WO2022014083A1

WO2022014083A1 - モータ制御装置、機電一体ユニット、発電機システム、昇圧コンバータシステム、および電動車両システム

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Publication number: WO2022014083A1
Application number: PCT/JP2021/007720
Authority: WO
Inventors: 崇文原; 誠伊藤; 暁史高橋; 俊幸安島
Original assignee: 株式会社日立製作所
Priority date: 2020-07-15
Filing date: 2021-03-01
Publication date: 2022-01-20
Also published as: DE112021002186T5; US20230223824A1; CN115699562A; JP7413171B2; JP2022018168A

Abstract

モータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記搬送波周波数調整部は、前記交流モータに通電されるｄ軸電流と前記交流モータの回転速度とに応じて前記交流モータの回転子の磁石に生じる渦電流損失を低減するように、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を調整する。

Description

モータ制御装置、機電一体ユニット、発電機システム、昇圧コンバータシステム、および電動車両システム

　本発明は、モータ制御装置、機電一体ユニット、発電機システム、昇圧コンバータシステム、および電動車両システムに関する。

　電気自動車やハイブリッド自動車に用いられる駆動用のモータは大出力および高トルク応答が求められる。そのため、強力なエネルギーを保持する希土類の焼結磁石を用いた永久磁石式回転電機（以下、モータと称する）をインバータで駆動することが一般的に行われている。インバータは、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によって、直流電源からの直流電圧を任意の電圧・周波数の線間電圧（交流電圧）に変換し、モータを可変速駆動している。例えば、電気自動車での使用を考えた場合、市街地走行ではモータは比較的小さい負荷側に集中し、追い越しや合流時の加速および高速道路の走行では大きい負荷側で高出力が必要となり、さらに勾配の急な登坂では低速で大トルクが必要となる。このように電気自動車用のモータでは走行状態に応じてモータの負荷は頻繁に変化し、モータの発熱量も変化するため、モータは温度変化を続ける。そして、モータの磁石温度が高温で、モータに弱め磁束電流が所定の電流以上通電すると、永久磁石が元の磁束を発生しなくなる不可逆減磁が発生してしまう。その結果、モータのトルク特性が変化し、走行の制御が困難となる。

　特許文献１では、ＰＷＭ制御に従って制御されるモータ電流のリップル電流幅を検出するとともにリップル電流幅の基準値を設定し、これらの比較に基づいてＰＷＭ制御に用いる搬送波の周波数を制御することで、リップル電流幅を適正レベルに維持するための搬送波周波数のフィードバック制御を実現するモータ駆動システムが提案されている。これにより、スイッチング回数増大による電力損失の増大を防ぎつつ、交流電動機での磁石温度上昇による減磁発生を防止している。

日本国特開２００９－１１０２８号公報

　特許文献１に記載の技術では、スイッチング周波数の向上などの変更が伴う場合、インバータのスイッチング損失が増大する課題がある。

　本発明によるモータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記搬送波周波数調整部は、前記交流モータに通電されるｄ軸電流と前記交流モータの回転速度とに応じて前記交流モータの回転子の磁石に生じる渦電流損失を低減するように、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を調整する。
　本発明による機電一体ユニットは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となっている。
　本発明による発電機システムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備える。
　本発明による昇圧コンバータシステムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備える。
　本発明による電動車両システムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する。

　本発明によれば、インバータのスイッチング損失を抑えつつ、モータの不可逆減磁の発生を防止することができる。

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部のブロック図。本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部のブロック図。本発明の基準電圧位相演算の概念図。変調波と搬送波の位相差を変化させた場合の電圧波形の関係を示す図。変調波と搬送波の位相差を変化させた場合のＵ相交流電圧の高調波成分を示す図。変調波／搬送波位相差とｄ軸電流和との関係を示す図。ｄ軸電流和の演算手順を示すフローチャート。変調波／搬送波位相差とｄ軸電流和、ｑ軸電流和および相電流和との関係を示す図。本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。本発明の第３の実施形態に係る電流指令生成部のブロック図。変調波／搬送波位相差とｄ軸電流和、ｑ軸電流和および相電流和との関係を示す図。本発明の第４の実施形態における機電一体ユニットの外観斜視図。本発明の第５の実施形態における発電機システムの構成図。本発明の第６の実施形態における昇圧コンバータシステムの構成図。本発明の第７の実施形態におけるハイブリッド車両システムの構成図。

［第１の実施形態]
　以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。

　図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を有するモータ駆動システムの構成図である。モータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、回転位置検出器８を有している。

　モータ制御装置１には、回転位置検出器８からモータ２の回転位置θが入力される。また、モータ２に取り付けられた温度センサ５２から、モータ２の回転子における磁石の温度を表す磁石温度Ｔｍａｇが入力される。さらに、電流検出部７から、モータ２に流れる三相の交流電流をそれぞれ表すＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力され、図示省略した上位制御装置よりトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、これらの入力情報を基に、モータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３に出力する。これにより、インバータ３の動作を制御し、モータ２の駆動を制御する。なお、モータ制御装置１の詳細については後で説明する。

　インバータ３は、インバータ回路３１、ＰＷＭ信号駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ＰＷＭ信号駆動回路３２から入力されたＰＷＭ信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。

　高圧バッテリ５は、モータ駆動システム１００の直流電圧源であり、インバータ３へ電源電圧Ｈｖｄｃを出力する。高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、インバータ３のインバータ回路３１とＰＷＭ信号駆動回路３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。これにより、高圧バッテリ５の直流電力を基に、インバータ３からモータ２へ交流電力が供給される。なお、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、その充電状態に応じて変動する。

　モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される三相同期電動機であり、固定子（ステータ）および回転子（ロータ）を有する。本実施形態では、回転子の表面にネオジム磁石やフェライト磁石等の永久磁石が取り付けられた表面磁石型の永久磁石同期モータ（SPMSM：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）をモータ２として用いている。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた三相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各コイルに磁束が発生する。この各コイルの磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、モータ２が回転駆動される。

　モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ５１が取り付けられている。回転位置検出器８は、回転位置センサ５１の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器８による回転位置θの演算結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてゲート信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。

　ここで、回転位置センサ５１には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。また、回転位置検出器８は、回転位置センサ５１からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。

　モータ２には、回転子に取り付けられている磁石の減磁を抑制する観点から、磁石温度Ｔｍａｇを検出する温度センサ５２が設けられる。なお、モータ駆動システム１００内に磁石温度推定部を設け、この磁石温度推定部により、モータ２が回転することで誘起される誘起電圧の温度依存性を用いて磁石温度Ｔｍａｇを推定しても良いし、熱回路網を用いて推定しても良い。

　以下、式（１）～（３）を用いて磁石温度Ｔｍａｇの推定手法の一例を説明する。式（１）式（２）はモータのｄｑ軸電圧方程式を示している。式（１）式（２）において、巻線抵抗Ｒ、電気角周波数ω、ｄｑ軸インダクタンスＬｄおよびＬｑ、は温度に対してほぼ不変と見なせる。一方、ｄｑ軸電圧ＶｄおよびＶｑ、ｄｑ軸電流ＩｄおよびＩｑは変動パラメータである。ｄｑ軸電流Ｖｄ，Ｖｑはモータ２の三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗから回転位置θを用いて、ｄｑ軸電圧Ｉｄ，Ｉｑは後述のｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊よりそれぞれ演算することで導出できる。
　Ｖｄ＝Ｒ＊Ｉｄ－ω＊Ｌｑ＊Ｉｑ　　　　　　　　　・・・（１）
　Ｖｑ＝Ｒ＊Ｉｑ＋ω＊Ｌｄ＊Ｉｄ＋ω＊Ｋｅ　　　　・・・（２）

　ここで、Ｖｄ、Ｖｑはｄｑ軸電圧、Ｉｄ、Ｉｑはｄｑ軸電流、Ｌｄ、Ｌｑはｄｑ軸インダクタンス、ωは電気角周波数、Ｋｅは誘起電圧定数、Ｒは巻線抵抗である。

　式（３）は誘起電圧の温度依存性を示している。通常温度Ｔ＿ｎｏｍｉから回転子の温度が変動すると、それに伴って誘起電圧が線形に変動することが分かる。
　Ｋｅ＝Ｋｅ＿ｎｏｍｉ＋（Ｔ－Ｔ＿ｎｏｍｉ）＊Ｋ　　・・・（３）

