JP7063240B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、特許文献１に記載されているように、３相分の上下アームのスイッチを有するインバータと、インバータに電気的に接続された巻線を有する同期式の回転電機と、シャント抵抗とを備えるシステムに適用されるものが知られている。シャント抵抗は、各相において、上下アームのうちいずれか一方のスイッチのみに電気的に接続されている。

制御装置は、各シャント抵抗のうち少なくとも２相分のシャント抵抗に電流が流れている期間において、電流が流れている各シャント抵抗の電圧値を検出する。制御装置は、検出した電圧値に基づいて、回転電機の制御量をその指令値に制御するための電圧指令値を算出し、算出した電圧指令値に基づいて、インバータを構成する各スイッチの駆動制御を行う。

特開２００３－５２１９１号公報

回転電機、インバータ及びシャント抵抗が備えられるシステムにおける相電流の検出機能の異常や、回転電機の駆動状態によっては、３相のうち少なくとも２相分について、シャント抵抗の電圧値に基づいて相電流が検出できなくなり得る。この場合であっても、回転電機の制御量の制御を極力継続できることが望まれる。

本発明は、３相のうち少なくとも２相分について、シャント抵抗の電圧値に基づいて相電流が検出できなくなる場合であっても、回転電機の制御量の制御を極力継続することができる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、３相分の上下アームのスイッチを有するインバータと、
前記インバータに電気的に接続された巻線を有する同期式の回転電機と、
各相において、上下アームのうちいずれか一方の前記スイッチのみに電気的に接続されたシャント抵抗と、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置において、
前記各シャント抵抗のうち少なくとも２相分のシャント抵抗に電流が流れている場合における該シャント抵抗の電圧検出値に基づいて、前記回転電機の制御量をその指令値に制御するための電圧指令値を算出し、算出した該電圧指令値に基づいて、前記インバータを構成する前記各スイッチの駆動制御を行う駆動制御部と、
３相のうち少なくとも２相分について、前記シャント抵抗の電圧値に基づいて前記巻線に流れる相電流が検出できるか否かを判定する判定部と、を備え、
前記駆動制御部は、前記判定部により少なくとも２相分について相電流が検出できないと判定された場合、前記回転電機の２相回転座標系における過去の電流値又は過去の電圧値に基づいて、前記駆動制御を行う。

本発明では、判定部は、３相のうち少なくとも２相分について、シャント抵抗の電圧値に基づいて巻線に流れる相電流が検出できるか否かを判定する。そして、判定部により少なくとも２相分について相電流が検出できないと判定された場合、駆動制御部は、２相回転座標系における過去の電流値又は過去の電圧値に基づいて、駆動制御を行う。このように、少なくとも２相分について相電流が検出できない場合に過去の値を用いることにより、回転電機の制御量の制御を極力継続することができる。

第１実施形態に係る回転電機の制御システムの全体構成を示す図。 制御装置の処理を示すブロック図。 ｄｑ座標系及びγδ座標系を示す図。 電圧ベクトル及び検出可能な相電流の関係を示す図。 変調率が１以下の場合における指令時比率及びスイッチングモード等の推移を示すタイムチャート。 変調率が１よりも大きい場合における指令時比率及びスイッチングモード等の推移を示すタイムチャート。 比較例に係る変調率が１よりも大きい場合における指令時比率及びスイッチングモード等の推移を示すタイムチャート。 制御装置の処理の手順を示すフローチャート。 制御状態に起因して１相しか相電流が検出できなくなり得る場合における電流推定を説明するためのタイムチャート。 Ｕ相電流検出機能の異常に起因して１相しか相電流が検出できなくなり得る場合における電流推定を説明するためのタイムチャート。 第２実施形態に係るフィルタ部の時定数の設定方法を示す図。 推定角速度に基づくフィルタ部の時定数の設定方法を示す図。 第３実施形態に係るフィードバックゲインの設定方法を示す図。 第３実施形態の変形例に係るフィードバックゲインの設定方法を示す図。 第４実施形態に係る制御装置の処理の手順を示すフローチャート。 第５実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。 制御装置の処理の手順を示すフローチャート。 第６実施形態に係る制御装置の処理を示すブロック図。 その他の実施形態に係る制御システムの全体構成を示す図。 その他の実施形態に係る電圧ベクトル及び検出可能な相電流の関係を示す図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る回転電機の制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、制御システムは、回転電機１０、インバータ２０、及び回転電機１０を制御対象とする制御装置４０を備えている。回転電機１０は、３相の同期機であり、ステータ巻線としてＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗを備えている。同期機は、例えば永久磁石同期機である。本実施形態において、回転電機１０は、突極機のＩＰＭＳＭである。

回転電機１０は、例えば、車両の走行動力源として用いられたり、車載補機を駆動するために用いられたりする。車載補機としては、例えば、車両の油圧式ブレーキ装置を構成する油圧生成用の電動ポンプや、ラジエータファン、車両用空調装置を構成するブロワ、ウォーターポンプが挙げられる。

インバータ２０は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を３相分備えている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、より具体的には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。このため、各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎの高電位側端子はドレインであり、低電位側端子はソースである。各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎは、各ボディダイオードＤＵｐ，ＤＵｎ，ＤＶｐ，ＤＶｎ，ＤＷｐ，ＤＷｎを有している。

Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのソースには、バスバー等のＵ相導電部材２１Ｕの第１端と、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎのドレインとが接続されている。Ｕ相導電部材２１Ｕの第２端には、Ｕ相巻線１１Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上アームスイッチＳＶｐのソースには、バスバー等のＶ相導電部材２１Ｖの第１端と、Ｖ相下アームスイッチＳＶｎのドレインとが接続されている。Ｖ相導電部材２１Ｖの第２端には、のＶ相巻線１１Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上アームスイッチＳＷｐのソースには、バスバー等のＷ相導電部材２１Ｗの第１端と、Ｗ相下アームスイッチＳＷｎのドレインとが接続されている。Ｗ相導電部材２１Ｗの第２端には、Ｗ相巻線１１Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端同士は、中性点で接続されている。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのドレインと、直流電源である蓄電池３０の正極端子とは、正極側母線Ｌｐにより接続されている。正極側母線Ｌｐにおいて、各上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのうち蓄電池３０の正極端子に最も近いスイッチとの接続点と、蓄電池３０の正極端子との間には、平滑コンデンサ２２の第１端が接続されている。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのソースには、Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの第２端と、蓄電池３０の負極端子とは、負極側母線Ｌｎにより接続されている。負極側母線Ｌｎにおいて、各シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗのうち蓄電池３０の負極端子に最も近いシャント抵抗との接続点と、蓄電池３０の負極端子との間には、平滑コンデンサ２２の第２端が接続されている。

制御装置４０は、マイコンを主体として構成され、回転電機１０の制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、インバータ２０を構成する各スイッチをスイッチング操作する。本実施形態において、制御量は電気角速度（回転速度）であり、その指令値は指令角速度ω＊である。制御装置４０は、インバータ２０から各相巻線１１Ｕ～１１Ｗに印加される電圧ベクトルが、電気角速度を指令角速度ω＊に制御するための指令電圧ベクトルになるように、インバータ２０を構成する各スイッチをスイッチング操作する。これにより、互いに１２０度ずれた正弦波状の相電流が各相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに流れる。

制御装置４０は、位置センサレス制御を行い、この制御の際に電気角を推定する。位置センサレス制御は、ホール素子やレゾルバ等の角度センサにより検出される回転電機１０の回転角情報を用いることのない回転電機１０の制御である。

ちなみに、制御装置４０は、自身が備える記憶装置に記憶されたプログラムを実行することにより、各種制御機能を実現する。各種機能は、ハードウェアである電子回路によって実現されてもよいし、ハードウェア及びソフトウェアの双方によって実現されてもよい。

続いて、図２のブロック図を用いて、制御装置４０の処理について詳しく説明する。

速度偏差算出部４１は、指令角速度ω＊から、後述する速度推定部４９により算出された推定角速度ωｅｓｔを減算することにより、速度偏差Δωを算出する。推定角速度ωｅｓｔは、電気角速度の推定値である。指令角速度ω＊は、回転電機１０のロータを特定方向（正方向）に回転させる場合に正の値となり、特定方向とは逆方向にロータを回転させる場合に負の値となる。

速度制御器４２は、速度偏差Δωを０にフィードバック制御するための操作量として、回転電機１０の指令トルクＴｒｑ＊を算出する。指令トルクＴｒｑ＊は、ロータを特定方向に回転させる場合に正の値となり、特定方向とは逆方向にロータを回転させる場合に負の値となる。なお、速度制御器４２におけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御が用いられればよい。

電流変換部４３は、後述する角度推定部５０により算出された推定角θｅｓｔと、後述する電流算出部５１により算出された各相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷとに基づいて、ＵＶＷ座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、γδ座標系におけるγ軸電流Ｉγｒ及びδ軸電流Ｉδｒに変換する。推定角θｅｓｔは、電気角の推定値である。ＵＶＷ座標系は、回転電機１０の３相固定座標系であり、γδ座標系は、回転電機１０の２相回転座標系であるｄｑ座標系の推定座標系である。

ここで、ＵＶＷ座標系は、回転電機１０の３相固定座標系であり、γδ座標系は、回転電機１０の２相回転座標系であるｄｑ座標系の推定座標系である。図３に、γδ座標系、ｄｑ座標系、及び２相固定座標系であるαβ座標系を示す。ｄｑ座標系は、原点Ｏを通って実際の磁極位置の方向に延びるｄ軸と、原点Ｏを通ってｄ軸と直交する方向に延びるｑ軸とにより規定される座標系である。γδ座標系は、原点Ｏを通って推定磁極位置の方向に延びるγ軸と、原点Ｏを通ってγ軸と直交する方向に延びるδ軸とにより規定される座標系である。図３には、αβ座標系のα軸とγδ座標系のγ軸とのなす角度を推定角θｅｓｔとして示し、α軸とｄｑ座標系のｄ軸とのなす角度を実際の電気角θとして示し、ｄ軸とγ軸とのなす角度を推定誤差Δθとして示す。ｄｑ座標系は、αβ座標系に対して、回転電機１０の電気角速度で回転する座標系である。

図２の説明に戻り、指令電流設定部４４は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、γ軸指令電流Ｉγ＊と、δ軸指令電流Ｉδ＊とを設定する。γ軸指令電流Ｉγ＊及びδ軸指令電流Ｉδ＊により、γδ座標系における指令電流ベクトルが定まる。γ軸指令電流Ｉγ＊及びδ軸指令電流Ｉδ＊は、γδ座標系における電流指令値に相当する。

