行動作及び回生動作に応じて直流電源側の電力とモータ側の電力とを相互に変換する電力変換回路を操作することで、ベクトル制御により多相ブラシレスモータであるモータの通電を制御するモータ制御装置に係る発明である。このモータ制御装置は、電圧指令演算部、電源電流推定演算部、抑制ゲイン演算部、及び電圧指令抑制部を備える。

電圧指令演算部は、電力変換回路に対する電圧指令としてｄ軸電圧指令（Ｖｄ ^* ）及びｑ軸電圧指令（Ｖｑ ^* ）を演算する。
電源電流推定演算部は、直流電源と電力変換回路との間の電源回路に流れる電源電流の推定値（Ｉｂ＿ｅｓｔ）を演算する。
抑制ゲイン演算部は、電源電流推定演算部により演算された電源電流の推定値の絶対値が所定の目標値（Ｘ）以下となるように、０以上１以下の値である抑制ゲイン（Ｋｒｅｓ）を演算する。
電圧指令抑制部は、電圧指令演算部が演算した電圧指令に抑制ゲインを乗じることで電圧指令を抑制する。ここで、「抑制する」には、「抑制ゲイン＝１」の場合、すなわち電圧指令演算部が演算した電圧指令を「維持する」場合を含む。

これにより、本発明のモータ制御装置は、配線抵抗等のばらつきの影響を受けることなく、また、電力変換回路の駆動を停止することなく、モータの力行動作及び回生動作において、電源電流を適切に抑制することができる。
好ましくは、モータが外部からの入力により回転されて回生動作を行うとき、電圧指令抑制部は電圧指令を抑制する。また好ましくは、本発明のモータ制御装置は、車両の電動パワーステアリング装置に適用される。
さらに好ましくは、電源電流の推定値の絶対値が目標値以上のとき、抑制ゲイン演算部は、目標値を電源電流の推定値の絶対値で除した値を抑制ゲインとする。つまり、電源電流の絶対値を目標値に一致させるように抑制ゲインを最大限の設定とすることで、許容範囲における最大限の性能を有効に発揮させることができる。

電源電流推定演算部は、電圧指令演算部が今回の制御演算で出力したｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令の今回値（Ｖｄ ^* （ｎ）、Ｖｑ ^* （ｎ））を用い、ｄ軸電圧指令及びｄ軸電流（Ｉｄ）の積とｑ軸電圧指令及びｑ軸電流（Ｉｑ）の積との和の値に基づいて、電力変換回路の消費電力（Ｗ）を算出する。そして、当該消費電力を電力変換回路の入力電圧（Ｖｉｎｖ）で除することにより、電源電流の推定値を演算する。

ここで、演算に用いるｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令として、ｄｑ軸電圧指令演算部が今回の制御演算で出力したｄｑ軸電圧指令の今回値（Ｖｄ^*（ｎ）、Ｖｑ^*（ｎ））を用いるため、今から電源回路に流れようとする将来の電源電流を推定することができる。

本発明の第１、第２実施形態によるモータ制御装置の概略構成図。 電源電流と抑制ゲインとの関係を示すマップ。 本発明の第１実施形態による電源電流推定演算部の詳細ブロック図。 本発明の第１実施形態による電圧指令抑制処理のフローチャート。 本発明の第２実施形態による電源電流推定演算部の詳細ブロック図。 本発明の第２実施形態による電圧指令抑制処理のフローチャート。 本発明の第３実施形態によるモータ制御装置の概略構成図。 本発明の第４実施形態によるモータ制御装置の概略構成図。 配線抵抗を考慮した場合のインバータ入力電圧を説明する回路モデル図。

以下、本発明のモータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
最初に図１を参照し、本発明のモータ制御装置が適用されるモータ駆動システムの全体構成について説明する。この部分の説明では、モータ制御装置の符号として「４０１」を用いる。また、「本実施形態」という場合、後述する第１〜第４実施形態を包括する。

モータ駆動システム１０は、直流電源３１、インバータ６０及びモータ８０等を含む。本実施形態のモータ８０は、３相の巻線組８１、８２、８３を有する３相ブラシレスモータであり、例えば車両の電動パワーステアリング装置において、運転者の操舵を補助する操舵アシストモータとして使用される。回転角センサ８５で検出されたモータ８０のロータ回転角は、電気角θに換算され、モータ制御装置４０１に入力される。

