JP2022096562A - モータ制御装置、機電一体ユニット、昇圧コンバータシステム、電動車両システム、およびモータ制御方法 - Google Patents

モータ制御装置、機電一体ユニット、昇圧コンバータシステム、電動車両システム、およびモータ制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】キャパシタ体積やスイッチング損失の増加を抑えつつ、キャパシタ電圧リプルを効果的に低減する。【解決手段】モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する電圧指令生成部１５と、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。電圧指令生成部１５は、直流電力と交流電力との電圧振幅比に応じた変調率が所定のしきい値を超えた過変調領域において、交流電力の力率に基づく零相電圧を用いて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を調整する。【選択図】図２

Description

本発明は、モータ制御装置、機電一体ユニット、昇圧コンバータシステム、電動車両システム、およびモータ制御方法に関する。
電気自動車やハイブリッド自動車に用いられる駆動用のインバータには、電費向上や搭載空間の制約等の観点から、小型・軽量化が求められる。一般的なインバータの構成要素には、パワーモジュール、平滑化キャパシタ、電流センサ、これらを相互に接続するバスバー配線、ゲートドライブ基板、制御基板などが含まれる。
インバータにおいて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴMetal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の半導体素子を用いて構成されるパワーモジュールは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の正極側（Ｐ側）と負極側（Ｎ側）にそれぞれ１つずつ、合計６つ備えられている。これらのパワーモジュールは、高圧バッテリ等の直流電源から供給される直流電圧を用いて、インバータと接続された三相モータに印加される三相交流のパルス電圧を生成する。平滑化キャパシタは、パワーモジュールが三相交流のパルス電圧を生成する際に生じる直流電源側の電圧リプル（キャパシタ電圧リプル）を抑制するために、直流電源と並列にパワーモジュールに接続される。
キャパシタ電圧リプルは、平滑化キャパシタの静電容量とインバータのスイッチング周波数にそれぞれ依存して変化する。そのため、平滑化キャパシタの静電容量の大容量化、もしくはインバータのスイッチング周波数の高周波数化によって、キャパシタ電圧リプルを低減することができる。しかしながら、平滑化キャパシタの静電容量の大容量化は、平滑化キャパシタの体積（キャパシタ体積）を増加させ、インバータのスイッチング周波数の高周波数化は、スイッチング損失の増加となる。そのため、キャパシタ体積やスイッチング損失の増加を抑えつつ、キャパシタ電圧リプルを低減可能な技術が求められている。
本願発明の関連技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。特許文献１には、直列多重インバータで課題となる中性点電流を低減するために、三相の電圧指令を電気角６０度周期の６つの期間にそれぞれ分け、各期間における零相電圧指令を所定の演算式により演算して、電圧指令に重畳させる技術が開示されている。
特開平２－２６１０６３号公報
特許文献１に記載の技術では、零相電圧指令の演算に用いる数式が複雑であるため、計算コストが増大する。また、電圧指令を６つの期間に分けて零相電圧指令を正確に演算するためには、モータ回転位置を高精度に検出する必要がある。さらに、変調率（直流電圧と交流電圧の比）が１．１５（＝√（４／３））を超過する過変調領域では、通常時と同じ方法で零相電圧指令を電圧指令に重畳することができないため、インバータの出力電圧を所望の振幅や位相に制御することができない。したがって、キャパシタ体積やスイッチング損失の増加を抑えつつ、キャパシタ電圧リプルを低減するための手段として、特許文献１の技術を採用することは困難である。
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、キャパシタ体積やスイッチング損失の増加を抑えつつ、キャパシタ電圧リプルを効果的に低減することを目的とする。
本発明によるモータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、三相電圧指令を生成する電圧指令生成部と、前記三相電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記電圧指令生成部は、前記直流電力と前記交流電力との電圧振幅比に応じた変調率が所定のしきい値を超えた過変調領域において、前記交流電力の力率に基づく零相電圧を用いて前記三相電圧指令を調整し、前記ゲート信号生成部は、前記電圧指令生成部による調整後の前記三相電圧指令をパルス幅変調して前記ゲート信号を生成する。
本発明による機電一体ユニットは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となっている。
本発明による昇圧コンバータシステムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備える。
本発明による電動車両システムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する。
本発明によるモータ制御方法は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器の動作を制御し、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御する方法であって、電圧指令を生成し、前記直流電力と前記交流電力との電圧振幅比に応じた変調率が所定のしきい値を超えた過変調領域において、前記交流電力の力率に基づく零相電圧を用いて前記電圧指令を調整し、調整後の前記電圧指令をパルス幅変調して前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成する。
本発明によれば、キャパシタ体積やスイッチング損失の増加を抑えつつ、キャパシタ電圧リプルを効果的に低減することができる。
本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 従来の電圧指令の生成手法を採用した電圧指令生成部のブロック図。 本発明の第１の実施形態に係る電圧指令生成部のブロック図。 零相電圧の重畳前後での電圧指令の変化を示す図。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置における各信号の関係を示す図。 従来手法による零相電圧が重畳された三相電圧指令を出力した場合のシミュレーション結果を示す図。 力率に応じた零相電圧が重畳された三相電圧指令を出力した場合のシミュレーション結果を示す図。 本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 本発明の第４の実施形態における機電一体ユニットの外観斜視図。 本発明の第５の実施形態における昇圧コンバータシステムの構成図。 本発明の第６の実施形態におけるハイブリッド車両システムの構成図。 本発明の第７の実施形態における電気鉄道車両の構成図。
［第１の実施形態]
以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、本実施形態のモータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、回転位置検出器８を有している。
モータ制御装置１には、回転位置検出器８からモータ２の回転位置θが入力される。また、電流検出部７から、モータ２に流れる三相の交流電流をそれぞれ表すＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力され、図示省略した上位制御装置よりトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、これらの入力情報を基に、モータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３に出力する。これにより、インバータ３の動作を制御し、モータ２の駆動を制御する。なお、モータ制御装置１の詳細については後で説明する。
インバータ３は、インバータ回路３１、ＰＷＭ信号駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ＰＷＭ信号駆動回路３２から入力されたＰＷＭ信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。