　ここで、Ｋｅ＿ｎｏｍｉは通常温度の誘起電圧定数、Ｔはロータ温度、Ｔ＿ｎｏｍｉはロータの通常温度、Ｋは誘起電圧の温度依存傾きである。

　式（２）のｑ軸電圧Ｖｑの方程式において、既知パラメータから誘起電圧定数Ｋｅを導出することができる。この誘起電圧定数Ｋｅは温度依存性を有しており、通常温度の誘起電圧定数Ｋｅ＿ｎｏｍｉとは必ずしも一致しない。一方、式（３）では通常温度の誘起電圧定数Ｋｅ＿ｎｏｍｉ、ロータの通常温度Ｔ＿ｎｏｍｉがそれぞれ既知である。そのため、式（２）で求められる誘起電圧定数Ｋｅを用いて、式（３）からロータ温度Ｔを推定できる。こうしてロータ温度Ｔを推定し、その推定結果を用いて磁石温度Ｔｍａｇを推定することが可能である。

　インバータ３とモータ２の間の電流経路には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１が行うゲート信号の生成に利用される。なお、図１では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。

　次に、モータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。

　図２に示されるように、モータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧変換部１５、搬送波周波数調整部１６、三角波生成部１７、ゲート信号生成部１８の各機能ブロックを有する。モータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。

　電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとモータトルクの関係を表す数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。

　速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。

　三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。

　電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。

　ｄｑ／三相電圧変換部１５は、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。

　搬送波周波数調整部１６は、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、回転位置検出器８が求めた回転位置θ、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒ、ｄ軸電流値Ｉｄ、磁石温度Ｔｍａｇに基づき、ゲート信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って三角波生成部１７が搬送波を生成することで、モータ２で発生する磁石渦電流損失や交流銅損を抑制できるように、搬送波の周波数が調整される。なお、搬送波周波数調整部１６による搬送波周波数ｆｃの演算方法の詳細については後述する。

　三角波生成部１７は、搬送波周波数調整部１６が演算した搬送波周波数ｆｃに基づき、三角波信号（搬送波信号）Ｔｒを生成する。

　ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成する。具体的には、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１８が生成したゲート信号は、モータ制御装置１からインバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２に出力され、ＰＷＭ信号駆動回路３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。

　次に、モータ制御装置１における搬送波周波数調整部１６の動作について説明する。搬送波周波数調整部１６は前述のように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、ｄ軸電流値Ｉｄと、磁石温度Ｔｍａｇに基づき、搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って三角波生成部１７が生成する三角波信号Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整する。なお、ここでの所望の関係とは、例えば、モータ２の回転子に取り付けられた磁石に生じる渦電流損失が最小となるような関係のことを指す。

　図３は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部１６のブロック図である。搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１、電圧位相演算部１６２、電圧位相誤差演算部１６３、同期搬送波周波数演算部１６４、搬送波周波数設定部１６５を有する。

　同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒに基づき、同期ＰＷＭ制御における電圧波形の１周期に対する搬送波の数を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、例えば３の倍数のうちＮｃ＝３×（２×ｎ―１）の条件式を満たす数を、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選択する。この条件式において、ｎは任意の自然数を表しており、例えばｎ＝１（Ｎｃ＝３）、ｎ＝２（Ｎｃ＝９）、ｎ＝３（Ｎｃ＝１５）などが選ばれることが多い。また、特殊な搬送波を用いることで、例えばＮｃ＝６やＮｃ＝１２など、３の倍数であっても上記の条件式を満たさない数を同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選定することも可能である。なお、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒだけでなく、トルク指令Ｔ＊に基づいて、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択を行ってもよい。また、例えばヒステリシスを設定するなど、回転速度ωｒが上昇するときと下降するときとで、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択基準を変化させてもよい。

　電圧位相演算部１６２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、搬送波周波数ｆｃに基づいて、以下の式（４）～（７）により電圧位相θｖを演算する。
　θｖ＝θ＋φｖ＋φｄｑｖ＋０．５π　・・・（４）
　φｖ＝ωｒ・１．５Ｔｃ　・・・（５）
　Ｔｃ＝１／ｆｃ　・・・（６）
　φｄｑｖ＝ａｔａｎ（Ｖｑ／Ｖｄ）　・・・（７）

　ここで、φｖは電圧位相の演算遅れ補償値を、Ｔｃは搬送波周期を、φｄｑｖはｄ軸からの電圧位相をそれぞれ表すものとする。演算遅れ補償値φｖは、回転位置検出器８が回転位置θを取得してからモータ制御装置１がインバータ３にゲート信号を出力するまでの間に、１．５制御周期分の演算遅れが発生することを補償する値である。なお、本実施形態では、式（４）右辺の第４項で０．５πを加算している。これは、式（４）右辺の第１項～第３項で演算される電圧位相がｃｏｓ波であるため、これをｓｉｎ波に視点変換するための演算である。

　電圧位相誤差演算部１６３は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと、電圧位相演算部１６２により演算された電圧位相θｖと、回転速度ωｒと、磁石温度Ｔｍａｇと、ｄ軸電流Ｉｄとに基づき、電圧位相誤差Δθｖを演算する。電圧位相誤差Δθｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いる搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を表している。電圧位相誤差演算部１６３が所定の演算周期ごとに電圧位相誤差Δθｖを演算することで、搬送波周波数調整部１６において、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させるように、三角波信号Ｔｒの周波数調整を行うことができる。なお、前述のように基準電圧位相θｖｂは、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相の基準値である。

　同期搬送波周波数演算部１６４は、以下の式（８）に従い、電圧位相誤差演算部１６３により演算された電圧位相誤差Δθｖと、回転速度ωｒと、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づき、同期搬送波周波数ｆｃｓを演算する。
　ｆｃｓ＝ωｒ・Ｎｃ・（１＋Δθｖ・Ｋ）／（２π）・・・（８）

　同期搬送波周波数演算部１６４は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）制御により、式（８）に基づく同期搬送波周波数ｆｃｓを演算することができる。なお、式（８）においてゲインＫは一定値としてもよいし、条件により可変としてもよい。

　搬送波周波数設定部１６５は、回転速度ωｒに基づいて、同期搬送波周波数演算部１６４により演算された同期搬送波周波数ｆｃｓと、非同期搬送波周波数ｆｃｎｓとのいずれかを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力する。非同期搬送波周波数ｆｃｎｓは、搬送波周波数設定部１６５において予め設定された一定値である。なお、予め非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを複数用意しておき、その中でいずれかを回転速度ωｒに応じて選択してもよい。例えば、回転速度ωｒの値が大きいほど非同期搬送波周波数ｆｃｎｓの値が大きくなるように、搬送波周波数設定部１６５において非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力することができる。

　次に、搬送波周波数調整部１６のうち、電圧位相誤差演算部１６３における電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細について説明する。

　図４は、本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部１６３のブロック図である。電圧位相誤差演算部１６３は、基準電圧位相演算部１６３１、ｄ軸電流和演算部１６３２、固定三角波位相決定部１６３３、加算部１６３４、減算部１６３５を有する。

　基準電圧位相演算部１６３１は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと電圧位相θｖに基づき、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相を固定するための基準電圧位相θｖｂを演算する。

　図５は、基準電圧位相演算部１６３１が実施する基準電圧位相演算の概念図である。基準電圧位相演算部１６３１は、例えば図５に示すように、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算する。なお、図５では説明を分かりやすくするため、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが３であるときの例を示しているが、実際には同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃは、前述のようにＮｃ＝３、９または１５とすることが好ましい。あるいは、Ｎｃ＝６または１２としてもよい。

　本実施形態では処理負荷低減のため、例えば図５に示すように、三角搬送波が最小値（谷）から最大値（山）まで上昇する区間である谷割り区間でのみ、搬送波周波数調整部１６が搬送波の周波数を調整可能とする。この場合、同期搬送波周波数演算部１６４では後述するように、搬送波の谷割り区間において、電圧位相誤差Δθｖから同期搬送波周波数ｆｃｓを逐次的に演算することで、同期ＰＷＭ制御を実施する。基準電圧位相演算部１６３１は、この電圧位相誤差Δθｖの演算に用いられる基準電圧位相θｖｂを、図５に示すようにπ／３間隔で変化する離散値として算出する。なお、この基準電圧位相θｖｂの間隔は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じて変化する。同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが大きくなるほど、基準電圧位相θｖｂの間隔が小さくなる。