直流電源３１は、許容電力の範囲内で充放電可能な蓄電装置である。例えば車両の電動パワーステアリング装置では、補機バッテリを想定する。補機バッテリは、電動パワーステアリング装置用のモータ駆動システム１０の他に、別のシステムにも電力を供給しているものと仮定する。
モータ８０は、主として直流電源３１の電力を消費してトルクを出力する力行動作を行う他、外部からの入力（いわゆる逆入力）により回転されることで回生動作を行う場合がある。例えば電動パワーステアリング装置では、走行中に車輪が障害物に乗り上げて転向した場合や、車輪をジャッキアップしながらハンドルを操作した場合が相当する。

「電力変換回路」としてのインバータ６０は、直流電源３１とモータ８０との間に接続され、モータ８０の力行動作及び回生動作に応じて直流電源３１側の電力とモータ８０側の電力とを相互に変換する。インバータ６０は、モータ制御装置４０１からの指令によって、ブリッジ接続された６つのスイッチング素子６１〜６６のオンオフが操作される。

スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の高電位側スイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の低電位側スイッチング素子である。本実施形態では、スイッチング素子６１〜６６として、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）が用いられる。なお、他の実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等を用いてもよい。
また、本実施形態では、各相の低電位側スイッチング素子６４、６５、６６とグランドラインＬｇとの間に各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するシャント抵抗７１、７２、７３が設けられている。

インバータ６０の駆動により、モータ８０の力行動作時には、直流電源３１の直流電力が３相交流電力に変換されてモータ８０に供給される。一方、モータ８０の回生動作時には、モータ８０の逆起電力によって発生した回生電流が直流電源３１に充電される。
インバータ６０は、電源ラインＬｐを経由して直流電源３１の正極側に接続され、グランドラインＬｇを経由して直流電源３１の負極側に接続される。インバータ６０の入力側には、入力電圧の脈動を平滑化するコンデンサ３５が設けられている。

また、本明細書では、直流電源３１とインバータ６０との間の回路を「電源回路３０」といい、電源回路３０を流れる電流を「電源電流Ｉｂ」という。電源電流Ｉｂの正負は、力行動作時に直流電源３１からインバータ６０に向かう方向を正とし、回生動作時にインバータ６０から直流電源３１に向かう方向を負と定義する。リレー３２は、電源回路３０を遮断可能に設けられている。さらに、インバータ６０の入力側における電源ラインＬｐとグランドラインＬｇとの間の電位差を「インバータ入力電圧Ｖｉｎｖ」という。

モータ制御装置４０１は、図示しないマイコンや駆動回路（プリドライバ）等から構成される。モータ制御装置４０１は、外部から入力されるトルク信号等、並びに、モータ８０の電流及び電気角のフィードバック信号に基づいて電圧指令を演算し、この電圧指令に基づいて、インバータ６０の各スイッチング素子６１〜６６のオンオフを操作する。
例えば、モータ制御装置４０１とインバータ６０とが、共に一つの電子制御装置（ＥＣＵ）を構成するようにしてもよい。

以上の構成のモータ駆動システム１０において、直流電源３１の充電許容電力が比較的低い場合、モータ８０の回生動作時に、回生電流（Ｉｂ＜０）によってインバータ６０の電圧が上昇し、スイッチング素子６１〜６６が破損するおそれがある。また、モータ８０の力行動作時に、放電許容電力に対して比較的大きな電源電流（Ｉｂ＞０）が放出されると、直流電源３１の性能が低下するおそれがある。

そこで、本発明の各実施形態のモータ制御装置は、電源電流Ｉｂの絶対値が目標値以上であるとき、インバータ６０に対する電圧指令を抑制することで、電源電流Ｉｂを適切に抑制することを特徴とする。以下、電圧指令を抑制するための具体的な構成について、実施形態毎に説明する。第１実施形態が請求項に係る発明を実施するための形態に相当する。

（第１、２実施形態）
第１、第２実施形態のモータ制御装置について、図１〜図６を参照して説明する。第１実施形態及び第２実施形態は、基本的な構成は同一であり、電源電流推定演算部の詳細な構成のみが異なる。そこで、第１実施形態の電源電流推定演算部の符号を「４４１」、第２実施形態の電源電流推定演算部の符号を「４４２」とする。また、電源電流推定演算部４４１を備える第１実施形態のモータ制御装置の符号を「４０１」、電源電流推定演算部４４２を備える第２実施形態のモータ制御装置の符号を「４０２」とする。