高圧バッテリ５は、モータ駆動システム１００の直流電圧源であり、インバータ３へ電源電圧Ｈｖｄｃを出力する。高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、インバータ３のインバータ回路３１とＰＷＭ信号駆動回路３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。これにより、高圧バッテリ５の直流電力を基に、インバータ３からモータ２へ交流電力が供給される。なお、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、その充電状態に応じて変動する。
モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される三相電動機であり、固定子（ステータ）および回転子（ロータ）を有する。本実施形態では、モータ２として永久磁石同期モータを用いる例を説明するが、例えば誘導モータやシンクロナスリラクタンスモータなど、他の方式のモータ２を用いても構わない。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた三相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各コイルに磁束が発生する。この各コイルの磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、モータ２が回転駆動される。
モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４が取り付けられている。回転位置検出器８は、回転位置センサ４の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器８による回転位置θの演算結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてパルス状のゲート信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。
ここで、回転位置センサ４には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。回転子の磁極位置を測定することができれば、任意のセンサを回転位置センサ４として用いることができる。また、回転位置検出器８は、回転位置センサ４からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。
インバータ３とモータ２の間の電流経路には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１が行うゲート信号の生成に利用される。なお、図１では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。
次に、モータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。
図２に示されるように、モータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換部１３、電流制御部１４、電圧指令生成部１５、搬送波周波数決定部１６、三角波生成部１７、ゲート信号生成部１８の各機能ブロックを有する。モータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとモータトルクの関係を表す数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。
速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。
三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。
電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。
電圧指令生成部１５は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置検出器８が求めた回転位置θと、電源電圧Ｈｖｄｃとに基づいて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算し、出力する。なお、電圧指令生成部１５による三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の演算方法の詳細については後述する。
搬送波周波数決定部１６は、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊および電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ゲート信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを決定する。例えば、同期ＰＷＭ制御における電圧波形の１周期に対する搬送波の数を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが所定の整数となるように、搬送波周波数ｆｃを決定する。ここで、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃは、例えば３の倍数のうちＮｃ＝３×（２×ｎ－１）の条件式を満たす数として設定できる。この条件式において、ｎは任意の自然数を表しており、例えばｎ＝１（Ｎｃ＝３）、ｎ＝２（Ｎｃ＝９）、ｎ＝３（Ｎｃ＝１５）などを選択可能である。
三角波生成部１７は、搬送波周波数決定部１６が決定した搬送波周波数ｆｃに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれについて三角波信号（搬送波信号）Ｔｒを生成する。
ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、電圧指令生成部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成する。具体的には、電圧指令生成部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するパルス状のゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１８が生成したゲート信号は、モータ制御装置１からインバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２に出力され、ＰＷＭ信号駆動回路３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。
続いて、本実施形態の特徴である電圧指令生成部１５の詳細について説明する。
まず、電圧指令生成部１５の説明をする前に、従来の電圧指令の生成手法について説明する。図３は、従来の電圧指令の生成手法を採用した電圧指令生成部１５’のブロック図である。図３に示すように、電圧指令生成部１５’は、ｄｑ／三相変換部１５１と零相電圧生成部１５２を有する。
ｄｑ／三相変換部１５１は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θとに基づいて、零相電圧が重畳される前の三相電圧指令を生成する。具体的には、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置θに基づく三相変換を行うことにより、零相電圧重畳前の三相電圧指令として第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１を演算する。
零相電圧生成部１５２は、ｄｑ／三相変換部１５１により生成された第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１に対して、零相電圧を生成する。零相電圧生成部１５２が生成する零相電圧とは、第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１に応じてインバータ３が交流電力を出力した場合に、この交流電力によってモータ２の中性点、すなわち三相コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの接続点に生じる電圧の極性を反転したものに相当し、以下の式（１）によって求められる。
零相電圧＝－（最大相電圧＋最小相電圧）／２ ・・（１）