　具体的には、基準電圧位相演算部１６３１は、以下の式（９）～（１０）に従い、電圧位相θｖ、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づいて基準電圧位相θｖｂを演算する。
　θｖｂ＝ｉｎｔ（θｖ／θｓ）・θｓ＋０．５θｓ　・・・（９）
　θｓ＝２π／Ｎｃ　・・・（１０）

　ここで、θｓは搬送波１つあたりの電圧位相θｖの変化幅を表し、ｉｎｔは小数点以下の切り捨て演算を表すものとする。

　なお、本実施形態では、三角搬送波が最大値（山）から最小値（谷）まで下降する区間である山割り区間で基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなるように、基準電圧位相演算部１６３１において式（９）～（１０）に従い基準電圧位相θｖｂを演算している。しかしながら、基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなる期間は山割り区間に限らない。電圧位相θｖを用いて、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算できれば、式（９）～（１０）以外の演算方法により、基準電圧位相演算部１６３１が基準電圧位相θｖｂの演算を行ってもよい。

　ｄ軸電流和演算部１６３２は、三相／ｄｑ変換部１３により求められたｄ軸電流値Ｉｄと、モータ回転速度ωｒとに基づき、モータ２で発生する磁石の渦電流損失を抑制するためのｄ軸電流和ｓｕｍを演算する。なお、ｄ軸電流和ｓｕｍの詳細については後述する。

　固定三角波位相決定部１６３３は、ｄ軸電流和演算部１６３２により演算されたｄ軸電流和ｓｕｍと、磁石温度Ｔｍａｇとに基づき、電圧位相誤差Δθｖの演算に用いる搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定する。ここでは、磁石温度Ｔｍａｇの値に応じて搬送波の生成方法を選択し、その選択結果に従って搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定する。なお、固定三角波位相決定部１６３３の詳細については後述する。

　加算部１６３４は、基準電圧位相演算部１６３１にて演算した基準電圧位相θｖｂに、固定三角波位相決定部１６３３にて決定した搬送波位相差Δθｃａｒｒを加算し、補正基準電圧位相θｖｂ２を演算する。

　減算部１６３５は、電圧位相θｖから補正基準電圧位相θｖｂ２を減算し、電圧位相誤差Δθｖを演算する。

　次に、本実施形態の特徴であるｄ軸電流和演算部１６３２および固定三角波位相決定部１６３３の詳細について、以下に説明する。

　まず、本実施形態の搬送波位相差Δθｃａｒｒの決定方法の基本的な考え方について、図６、図７を参照して以下に説明する。図６は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの間の位相差（以下、「変調波／搬送波位相差」と称する）を変化させた場合の、これらの電圧波形の関係を示した図である。図６（ａ）は、変調波／搬送波位相差を－９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図６（ｂ）は、変調波／搬送波位相差を０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図６（ｃ）は、変調波／搬送波位相差を９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形をそれぞれ示している。図６（ａ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に搬送波である三角波は谷となり、図６（ｂ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波はゼロクロス立ち下がりとなり、図６（ｃ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波は山となっている。このように、変調波／搬送波位相差を変化させることで、以下で説明するように、ＰＷＭ制御によって得られるＵ相交流電圧Ｖｕの振幅を一定としたままで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることができる。

　なお、図６（ａ）～図６（ｃ）では、説明の都合上、変調波と搬送波の周波数比を１５としているが、本発明はこれに限定されない。また、図６（ａ）～図６（ｃ）では、変調波の例としてＵ相電圧指令Ｖｕ＊を示しているが、他相の電圧指令、すなわちＶ相電圧指令Ｖｖ＊やＷ相電圧指令Ｖｗ＊についても、図６と同様に変調波／搬送波位相差を設定することで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることが可能である。

　図７は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を変化させた場合に、インバータ３からモータ２へ出力されるＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分を示す図である。図７（ａ）では、図６（ａ）～図６（ｃ）に示した変調波／搬送波位相差、すなわち－９０ｄｅｇ、０ｄｅｇ、９０ｄｅｇの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの振幅を示し、図７（ｂ）では、これらの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの位相を示している。なお、図７（ａ）、図７（ｂ）では、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次成分として、基本波成分の振幅と位相をそれぞれ示している。また、図７（ｂ）では、図７（ａ）において振幅が比較的大きい１１次、１３次、１７次、１９次、２９次、３１次の各高調波成分について、基本波成分の位相を－１３５ｄｅｇとしたときの位相をそれぞれ示している。

　図７（ａ）より、変調波／搬送波位相差を変更しても、インバータ３から出力されるＵ相交流電圧Ｖｕにおいて、１次（基本波）を含む各次数成分の振幅は変化しないことが確認される。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させても、モータ２のトルク出力値は変わらないことが分かる。一方、図７（ｂ）より、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次（基本波）成分以外の各高調波成分の位相は、変調波／搬送波位相差に応じて変化することが分かる。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させることは、Ｕ相交流電圧Ｖｕの基本波成分以外の高調波成分の位相を変化させることと等価と言える。

　なお、図７（ａ）、図７（ｂ）では、インバータ３から出力される三相交流電圧のうち、Ｕ相交流電圧Ｖｕの周波数解析結果を示しているが、他相の交流電圧、すなわちＶ相交流電圧ＶｖやＷ相交流電圧Ｖｗについても、図７（ａ）、図７（ｂ）と同様の周波数解析結果が得られる。したがって、変調波／搬送波位相差を変化させることにより、インバータ３から出力される三相交流電圧の基本波成分以外の高調波成分の位相を任意に変化させることが可能となる。

　上記で示したように、変調波／搬送波位相差が変化すると、インバータ３から出力される三相交流電圧の基本波成分以外の高調波成分の位相が変化する。これにより、三相交流電圧をｄｑ軸変換したｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑが変化し、これに応じてｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑも変化する。ここで、モータ２のロータに設置された磁石の渦電流損失とは、インバータ３からモータ２の各コイルへ三相交流電圧が印加されることで生じる磁化力の変動によって磁石の内部に誘導起電力が生じ、それにより磁石に渦電流が流れることで生じるジュール熱である。この渦電流損失Ｗｅは、以下の式（１１）に示す比例関係で表される。
　Ｗｅ∝Ｂ＾２＊ｆ＾２　　　　　　　　　・・・（１１）

　ここで、Ｂはコイルの最大磁束密度、ｆはコイルに流れる電流の周波数である。

　式（１１）より、渦電流損失Ｗｅは、コイルの磁束密度の変化量の２乗と、コイル電流の周波数の２乗とが支配的であることが分かる。磁束密度の変化量は、磁石から見るとｄ軸電流Ｉｄの変化量と比例し、コイル電流の周波数は、インバータ３からモータ２へ出力される三相交流電圧の周波数と比例する。また、ｄ軸電流Ｉｄを周波数分析すると、ｄ軸電流Ｉｄには、三相交流電圧の周波数に応じて定まる基本波の周波数に対して、各次数の高調波成分が含まれている。そのため、式（１１）は、以下の式（１２）に示す比例関係に置き換えて表すことができる。
　Ｗｅ∝Σ（Ｉｄ＿ｎ＾２＊ｎ＾２）　　　　・・・（１２）

　ここで、ｎはｄ軸電流Ｉｄの高調波成分の次数を、Ｉｄ＿ｎはｄ軸電流Ｉｄのｎ次高調波成分の大きさをそれぞれ表す。ただし、次数ｎは整数に限らず、任意の正の数を含めることができる。以下では、式（１２）の右辺が表す値、すなわちｄ軸高調波電流Ｉｄ＿ｎの２乗と次数ｎの２乗との積の和を、「ｄ軸電流和」と称する。なお、Ｉｄ＿ｎにおいてｎ＝１とした場合、Ｉｄ＿ｎはｄ軸電流Ｉｄの基本波成分を表しており、その周波数は三相交流電圧の周波数と合致する。

　図８は、変調率を１．１５とし、搬送波と変調波の周波数比を９としたときの、変調波／搬送波位相差とｄ軸電流和との関係を示した図である。図８では、変調波／搬送波位相差が１３５ｄｅｇのときにｄ軸電流和の値が最小となっている。したがって、式（１２）の比例関係から、変調波／搬送波位相差を１３５ｄｅｇに設定すると磁石温度Ｔｍａｇが最小になると予測される。