γ軸偏差算出部４５ａは、γ軸指令電流Ｉγ＊からγ軸電流Ｉγｒを減算した値として、γ軸偏差ΔＩγを算出する。δ軸偏差算出部４５ｂは、δ軸指令電流Ｉδ＊からδ軸電流Ｉδｒを減算した値として、δ軸偏差ΔＩδを算出する。

電流制御器４６は、γ軸偏差ΔＩγに基づいて、γ軸電流Ｉγｒをγ軸指令電流Ｉγ＊にフィードバック制御するための操作量として、γ軸指令電圧Ｖγ＊を算出する。また、電流制御器４６は、δ軸偏差ΔＩδに基づいて、δ軸電流Ｉδｒをδ軸指令電流Ｉδ＊にフィードバック制御するための操作量として、δ軸指令電圧Ｖδ＊を算出する。γ軸指令電圧Ｖγ＊及びδ軸指令電圧Ｖδ＊により、γδ座標系における指令電圧ベクトルが定まる。本実施形態において、各指令電圧Ｖγ＊，Ｖδ＊が電圧指令値に相当する。なお、電流制御器４６におけるフィードバック制御としては、比例制御、微分制御及び積分制御のうち少なくとも１つが用いられればよく、例えば比例積分制御が用いられればよい。

電圧変換部４７は、γ軸指令電圧Ｖγ＊、δ軸指令電圧Ｖδ＊及び推定角θｅｓｔに基づいて、電気角で位相が互いに１２０°ずれたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。本実施形態において、各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、正弦波信号である。

信号生成部４８は、電圧変換部４７から出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを蓄電池３０の端子間電圧で除算することにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗを算出する。

信号生成部４８は、算出したＵ，Ｖ，Ｗ相指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗに基づいて、各スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎに対する各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。操作信号は、オン指令又はオフ指令のいずれかである。同じ相の上アーム操作信号と下アーム操作信号とは、同時にオン指令にならない。信号生成部４８は、生成した各操作信号ｇＵｐ～ｇＷｎを、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎに対して出力する。各操作信号ｇＵｐ～ｇＷｎにより、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎのスイッチングモードが定まる。

信号生成部４８は、３相それぞれにおいて、指令時比率とキャリア信号ＳｉｇＣとの大小比較に基づくＰＷＭ（Pulse Width Modulation）により操作信号を生成する。本実施形態において、キャリア信号ＳｉｇＣは、漸増速度と漸減速度とが等しい三角波信号である。

速度推定部４９は、推定角速度ωｅｓｔを算出する。本実施形態において、速度推定部４９は、推定誤差Δθを０にフィードバック制御すべく、電流変換部４３により算出されたγ軸電流Ｉγｒ及びδ軸電流Ｉδｒと、電流制御器４６により算出されたγ軸指令電圧Ｖγ＊及びδ軸指令電圧Ｖδ＊とに基づいて、推定角速度ωｅｓｔを算出する。ここでは、例えば、拡張誘起電圧を用いた推定角速度ωｅｓｔの算出方法が用いられてもよい。

角度推定部５０は、速度推定部４９により算出された推定角速度ωｅｓｔを時間積分することにより、推定角θｅｓｔを算出する。

電流算出部５１は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを算出する。本実施形態において、電流算出部５１は、キャリア信号ＳｉｇＣがその最大値となるタイミングを、各端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷの検出タイミング（電流検出タイミング）としている。電流算出部５１は、各端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷをサンプルホールド回路によりサンプルホールドし、サンプルホールドしたアナログデータとしての各端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷをＡＤ変換器によりデジタルデータに変換する。電流算出部５１は、変換したデジタルデータに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを算出する。

図４に示すように、電圧ベクトルＶ０～Ｖ６に応じて、下アームスイッチのオン期間中にシャント抵抗に相電流が流れる。本実施形態では、シャント抵抗の第１端側の電位が第２端側の電位よりも高い場合のシャント抵抗の端子間電圧の符号を正と定義する。また、実際の相電流について、インバータ２０側から回転電機１０側へと流れる電流方向を正と定義する。このため、図４のアーム電流の欄では、シャント抵抗の端子間電圧の符号と、実際の相電流の符号とが異なる場合に負の符号を付している。図４において、Ｖ１～Ｖ６は、有効電圧ベクトルとしての第１～第６ベクトルであり、Ｖ０，Ｖ７は、無効電圧ベクトルとしての第０，第７ベクトルである。

続いて、図５を用いて、変調率が１以下の場合における電流検出が可能な相数について説明する。変調率とは、指令時比率の振幅をキャリア信号ＳｉｇＣの振幅で除算した値である。このため、指令時比率の振幅とキャリア信号ＳｉｇＣの振幅とが等しくなる場合に変調率が１となる。

図５（ａ）は、各相指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗの推移を示し、図５（ｂ）は、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎのスイッチングモードの推移を示す。図５（ｂ）において、例えばＵ相について説明すると、ＯＮは、Ｕ相上アーム操作信号ｇＵｐがオン指令であってかつＵ相下アーム操作信号ｇＵｎがオフ指令であることを示す。また、ＯＦＦは、Ｕ相上アーム操作信号ｇＵｐがオフ指令であってかつＵ相下アーム操作信号ｇＵｎがオン指令であることを示す。