上記式（１）において、最大相電圧とは、ｄｑ／三相変換部１５１から出力される第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１のうち、その振幅（絶対値）が最大のものを表す。また、最小相電圧とは、ｄｑ／三相変換部１５１から出力される第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１のうち、その振幅（絶対値）が最小のものを表す。すなわち、零相電圧生成部１５２は、式（１）により、第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１のうち最大の相電圧指令と最小の相電圧指令との平均値に基づいて、零相電圧を生成することができる。
零相電圧生成部１５２により生成された零相電圧は、ｄｑ／三相変換部１５１で生成された第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１にそれぞれ重畳される。これにより、零相電圧重畳後の三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が計算され、電圧指令生成部１５’から出力される。
従来の電圧指令の生成手法では、上記のようにして、第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１に零相電圧が重畳された三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が電圧指令生成部１５’によって生成される。これにより、平滑キャパシタ３３において発生するキャパシタ電圧リプルを抑制するようにしている。
続いて、本実施の形態における電圧指令生成部１５について説明する。図４は、本発明の第１の実施形態に係る電圧指令生成部１５のブロック図である。図４に示すように、電圧指令生成部１５は、ｄｑ／三相変換部１５１、零相電圧生成部１５２、力率演算部１５３、変調率演算部１５４、振幅／位相算出部１５５、振幅／位相補正部１５６、第２電圧指令算出部１５７、ｄｑ／三相変換部１５８、零相電圧補正部１５９、および切替手段１６０を有する。なお、ｄｑ／三相変換部１５１と零相電圧生成部１５２は、図３に示した従来例の電圧指令生成部１５’が有するものとそれぞれ同一である。
力率演算部１５３は、インバータ３から出力される交流電力の力率を演算する。ここでは、電圧指令生成部１５において力率に応じた零相電圧を電圧指令に加算するために、以下の式（２）を用いて力率ＰＦを演算する。
ＰＦ＝ｃｏｓ｛ａｔａｎ（－Ｉｄ＊／Ｉｑ＊）－ａｔａｎ（－Ｖｄ＊／Ｖｑ＊）｝
・・・（２）
変調率演算部１５４は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃとに基づき、以下の式（３）を用いて変調率Ｈを演算する。
Ｈ＝２√(Ｖｄ＊＾２＋Ｖｑ＊＾２)／Ｈｖｄｃ ・・・（３）
振幅／位相算出部１５５は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊から、以下の式（４）、式（５）により、第１の電圧振幅｜Ｖ１＊｜と第１の電圧位相θ１＊をそれぞれ算出する。
｜Ｖ１＊｜＝√（Ｖｄ＊＾２＋Ｖｑ＊＾２） ・・・（４）
θ１＊＝ａｔａｎ（Ｖｄ＊／－Ｖｑ＊） ・・・（５）
振幅／位相補正部１５６は、振幅／位相算出部１５５により算出された第１の電圧振幅｜Ｖ１＊｜と第１の電圧位相θ１＊をそれぞれ補正して、第２の電圧振幅｜Ｖ２＊｜および第２の電圧位相θ２＊を算出する。例えば、所定の条件に応じて設定された第１の電圧振幅｜Ｖ１＊｜と第２の電圧振幅｜Ｖ２＊｜の関係、および第１の電圧位相θ１＊と第２の電圧位相θ２＊の関係を、予め補正マップ情報として作成し、振幅／位相補正部１５６に記憶しておく。そして、振幅／位相算出部１５５から第１の電圧振幅｜Ｖ１＊｜および第１の電圧位相θ１＊を取得し、これらの値に基づいて予め記憶された補正マップ情報をマップ検索することで、第２の電圧振幅｜Ｖ２＊｜と第２の電圧位相θ２＊を算出することができる。
なお、補正マップ情報における第１の電圧振幅｜Ｖ１＊｜と第２の電圧振幅｜Ｖ２＊｜の関係、および第１の電圧位相θ１＊と第２の電圧位相θ２＊の関係は、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相の基準値である基準電圧位相θｖｂと、三角波生成部１７から搬送波として出力される三角波信号Ｔｒとの位相差（搬送波位相差）Δθｃａｒｒに基づいて設定することが可能である。搬送波位相差Δθｃａｒｒとは、同期ＰＷＭ制御における三角波信号Ｔｒの位相に相当するものであり、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、変調率Ｈに応じて決定される。そのため、例えば振幅／位相補正部１５６では、様々な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値に対して作成された補正マップ情報を予め記憶しておく。そして、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊、変調率Ｈを取得し、これらの値に基づいて決定される搬送波位相差Δθｃａｒｒの値に応じて補正マップ情報を選択して、第２の電圧振幅｜Ｖ２＊｜および第２の電圧位相θ２＊の算出を行うことができる。
第２電圧指令算出部１５７は、振幅／位相補正部１５６により算出された第２の電圧振幅｜Ｖ２＊｜および第２の電圧位相θ２＊に基づいて、第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊および第２のｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊を算出する。ここでは、以下の式（６）、式（７）により、第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊と第２のｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊をそれぞれ算出する。
Ｖｄ２＊＝－｜Ｖ２＊｜ｓｉｎθ２＊ ・・・（６）
Ｖｑ２＊＝｜Ｖ２＊｜ｃｏｓθ２＊ ・・・（７）
ｄｑ／三相変換部１５８は、第２電圧指令算出部１５７で算出された第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊および第２のｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊と、回転位置θとに基づいて、零相電圧が重畳される前の三相電圧指令を生成する。ここでは、第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊および第２のｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊に対して、ｄｑ／三相変換部１５１と同様に、回転位置θに基づく三相変換を行うことにより、零相電圧重畳前の三相電圧指令として第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２を演算する。
零相電圧補正部１５９は、ｄｑ／三相変換部１５８により生成された第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２に対して、零相電圧Ｖ０を生成する。零相電圧補正部１５９が生成する零相電圧Ｖ０とは、第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２の３次高調波成分を、力率演算部１５３により算出される力率ＰＦに応じた位相だけ遅らせたものに相当し、以下の式（８）によって求められる。
Ｖ０＝Ａ０ｓｉｎ（３θ－ａｃｏｓ（ＰＦ）) ・・・（８）
上記式（８）において、振幅Ａ０は、零相電圧補正部１５９において予め設定された値を用いることが可能である。これは、例えば回路シミュレーションを用いて事前に導出しても良いし、モータ２やインバータ３の実機を用いて決めても良い。
零相電圧補正部１５９で生成された零相電圧Ｖ０は、ｄｑ／三相変換部１５８で生成された第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２にそれぞれ重畳される。
切替手段１６０は、変調率演算部１５４により演算された変調率Ｈに基づいて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を切り替える。ここでは、変調率Ｈを所定のしきい値と比較し、その比較結果に応じて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の切り替えを行う。具体的には、変調率Ｈがしきい値未満である場合には、ｄｑ／三相変換部１５１で生成された第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１、Ｖｖ＊１、Ｖｗ＊１に零相電圧生成部１５２で生成された零相電圧をそれぞれ重畳したものが、電圧指令生成部１５による三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊として出力されるように、切替手段１６０の切替状態を制御する。一方、変調率Ｈがしきい値以上である場合には、ｄｑ／三相変換部１５８で生成された第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２、Ｖｖ＊２、Ｖｗ＊２に零相電圧補正部１５９で生成された零相電圧Ｖ０をそれぞれ重畳したものが、電圧指令生成部１５による三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊として出力されるように、切替手段１６０の切替状態を制御する。このとき、しきい値の前後で切替ショックが発生しないように、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の変化にレートを持たせたり、ヒステリシスを設けたりしてもよい。