　実際に、変調率１．１５近傍でモータ２を駆動させたときの磁石温度Ｔｍａｇの基準温度からの温度上昇を測定したところ、変調波／搬送波位相差が１３５ｄｅｇの場合には、温度上昇が６３．５℃であった。一方、変調波／搬送波位相差が９０ｄｅｇの場合には、温度上昇が６７℃であり、１３５ｄｅｇの場合と比べて３．５℃高いことが確認された。

　以上説明したように、変調波／搬送波位相差を変更することで、モータ２のトルク出力値を維持しつつ、インバータ３から出力される三相交流電圧の各高調波成分の位相を変化させ、これに応じてｄ軸電流和の値を変化させることができる。したがって、式（１２）の比例関係に基づいて渦電流損失Ｗｅを調整することが可能となる。その結果、モータ２の出力トルクや効率を悪化させることなく、モータ２のロータに設置された磁石の渦電流損失を低減できることが分かる。

　本実施形態では、上記の考え方に基づき、ｄ軸電流和演算部１６３２および固定三角波位相決定部１６３３において、モータ２の磁石の渦電流損失を抑制可能な変調波／搬送波位相差を実現する電圧位相誤差Δθｖを設定できるように、搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定する。その具体的な手法を、以下に図９を参照して説明する。

　図９は、ｄ軸電流和演算部１６３２によるｄ軸電流和ｓｕｍの演算手順を示したフローチャートである。ｄ軸電流和演算部１６３２は、ｄ軸電流値Ｉｄとモータ回転速度ωｒに基づき、図９のフローチャートに従ってｄ軸電流和ｓｕｍを算出する。

　まず、ステップＳ９０１において、ｄ軸電流和演算部１６３２は、モータ回転速度ωｒに基づいて、入力されたｄ軸電流Ｉｄのうち電気角１周期分を抽出する。続いて、ステップＳ９０２において、ステップＳ９０１で抽出した電気角１周期のｄ軸電流Ｉｄを周波数解析し、ｎ次のｄ軸高調波電流Ｉｄ＿ｎを次数ごとに抽出する。最後に、ステップＳ９０３において、ステップＳ９０２で抽出した次数ごとのｄ軸高調波電流Ｉｄ＿ｎおよび次数ｎに基づいて、下記の式（１３）によりｄ軸電流和ｓｕｍを計算する。
　ｓｕｍ＝Σ（Ｉｄ＿ｎ＾２＊ｎ＾２）　　　・・・（１３）

　なお、式（１３）の代わりに、以下の式（１４）、式（１５）、式（１６）のいずれかを用いてｄ軸電流和ｓｕｍを簡易的に計算してもよい。これらの計算方法を用いることで、変調波／搬送波位相差に応じた渦電流損失Ｗｅの変化に対して、ある程度の目安となるｄ軸電流和ｓｕｍを容易に計算することが可能となる。あるいは、次数ｎの代わりにモータ回転速度ωｒや、モータ回転速度ωｒに基づいて求めたモータ回転周波数またはモータ電気角周波数などを用いて、ｄ軸電流和ｓｕｍを計算するようにしてもよい。これ以外にも、渦電流損失Ｗｅの変化を反映したものであれば、任意の方法で計算される数値をｄ軸電流和ｓｕｍとして用いることが可能である。
　ｓｕｍ＝Σ（Ｉｄ＿ｎ＊ｎ）　　　・・・（１４）
　ｓｕｍ＝Σ（Ｉｄ＿ｎ＾２）　　　・・・（１５）
　ｓｕｍ＝Σ（Ｉｄ＿ｎ）　　　　　・・・（１６）

　固定三角波位相決定部１６３３は、ｄ軸電流和演算部１６３２により計算されたｄ軸電流和ｓｕｍに基づいて、搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定する。ここでは、ｄ軸電流和ｓｕｍの値が最小となるように、搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定する。例えば、搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を所定の範囲内で変化させてｄ軸電流和ｓｕｍの値を取得し、最小のｄ軸電流和ｓｕｍが得られたときの搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を、最終的な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値として決定する。

　あるいは、前述の図８で示したように、変調波／搬送波位相差とｄ軸電流和ｓｕｍとの関係を、固定三角波位相決定部１６３３が有する所定の記憶領域に予め記憶しておき、この関係に基づいて、ｄ軸電流和ｓｕｍの値が最小となる搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定してもよい。この場合、モータ回転速度ωｒやトルク指令Ｔ＊などをパラメータとし、これらのパラメータの値ごとに最適な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を予め解析等により取得しておき、マップ情報として固定三角波位相決定部１６３３に記憶させてもよい。このようにすれば、モータ２の動作状態に応じて搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を変化させることができるため、固定三角波位相決定部１６３３において、最適な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を得ることが可能となる。なお、このようにする場合は、電圧位相誤差演算部１６３においてｄ軸電流和演算部１６３２を設けずに、ｄ軸電流和ｓｕｍの計算を省略しても構わない。

　さらに、固定三角波位相決定部１６３３において、磁石温度Ｔｍａｇに基づいて搬送波位相差Δθｃａｒｒの決定方法を変化させてもよい。例えば、磁石温度Ｔｍａｇが所定温度以下であれば、搬送波位相差Δθｃａｒｒを予め定めた所定の値に設定し、磁石の渦電流損失を低減するための変調波／搬送波位相差の調整を行わないようにする。一方、磁石温度Ｔｍａｇが所定温度を超えたときには、ｄ軸電流和ｓｕｍの値が最小となるように、固定三角波位相決定部１６３３において搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定する。このようにすれば、磁石温度Ｔｍａｇに応じて、磁石の渦電流損失の抑制が必要であるか否かを適切に判断し、その判断結果に応じて搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を効果的に切り替えることが可能となる。この場合、磁石温度Ｔｍａｇが上記の所定温度を挟んで変化するときに、その前後で搬送波位相差Δθｃａｒｒが急激に変化してインバータ３から出力される三相交流電圧に過大な変動が生じるのを避けるため、搬送波位相差Δθｃａｒｒをランプ状に変化させることが好ましい。

　なお、上記のように磁石温度Ｔｍａｇに基づいて搬送波位相差Δθｃａｒｒの決定方法を変化させる場合、磁石温度Ｔｍａｇが所定温度以下のときには、固定三角波位相決定部１６３３において他の方法で搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定してもよい。例えば、特願２０１９－１６５７７２（２０１９年９月１１日出願）に記載されている方法を用いることで、モータ２の電磁気設計に起因して生じるトルク脈動や円環振動を低減するように、搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定することができる。また、磁石温度Ｔｍａｇの抑制とモータ２の低振動化・低騒音化を両立できるように、搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定してもよい。これ以外にも、任意の方法で搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定することが可能である。

　電圧位相誤差演算部１６３では、以上説明したようにして、搬送波位相差Δθｃａｒｒが決定され、電圧位相誤差Δθｖが演算される。これにより、ｄ軸電流Ｉｄとモータ回転速度ωｒに応じて、ｄ軸電流和ｓｕｍが最小となるように、電圧位相誤差Δθｖを決定することができる。その結果、モータ２の回転子の磁石に生じる渦電流損失を低減させるように、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させて、搬送波周波数ｆｃを設定することができる。その結果、磁石温度Ｔｍａｇの上昇を抑制し、不可逆減磁の発生を防止することができる。

　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）モータ制御装置１は、直流電力から交流電力への電力変換を行うインバータ３と接続され、その交流電力を用いて駆動するモータ２の駆動を制御するものであって、搬送波である三角波信号Ｔｒを生成する三角波生成部１７と、三角波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６と、三角波信号Ｔｒを用いてトルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。搬送波周波数調整部１６は、モータ２に通電されるｄ軸電流Ｉｄとモータ２の回転速度を表すモータ回転速度ωｒとに応じてモータ２の回転子の磁石に生じる渦電流損失Ｗｅを低減するように、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差を調整する。このようにしたので、インバータ３のスイッチング損失を抑えつつ、モータ２の不可逆減磁の発生を防止することができる。

（２）搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６３は、ｄ軸電流和演算部１６３２および固定三角波位相決定部１６３３により、ｄ軸電流Ｉｄとモータ回転速度ωｒとに基づいて、渦電流損失Ｗｅを低減するための搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定する。そして、決定した搬送波位相差Δθｃａｒｒを用いて、基準電圧位相演算部１６３１、加算部１６３４および減算部１６３５により、電圧位相誤差Δθｖを演算し、三角波信号Ｔｒの位相を調整する。これにより、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差を調整する。このようにしたので、モータ２の回転子の磁石に生じる渦電流損失Ｗｅを低減するように、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差を確実に調整することが可能となる。