まず、第１、第２実施形態に共通の構成について、図１、図２を参照して説明する。共通構成の説明では、代表として、第１実施形態の符号「４０１」、「４４１」を用いる。
モータ制御装置４０１は、電流指令演算部４１、減算器４２、ｄｑ軸電圧指令演算部４３、電源電流推定演算部４４１、抑制ゲイン演算部４５、ｄｑ軸電圧指令抑制部４６、２相３相変換部４７、及び３相２相変換部４８を備える。

モータ制御装置４０１は、固定座標系（３相）と回転座標系（ｄｑ軸２相）とを座標変換する周知のベクトル制御を用いて３相ブラシレスモータ８０に印加する電圧指令を演算する。以下の説明では適宜、「ｄ軸電流／電圧」及び「ｑ軸電流／電圧」を包括し、「ｄｑ軸電流／電圧」のように記す。
ここで、ｄｑ軸電圧指令演算部４３及びｄｑ軸電圧指令抑制部４６は、それぞれ、特許請求の範囲に記載の「電圧指令演算部」及び「電圧指令抑制部」に相当する。

電流指令演算部４１は、図示しないトルクセンサからのトルク信号等に基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令Ｉｑ^*を指令する。
減算器４２は、３相２相変換部４８からフィードバックされるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを、それぞれｄ軸電流指令Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令Ｉｑ^*から減算し、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。
なお、３相２相変換部４８は、回転角センサ８５からモータ８０の電気角θを取得し、電気角θに基づいて、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに３相２相変換する。

ｄｑ軸電圧指令演算部４３は、インバータ６０に対する電圧指令の基となる値として、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^*を演算する。この演算は、例えばＰＩ（比例積分）制御演算によって、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑがそれぞれゼロに収束するように行われる。
ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の制御演算は、所定の制御周期（例えば２００μｓ）で繰り返し実行される。本明細書では、いつの制御演算の値であるかを区別する場合、今回の制御演算における演算値（今回値）には（ｎ）を付し、前回の処理における演算値（前回値）には（ｎ−１）を付して表す。

一般的なベクトル制御の場合、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*は、２相３相変換部４７に直接出力される。これに対し、本発明の第１、第２実施形態では、電源電流推定演算部４４１、抑制ゲイン演算部４５、及びｄｑ軸電圧指令抑制部４６を備え、状況に応じて、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を抑制した後、２相３相変換部４７に出力することを特徴とする。

電源電流推定演算部４４１は、電源回路３０に流れる電源電流の推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを演算する。特に第１、第２実施形態では、電源電流推定演算部４４１は、ｄｑ軸電圧指令演算部４３が演算したｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*、及び、３相２相変換部４８にて相電流から変換されたｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを取得する。

これらの情報に基づき、電源電流推定演算部４４１は、インバータ６０の消費電力Ｗに関する式（１）、（２）を用いて電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを演算し、抑制ゲイン演算部４５に出力する。
Ｗ＝Ｖｄ^*×Ｉｄ＋Ｖｑ^*×Ｉｑ ・・・（１）
Ｉｂ＿ｅｓｔ＝Ｗ／Ｖｉｎｖ ・・・（２）
式（１）、（２）の意味については後述する。

抑制ゲイン演算部４５は、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値を所定の目標値Ｘと比較する。そして、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値が目標値Ｘ以上のとき、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値が目標値Ｘ以下となるように、０以上１以下の値である抑制ゲインＫｒｅｓを演算する。抑制ゲイン演算部４５は、目標値Ｘを抑制ゲイン演算部４５の内部に固定値として記憶してもよく、外部から取得してもよい。

ｄｑ軸電圧指令抑制部４６は、ｄｑ軸電圧指令演算部４３が演算したｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*にそれぞれ抑制ゲインＫｒｅｓを乗じることでｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を抑制する。そして、抑制後のｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^**、Ｖｑ^**を２相３相変換部４７に出力する。
ここで、「Ｋｒｅｓ＝１」の場合、抑制後のｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^**、Ｖｑ^**は、抑制前のｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に等しくなる。つまり、ｄｑ軸電圧指令演算部４３が演算したｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*がそのまま維持される。本明細書では、このようにｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を「維持する」場合を含めて「抑制する」という。