本実施形態の電圧指令生成部１５では、上記のような切替手段１６０の切替動作により、従来手法による零相電圧を用いて調整された三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、力率に基づく零相電圧Ｖ０を用いて調整された三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊とを、インバータ３から出力される交流電力の変調率Ｈの値に応じて、相互に切り替え可能としている。
なお、切替手段１６０における変調率Ｈのしきい値には、例えば正弦波変調と過変調制御の切替点である変調率１．１５（＝√（４／３））など、任意の値を予め設定しておくことができる。一般的に、モータのトルクと回転数の関係を曲線で示したＮＴ特性において、変調率が１．１５より大きい領域は、高速回転・高トルク領域に相当する。切替手段１６０における変調率Ｈのしきい値を１．１５に設定すると、この高速回転・高トルク領域において、力率に基づく零相電圧Ｖ０を用いて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の調整を行うことができるため、キャパシタ電圧リプルの低減効果が大きい。ただし、変調率Ｈのしきい値を１．１５未満に設定することで、変調率が１．１５より小さい領域において力率に応じた零相電圧を三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に重畳し、キャパシタ電圧リプルを低減することも可能である。
本実施形態の電圧指令生成部１５では、以上説明したようにして、零相電圧が重畳された三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成し、ゲート信号生成部１８へ出力する。ゲート信号生成部１８では、この三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調することで、上アームのゲート信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐおよび下アームのゲート信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎを生成する。これにより、各相のスイッチングタイミングに応じて高圧バッテリ５からインバータ３に流れる直流電流のリプルを低減することができるため、キャパシタ電圧リプルを低減できる。なお、直流電流のリプルは、各相のゲート信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐと三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに応じて、以下の式（９）により定まる。
Ｉｄｃ＝Ｇｕｐ＊Ｉｕ＋Ｇｖｐ＊Ｉｖ＋Ｇｗｐ＊Ｉｗ ・・・（９）
本実施形態のモータ制御装置１では、電圧指令生成部１５を上記のような構成とすることで、変調率が１．１５を超過した過変調時にも所望の電圧指令と電圧位相を得ることができる。そのため、モータ２においてトルクを安定して出力することができる。
続いて、上記式（８）のように零相電圧Ｖ０を力率ＰＦによって変化させることで直流電流のリプルを低減できる理由を、図５から図８を用いて以下に説明する。
図５は、零相電圧の重畳前後での電圧指令の変化を示す図である。図５において、（ａ）は零相電圧重畳前の各相の電圧指令、すなわち第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２を示し、（ｂ）は零相電圧補正部１５９により生成される零相電圧Ｖ０を示し、（ｃ）は零相電圧重畳後のＵ相電圧指令Ｖｕ＊を示している。
電圧指令生成部１５では、図５（ａ）に示す第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２のうち第２のＵ相電圧指令Ｖｕ＊２に対して、例えば図５（ｂ）に示すような零相電圧Ｖ０をそれぞれ足し合わせる。この零相電圧Ｖ０は、第２のＵ相電圧指令Ｖｕ＊２より力率ＰＦ分だけ位相を遅らせた振幅Ａ０の３次高調波成分に相当する。これにより、図５（ｃ）に示すようなＵ相電圧指令Ｖｕ＊が生成され、電圧指令生成部１５から出力される。なお、図５（ｂ）、（ｃ）では第２のＵ相電圧指令Ｖｕ＊２に重畳される零相電圧Ｖ０と、これにより生成されるＵ相電圧指令Ｖｕ＊とを示しているが、第２のＶ相電圧指令Ｖｖ＊２、第２のＷ相電圧指令Ｖｗ＊２についても同様に、力率ＰＦ分だけ位相を遅らせた振幅Ａ０の３次高調波成分である零相電圧Ｖ０がそれぞれ重畳され、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊として出力される。
図６は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１における各信号の関係を示す図である。図６において、（ａ）は三角波キャリア（三角波信号Ｔｒ）と零相電圧Ｖ０の重畳による補正後のＵ相電圧指令Ｖｕ＊との関係を示し、（ｂ）は補正後のＵ相電圧指令Ｖｕ＊とＵ相パルス指令（ゲート信号Ｇｕｎ）との関係を示し、（ｃ）はＵ相パルス指令（ゲート信号Ｇｕｎ）とＵ相電流Ｉｕとの関係を示している。
電圧指令生成部１５では、図６（ａ）に示すように、補正後のＵ相電圧指令Ｖｕ＊と三角波キャリアとを比較して、図６（ｂ）に示すＵ相パルス指令を生成する。このＵ相パルス指令に応じて、図６（ｃ）に示す正弦波で近似されるＵ相電流Ｉｕが流れる。ここで、図６（ｃ）のＵ相パルス指令とＵ相電流Ｉｕに着目すると、Ｕ相電流Ｉｕのピーク付近において、Ｕ相パルス指令に多数のパルス波形が含まれていることが分かる。なお、図６（ｃ）ではＵ相パルス指令とＵ相電流Ｉｕの関係を示しているが、Ｖ相およびＷ相についても同様に、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのピーク付近において、Ｖ相パルス指令とＷ相パルス指令に多数のパルス波形がそれぞれ含まれる。
本実施形態のモータ制御装置１では、以上説明したように、変調率が１．１５以上の高速回転・高トルク領域において、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのピーク付近でパルスを集中的に刻むことができる。そのため、前述の式（９）により、直流電流Ｉｄｃのリプル成分が低減され、それによってキャパシタ電圧リプルの低減を期待できる。
図７は、過変調領域（変調率１．２）のときに、従来手法による零相電圧が重畳された第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１を三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊として出力した場合のシミュレーション結果を示す図である。図８は、過変調領域（変調率１．２）のときに、力率に応じた零相電圧Ｖ０が重畳された第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２を三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊として出力した場合のシミュレーション結果を示す図である。図７、図８において、（ａ）はＵ相電圧指令Ｖｕ＊と零相電圧を示し、（ｂ）はＵ相電流ＩｕとＵ相パルス指令（ゲート信号Ｇｕｎ）を示し、（ｃ）は高圧バッテリ５からインバータ３に印加されるバッテリ電圧を示している。
図７（ｂ）と図８（ｂ）を比較すると、図７（ｂ）よりも図８（ｂ）の方が、Ｕ相電流Ｉｕのピーク付近においてＵ相パルス指令に多数のパルス波形が含まれていることが分かる。また、図７（ｃ）と図８（ｃ）を比較すると、図７（ｃ）に対して図８（ｃ）では、バッテリ電圧の変動幅（Ｐ－Ｐ電圧）が４０％程度減少していることが分かる。したがって、本実施形態のモータ制御装置１を用いることで、ゲート信号生成部１８からゲート信号として出力される各相のパルス指令において、過変調領域での三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのピーク付近にパルスを集中させ、これによって直流電流リプルを減らしてキャパシタ電圧リプルを低減可能なことが確認できる。