（３）搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６３は、ｄ軸電流和演算部１６３２により、モータ回転速度ωｒに基づいて電気角１周期分のｄ軸電流Ｉｄを抽出し（ステップＳ９０１）、抽出した電気角１周期分のｄ軸電流Ｉｄについて、式（１３）～式（１６）のいずれかを用いてｄ軸電流和ｓｕｍを計算する。すなわち、式（１３）で表されるｄ軸電流の各高調波Ｉｄ＿ｎの２乗とその次数ｎの２乗との積の合計値、または、式（１４）で表されるｄ軸電流の各高調波Ｉｄ＿ｎとその次数ｎとの積の合計値、または、式（１５）で表されるｄ軸電流の各高調波Ｉｄ＿ｎの２乗の合計値、または、式（１６）で表されるｄ軸電流の各高調波Ｉｄ＿ｎの合計値のいずれかを、ｄ軸電流和ｓｕｍとして計算する（ステップＳ９０３）。そして、固定三角波位相決定部１６３３により、当該合計値に基づいて搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定する。このようにしたので、モータ２の回転子の磁石に生じる渦電流損失Ｗｅを低減するための搬送波位相差Δθｃａｒｒを、確実に決定することができる。

（４）搬送波周波数調整部１６において、固定三角波位相決定部１６３３は、渦電流損失Ｗｅを低減するための搬送波位相差Δθｃａｒｒが予め記憶された記憶領域を有しており、この記憶領域に記憶された搬送波位相差Δθｃａｒｒを用いて三角波信号Ｔｒの位相を調整することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差を調整することができる。このようにすれば、渦電流損失Ｗｅを低減するための搬送波位相差Δθｃａｒｒを容易かつ確実に決定して、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの調整を行うことができる。

（５）モータ制御装置１は、磁石温度Ｔｍａｇを検出する温度センサ５２から磁石温度Ｔｍａｇの検出結果を取得するか、またはモータ２の誘起電圧の温度依存性に基づいて磁石温度Ｔｍａｇを推定することで、磁石温度Ｔｍａｇを取得する。搬送波周波数調整部１６は、磁石温度Ｔｍａｇが所定温度を超えたときに、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差の調整を行うようにしてもよい。このようにすれば、温度センサ５２の有無に関わらず、磁石温度Ｔｍａｇを確実に取得することができる。また、磁石温度Ｔｍａｇに応じて、磁石の渦電流損失の抑制が必要であるか否かを適切に判断し、その判断結果に従って、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差の調整を適切なタイミングで行うことができる。

（６）モータ制御装置１は、搬送波周波数調整部１６において、磁石温度Ｔｍａｇが所定温度より低い場合、任意の方法で搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差を予め定めた所定の値に設定してもよい。このようにすれば、磁石の渦電流損失の抑制が必要でない場合は、不要な処理を削減し、処理負荷の軽減を図ることができる。

［第２の実施形態]
　次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態では、モータ２が埋め込み磁石型の永久磁石同期モータ（IPMSM：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）である場合の例を説明する。なお、本実施形態におけるモータ制御装置やモータ駆動システムの構成は、第１の実施形態とそれぞれ同一である。したがって、以下では第１の実施形態で説明したモータ制御装置１およびモータ駆動システム１００の構成を用いて、本実施形態の説明を行う。

　埋め込み磁石型の永久磁石同期モータは、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車や電気鉄道において数多く用いられている。その構造上の大きな特徴は、回転子に取り付けられている磁石がロータコア内へ埋め込まれている点である。これにより、磁石があるｄ軸と磁石がないｑ軸でインダクタンスが異なり、ｄ軸インダクタンスＬｄと比較してｑ軸インダクタンスＬｑが大きくなる逆突極性を備えている。

　本実施形態では、埋め込み磁石型の永久磁石同期モータをモータ２に採用したモータ駆動システム１００において、モータ制御装置１により、第１の実施形態と同様に、モータ２の回転子の磁石に生じる渦電流損失を低減させるように、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させて、搬送波周波数ｆｃを設定するようにしている。そのため、本実施形態のモータ制御装置１において、搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６３は、第１の実施形態で説明した図４と同様の構成を有している。そして、ｄ軸電流和演算部１６３２および固定三角波位相決定部１６３３により、前述の式（１３）～式（１６）のいずれかで表されるｄ軸電流和ｓｕｍを計算し、このｄ軸電流和ｓｕｍの値が最小となるように、搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定するようにしている。

　埋め込み磁石型の永久磁石同期モータの場合、ｄ軸インダクタンスＬｄと比較して、ｑ軸インダクタンスＬｑが２～３倍程度大きいことが多い。そのような場合に、ｄｑ軸の高調波電圧Ｖｄ＿ｎ，Ｖｑ＿ｎをモータ２に印加した場合の過渡状態の電圧方程式は、以下の式（１７）と式（１８）で与えられる。
　Ｖｄ＿ｎ＝Ｌｄ＊（ｄＩｄ＿ｎ／ｄｔ）　　　・・・（１７）
　Ｖｑ＿ｎ＝Ｌｑ＊（ｄＩｑ＿ｎ／ｄｔ）　　　・・・（１８）

　ここで、Ｉｄ＿ｎはｎ次のｄ軸高調波電流を、Ｉｑ＿ｎはｎ次のｑ軸高調波電流をそれぞれ表す。

　上記のように、埋め込み磁石型の永久磁石同期モータであるモータ２では、ｄ軸インダクタンスＬｄと比較してｑ軸インダクタンスＬｑが２～３倍程度大きいことから、ｄ軸高調波電圧Ｖｄ＿ｎとｑ軸高調波電圧Ｖｑ＿ｎを同じ大きさで印可した場合、ｄ軸高調波電流Ｉｄ＿ｎがｑ軸高調波電流Ｉｑ＿ｎと比較して２～３倍程度大きくなる。そのため、ｄ軸高調波電流Ｉｄ＿ｎの電流リプルを最小にすれば、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの高調波電流リプルも最小となり、結果として、三相交流電流の高調波電流リプルに起因して角線などで多く発生する交流銅損も最小にできる。

　図１０は、変調率を１．１５とし、搬送波と変調波の周波数比を９としたときの、変調波／搬送波位相差とｄ軸電流和、ｑ軸電流和および相電流和との関係を示した図である。なお、図１０ではｄ軸電流和を、前述の式（１３）により計算している。また、ｑ軸電流和をΣ（Ｉｑ＿ｎ＾２＊ｎ＾２）、相電流和をΣ（Ｉ＿ｎ＾２＊ｎ＾２）でそれぞれ計算している。ここで、Ｉｑ＿ｎはｑ軸電流Ｉｑの各次数の高調波成分を表し、Ｉ＿ｎはＵ相電流Ｉｕ（またはＶ相電流Ｉｖ、あるいはＷ相電流Ｉｗ）の各次数の高調波成分を表している。

　図１０では、変調波／搬送波位相差が１３５ｄｅｇのときにｄ軸電流和の値が最小となり、このときに相電流和の値も最小となっている。したがって、変調波／搬送波位相差を１３５ｄｅｇに設定すると磁石温度Ｔｍａｇとコイル温度がそれぞれ最小になると予測される。

　実際に、変調率１．１５近傍でモータ２を駆動させたときの磁石温度Ｔｍａｇおよびコイル温度の基準温度からの温度上昇をそれぞれ測定したところ、変調波／搬送波位相差が１３５ｄｅｇの場合には、磁石温度Ｔｍａｇが６３．５℃、コイル温度が７９．０℃それぞれ上昇した。一方、変調波／搬送波位相差が９０ｄｅｇの場合には、磁石温度Ｔｍａｇが６７℃、コイル温度が８０．４℃それぞれ上昇し、１３５ｄｅｇの場合と比べて、磁石温度Ｔｍａｇは３．５℃、コイル温度は１．４℃高いことが確認された。

　以上説明したように、変調波／搬送波位相差を変更することで、モータ２のトルク出力値を維持しつつ、インバータ３から出力される三相交流電圧の各高調波成分の位相を変化させ、これに応じてｄ軸電流和と相電流和の値をそれぞれ変化させて渦電流損失Ｗｅを調整することが可能となる。その結果、モータ２の出力トルクや効率を悪化させることなく、モータ２のロータに設置された磁石の渦電流損失に加えて、さらにコイルの交流銅損も低減でき、モータ２の温度上昇を抑制できることが分かる。