図５（ｃ）は、各シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗにおいて検出される端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷの推移を示し、図５（ｄ）は、各相における相電流の検出可否の推移を示す。図５（ｄ）において、「○」は相電流が検出可能であることを示し、「×」は相電流が検出不可能であることを示す。また、図５（ｄ）では、キャリア信号ＳｉｇＣの各周期それぞれにおいて、第０ベクトルＶ０となる期間が含まれる場合に「○」とされている。

図５に示すように、変調率が１以下の場合においては、第０ベクトルＶ０となる期間がキャリア信号ＳｉｇＣの各周期に含まれるため、１電気角周期に渡って３相分の相電流の検出が可能となる。これにより、電流算出部５１は、キャリア信号ＳｉｇＣがその最大値となるタイミング毎に３相分の端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷを検出し、各端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷを検出するたびに各相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを算出する。算出された各相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷに基づいて、回転電機１０の制御量の制御が実施され、また、推定角θｅｓｔが算出される。

続いて、図６を用いて、変調率が１を超える過変調の場合における電流検出が可能な相数について説明する。過変調の場合、指令時比率のピーク値がキャリア信号ＳｉｇＣのピーク値を超える。図６（ａ）～図６（ｄ）は、先の図５（ａ）～図５（ｄ）に対応している。

図６に示す例では、１電気角周期において、２又は３相分の相電流の検出が可能となる。２相分の相電流が検出できる期間において、電流算出部５１は、２相分の相電流に基づいて、「ＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０」の関係を用いて残りの相電流を算出する。そして、算出された各相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷに基づいて、回転電機１０の制御量の制御が実施され、また、推定角θｅｓｔが算出される。

ここで、変調率がさらに大きくなると、１電気角周期において１又は２相分の相電流しか検出することしかできなくなる。図７には、比較例において、１又は２相分の相電流しか検出することしかできなくなる例を示す。図７（ａ）～図７（ｄ）は、先の図６（ａ）～図６（ｄ）に対応している。

図７に示すように、１相分の相電流しか検出できない期間においては、「ＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０」の関係を用いて残り２相分の相電流を算出することができず、回転電機１０の制御を実施できなくなる。

ちなみに、変調率が図７に示した値よりもさらに高くなると、各相について上下アームそれぞれのスイッチのオン操作への切り替えが１電気角周期において１回ずつ出現するとともに、オン操作への切り替えタイミングが各相で１２０度ずれる１パルス制御となる。

１相分の相電流しか検出できない状況は、変調率が１を大きく超える状況のみならず、制御システムが備える相電流の検出機能に異常が生じる状況においても発生する。この異常には、電流算出部５１を構成するサンプルホールド回路及びＡＤ変換器のうち少なくとも１つの異常が含まれる。

１相分の相電流しか検出できない状況に対処すべく、本実施形態では、図８に示す処理を行う。この処理は、制御装置４０の電流算出部５１、フィルタ部５２及び変換部５３等の協働により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。

ステップＳ１０では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷをサンプルホールドする。

ステップＳ１１では、制御システムの相電流検出機能に異常が発生しているかを判定する。本実施形態では、３相のうちいずれの相の検出機能に異常が発生しているかを判別できるものとする。なお、異常の検出方法については、要部でないため、その詳細な説明を省略する。

まず、ステップＳ１１において異常が発生していないと判定された場合について説明する。ステップＳ１２では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令時比率Ｄｔｕ，Ｄｔｖ，Ｄｔｗに基づいて、キャリア信号ＳｉｇＣの１周期あたりのＵ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのオン操作期間Ｔｏｎを算出する。

ステップＳ１３では、ステップＳ１２で算出したＵ，Ｖ，Ｗ相それぞれのオン操作期間Ｔｏｎに基づいて、相電流を検出可能な相がいくつあるかを判定する。本実施形態では、オン操作期間Ｔｏｎが、リンギング発生期間Ｔｓｔａよりも長いと判定した相の数を、相電流を検出可能な相と判定する。リンギング発生期間Ｔｓｔａは、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎのスイッチングモードが切り替えられてから、スイッチングモードの切り替えに伴って発生するシャント抵抗に流れる電流のリンギングが収束するまでの期間である。リンギング発生期間Ｔｓｔａ内に電流検出タイミングが設定されると、相電流の検出精度が低下してしまう。

ステップＳ１４では、ステップＳ１３の判定結果に基づいて、相電流を検出可能な相が３相であるか否かを判定する。

ステップＳ１４において３相であると判定した場合には、ステップＳ１５に進み、サンプルホールドしたＵ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷに基づいて、電流算出部５１においてＵ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを算出する。

ステップＳ１４において否定判定した場合には、ステップＳ１６に進み、ステップＳ１３の判定結果に基づいて、相電流を検出可能な相が２相であるか否かを判定する。

ステップＳ１６において２相であると判定した場合には、ステップＳ１７に進み、サンプルホールドした各シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷのうち、相電流が検出可能な２相分の端子間電圧に基づいて、電流算出部５１において２相分の相電流を算出する。そして、算出した２相分の相電流に基づいて、「ＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０」の関係を用いて残りの相電流を算出する。