なお、以上説明した本実施形態のモータ制御装置１は、負のｄ軸電流の印加によりバッテリなどの直流電圧と交流電圧の比（電圧利用率）を変えることで行われる交流電圧の低減や、ＤＣ－ＤＣコンバータによる直流電圧の変更などと組み合わせることもできる。これにより、意図的に変調率１．１５以上の過変調制御領域として本発明の実施の形態を活用できるため、より大きな効果を得ることができる。このとき、上記で説明した電圧利用率を変化させるための各種手法は、単独で用いてもよいし、複数を組み合わせて用いてもよい。また、キャリア周波数を向上させてキャパシタ電圧リプルを低減させることと併用すると、より一層大きな効果を得ることができる。
本実施形態のモータ制御装置１によれば、変調率１．１５以上の過変調制御領域におけるキャパシタ電圧リプルを低減できるため、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車において必要なキャパシタ容量を削減できる。これにより、キャパシタ体積を減少させ、インバータや機電一体ユニットを小型化できる。また、キャパシタ容量を従来と同等とした場合は、インバータのスイッチング周波数を低減することで、インバータのスイッチング損失を低減できる。
以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）モータ制御装置１は、直流電力から交流電力への電力変換を行うインバータ３と接続され、その交流電力を用いて駆動するモータ２の駆動を制御するものであって、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する電圧指令生成部１５と、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。電圧指令生成部１５は、直流電力と交流電力との電圧振幅比に応じた変調率Ｈが所定のしきい値を超えた過変調領域において、交流電力の力率ＰＦに基づく零相電圧Ｖ０を用いて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を調整する。ゲート信号生成部１８は、電圧指令生成部１５による調整後の三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調してゲート信号を生成する。このようにしたので、ゲート信号生成部１８により生成されるゲート信号において、過変調領域で三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのピーク付近にパルスを集中させ、これによって直流電流リプルを低減することができる。その結果、キャパシタ体積やスイッチング損失の増加を抑えつつ、キャパシタ電圧リプルを効果的に低減することができる。
（２）電圧指令生成部１５は、零相電圧生成部１５２と零相電圧補正部１５９において、ｄｑ／三相変換部１５１により生成される零相電圧重畳前の第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１に基づく零相電圧と、力率ＰＦに基づく零相電圧Ｖ０と、をそれぞれ生成可能である。変調率Ｈがしきい値未満の通常領域において、電圧指令生成部１５は、切替手段１６０が行う切替制御により、零相電圧生成部１５２により生成される零相電圧を用いて調整された第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１を、調整後の三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊として出力する。一方、変調率Ｈがしきい値以上の過変調領域において、電圧指令生成部１５は、切替手段１６０が行う切替制御により、零相電圧補正部１５９により生成される零相電圧Ｖ０を用いて調整された第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２を、調整後の三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊として出力する。このようにしたので、通常領域と過変調領域のそれぞれにおいて、直流電流リプルを効果的に低減させることができる。
（３）電圧指令生成部１５は、零相電圧生成部１５２において、第１の三相電圧指令Ｖｕ＊１，Ｖｖ＊１，Ｖｗ＊１のうち最大の相電圧指令と最小の相電圧指令との平均値に基づいて零相電圧を生成する。一方、零相電圧補正部１５９において、第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２の３次高調波成分を力率ＰＦに応じた位相だけ遅らせて零相電圧Ｖ０を生成する。このようにしたので、通常領域と過変調領域のそれぞれにおいて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の調整を行うのに適切な零相電圧を生成することができる。
（４）過変調領域であるか否かの判定に用いる変調率Ｈのしきい値には、例えば１．１５を設定可能である。このようにすれば、モータ２の高速回転・高トルク領域に相当する過変調領域を確実に判定することができる。
［第２の実施形態]
次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態では、平滑キャパシタ３３の電圧をキャパシタ電圧Ｖｃとして検出し、このキャパシタ電圧Ｖｃの脈動の大きさが所定の上限値を超過したときに、搬送波である三角波信号Ｔｒの周波数を変更する場合の例を説明する。
図９は、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図９に示す本実施形態のモータ駆動システム１００Ａは、第１の実施形態で説明した図１のモータ駆動システム１００と比べて、インバータ３Ａにおいて平滑キャパシタ３３と並列に電圧検出部３４が設けられている点と、この電圧検出部３４によって検出されるキャパシタ電圧Ｖｃがモータ制御装置１Ａに入力される点とが異なっている。それ以外の点は第１の実施形態と同様であるため、以下では説明を省略する。
電圧検出部３４は、平滑キャパシタ３３の電圧を所定の検出周期ごとに検出し、キャパシタ電圧Ｖｃとしてモータ制御装置１Ａに出力する。本実施形態のモータ駆動システム１００Ａでは、平滑キャパシタ３３においてキャパシタ電圧リプルが生じると、電圧検出部３４によりキャパシタ電圧Ｖｃの変動として検出される。
図１０は、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置１Ａの機能構成を示すブロック図である。図１０に示すモータ制御装置１Ａは、第１の実施形態で説明した図２のモータ制御装置１と比較して、搬送波周波数決定部１６の代わりに搬送波周波数調整部１６Ａを有する点が相違している。なお、これ以外の点は第１の実施形態と同じであるため、以下ではその説明を省略する。
搬送波周波数調整部１６Ａは、第１の実施形態における搬送波周波数決定部１６と同様に、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊および電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ゲート信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを決定する。その際、搬送波周波数調整部１６Ａでは、図９の電圧検出部３４により検出されたキャパシタ電圧Ｖｃに基づいて、キャパシタ電圧リプルが所定の上限値を超過したか否かを判定し、キャパシタ電圧リプルが上限値を超過していると判定した場合は搬送波周波数ｆｃを変更する。このとき、キャパシタ電圧リプルが上限値未満である場合よりも上限値を超過した場合の方が、搬送波周波数ｆｃが高周波化されるように、搬送波周波数ｆｃを変更することが好ましい。例えば、前述の同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの値を大きくすることで、搬送波周波数ｆｃを高周波化する。これ以外にも、キャパシタ電圧リプルが上限値を超過したときに搬送波周波数ｆｃを高周波化できれば、任意の手法を用いて搬送波周波数ｆｃを変更することが可能である。
三角波生成部１７は、搬送波周波数調整部１６Ａが決定した搬送波周波数ｆｃに基づいて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれに対する三角波信号（搬送波信号）Ｔｒを生成する。上記のように、搬送波周波数調整部１６Ａによって搬送波周波数ｆｃが高周波化されると、それに応じて、三角波生成部１７により生成される三角波信号Ｔｒも高周波化される。