　本実施形態では、上記の考え方に基づき、ｄ軸電流和演算部１６３２および固定三角波位相決定部１６３３において、モータ２の磁石の渦電流損失とコイルの交流銅損を抑制可能な変調波／搬送波位相差を実現する電圧位相誤差Δθｖを設定できるように、搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定する。なお、その具体的な手法は、第１の実施形態で説明したものと同様である。

　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、埋め込み磁石型の永久磁石同期モータを用いた場合に、第１の実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏することができる。

［第３の実施形態]
　次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態では、電池温度Ｔｍａｇの値に応じて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値を変化させる場合の例を説明する。なお、本実施形態におけるモータ駆動システムの構成は、モータ制御装置１以外は第１の実施形態と同一である。したがって、以下では第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００の構成を用いて、本実施形態の説明を行う。

　図１１は、本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置１’の機能構成を示すブロック図である。図１１に示すモータ制御装置１’は、第１の実施形態で説明した図２のモータ制御装置１と比較して、電流指令生成部１１の代わりに電流指令生成部１１’を有する点が相違している。なお、これ以外の点は第１の実施形態と同じであるため、以下ではその説明を省略する。

　図１２は、本発明の第３の実施形態に係る電流指令生成部１１’のブロック図である。図１２に示すように、電流指令生成部１１’は、通常動作用の第１電流指令生成部１１１と、磁石温度低減用の第２電流指令生成部１１２と、電流指令選択部１１３によって構成される。

　第１電流指令生成部１１１には、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃとトルク指令Ｔ＊が入力される。第２電流指令生成部１１２には、電源電圧Ｈｖｄｃと、トルク指令Ｔ＊と、変調率Ｈとが入力される。なお、変調率Ｈは、高圧バッテリ５からインバータ３に供給される直流電力と、インバータ３からモータ２に出力される交流電力との電圧振幅比を表しており、モータ制御装置１’において以下の式（１９）に基づいて算出される。
　Ｈ＝√（Ｖｄ＾２＋Ｖｑ＾２）／（Ｈｖｄｃ／２）　・・・（１９）

　電流指令選択部１１３には、磁石温度Ｔｍａｇが入力される。電流指令選択部１１３は、磁石温度Ｔｍａｇが所定値未満である通常動作では第１電流指令生成部１１１から出力された電流指令を選択し、一方、磁石温度Ｔｍａｇが所定の値を超過した場合は第２電流指令生成部１１２から出力された電流指令を選択する。ここで、第１電流指令生成部１１１は、第１の実施形態で説明した電流指令生成部１１と同様に、入力されたトルクＴ＊指令と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、予め設定された電流指令マップや数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する。一方、第２電流指令生成部１１２は、以下で説明するように電流指令を生成することで、変調率Ｈが所定の範囲内となるようにしている。

　本実施形態の電流指令生成部１１’において、第２電流指令生成部１１２は、トルクに対する電圧絶対値｜Ｖ｜（＝√（Ｖｄ＾２＋Ｖｑ＾２））を、変調率Ｈの目標範囲に対応する所定の電圧範囲となるように調整する。なお、電圧絶対値｜Ｖ｜の計算は、例えば三相／ｄｑ変換電流制御部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑから、前述の式（１）、式（２）を用いて計算すればよい。

　具体的には、第２電流指令生成部１１２は、トルク指令Ｔ＊に対応するｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊の組み合わせを、下記の式（２０）に従って決定する。その際に、これらの電流指令に応じた電圧絶対値｜Ｖ｜が所定の範囲内となるように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊の組み合わせを決定する。これにより、本実施形態で使用する電流動作点を導出する。
　Ｔ＝ｐ＊Ｋｅ＊Ｉｑ＋ｐ＊（Ｌｄ-Ｌｑ）＊Ｉｄ＊Ｉｑ　　　・・・（２０）

　ここで、Ｉｄ、Ｉｑはｄｑ軸電流、Ｌｄ、Ｌｑはｄｑ軸インダクタンス、ｐは極対数、Ｋｅは誘起電圧定数である。

　以上説明したように、本実施形態のモータ制御装置１’は、磁石温度Ｔｍａｇが所定の値を超過すると、電流指令生成部１１’において、第１電流指令生成部１１１が生成する通常動作用の電流指令に替えて、第２電流指令生成部１１２が生成する電流指令を選択する。これにより、ｄ軸電流（弱め界磁電流）Ｉｄの通電に起因してｄ軸干渉電圧ω＊Ｌｄ＊Ｉｄが増加し、これに応じてｑ軸電圧Ｖｑが低減することで、電圧絶対値｜Ｖ｜が所定の範囲内となるようにする。その結果、式（１９）で算出される変調率Ｈを所望の範囲内、例えば１．１５を中心とする所定範囲内に調整することができる。すなわち、モータ制御装置１’は、回転子の磁石温度Ｔｍａｇが所定温度を超えた場合、変調率Ｈに基づいてｄ軸電流Ｉｄを制御することによって、モータ２の出力トルクを変化させずにインバータ３から出力される交流電圧を変化させ、電圧絶対値｜Ｖ｜が所定範囲内となるように調整し、その結果、変調率Ｈを変化させる。これにより、変調率Ｈが所定の範囲内となるようにする。

　図１３は、変調率を０．８とし、搬送波と変調波の周波数比を９としたときの、変調波／搬送波位相差とｄ軸電流和、ｑ軸電流和および相電流和との関係を示した図である。なお、図１３でも前述の図１０と同様に、ｄ軸電流和を式（１３）により計算し、ｑ軸電流和をΣ（Ｉｑ＿ｎ＾２＊ｎ＾２）、相電流和をΣ（Ｉ＿ｎ＾２＊ｎ＾２）でそれぞれ計算している。

　図１３でも図１０と同様に、変調波／搬送波位相差が１３５ｄｅｇのときにｄ軸電流和の値が最小となり、このときに相電流和の値も最小となっている。したがって、変調波／搬送波位相差を１３５ｄｅｇに設定することで、磁石温度Ｔｍａｇが最小になると予測される。

　実際に、変調率０．８近傍でモータ２を駆動させたときの磁石温度Ｔｍａｇおよびコイル温度の基準温度からの温度上昇をそれぞれ測定したところ、変調波／搬送波位相差が１３５ｄｅｇの場合には、磁石温度Ｔｍａｇが９７．２℃、コイル温度が８８．６℃それぞれ上昇した。一方、変調波／搬送波位相差が９０ｄｅｇの場合には、磁石温度Ｔｍａｇが９９．３℃、コイル温度が９０．０℃それぞれ上昇し、１３５ｄｅｇの場合と比べて、磁石温度Ｔｍａｇは２．１℃、コイル温度は１．４℃高いことが確認された。

　また、図１３の場合（変調率０．８）と図１０の場合（変調率１．１５）を比較すると、変調波／搬送波位相差が１３５ｄｅｇの場合に、磁石温度Ｔｍａｇとコイル温度がそれぞれ最小となるが、変調率０．８では磁石温度Ｔｍａｇが９７．２℃であり、変調率１．１５の場合（磁石温度Ｔｍａｇが６３．５℃）と比べて３３．７℃も高い。また、変調率０．８ではコイル温度が７９．０℃であり、変調率１．１５の場合（コイル温度が８８．６℃）と比べて９．６℃も高い。このように、変調率が１．１５の場合と比べて、変調率が０．８のときには磁石温度Ｔｍａｇ、コイル温度がともに大きく増加することが確認された。

　以上説明したように、弱め界磁電流となるｄ軸電流を変更することで、モータ２のトルク出力値を維持しつつ、インバータ３から出力される交流電圧の電圧絶対値｜Ｖ｜を変化させ、これに応じて変調率Ｈを変化させて渦電流損失Ｗｅを調整することが可能となる。その結果、モータ２の出力トルクや効率を悪化させることなく、モータ２のロータに設置された磁石の渦電流損失とコイルの交流銅損を低減し、モータ２の温度上昇を抑制できることが分かる。