抑制ゲイン演算部４５による抑制ゲインＫｒｅｓの演算例を図２に示す。
図２（ａ）に示す例では、抑制ゲイン演算部４５は、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値が目標値Ｘ以上のとき、目標値Ｘを電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値で除した値を抑制ゲインＫｒｅｓとする。すなわち、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値と抑制ゲインＫｒｅｓとは反比例関係となる。一方、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値が目標値Ｘ未満のとき、抑制ゲインＫｒｅｓを「１」とする。

図２（ｂ）に示す例では、抑制ゲイン演算部４５は、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値の範囲に応じて、抑制ゲインＫｒｅｓが（ａ）の反比例曲線を示す破線以下となるように、抑制ゲインＫｒｅｓをステップ的に変化させる。例えば、以下のように表される。
０≦｜Ｉｂ＿ｅｓｔ｜＜ Ｘの範囲では、Ｋｒｅｓ＝１
Ｘ≦｜Ｉｂ＿ｅｓｔ｜＜２Ｘの範囲では、Ｋｒｅｓ＝０．５
２Ｘ≦｜Ｉｂ＿ｅｓｔ｜＜３Ｘの範囲では、Ｋｒｅｓ＝０．３３
３Ｘ≦｜Ｉｂ＿ｅｓｔ｜＜４Ｘの範囲では、Ｋｒｅｓ＝０．２５

こうして抑制後のｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^**、Ｖｑ^**を取得した２相３相変換部４７は、電気角θに基づく座標変換により、３相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を演算し、インバータ６０に出力する。ここでＰＷＭ制御の場合、詳しくは、電圧指令に基づき生成されるデューティ指令信号により、インバータ６０のスイッチング素子６１〜６６のオンオフが操作され、所望の３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが生成される。ＰＷＭ制御は周知技術であるため、詳しい説明を省略する。

ここで、電源電流推定演算部４４１による電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの算出式について説明する。図１の電源回路３０及びインバータ６０において、エネルギー保存則から、「入力電力＝配線抵抗損失＋インバータ消費電力」の関係が成立する。配線抵抗損失を０とすると、３相の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの積（電力）の和に基づく式（３）が得られる。
Ｖｉｎｖ×Ｉｂ＝Ｖｕ×Ｉｕ＋Ｖｖ×Ｉｖ＋Ｖｗ×Ｉｗ ・・・（３）
なお、配線抵抗損失を考慮する場合については、「その他の実施形態」で補足する。

また、高電位側スイッチング素子６１、６２、６３のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティを０以上１以下の無次元数で定義する。すると、各相端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖと各相デューティＤｕｔｙＵ、ＤｕｔｙＶ、ＤｕｔｙＷとの積に等しいため、式（３）は式（４．１）に書き替えられる。
Ｉｂ＝ＤｕｔｙＵ×Ｉｕ＋ＤｕｔｙＶ×Ｉｖ＋ＤｕｔｙＷ×Ｉｗ ・・・（４．１）

式（４．１）は、電源電流は、各相デューティと電流の積の和から求めることができることを意味する。この考え方は、ｄｑ軸の２相でも同様であることから、式（４．１）の右辺は、インバータ入力電圧の基準電圧Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆを用いて、式（４．２）のように表される。
Ｉｂ≒（Ｖｄ×Ｉｄ＋Ｖｑ×Ｉｑ）／Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆ ・・・（４．２）
したがって、ｄｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑとして電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を用い、消費電力Ｗによって表現すると、上記の式（１）、（２）により、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを推定することができる。

以上が第１、第２実施形態に共通の構成の説明である。
続いて、第１実施形態と第２実施形態との電源電流推定演算部４４１、４４２の構成に係る相違点、及び、それに対応してモータ制御装置４０１、４０２が実行する電圧指令抑制処理に係る相違点について説明する。

まず、第１実施形態の電源電流推定演算部４４１の構成について図３を参照する。電源電流推定演算部４４１は、消費電力算出部５３及び除算器５４を有している。消費電力算出部５３には、ｄｑ軸電圧指令演算部４３が今回の制御演算で出力したｄｑ軸電圧指令の今回値Ｖｄ^*（ｎ）、Ｖｑ^*（ｎ）、及びｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑが入力される。消費電力算出部５３は、上記の式（１）において、Ｖｄ^*＝Ｖｄ^*（ｎ）、Ｖｑ^*＝Ｖｑ^*（ｎ）を代入した式（１．１）を用いて、インバータ６０の消費電力Ｗを算出する。
Ｗ＝Ｖｄ^*（ｎ）×Ｉｄ＋Ｖｑ^*（ｎ）×Ｉｑ ・・・（１．１）