三角波信号Ｔｒが高周波化されると、ゲート信号生成部１８がパルス幅変調により生成するゲート信号において、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのピーク付近により多くのパルス波形を発生させることができる。そのため、第１の実施形態で説明した電圧指令生成部１５の処理、すなわち、力率に応じた零相電圧Ｖ０を第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２に重畳したものを三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊として出力する技術と組み合わせることで、過変調領域での直流電流リプルをより一層減らして、キャパシタ電圧リプルを低減させることが可能となる。
以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、モータ制御装置１Ａは、搬送波である三角波信号Ｔｒを生成する三角波生成部１７と、三角波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６Ａとを備える。ゲート信号生成部１８は、三角波信号Ｔｒを用いて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調することでゲート信号を生成する。搬送波周波数調整部１６Ａは、直流電力を供給する高圧バッテリ５と並列にインバータ３Ａと接続された平滑キャパシタ３３の電圧脈動の大きさが所定の上限値を超過したときに、搬送波周波数ｆｃを変更する。このようにしたので、過変調領域でのキャパシタ電圧リプルをより一層低減させることができる。
［第３の実施形態]
次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態では、第２の実施形態と同様に、平滑キャパシタ３３の電圧をキャパシタ電圧Ｖｃとして検出し、このキャパシタ電圧Ｖｃの脈動の大きさが所定の上限値を超過したときに、モータ２に対してｄ軸電流を通電する場合の例を説明する。なお、本実施形態におけるモータ駆動システムの構成は、モータ制御装置１Ａ以外は第２の実施形態と同一である。したがって、以下では第２の実施形態で説明したモータ駆動システム１００Ａの構成を用いて、本実施形態の説明を行う。
図１１は、本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置１Ｂの機能構成を示すブロック図である。図１１に示すモータ制御装置１Ｂは、第２の実施形態で説明した図１０のモータ制御装置１Ａと比較して、電流指令生成部１１の代わりに電流指令生成部１１Ｂを有する点と、搬送波周波数調整部１６Ａの代わりに搬送波周波数決定部１６を有する点とが相違している。なお、これ以外の点は第２の実施形態と同じであるため、以下ではその説明を省略する。
電流指令生成部１１Ｂは、第１の実施形態における電流指令生成部１１と同様に、トルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。その際、電流指令生成部１１Ｂでは、図９の電圧検出部３４により検出されたキャパシタ電圧Ｖｃに基づいて、キャパシタ電圧リプルが所定の上限値を超過したか否かを判定し、キャパシタ電圧リプルが上限値を超過していると判定した場合は、ｄ軸電流（弱め界磁電流）Ｉｄの通電により、モータ２の出力トルクを変化させずにインバータ３から出力される交流電圧を変化させるようにする。このとき、モータ２の出力トルクに対する電圧絶対値｜Ｖ｜（＝√（Ｖｄ＾２＋Ｖｑ＾２））が所定の電圧範囲となるように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を設定することが好ましい。
具体的には、電流指令生成部１１Ｂは、トルク指令Ｔ＊に対応するｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊の組み合わせを、例えば下記の式（１０）に従って決定する。その際に、これらの電流指令に応じた電圧絶対値｜Ｖ｜が所定の範囲内となるように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊の組み合わせを決定する。これにより、本実施形態で使用する電流動作点を導出する。
Ｔ＝ｐ＊Ｋｅ＊Ｉｑ＋ｐ＊（Ｌｄ-Ｌｑ）＊Ｉｄ＊Ｉｑ ・・・（１０）
ここで、Ｉｄ、Ｉｑはｄｑ軸電流、Ｌｄ、Ｌｑはｄｑ軸インダクタンス、ｐは極対数、Ｋｅは誘起電圧定数である。
以上説明したように、本実施形態のモータ制御装置１Ｂでは、電流指令生成部１１Ｂにおいて、ｄ軸電流（弱め界磁電流）Ｉｄの通電に起因してｄ軸干渉電圧ω＊Ｌｄ＊Ｉｄが増加し、これに応じてｑ軸電圧Ｖｑが低減することで、電圧絶対値｜Ｖ｜が所定の範囲内となるようにすることができる。そのため、モータ２の出力トルクを変化させずにインバータ３Ａから出力される交流電圧を変化させ、電圧絶対値｜Ｖ｜が所定範囲内となるように調整して、意図的に変調率１．１５以上の過変調制御領域とすることができる。そのため、第１の実施形態で説明した電圧指令生成部１５の処理、すなわち、力率に応じた零相電圧Ｖ０を第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２に重畳したものを三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊として出力する技術を積極的に活用して、キャパシタ電圧リプルを低減させることが可能となる。
なお、モータ制御装置１Ｂにおける搬送波周波数決定部１６の動作は、第１の実施形態と同様であるため、その説明を省略する。
以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、モータ制御装置１Ｂは、トルク指令に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する電流指令生成部１１Ｂと、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する電流制御部１４とを備える。電圧指令生成部１５は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換することで三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。電流指令生成部１１Ｂは、直流電力である電源電圧Ｈｖｄｃを供給する高圧バッテリ５と並列にインバータ３Ａと接続された平滑キャパシタ３３の電圧脈動の大きさが所定の上限値を超過したときに、モータ２においてｄ軸電流が通電されるように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する。このようにしたので、過変調領域での制御を積極的に活用してキャパシタ電圧リプルをより一層低減させることができる。
［第４の実施形態]
次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。
図１２は、第４の実施形態における機電一体ユニット７１の外観斜視図である。
機電一体ユニット７１は、第１～第３の実施形態で説明したモータ駆動システム１００，１００Ａ（モータ制御装置１，１Ａ，１Ｂ、モータ２およびインバータ３，３Ａ）を含んで構成される。モータ２とインバータ３，３Ａはバスバー７１２を介して結合部７１３で接続される。モータ２の出力がギア７１１を介し、図示省略したディファレンシャルギアへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図１２ではモータ制御装置１，１Ａ，１Ｂの図示を省略しているが、モータ制御装置１，１Ａ，１Ｂは任意の位置に配置することができる。
この機電一体ユニット７１の特徴は、モータ２とインバータ３，３Ａとギア７１１とが一体となった構造である。機電一体ユニット７１は小型化が要求されており、そのため、インバータ３，３Ａの主要部品の中で多くの体積を占める平滑キャパシタ３３の小型化が要求されている。第１～第３の実施形態で説明したモータ制御装置１，１Ａ，１Ｂを用いてインバータ３，３Ａの駆動を制御することで、キャパシタ電圧リプルを低減できる。そのため、平滑キャパシタ３３を小型化することができ、小型な機電一体ユニットを実現できる。
［第５の実施形態]
次に、本発明の第５の実施形態について図面を用いて説明する。
図１３は、第５の実施形態における昇圧コンバータシステム７３の構成図である。
図１３に示すように、昇圧コンバータシステム７３は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７および回転位置検出器８を含み、昇圧コンバータ７４によって高圧バッテリ５の直流電圧を所望の電圧に昇圧してインバータ３に供給する。なお、モータ制御装置１の代わりに、第２、第３の実施形態で説明したモータ制御装置１Ａ，１Ｂを用いてもよい。
昇圧コンバータ７４は、スイッチング素子７４３，７４４を直列に接続し、直列に接続されたスイッチング素子７４３，７４４の中間接続点にリアクトル７４２を介して高圧バッテリ５が接続される。また、高圧バッテリ５と並列にコンデンサ７４１が接続される。各スイッチング素子７４３，７４４はダイオード接続されている。