ステップＳ１６において否定判定した場合には、ステップＳ１８に進み、ステップＳ１３の判定結果に基づいて、相電流を検出可能な相が１相であるか否かを判定する。

ステップＳ１８において１相であると判定した場合には、ステップＳ１９に進み、前回の制御周期におけるγ，δ軸フィルタ電流Ｉγｆ，Ｉδｆと、今回の制御周期において算出した推定角θｅｓｔとに基づいて、変換部５３によりＵＶＷ座標系のＵ，Ｖ，Ｗ相推定電流ＩＵｅｓ，ＩＶｅｓ，ＩＷｅｓを算出する。前回の制御周期におけるγ，δ軸フィルタ電流Ｉγｆ，Ｉδｆは、前回の制御周期において電流変換部４３により算出されたγ，δ軸電流Ｉγｒ，Ｉδｒを、フィルタ部５２によりローパスフィルタ処理した電流値である。前回の制御周期において算出されたγ，δ軸電流Ｉγｒ，Ｉδｒは、過去の電流値に相当する。

続くステップＳ２０では、サンプルホールドした各シャント抵抗２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗの端子間電圧ＶＩＵ，ＶＩＶ，ＶＩＷのうち、相電流が検出可能な１相分の端子間電圧に基づいて、電流算出部５１において１相分の相電流を算出する。また、３相分の相電流のうち、シャント抵抗の端子間電圧に基づいて算出できない２相分の相電流を、ステップＳ１９で算出した推定電流とする。例えば、３相のうちＵ相電流ＩＵのみがＵ相シャント抵抗２３Ｕの端子間電圧ＶＩＵに基づいて算出できる場合、電流変換部４３に出力されるＶ相電流ＩＶとしてＶ相推定電流ＩＶｅｓが用いられ、電流変換部４３に出力されるＷ相電流ＩＷとしてＷ相推定電流ＩＷｅｓが用いられる。

ステップＳ１８において否定判定した場合には、相電流を検出可能な相がないと判定し、ステップＳ２１に進む。ステップＳ２１では、ステップＳ１９と同じ処理を行う。続くステップＳ２２では、電流変換部４３に出力するＵ相電流ＩＵをＵ相推定電流ＩＵｅｓとし、電流変換部４３に出力するＶ相電流ＩＶをＶ相推定電流ＩＶｅｓとし、電流変換部４３に出力するＷ相電流ＩＷをＷ相推定電流ＩＷｅｓとする。

なお、本実施形態において、ステップＳ１１～Ｓ１４，Ｓ１６の処理が判定部を構成する。また、図２に示したブロック図の各構成４１～５３が駆動制御部を構成する。

図９に、先の図７の状況に対応する本実施形態の処理態様を示す。図９（ａ）～図９（ｄ）は、先の図７（ａ）～図７（ｄ）に対応している。なお、図９（ｃ）には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相推定電流ＩＵｅｓ，ＩＶｅｓ，ＩＷｅｓに対応する端子間電圧ＶｅＵ，ＶｅＶ，ＶｅＷを破線にて示す。

本実施形態によれば、３相のうち１相分しか相電流が検出できないと判定された場合、検出できないと判定された相について、推定電流が算出される。つまり、図９（ｃ）に破線にて示すように、３相分の相電流が把握できるようになる。そして、算出された推定電流が回転電機１０の制御に用いられる。これにより、１相分の相電流しか検出できない場合であっても、回転電機１０の制御を継続することができる。

なお、従来は、少なくとも２相分の相電流が検出できるように変調率が過度に高くならないように制限していた。この場合、電圧利用率に制限がかかり、回転電機１０の大型化を招いていた。しかし、本実施形態によれば、少なくとも２相分の相電流が検出できるように変調率を制限する必要がないため、回転電機１０を小型化することができる。

先の図８の説明に戻り、ステップＳ１１において異常が発生していると判定された場合について説明する。ステップＳ１１において異常が発生していると判定された場合、３相のうちいくつの相が異常であるかとの判定結果と、ステップＳ１３の判定結果とに基づいて、ステップＳ１４，Ｓ１６，Ｓ１８における判定結果が決まる。例えば、１相分の電流検出機能が異常であると判定された場合、ステップＳ１３の判定結果によれば３相分の相電流が検出可能であるものの、実際には、２相分の相電流が検出可能であると判定されることとなる。なお、制御装置４０は、ステップＳ１１において異常が発生していると判定した場合、その旨を外部に設けられた上位の制御装置に通知することが望ましい。

図１０を用いて、Ｕ相の電流検出機能に異常が発生した場合における本実施形態の処理態様について説明する。図１０（ａ）～図１０（ｄ）は、先の図９（ａ）～図９（ｄ）に対応している。Ｕ相の電流検出機能に異常が発生した場合、１電気角周期のうち大半の期間において０相又は１相しか相電流が検出できなくなる。しかし、本実施形態によれば、図１０（ｃ）に破線にて示すように、３相分の相電流が把握できるようになるため、回転電機１０の制御を継続することができる。

本実施形態によれば、上述した効果以外に、以下に説明する効果を得ることもできる。回転電機１０が車両の走行動力源として用いられる場合、車室内空間をより広く確保すべく、回転電機１０の小型化が、他の用途で用いられる回転電機よりも求められる。本実施形態によれば、回転電機１０を小型化することができるため、車室内空間をより広く確保することができる。