除算器５４は、式（２）により、消費電力Ｗをインバータ入力電圧Ｖｉｎｖで除して電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを算出する。
Ｉｂ＿ｅｓｔ＝Ｗ／Ｖｉｎｖ ・・・（２）
式（２）のインバータ入力電圧Ｖｉｎｖとしては、基本的に、ｄｑ軸電圧指令演算部４３の内部に既定値として記憶された基準電圧Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆを用いる構成を想定する。ただし、後述する第３実施形態のように、電圧センサ３４によって検出されたインバータ入力電圧Ｖｉｎｖを取得してもよい。

次に、第１実施形態のモータ制御装置４０１が実行する電圧指令抑制処理について、図４のフローチャートを参照する。フローチャートの説明で記号「Ｓ」はステップを意味する。末尾に「Ａ」を付したＳ１Ａ、Ｓ２Ａは、後述の第２実施形態とは異なるステップである。
Ｓ１Ａ〜Ｓ３は電源電流推定演算部４４１により、Ｓ４〜Ｓ６は抑制ゲイン演算部４５により、Ｓ７はｄｑ軸電圧指令抑制部４６により実行される。

電源電流推定演算部４４１の消費電力算出部５３は、Ｓ１Ａで、ｄｑ軸電圧指令の今回値Ｖｄ^*（ｎ）、Ｖｑ^*（ｎ）、及び、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを取得する。
続いて消費電力算出部５３は、Ｓ２Ａで、「ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*（ｎ）及びｄ軸電流Ｉｄの積」と「ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*（ｎ）及びｑ軸電流Ｉｑの積」との和の値に基づいて、すなわち式（１．１）を用いて、インバータ６０の消費電力（Ｗ）を算出する
Ｗ＝Ｖｄ^*（ｎ）×Ｉｄ＋Ｖｑ^*（ｎ）×Ｉｑ ・・・（１．１）
除算器５４は、Ｓ３で、式（２）により、消費電力Ｗをインバータ入力電圧Ｖｉｎｖで除して電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを算出する。
Ｉｂ＿ｅｓｔ＝Ｗ／Ｖｉｎｖ ・・・（２）

抑制ゲイン演算部４５は、Ｓ４で、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値と目標値Ｘとを比較する。電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値が目標値Ｘ以上のとき（Ｓ４：ＹＥＳ）、式（５）で示すように、目標値Ｘを電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔで除した値を抑制ゲインＫｒｅｓとする（Ｓ５）。
Ｋｒｅｓ＝｜Ｉｂ＿ｅｓｔ｜／Ｘ ・・・（５）
一方、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値が目標値Ｘ未満のとき（Ｓ４：ＮＯ）、抑制ゲインＫｒｅｓを「１」とする（Ｓ６）。

ｄｑ軸電圧指令抑制部４６は、Ｓ７で、式（６．１）、（６．２）により、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*（ｎ）、Ｖｑ^*（ｎ）にそれぞれ抑制ゲインＫｒｅｓを乗じて、抑制後のｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^**（ｎ）、Ｖｑ^**（ｎ）を算出し、２相３相変換部４７に出力する。
Ｖｄ^**（ｎ）＝Ｖｄ^*（ｎ）×Ｋｒｅｓ ・・・（６．１）
Ｖｑ^**（ｎ）＝Ｖｑ^*（ｎ）×Ｋｒｅｓ ・・・（６．２）

以上で、第１実施形態の電圧指令抑制処理のルーチンを終了する。２相３相変換部４７は、抑制後のｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^**（ｎ）、Ｖｑ^**（ｎ）を３相電圧指令に変換し、ＰＷＭ制御によりインバータ６０を駆動する。
このように第１実施形態では、ｄｑ軸電圧指令の今回値Ｖｄ^*（ｎ）、Ｖｑ^*（ｎ）を用いるため、今から電源回路に流れようとする将来の電源電流を推定することができる。