昇圧コンバータ７４はモータ制御装置１によって指令が与えられ、昇圧コンバータシステム７３の最も効率が良い直流電圧まで昇圧される。スイッチング素子７４３，７４４がそれぞれスイッチング動作することで、高圧バッテリ５から供給される直流電圧を、昇圧コンバータシステム７３の最も効率が良い直流電圧まで昇圧する。これにより、高圧バッテリ５の直流電力から昇圧した直流電力を生成し、インバータ３に供給する。インバータ３は、モータ制御装置１から出力されるゲート信号に基づいて動作し、昇圧コンバータ７４によって昇圧された直流電力から交流電力への電力変換を行う。
本実施形態では，昇圧コンバータ７４で直流電圧を昇圧する際に、直流電圧と交流電圧の比で決まる変調率が１．１５を超過すると，キャパシタ電圧リプルが増大する。そのため，一般的には変調率１．１５を超過する場合を見越して、平滑キャパシタ３３のキャパシタ容量を確保することが多い。しかし、本実施形態では、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いてインバータ３の駆動を制御することで、変調率が１．１５を超過した場合でもキャパシタ電圧リプルを低減できる。そのため、平滑キャパシタ３３を小型化することができる。
本実施形態によれば、キャパシタ電圧リプルを低減できるため、平滑キャパシタ３３の静電容量を低減して昇圧コンバータシステムを小型化できる。なお、本実施形態では昇圧コンバータ７４を用いて直流電圧を変化させることを紹介したが、発電機を使用した直流電圧生成によっても同じような効果を得ることが可能である。
［第６の実施形態]
次に、本発明の第６の実施形態について図面を用いて説明する。
図１４は、本発明の第６の実施形態におけるハイブリッド車両システムの構成図である。ハイブリッド車両システムは、図１４に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有し、モータ２の回転駆動力を用いて走行する。なお、ハイブリッド車両システムに限らず、電動車両システムであってもよい。モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５などは、第１の実施形態におけるモータ駆動システム１００と同様のものである。
図１４に示すハイブリッド車両システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。
前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるディファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。
エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリーとモータ２の回転軸に設けられたプーリーとがベルトを介して機械的に連結されている。これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
すなわち、モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。
インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置に従って、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。
モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、自動車の低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。
車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。
加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などに回生を行う。
本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００を用いて、図１４のハイブリッド車両システムが実現される。このハイブリッド車両システムにおいて、モータ制御装置１は、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３に出力する。すなわち、変調率１．１５以上の過変調領域において、力率に応じた零相電圧Ｖ０を第２の三相電圧指令Ｖｕ＊２，Ｖｖ＊２，Ｖｗ＊２に重畳したものを三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊として出力し、この三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてゲート信号を生成する。なお、モータ制御装置１の代わりに、第２、第３の実施形態で説明したモータ制御装置１Ａ，１Ｂを用いてもよい。
本実施形態によれば、キャパシタリプルを低減できるため、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車で使用されるモータ駆動システム１００において平滑キャパシタ３３の静電容量を低減し、モータ駆動システム１００を小型化できる。そのため、車両において客室空間の拡大や補機空間の確保を実現できる。また、平滑キャパシタ３３を従来と同等の体積とした場合は、インバータ３のスイッチング周波数を低周波化することで、インバータのスイッチング損失を低減できる。これにより、電費性能が向上し、航続距離を延長できる。
［第７の実施形態]
次に、本発明の第７の実施形態について図面を用いて説明する。
図１５は、本発明の第７の実施形態における電気鉄道車両の構成図である。図１５に示すように、電気鉄道車両４００は、両端に車輪４２０がそれぞれ取り付けられた２つの車軸４３０を有しており、これらの車軸４３０が台車４４０に軸支されている。各車軸４３０には、ギア４１０を介してモータ２およびインバータ３が接続されている。各モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生して車軸４３０に伝達する。これにより、車輪４２０が駆動されて電気鉄道車両４００が走行する。なお本実施形態では、１つのモータ制御装置１に対してモータ２とインバータ３が２つずつ接続されている例を示しているが、モータ制御装置１、モータ２およびインバータ３の数の組み合わせはこれに限らない。例えば、台車４４０にモータ２やインバータ３を１つまたは３つ以上搭載してもよいし、複数のモータ２を別々のモータ制御装置１でそれぞれ制御してもよい。
電気鉄道車両４００に備えられるインバータ３は、省メンテナンスの観点から自然空冷もしくは強制風冷方式が多く採用されている。その場合、インバータ３のスイッチング周波数は、一般的に数百Ｈｚから２ｋＨｚ程度に制約されている。
電気鉄道車両４００では、架線の電圧変動を抑制するために、インバータ３における平滑キャパシタ３３のキャパシタ容量が約１０ｍＦと車載用途と比較して大きく、それに起因して、平滑キャパシタ３３はインバータ３内で多くの体積を占めている。また、上述のようにインバータ３のスイッチング周波数も、インバータ３が空冷方式であることから、５００Ｈｚ～２ｋＨｚ程度と車載用途と比較して小さい。そのため、電気鉄道車両４００に搭載されるインバータ３では、スイッチング周波数の向上によるキャパシタ容量の低減は難しい。一方、本実施形態の電気鉄道車両４００では、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いてインバータ３の駆動を制御することで、変調率が１．１５を超過した場合でもキャパシタ電圧リプルを低減できる。なお、モータ制御装置１の代わりに、第２、第３の実施形態で説明したモータ制御装置１Ａ，１Ｂを用いてもよい。
本実施形態によれば、キャパシタ電圧リプルを低減できるため、平滑キャパシタ３３を小型化することができ、小型・軽量な電気鉄道車両を提供できる。
なお、以上説明した各実施形態において、モータ制御装置１，１Ａ，１Ｂ内の各構成（図２、図４、図１０、図１１など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。モータ制御装置１，１Ａ，１Ｂ内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めモータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをモータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の複数の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。