回転電機１０が油圧式ブレーキ装置を構成する電動ポンプの駆動に用いられる場合、その装置には、自動運転における緊急ブレーキのために高い応答性が求められ、また、停止しないといった信頼性も求められる。本実施形態によれば、少なくとも２相分の相電流を検出できるため、回転電機１０の制御を継続できる。その結果、ブレーキ装置が停止する確率を低くでき、ブレーキ装置の信頼性を高めることができる。

＜第１実施形態の変形例＞
図８のステップＳ１９，Ｓ２１において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相推定電流ＩＵｅｓ，ＩＶｅｓ，ＩＷｅｓの算出に、例えば、前々回の制御周期において電流変換部４３により算出されたγ，δ軸電流Ｉγｒ，Ｉδｒを、フィルタ部５２によりローパスフィルタ処理した電流値が用いられてもよい。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。制御装置４０は、図８のステップＳ１１において相電流の検出機能に異常が発生していないと判定していることを条件として、図１１に示すように、相電流を検出可能な相数が０又は１相である場合、検出可能な相数が２又は３相の場合よりも、フィルタ部５２のローパスフィルタ処理における時定数τを長く設定する。この設定は、制御量である推定角速度ωｅｓｔの応答性を低下させるためのものである。なお、本実施形態において、応答性を低下させる処理が処理部に相当する。

つまり、過変調となる場合においては、相電流に高次の電流歪が生じるため、制御量（推定角速度ωｅｓｔ）の制御が不安定化になり得る。特に、１パルス制御が実施される場合においては、その歪が顕著になり得る。そこで、過変調となる場合においては、制御量の応答性を下げることにより、高次の電流歪が生じる場合であっても、その歪が制御量の制御に及ぼす影響を抑制する。これにより、制御量の制御を安定させることができ、ひいては相電流も安定して検出することができる。

本実施形態では、相電流を検出可能な相数が０又は１相である場合、図１２に示すように、推定角速度ωｅｓｔが高いほど時定数τを長くする。高次の電流歪成分の周波数は、電気角速度が高くなるほど高くなる。このため、図１２に示す設定によれば、制御量の制御の安定化をいっそう図ることができる。

＜第２実施形態の変形例＞
図１２に示す設定方法に代えて、制御装置４０は、推定角速度ωｅｓｔが高いほど、時定数τを段階的に長くしてもよい。具体的には例えば、制御装置４０は、時定数τを２又は３段階に設定してもよい。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、フィルタ部５２の時定数τに代えて、電流制御器４６で用いられるフィードバックゲインを可変設定することにより、制御量の応答性を変更する。詳しくは、制御装置４０は、図１３に示すように、相電流を検出可能な相数が０又は１相である場合、検出可能な相数が２又は３相の場合よりも、電流制御器４６で用いられる比例，積分ゲイン等のフィードバックゲインを小さく設定する。

ちなみに、制御装置４０は、相電流を検出可能な相数が０又は１相である場合、推定角速度ωｅｓｔが高いほど、速度推定部４９で用いられるフィードバックゲインを小さく設定してもよい。

＜第３実施形態の変形例＞
電流制御器４６で用いられるフィードバックゲインに代えて、図１４に示すように、速度推定部４９で用いられるフィードバックゲインを可変設定してもよい。詳しくは、制御装置４０は、相電流を検出可能な相数が０又は１相である場合、検出可能な相数が２又は３相の場合よりも、速度推定部４９で用いられるフィードバックゲインを小さく設定する。ちなみに、制御装置４０は、相電流を検出可能な相数が０又は１相である場合、推定角速度ωｅｓｔが高いほど、速度推定部４９で用いられるフィードバックゲインを小さく設定してもよい。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、相電流が検出可能な相数が１相以下の場合、速度推定部４９は、推定角速度ωｅｓｔの算出処理を停止する。そして、角度推定部５０は、前回の制御周期において算出された推定角速度ωｅｓｔに基づいて、今回の制御周期における推定角θｅｓｔを算出する。

図１５に、本実施形態に係る制御装置４０の処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図１５において、先の図８に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

ステップＳ１６において否定判定した場合には、ステップＳ２３に進み、速度推定部４９における推定角速度ωｅｓｔの算出処理を停止する。そして、角度推定部５０において、過去に算出した推定角速度ωｅｓｔに基づいて、今回の制御周期における推定角θｅｓｔを算出する。この算出方法の一例について説明すると、まず、前回の制御周期において算出した推定角速度ωｅｓｔ［ｎ－１］と、前々回の制御周期において算出した推定角速度ωｅｓｔ［ｎ－２］とに基づいて、推定角速度ωｅｓｔの変化速度ΔＡを算出する。例えば、制御周期をΔｔとする場合、（ωｅｓｔ［ｎ－１］－ωｅｓｔ［ｎ－２］）／Δｔにより変化速度ΔＡを算出する。そして、前回の制御周期において算出したで推定角速度ωｅｓｔ［ｎ－１］に「ΔＡ×Δｔ」を加算することにより、今回の制御周期における推定角速度ωｅｓｔ［ｎ］を推定する。そして、推定した推定角速度ωｅｓｔ［ｎ］を今回の制御周期における推定角θｅｓｔの算出に用いる。