次に、第２実施形態のモータ制御装置４０２の電源電流推定演算部４４２の構成、及び電圧指令抑制処理について、図５、図６を参照し、主に第１実施形態との相違点を説明する。図５における図３と実質的に同一の構成、及び、図６のフローチャートにおける図４と実質的に同一のステップには、同一の符号又はステップ記号を付して説明を省略する。図６は、Ｓ１Ｂ及びＳ２Ｂが図４と異なる。

図５に示すように、第２実施形態の電源電流推定演算部４４２は、消費電力算出部５３の入力側に遅延素子５１、５２を備えている。遅延素子５１、５２は、それぞれ、ｄｑ軸電圧指令Ｖｑ^*の今回値Ｖｄ^*（ｎ）、Ｖｑ^*（ｎ）に対し、制御周期一回分遅延させる。消費電力算出部５３には、ｄｑ軸電圧指令演算部４３が前回の制御演算で出力したｄｑ軸電圧指令の前回値Ｖｄ^*（ｎ−１）、Ｖｑ^*（ｎ−１）、及びｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑが入力される。

この構成に対応し、図６のＳ１Ｂで、電源電流推定演算部４４２は、ｄｑ軸電圧指令の前回値Ｖｄ^*（ｎ−１）、Ｖｑ^*（ｎ−１）、及び、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを取得する。Ｓ２Ｂでは、式（１．１）の（ｎ）を（ｎ−１）に置き換えた式（１．２）を用いて、インバータ６０の消費電力（Ｗ）を算出する
Ｗ＝Ｖｄ^*（ｎ−１）×Ｉｄ＋Ｖｑ^*（ｎ−１）×Ｉｑ ・・・（１．２）

算出した消費電力Ｗに基づき、Ｓ３以下のステップで抑制ゲインＫｒｅｓを演算し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^*に乗じる点は、図４と同様である。
このように第２実施形態では、ｄｑ軸電圧指令の前回値Ｖｄ^*（ｎ−１）、Ｖｑ^*（ｎ−１）を用いるため、直近の過去において電源回路に流れた電源電流を推定することができる。

（効果）
以上説明した本発明の第１、第２実施形態のモータ制御装置４０１、４０２の効果について説明する。
（１）従来技術の特許文献１（特開２００８−０４９９１０号公報）に記載の装置のように、電源電圧やモータ回転角速度に応じて電流指令値を制限する構成では、直流電源側の配線抵抗値が変わった場合に所定の電流（電力）に制限できない可能性がある。また、特許文献２（特開２００９−１３６１１１号公報）に記載の装置のように、異常値を検出した場合にインバータの駆動を停止すると、例えば車両の電動パワーステアリング装置等では、運転者の操舵力を軽減するアシスト機能が作用しなくなる。

これに対し、第１、第２実施形態のモータ制御装置４０１、４０２は、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値が目標値Ｘ以上であるとき、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値が目標値Ｘ以下となるように、インバータ６０に対するｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を抑制する。これにより、配線抵抗等のばらつきの影響を受けることなく、また、インバータ６０の駆動を停止することなく、モータ８０の力行動作及び回生動作において、電源電流Ｉｂを適切に抑制することができる。

したがって、直流電源３１の充電許容電力が比較的低い場合、モータ８０の回生動作時に、回生電流（Ｉｂ＜０）によってインバータ６０の電圧が上昇することによるスイッチング素子６１〜６６等の破損を防止することができる。また、モータ８０の力行動作時、放電許容電力に対して比較的大きな電源電流（Ｉｂ＞０）が流れることを回避し、直流電源３１の性能を安定させることができる。
このモータ制御装置４０１、４０２は、逆入力によってモータ８０が回生動作する可能性がある電動パワーステアリング装置等に適用されると特に有効である。

また、電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔが目標値Ｘ以上のとき、図２（ａ）に示すように、抑制ゲイン演算部４５が「目標値Ｘを電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの絶対値で除した値」を抑制ゲインＫｒｅｓとする場合、電源電流Ｉｂの絶対値を目標値Ｘに一致させるように抑制ゲインＫｒｅｓを最大限の設定とすることで、許容範囲における最大限の性能を有効に発揮させることができる。

（２）第１、第２実施形態の抑制ゲイン演算部４５は、電源電流の検出値でなく推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを用いて抑制ゲインＫｒｅｓを演算するため、電源電流Ｉｂを直接検出する電流センサが不要となる。