　本実施形態では、上記の考え方に基づき、電流指令生成部１１’において、磁石温度Ｔｍａｇが所定値以上のときには、モータ２の磁石の渦電流損失とコイルの交流銅損を抑制可能な所定の変調率Ｈの値、例えば１．１５付近となるように、第２電流指令生成部１１２から出力される電流指令を選択する。こうした制御を、第１、第２の各実施形態で説明した変調波／搬送波位相差の調整に加えてさらに行うことにより、モータ２の出力トルクや効率を悪化させることなく、モータ２のロータに設置された磁石の渦電流損失とコイルの交流銅損を大幅に低減し、モータ２の温度上昇をさらに抑制している。

　なお、本実施形態では、ｄ軸電流（弱め界磁電流）の通電によって、交流電圧と直流電圧との比である変調率を調整し、１．１５近傍に保つようにした。しかしながら、変調率を変化させる例はいくつかあり、どの例を用いても良い。以下ではその例を説明する。

　まず、直流電圧を変更して対応する例に関して述べる。本例は、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃを昇圧して直流電源とするシステムに適しており、直流電圧を変化させることで、交流電圧と直流電圧との比である変調率を所望の値に変化させる。すなわち、変調率が１．１５近傍となるように、高圧バッテリ５からインバータ３へ出力される電源電圧Ｈｖｄｃを制御する。なお、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃを昇圧するのではなく、降圧することで変調率を変化させてもよい。

　続いて、モータ回転数を変更して対応する例に関して述べる。本例は、エンジンによって所望の電力を得るエンジン発電機システムに適しており、発電機用モータの回転数を自在に制御して、交流電圧と直流電圧との比である変調率を所望の値に変化させる。すなわち、モータの回転数を変更することで、前述の式（１）、式（２）における非干渉項（ω＊Ｌｄ＊Ｉｄ、ω＊Ｌｑ＊Ｉｑ）と誘起電圧項（ω＊Ｋｅ）をそれぞれ変化させて、ｄｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを変化させる。これにより、式（１９）で表される変調率Ｈを所望の値に変化させる。

　なお、上記で説明した変調率を変化させるための各種手法は、単独で用いてもよいし、複数を組み合わせて用いてもよい。本実施形態では、任意の手法を採用して所望の変調率を達成することができる。

　また、本実施形態では、第２電流指令生成部１１２において、変調率を１．１５近傍に保つように調整することとしたが、変調率を他の値に調整してもよい。例えば、変調率を１以上１．２７以下のいずれかの値に保つように調整することができる。これ以外でも、モータ２のロータに設置された磁石の渦電流損失とコイルの交流銅損を低減することができれば、変調率を任意の値に調整することが可能である。

　以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、モータ制御装置１’は、磁石温度Ｔｍａｇが所定温度より高い場合、直流電力の電圧Ｈｖｄｃに対する交流電力の電圧｜Ｖ｜の比に基づいて、インバータ３から出力される交流電力の電圧を変化させる。具体的には、モータ制御装置１’は、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する電流指令生成部１１’と、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する電流制御部１４およびｄｑ／三相電圧変換部１５とを備える。電流指令生成部１１’は、直流電力と交流電力との電圧振幅比に応じた変調率Ｈが所定の値、例えば１以上１．２７以下の所定の値となるように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を生成してｄ軸電流Ｉｄを制御するか、あるいは、直流電力の電圧Ｈｖｄｃまたはモータ２の回転速度ωｒを制御する。このようにしたので、モータ２のロータに設置された磁石の渦電流損失とコイルの交流銅損を大幅に低減し、モータ２の温度上昇をさらに抑制することができる。したがって、インバータ３のスイッチング損失を抑えつつ、モータ２の不可逆減磁の発生をより一層効果的に防止することができる。

［第４の実施形態]
　次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。

　図１４は、第４の実施形態における機電一体ユニット７１の外観斜視図である。

　機電一体ユニット７１は、第１～第３の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１または１’、モータ２およびインバータ３）を含んで構成される。モータ２とインバータ３はバスバー７１２を介して結合部７１３で接続される。モータ２の出力がギア７１１を介し、図示省略したディファレンシャルギアへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図１４ではモータ制御装置１，１’の図示を省略しているが、モータ制御装置１，１’は任意の位置に配置することができる。

　この機電一体ユニット７１の特徴は、モータ２とインバータ３とギア７１１とが一体となった構造である。機電一体ユニット７１では、このような一体構造により、モータ２、インバータ３、ギア７１１で発生した熱によって、モータ２のロータの磁石温度や、モータ２の固定子のコイル温度が悪化する。しかしながら、第１～第３の実施形態で説明したモータ制御装置１，１’を用いてモータ２の駆動を制御することで、ロータの磁石温度の上昇を防ぎつつ、連続定格トルクを向上できるため、小型で高効率な機電一体ユニットを実現できる。さらに、モータ２として埋め込み磁石型の永久磁石同期モータを用いた第２の実施形態を採用すると、ロータの磁石温度の上昇に加えて、コイル温度の上昇を防ぐことができる。そのため、連続定格トルクを向上でき、さらに小型で高効率な機電一体ユニットを実現できる。

［第５の実施形態]
　次に、本発明の第５の実施形態について図面を用いて説明する。

　図１５は、第５の実施形態における発電機システム７２の構成図である。

　図１５に示すように、発電機システム７２は、モータ駆動システム１００と、モータ２に接続されたエンジンシステム７２１と、エンジン制御部７２２とで構成される。モータ駆動システム１００の構成は第１の実施形態で示した図１と同様であり、同一箇所には同一の符号を付してその説明を省略する。

　エンジンシステム７２１はエンジン制御部７２２によって指令が与えられ、通常時はエンジンシステム７２１の最も効率が良い回転数で一定回転される。しかしながら、その直流電圧での変調率が１．１５ではない場合、ｄｑ軸の高調波電流や相電流の高調波成分が増大し、磁石渦電流損失および交流銅損が増大する。

　そこで、本実施の形態では、第１の実施形態から第３の実施形態で述べたモータ制御装置１を用いることで、ロータの磁石温度の上昇を防ぎ、磁石温度が高温の場合でもエンジン回転数を変更する。

　本実施形態によれば、ロータの磁石温度の上昇を防ぎ、磁石温度が高温の場合でも昇圧コンバータ７４の昇圧電圧を変更することで所望の出力を維持でき、ハイブリッド自動車や電気自動車などの環境対応車で使用されるモータの連続定格を向上できる。つまり、高速での坂道走行などの連続走行で必要なトルクを向上でき、ハイブリッド自動車などの環境対応車の駆動電力を安定して発生させることができる。本実施形態では、モータ制御装置１を代表として説明したが、モータ制御装置１’（第３の実施形態）を用いても効果を得られる。

［第６の実施形態]
　次に、本発明の第６の実施形態について図面を用いて説明する。

　図１６は、第６の実施形態における昇圧コンバータシステム７３の構成図である。

　図１６に示すように、昇圧コンバータシステム７３はモータ駆動システム１００を含み、昇圧コンバータ７４によって高圧バッテリ５などの直流電圧を所望の電圧に昇圧する。モータ駆動システム１００の構成は第１の実施形態で示した図１と同様であり、同一箇所には同一の符号を付してその説明を省略する。

　昇圧コンバータ７４は、スイッチング素子７４３、７４４を直列に接続し、直列に接続されたスイッチング素子７４３、７４４の中間接続点にリアクトル７４２を介して高圧バッテリ５が接続される。また、高圧バッテリ５と並列にコンデンサ７４１が接続される。各スイッチング素子７４３、７４４はダイオード接続されている。

　昇圧コンバータ７４はモータ制御装置１によって指令が与えられ、昇圧コンバータシステム７３の最も効率が良い直流電圧まで昇圧される。しかしながら、その直流電圧での変調率が１．１５ではない場合、ｄｑ軸の高調波電流や相電流の高調波成分が増大し、磁石渦電流損失および交流銅損が増大する。

　そこで、本実施の形態では、第３の実施形態で説明した直流電圧を変更して対応する例と同様に、昇圧コンバータ７４により直流電圧を変化させて、変調率を１．１５近傍に保つようにする。このようにすることで、磁石渦電流損失と交流銅損が小さい領域で、変調率を１．１５近傍もしくは１．１５以上として自在に制御して、磁石渦電流損失および交流銅損を大幅に低減する。さらにこのとき、第１の実施形態で説明したように、ｄ軸電流和ｓｕｍが最小となるように電圧位相誤差Δθｖを決定することで、磁石温度の低減効果も得られる。また、第２の実施形態で説明したように、埋め込み磁石型の永久磁石同期モータをモータ２として用いた場合には、コイル温度の低減効果も得られる。