なお、本実施形態において、ステップＳ２４，Ｓ２５で用いられる推定角θｅｓｔは、ステップＳ２３で算出した推定角θｅｓｔである。また、ステップＳ１６で肯定判定した場合、推定角速度ωｅｓｔの算出処理を再開する。

以上説明した本実施形態によれば、２相以上の相電流が検出できなくなる場合であっても、推定角θｅｓｔの算出を安定的に実現できる。これにより、回転電機１０の制御の安定化を図ることができる。

＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、相電流が検出可能な相数が１相以下の場合の処理を変更する。この変更に伴い、図１６に示すように、制御装置４０は、フィルタ部５２及び変換部５３を備えていない。なお、図１６において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図１７に、本実施形態に係る制御装置４０の処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。なお、図１７において、先の図８に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

ステップＳ１１において相電流検出機能の異常の有無について判定した後、ステップＳ１２，Ｓ１３を経由してステップＳ１４に進む。ステップＳ１４において３相であると判定した場合には、ステップＳ１５を経由してステップＳ３０に進む。ステップＳ３０では、電流制御器４６においてγ，δ軸指令電圧Ｖγ＊，Ｖδ＊を算出して更新する。

ステップＳ１６において２相であると判定した場合には、ステップＳ１７を経由してステップＳ３０に進む。

ステップＳ１６において否定判定した場合には、ステップＳ３１に進み、前回の制御周期において算出したγ，δ軸指令電圧Ｖγ＊，Ｖδ＊を、今回の制御周期において用いる。つまり、前回の制御周期と今回の制御周期とで同じγ，δ軸指令電圧Ｖγ＊，Ｖδ＊を用いる。前回の制御周期において算出したγ，δ軸指令電圧Ｖγ＊，Ｖδ＊は、過去の電圧値に相当する。

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

＜第６実施形態＞
以下、第６実施形態について、第５実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１８に示すように、制御装置４０において位相制御を行う。なお、図１８において、先の図１６に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

トルク推定部６０は、電流変換部４３により算出されたγ軸電流Ｉγｒ及びδ軸電流Ｉδｒに基づいて、回転電機１０のトルクの推定値である推定トルクＴｅを算出する。なお、推定トルクＴｅは、例えば、γ軸電流Ｉγｒ及びδ軸電流Ｉδｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップ情報又は数式の情報に基づいて算出されればよい。

トルク偏差算出部６１は、指令トルクＴｒｑ＊から推定トルクＴｅを減算することにより、トルク偏差ΔＴを算出する。

トルク制御器６２は、トルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、電圧ベクトルの位相である電圧位相θｖを算出する。なお、トルク制御器６２におけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御が用いられればよい。なお、本実施形態において、電圧位相θｖが電圧指令値に相当する。

指令電圧算出部６３は、算出された電圧位相θｖに基づいて、電気角で位相が互いに１２０°ずれたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。算出されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、信号生成部４８で用いられる。

なお、本実施形態において、制御装置４０は、先の図１５のステップＳ１６において否定判定した場合、前回の制御周期において算出した電圧位相θｖを、今回の制御周期において用いればよい。

以上説明した本実施形態によれば、第５実施形態と同様の効果を得ることができる。

＜その他の実施形態＞
・Ｕ相シャント抵抗２３Ｕの設置場所としては、図１に示したものに限らず、例えば、Ｕ相下アームスイッチＳＵｎのドレインとＵ相導電部材２１Ｕの第１端との間であってもよい。なお、Ｖ相シャント抵抗２３Ｕ及びＷ相シャント抵抗２３Ｗについても同様である。

・図１９に示すように、シャント抵抗を上アーム側に設けてもよい。図１９において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのドレインには、Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗの第２端と、蓄電池３０の正極端子とは、正極側母線Ｌｐにより接続されている。

この場合、図２０に示すように、電圧ベクトルＶ１～Ｖ７に応じて、上アームスイッチのオン期間中にシャント抵抗に相電流が流れる。このため、電流検出タイミングが、例えばキャリア信号ＳｉｇＣがその最小値となるタイミングに設定されればよい。

なお、図１９に示す構成において、Ｕ相シャント抵抗２４Ｕの設置場所としては、例えば、Ｕ相上アームスイッチＳＵｐのソースとＵ相導電部材２１Ｕの第１端との間であってもよい。なお、Ｖ相シャント抵抗２４Ｕ及びＷ相シャント抵抗２４Ｗについても同様である。

・信号生成部４８で用いられるキャリア信号としては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。

・キャリア信号と比較される指令信号としては、指令時比率に限らず、指令電圧であってもよい。この場合、指令電圧の振幅の大きさに応じて、キャリア信号の振幅を可変設定すればよい。

・信号生成部４８は、ＰＷＭに代えて、空間ベクトル変調（ＳＶＭ：Space Vector Modulation）により各操作信号ｇＵｐ～ｇＷｐを生成してもよい。

・制御システムが角度検出器を備えていてもよい。この場合、回転電機の２相回転座標系はｄｑ座標系となり、角度検出器により検出された電気角θが、電流変換部４３及び電圧変換部４７等で用いられることとなる。また、この場合、回転電機としては、ＳＰＭＳＭ等の非突極機であってもよい。

・２相回転座標系としては、座標系の原点から、インバータの電圧ベクトルの方向に延びる第１軸と、その第１軸と直交する第２軸とを有する座標系であってもよい。

・図８，図１５，図１７において、ステップＳ１１の処理は必須ではない。

・インバータを構成するスイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。この場合、スイッチの高電位側端子はコレクタであり、低電位側端子はエミッタである。また、スイッチには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。