（３）第１、第２実施形態の電源電流推定演算部４４１、４４２は、ｄｑ軸電圧指令の今回値Ｖｄ^*（ｎ）、Ｖｑ^*（ｎ）、又は、前回値Ｖｄ^*（ｎ−１）、Ｖｑ^*（ｎ−１）を用いて電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを演算する。指令値を用いて演算することで、モータ制御装置４０１、４０２内部の情報を有効に利用することができる。

（第３実施形態）
第３実施形態のモータ制御装置について、図７の概略構成図を参照して説明する。
第３実施形態のモータ制御装置４０３は、第１、第２実施形態に対し、電源電流推定演算部４４３による電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔの演算方法が異なる。また、電源回路３０に、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを検出する電圧センサ３４が設けられている。

電源電流推定演算部４４３には、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、及び、微分器８６にて電気角θを時間微分して得られた電気角速度ωが入力される。また、電源電流推定演算部４４３は、回路定数である電機子抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、及び、永久磁石の電機子鎖交磁束（逆起電圧定数）φを内部に記憶しているか、或いは外部から取得する。回路定数は、温度変化や経時劣化を無視すれば固定値として扱うことができる。

周知のとおり、電圧方程式は、過渡状態を示す電流微分項を無視すれば、式（７．１）、（７．２）で表される。
Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ ・・・（７．１）
Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×φ ・・・（７．２）

電源電流推定演算部４４３は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、電気角速度ωに基づき、電圧方程式を用いてｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを算出する。そして、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑに基づき、第１、第２実施形態と同様に、消費電力Ｗを算出し、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖで除して電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを演算する。その他の構成は、第１、第２実施形態と同様である。
第３実施形態は、第１、第２実施形態の効果（１）、（２）と同様の効果を奏する。

（第４実施形態）
第４実施形態のモータ制御装置について、図８の概略構成図を参照して説明する。
第４実施形態では、モータ駆動システム１０の電源回路３０に、電源電流Ｉｂを直接検出する電流センサ３３が設けられている。モータ制御装置４０４の抑制ゲイン演算部４５には、電源電流検出値Ｉｂ＿ｓｎｓ及び目標値Ｘが入力される。

電源電流検出値Ｉｂ＿ｓｎｓの絶対値が目標値Ｘ以上のとき、抑制ゲイン演算部４５は、図２の横軸の電源電流推定値Ｉｂ＿ｅｓｔを電源電流検出値Ｉｂ＿ｓｎｓに置き換えた関係式又はマップに基づき、抑制ゲインＫｒｅｓを演算する。
これにより第４実施形態は、第１、第２実施形態の効果（１）と同様の効果を奏する。また、電源電流Ｉｂを直接検出するため、温度変化や経時劣化等の要因も含めた配線抵抗等の変化を正確に反映させることができる。

（その他の実施形態）
（ア）上記実施形態では、ベクトル制御により３相ブラシレスモータの通電を制御するモータ制御装置について説明している。この他、本発明のモータ制御装置は、４相以上の多相ブラシレスモータの通電を制御するものでもよい。
また、本発明のモータ制御装置は、ブラシ付き直流モータに適用されてもよい。その場合、「電力変換器」としてＨブリッジ回路が用いられる。また、「電圧指令」として直流電圧値が指令される。

（イ）本発明のモータ制御装置は、直流電源と電力変換器との間に昇圧コンバータを設けるシステムに適用されてもよい。その場合、消費電力から電源電流の算出において、昇圧比を考慮するようにしてもよい。
（ウ）電源電流の推定値は、上記実施形態で説明した演算方法に限らず、どのような数式やマップを用いて演算してもよい。
（エ）モータ８０の力行動作時又は回生動作時を判別する手段を備え、力行動作時であるか回生動作時であるかによって、抑制ゲインＫｒｅｓを変更してもよい。

（オ）上記の式（３）では、インバータ６０の配線抵抗を０とみなし、コンデンサ３５の両端電圧をインバータ入力電圧Ｖｉｎｖとした。これに対し、インバータ６０の配線抵抗を考慮する場合について、図９を参照して説明する。
図９に示すモータ駆動システムには、コンデンサ３５後のインバータ６０の入力部に半導体リレー３６が設けられている。この半導体リレー３６の抵抗をＲｒとし、リレー後の電圧をＶｒとすると、ＶｉｎｖとＶｒとの関係は、式（８）で示される。
Ｖｉｎｖ−Ｒｒ×Ｉｂ＝Ｖｒ ・・・（８）
すると、リレー後電圧と各相端子電圧との関係は、式（３）に対応する式（９）で表される。
Ｖｒ×Ｉｂ＝Ｖｕ×Ｉｕ＋Ｖｖ×Ｉｖ＋Ｖｗ×Ｉｗ ・・・（９）