１，１Ａ，１Ｂ…モータ制御装置、２…モータ、３，３Ａ…インバータ、４…回転位置センサ、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…回転位置検出器、１１，１１Ｂ…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換部、１４…電流制御部、１５…電圧指令生成部、１６…搬送波周波数決定部、１６Ａ…搬送波周波数調整部、１７…三角波生成部、１８…ゲート信号生成部、３１…インバータ回路、３２…ＰＷＭ信号駆動回路、３３…平滑キャパシタ、３４…電圧検出部、７１…機電一体ユニット、７３…昇圧コンバータシステム、７４…昇圧コンバータ、１００，１００Ａ…モータ駆動システム、１５１…ｄｑ／三相変換部、１５２…零相電圧生成部、１５３…力率演算部、１５４…変調率演算部、１５５…振幅／位相算出部、１５６…振幅／位相補正部、１５７…第２電圧指令算出部、１５８…ｄｑ／三相変換部、１５９…零相電圧補正部、１６０…切替手段、４００…電気鉄道車両、４１０…ギア、４２０…車輪、４３０…車軸、４４０…台車、７１１…ギア、７１２…バスバー、７１３…結合部、７４１…コンデンサ、７４２…リアクトル、７４３，７４４…スイッチング素子、８００…車体、８０１…前輪車軸、８０２…前輪、８０３…前輪、８０４…後輪車軸、８０５…後輪、８０６…後輪、８１０…エンジン、８１１…ディファレンシャルギア、８１２…変速機、８２３…低圧バッテリ、８２４…ＤＣ－ＤＣコンバータ、８２５…スタータ

Claims (15)

  1. 直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
    電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
    前記電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、
    前記電圧指令生成部は、前記直流電力と前記交流電力との電圧振幅比に応じた変調率が所定のしきい値を超えた過変調領域において、前記交流電力の力率に基づく零相電圧を用いて前記電圧指令を調整し、
    前記ゲート信号生成部は、前記電圧指令生成部による調整後の前記電圧指令をパルス幅変調して前記ゲート信号を生成するモータ制御装置。
  2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記電圧指令生成部は、前記電圧指令に基づく第１の零相電圧と、前記力率に基づく第２の零相電圧と、を生成可能であり、
    前記変調率が前記しきい値未満の通常領域において、前記電圧指令生成部は、前記第１の零相電圧を用いて調整された前記電圧指令を、調整後の前記電圧指令として出力し、
    前記過変調領域において、前記電圧指令生成部は、前記第２の零相電圧を用いて調整された前記電圧指令を、調整後の前記電圧指令として出力するモータ制御装置。
  3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
    前記電圧指令は三相電圧指令であり、
    前記電圧指令生成部は、
    前記三相電圧指令のうち最大の相電圧指令と最小の相電圧指令との平均値に基づいて前記第１の零相電圧を生成し、
    前記三相電圧指令の３次高調波成分を前記力率に応じた位相だけ遅らせて前記第２の零相電圧を生成するモータ制御装置。
  4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記しきい値は１．１５であるモータ制御装置。
  5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    搬送波を生成する搬送波生成部と、
    前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、を備え、
    前記ゲート信号生成部は、前記搬送波を用いて前記電圧指令をパルス幅変調することで前記ゲート信号を生成し、
    前記搬送波周波数調整部は、前記直流電力を供給する直流電源と並列に前記電力変換器と接続されたキャパシタの電圧脈動の大きさが所定の上限値を超過したときに、前記搬送波の周波数を変更するモータ制御装置。
  6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    トルク指令に応じたｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を生成する電流指令生成部と、
    前記ｄ軸電流指令および前記ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を演算する電流制御部と、を備え、
    前記電圧指令生成部は、前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令を三相電圧指令に変換することで前記電圧指令を生成し、
    前記電流指令生成部は、前記直流電力を供給する直流電源と並列に前記電力変換器と接続されたキャパシタの電圧脈動の大きさが所定の上限値を超過したときに、前記交流モータにおいてｄ軸電流が通電されるように、前記ｄ軸電流指令および前記ｑ軸電流指令を生成するモータ制御装置。
  7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、
    前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となった機電一体ユニット。
  8. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備える昇圧コンバータシステム。
  9. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、
    前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。
  10. 直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器の動作を制御し、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御する方法であって、
    電圧指令を生成し、
    前記直流電力と前記交流電力との電圧振幅比に応じた変調率が所定のしきい値を超えた過変調領域において、前記交流電力の力率に基づく零相電圧を用いて前記電圧指令を調整し、
    調整後の前記電圧指令をパルス幅変調して前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するモータ制御方法。
  11. 請求項１０に記載のモータ制御方法において、
    前記変調率が前記しきい値未満の通常領域では、前記電圧指令に基づく第１の零相電圧を用いて調整された前記電圧指令を、調整後の前記電圧指令として出力し、
    前記過変調領域では、前記力率に基づく第２の零相電圧を用いて調整された前記電圧指令を、調整後の前記電圧指令として出力するモータ制御方法。
  12. 請求項１１に記載のモータ制御方法において、
    前記電圧指令は三相電圧指令であり、
    前記三相電圧指令のうち最大の相電圧指令と最小の相電圧指令との平均値に基づいて前記第１の零相電圧を生成し、
    前記三相電圧指令の３次高調波成分を前記力率に応じた位相だけ遅らせて前記第２の零相電圧を生成するモータ制御方法。
  13. 請求項１０に記載のモータ制御方法において、
    前記しきい値は１．１５であるモータ制御方法。
  14. 請求項１０に記載のモータ制御方法において、
    搬送波を生成し、
    前記搬送波を用いて調整後の前記電圧指令をパルス幅変調することで前記ゲート信号を生成し、
    前記直流電力を供給する直流電源と並列に前記電力変換器と接続されたキャパシタの電圧脈動の大きさが所定の上限値を超過したときに、前記搬送波の周波数を変更するモータ制御方法。
  15. 請求項１０に記載のモータ制御方法において、
    トルク指令に応じたｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を生成し、
    前記ｄ軸電流指令および前記ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を演算し、
    前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令を三相電圧指令に変換することで前記電圧指令を生成し、
    前記直流電力を供給する直流電源と並列に前記電力変換器と接続されたキャパシタの電圧脈動の大きさが所定の上限値を超過したときに、前記交流モータにおいてｄ軸電流が通電されるように、前記ｄ軸電流指令および前記ｑ軸電流指令を生成するモータ制御方法。
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