また、インバータ２０を構成するスイッチとしては、電圧制御形のものに限らず、バイポーラトランジスタ等の電流制御形のものであってもよい。

・回転電機の制御量としては、回転速度に限らず、例えばトルクであってもよい。

・回転電機としては、星形結線されているものに限らず、Δ結線されているものであってもよい。また、回転電機としては、永久磁石同期機に限らず、例えば、巻線界磁型同期機やシンクロナスリラクタンスモータであってもよい。

１０…回転電機、２０…インバータ、２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗、４０…制御装置。

Claims (10)

1. ３相分の上下アームのスイッチ（ＳＵｐ～ＳＷｎ）を有するインバータ（２０）と、
   前記インバータに電気的に接続された巻線（１１Ｕ～１１Ｗ）を有する同期式の回転電機（１０）と、
   各相において、上下アームのうちいずれか一方の前記スイッチのみに電気的に接続されたシャント抵抗（２３Ｕ～２３Ｗ，２４Ｕ～２４Ｗ）と、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置（４０）において、
   前記各シャント抵抗のうち少なくとも２相分のシャント抵抗に電流が流れている場合における該シャント抵抗の電圧検出値に基づいて、前記回転電機の制御量をその指令値に制御するための電圧指令値を算出し、算出した該電圧指令値に基づいて、前記インバータを構成する前記各スイッチの駆動制御を行う駆動制御部と、
   ３相のうち少なくとも２相分について、前記シャント抵抗の電圧値に基づいて前記巻線に流れる相電流が検出できるか否かを判定する判定部と、を備え、
   前記駆動制御部は、前記判定部により少なくとも２相分について相電流が検出できないと判定された場合、前記回転電機の２相回転座標系における過去の電流値又は過去の電圧値に基づいて、前記駆動制御を行う回転電機の制御装置。
2. 前記判定部は、前記シャント抵抗の電圧検出値に基づいて算出された前記電圧指令値に基づいて、少なくとも２相分について相電流が検出できるか否かを判定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記判定部は、前記電圧指令値に加え、前記システムにおける各相の電流検出機能の異常の有無に基づいて、少なくとも２相分について相電流が検出できるか否かを判定する請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記駆動制御部は、前記判定部により少なくとも２相分について相電流が検出できないと判定された場合、前記判定部により少なくとも２相分について相電流が検出できると判定される場合よりも、前記制御量の応答性を低下させる処理を行う処理部を含む１又は２に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記駆動制御部は、前記判定部により少なくとも２相分について相電流が検出できないと判定された場合、前記２相回転座標系における過去の電流値と、相電流が検出可能な相の前記シャント抵抗の電圧検出値とに基づいて、３相固定座標系における相電流を算出し、算出した相電流に基づいて、前記電圧指令値を算出する請求項４に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記駆動制御部は、前記判定部により少なくとも２相分について相電流が検出できないと判定された場合、前記２相回転座標系における過去の電流値にローパスフィルタ処理を施した電流値と、相電流が検出可能な相の前記シャント抵抗の電圧検出値とに基づいて、３相固定座標系における相電流を算出し、
   前記処理部は、前記応答性を低下させる処理として、前記相電流が検出できないと判定された場合、前記相電流が検出できると判定される場合よりも、前記ローパスフィルタ処理における時定数を長くする処理を行う請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記処理部は、前記回転電機の電気角速度が低い場合よりも高い場合に前記時定数を長くする請求項６に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記駆動制御部は、前記指令値に基づいて、前記２相回転座標系における電流指令値を算出し、前記シャント抵抗の電圧検出値に基づいて、前記２相回転座標系における電流値を算出し、算出した前記電流値を前記電流指令値にフィードバック制御するための操作量として、前記電圧指令値を算出し、
   前記処理部は、前記応答性を低下させる処理として、前記相電流が検出できないと判定された場合、前記相電流が検出できると判定される場合よりも、前記フィードバック制御におけるフィードバックゲインを小さくする処理を行う請求項４に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記回転電機の磁極位置の推定誤差を０にフィードバック制御すべく、前記シャント抵抗の電圧検出値に基づいて算出した前記２相回転座標系における電流値に基づいて、前記回転電機の電気角速度を推定する推定部を備え、
   前記処理部は、前記応答性を低下させる処理として、前記相電流が検出できないと判定された場合、前記相電流が検出できると判定される場合よりも、前記フィードバック制御におけるフィードバックゲインを小さくする処理を行う請求項４に記載の回転電機の制御装置。
10. 前記回転電機の磁極位置の推定誤差を０にフィードバック制御すべく、前記シャント抵抗の電圧検出値に基づいて算出した前記２相回転座標系における電流値に基づいて、前記回転電機の電気角速度を推定し、推定した前記電気角速度に基づいて、前記磁極位置を算出する推定部を備え、
    前記駆動制御部は、算出された前記磁極位置を前記駆動制御に用い、
    前記推定部は、前記判定部により少なくとも２相分について相電流が検出できないと判定された場合、前記電気角速度の推定を停止し、前記駆動制御に用いられる前記磁極位置を、過去に推定した前記電気角速度に基づいて算出する請求項１～９のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。

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