上記の式（４．１）、（４．２）の考え方を援用すると、式（９）は、式（１０）に書き替えられる。
Ｉｂ＝ＤｕｔｙＵ×Ｉｕ＋ＤｕｔｙＶ×Ｉｖ＋ＤｕｔｙＷ×Ｉｗ
≒（Ｖｄ×Ｉｄ＋Ｖｑ×Ｉｑ）／Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆ ・・・（１０）
ここで、インバータ入力電圧の基準電圧Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆの値は、式（１０）が成立するように設定される。このように、インバータ６０の配線抵抗を考慮した場合にも、基準電圧Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆを用いて、消費電力Ｗから電源電流Ｉｂを算出することができる。

（カ）本発明のモータ制御装置において、電圧指令抑制に係る特徴構成以外の構成は、周知技術に基づいて適宜変更してよい。例えば３相２相変換部４８は、インバータ６０の３相に設けられたシャント抵抗７１、７２、７３から３相の電流検出値を取得する構成に限らず、３相のうち２相の電流検出値を取得し、他の１相の電流をキルヒホッフの法則により算出してもよい。

（キ）本発明のモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置用のモータに限らず、他のいかなる用途のモータに適用されてもよい。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。

３０ ・・・電源回路、
３１ ・・・直流電源、
４０１、４０２、４０３、４０４・・・モータ制御装置、
４３ ・・・（ｄｑ軸）電圧指令演算部、
４４１、４４２、４４３・・・電源電流推定演算部、
４５ ・・・抑制ゲイン演算部、
４６ ・・・（ｄｑ軸）電圧指令抑制部、
６０ ・・・インバータ（電力変換回路）、
８０ ・・・モータ（多相ブラシレスモータ）。

Claims (5)

1. 直流電源（３１）とモータ（８０）との間に接続され前記モータの力行動作及び回生動作に応じて前記直流電源側の電力と前記モータ側の電力とを相互に変換する電力変換回路（６０）を操作することで、ベクトル制御により多相ブラシレスモータである前記モータの通電を制御するモータ制御装置であって、
   前記電力変換回路に対する電圧指令としてｄ軸電圧指令（Ｖｄ ^* ）及びｑ軸電圧指令（Ｖｑ ^* ）を演算する電圧指令演算部（４３）と、
   前記直流電源と前記電力変換回路との間の電源回路（３０）に流れる電源電流の推定値（Ｉｂ＿ｅｓｔ）を演算する電源電流推定演算部（４４１）と、
   前記電源電流推定演算部により演算された前記電源電流の推定値の絶対値が所定の目標値（Ｘ）以下となるように、０以上１以下の値である抑制ゲイン（Ｋｒｅｓ）を演算する抑制ゲイン演算部（４５）と、
   前記電圧指令演算部が演算した電圧指令に前記抑制ゲインを乗じることで前記電圧指令を抑制する電圧指令抑制部（４６）と、
   を備え、
   前記電源電流推定演算部は、
   前記電圧指令演算部が今回の制御演算で出力したｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令の今回値（Ｖｄ ^* （ｎ）、Ｖｑ ^* （ｎ））を用い、ｄ軸電圧指令及びｄ軸電流（Ｉｄ）の積とｑ軸電圧指令及びｑ軸電流（Ｉｑ）の積との和の値に基づいて、前記電力変換回路の消費電力（Ｗ）を算出し、当該消費電力を前記電力変換回路の入力電圧（Ｖｉｎｖ）で除することにより、前記電源電流の推定値を演算することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記モータが外部からの入力により回転されて回生動作を行うとき、前記電圧指令抑制部は前記電圧指令を抑制することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 車両の電動パワーステアリング装置に適用されることを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電源電流の推定値の絶対値が前記目標値以上のとき、
   前記抑制ゲイン演算部は、前記目標値を前記電源電流の推定値の絶対値で除した値を前記抑制ゲインとすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記ｄ軸電流及び前記ｑ軸電流は、前記多相ブラシレスモータの各相に流れる電流検出値をｄｑ変換した値であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

Images