　本実施形態によれば、ロータの磁石温度の上昇を防ぎ、磁石温度が高温の場合でも昇圧コンバータ７４の昇圧電圧を変更することで所望の出力を維持でき、ハイブリッド自動車や電気自動車などの環境対応車の駆動を継続できる。本実施形態では、モータ制御装置１を代表として説明したが、モータ制御装置１’（第３の実施形態）を用いても効果を得られる。また、昇圧コンバータ７４を用いて直流電圧を変化させることを紹介したが、発電機を使用した直流電圧生成によっても同じような効果を得ることが可能である。

［第７の実施形態]
　次に、図１７を用いて、モータ駆動システム１００を車両に適用した実施形態を説明する。

　図１７は、本発明の第７の実施形態におけるハイブリッド車両システムの構成図である。ハイブリッド車両システムは、図１７に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有し、モータ２の回転駆動力を用いて走行する。なお、ハイブリッド車両システムに限らず、電動車両システムであってもよい。モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５などは、第１の実施形態～第３の実施形態におけるモータ駆動システム１００と同様のものである。

　図１７に示すハイブリッド車両システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。

　前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるディファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。

　エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリーとモータ２の回転軸に設けられたプーリーとがベルトを介して機械的に連結されている。これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。

　すなわち、モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。

　インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置に従って、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。

　モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、自動車の低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。

　車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。

　加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などに回生を行う。

　本実施形態によれば、第１～第３の実施形態で説明したモータ駆動システム１００を用いて、図１７のハイブリッド車両システムが実現される。このハイブリッド車両システムでは、第１の実施形態で説明したように、ｄ軸電流和ｓｕｍが最小となるように電圧位相誤差Δθｖを決定することで、磁石温度の低減効果が得られる。また、第２の実施形態で説明したように、埋め込み磁石型の永久磁石同期モータをモータ２として用いた場合には、コイル温度の低減効果も得られる。さらに、第４の実施形態で説明したように、直流電圧を昇圧して変調率１．１５近傍もしくは１．１５以上とすることで、モータ２の出力を維持しながら、磁石渦電流損失と交流銅損をさらに低減することも可能である。その結果、ロータ磁石の渦電流損失を低減でき、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車で使用されるモータの連続定格を向上できる。つまり、高速での坂道走行などの連続走行で必要なトルクを向上できる。本実施形態ではモータ制御装置１を代表として説明したが、モータ制御装置１’（第３の実施形態）を用いても効果を得られる。

　なお、上記の各実施形態において、モータ制御装置１，１’内の各構成（図２～図４など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。モータ制御装置１，１’内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めモータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをモータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。

　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の複数の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。

　１，１’…モータ制御装置、２…永久磁石同期モータ（モータ）、３…インバータ、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…回転位置検出器、１１，１１’…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換部、１４…電流制御部、１５…ｄｑ／三相電圧変換部、１６…搬送波周波数調整部、１７…三角波生成部、１８…ゲート信号生成部、３１…インバータ回路、３２…ＰＷＭ信号駆動回路、３３…平滑キャパシタ、５１…回転位置センサ、５２…温度センサ、７１…機電一体ユニット、７２…発電機システム、７３…昇圧コンバータシステム、７４…昇圧コンバータ、１００…モータ駆動システム、１１１…第１電流指令生成部、１１２…第２電流指令生成部、１１３…電流指令選択部、１６１…同期ＰＷＭ搬送波数選択部、１６２…電圧位相演算部、１６３…電圧位相誤差演算部、１６４…同期搬送波周波数演算部、１６５…搬送波周波数設定部、７１１…ギア、７１２…バスバー、７１３…結合部、７２１…エンジンシステム、７２２…エンジン制御部、７４１…コンデンサ、７４２…リアクトル、７４３、７４４…スイッチング素子、８００…車体、８０１…前輪車軸、８０２…前輪、８０３…前輪、８０４…後輪車軸、８０５…後輪、８０６…後輪、８１０…エンジン、８１１…ディファレンシャルギア、８１２…変速機、８２３…低圧バッテリ、８２４…ＤＣ－ＤＣコンバータ、８２５…スタータ、１６３１…基準電圧位相演算部、１６３２…ｄ軸電流和演算部、１６３３…固定三角波位相決定部、１６３４…加算部、１６３５…減算部

Claims

　直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
　搬送波を生成する搬送波生成部と、
　前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、
　前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、
　前記搬送波周波数調整部は、前記交流モータに通電されるｄ軸電流と前記交流モータの回転速度とに応じて前記交流モータの回転子の磁石に生じる渦電流損失を低減するように、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を調整するモータ制御装置。
　請求項１に記載のモータ制御装置において、
　前記搬送波周波数調整部は、前記ｄ軸電流と前記交流モータの回転速度とに基づいて、前記渦電流損失を低減するための搬送波位相差を決定し、決定した前記搬送波位相差を用いて前記搬送波の位相を調整することで、前記位相差を調整するモータ制御装置。
　請求項２に記載のモータ制御装置において、
　前記搬送波周波数調整部は、前記交流モータの回転速度に基づいて電気角１周期分の前記ｄ軸電流を抽出し、抽出した電気角１周期分の前記ｄ軸電流について、前記ｄ軸電流の各高調波の２乗とその次数の２乗との積の合計値、または前記ｄ軸電流の各高調波とその次数との積の合計値、または前記ｄ軸電流の各高調波の２乗の合計値、または前記ｄ軸電流の各高調波の合計値のいずれかを計算して、当該合計値に基づいて前記搬送波位相差を決定するモータ制御装置。
　請求項１に記載のモータ制御装置において、
　前記搬送波周波数調整部は、前記渦電流損失を低減するための搬送波位相差が予め記憶された記憶領域を有しており、前記記憶領域に記憶された前記搬送波位相差を用いて前記搬送波の位相を調整することで、前記位相差を調整するモータ制御装置。
　請求項１に記載のモータ制御装置において、
　前記磁石の温度を検出する温度センサから前記磁石の温度の検出結果を取得するか、または前記交流モータの誘起電圧の温度依存性に基づいて前記磁石の温度を推定することで、前記磁石の温度を取得し、
　前記搬送波周波数調整部は、前記磁石の温度が所定温度を超えたときに、前記位相差の調整を行うモータ制御装置。
　請求項５に記載のモータ制御装置において、
　前記磁石の温度が前記所定温度より低い場合、前記位相差を予め定めた所定の値に設定するモータ制御装置。
　請求項５に記載のモータ制御装置において、
　前記磁石の温度が前記所定温度より高い場合、前記直流電力の電圧に対する前記交流電力の電圧の比に基づいて、前記交流電力の電圧を変化させるモータ制御装置。
　請求項７に記載のモータ制御装置において、
　前記トルク指令に応じたｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を生成する電流指令生成部と、
　前記ｄ軸電流指令および前記ｑ軸電流指令に基づいて前記電圧指令を演算する電流制御部と、を備え、
　前記電流指令生成部は、前記直流電力と前記交流電力との電圧振幅比に応じた変調率が所定の値となるように、前記ｄ軸電流指令を生成して前記ｄ軸電流を制御するモータ制御装置。
　請求項８に記載のモータ制御装置において、
　前記変調率の前記所定の値は、１以上１．２７以下であるモータ制御装置。
　請求項７に記載のモータ制御装置において、
　前記直流電力と前記交流電力との電圧振幅比に応じた変調率が所定の値となるように、前記直流電力の電圧または前記交流モータの回転速度を制御するモータ制御装置。
　請求項１に記載のモータ制御装置において、
　前記搬送波周波数調整部は、前記搬送波の周波数が前記電圧指令の周波数の整数倍となるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
　請求項１１に記載のモータ制御装置において、
　前記整数倍は３の倍数であるモータ制御装置。
　請求項１に記載のモータ制御装置において、
　前記交流モータは、前記回転子の表面に前記磁石が取り付けられた表面磁石型の永久磁石同期モータ、または前記回転子に前記磁石が埋め込まれた埋め込み磁石型の永久磁石同期モータであるモータ制御装置。
　請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
　前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、
　前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となった機電一体ユニット。
　請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
　前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備える発電機システム。
　請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
　前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備える昇圧コンバータシステム。
　請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、
　前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。