CN111713012B - 马达控制装置以及使用它的电动车辆系统 - Google Patents

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Abstract

本发明的课题在于提供一种能够抑制包括切换声在内的电磁噪音的马达控制装置以及使用它的电动车辆系统。本发明的马达控制装置具备：电力变换器，其由脉宽调制信号控制；马达，其由电力变换器驱动；以及控制部，其根据载波信号来生成脉宽调制信号；其中，控制部在切换载波信号的第1载频(fc1)与比第1载频高的第2载频(fc2)时，根据马达的转速来改变第1载频及第2载频的各比率。

Description

马达控制装置以及使用它的电动车辆系统
技术领域
本发明涉及使用换流器来控制马达的马达控制装置以及使用马达控制装置的电动车辆系统。
背景技术
在对换流器进行PWM(脉宽调制)控制来驱动交流马达的马达控制装置中，来自直流电源的直流电通过换流器的PWM开关变换为任意电压、频率的交流电。由此实现交流马达的可变速驱动。
交流马达(以下简记作“马达”)在较低转速下输出高转矩时，为了防止电流集中于换流器的特定相，会降低换流器的开关频率即载频(载波频率)。此外，当马达的转速离开低速区域时，为了减少马达的电力损耗而减少包括马达和换流器在内的整个系统的电力损耗并确保高速旋转下的控制性，会提升换流器的载频。
PWM控制是对正弦波状的调制信号与锯齿波、三角波等载波信号进行比较来产生脉冲电压，因此，马达等当中会产生载频所引起的电磁力(电磁激振力)带来的噪音(以下简记作“载波电磁噪音”)。进而，当像上述那样降低或提升载频时，会在切换载频时产生伴随载频的急剧变更而来的三相电流脉动所引起的噪音(切换声)。进而，当噪音的频率与马达的机械性固有振动频率一致时，噪音会增大。
对此，已知有专利文献1及专利文献2记载的减噪技术。
在专利文献1记载的技术中，判定实际的三相同步电动机的转速Nm是否发生了变化而相对于共振马达转速Nr1而言已靠近到了规定范围内。在已靠近到了规定范围内时，变更换流器的载频而设定与第1载频fc1不同的值的第2载频fc2。
在专利文献2记载的技术中，将可设定的载波频率中的最大载波频率fmax及最小载波频率fmin中的任一个作为设定载波频率，并对设定频率的持续时间进行随机设定。由此，同一频率的载波的持续时间每次都不一样，因此可以减少作为载波可设定范围的平均频率(＝2fmin·fmax/(fmin+fmax))的分量的切换声。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2009-284719号公报
专利文献2：日本专利特开2014-230472号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，在专利文献1的技术中，由于第1载频fc1与第2载频fc2的频率不同，因此无法抑制三相电流波形脉动所引起的切换声。此外，在专利文献2的技术中，由于混存最大载波频率和最小载波频率，因此在马达的转速较低时，换流器的半导体开关元件的开关损耗变得过大而有半导体开关元件发生故障之虞。
因此，本发明提供一种可以在马达的运转速度的范围内稳定地抑制包括切换声在内的电磁噪音的马达控制装置以及使用它的电动车辆系统。
解决问题的技术手段
为了解决上述问题，本发明的马达控制装置具备：电力变换器，其由脉宽调制信号控制；马达，其由电力变换器驱动；以及控制部，其根据载波信号来生成脉宽调制信号；其中，控制部在切换载波信号的第1载频与比第1载频高的第2载频时，根据马达的转速来改变第1载频及第2载频的各比率。
此外，为了解决上述问题，本发明的电动车辆系统具备车体、安装在车体上的车轮、以及驱动车轮的驱动动力源，驱动动力源包含马达，该电动车辆系统具备：电力变换器，其由脉宽调制信号控制，对马达进行驱动；以及控制部，其根据载波信号来生成脉宽调制信号；控制部在切换载波信号的第1载频与比第1载频高的第2载频时，根据马达的转速来改变第1载频及第2载频的各比率。
发明的效果
根据本发明，可以通过改变第1载频及第2载频的各比率来减少切换声。
上述以外的课题、构成及效果将通过以下实施方式的说明来加以明确。
附图说明
图1表示实施例1的马达控制装置的构成。
图2为表示图1中的控制部1的构成的框图。
图3为表示图2中的三角波生成部的构成的框图。
图4为表示比率生成部中的载频的比率的决定处理的流程图。
图5表示马达转速与载频的设定比率的关系。
图6表示图3中的三角波信号生成部所输出的三角波载波信号及电压指令的波形例。
图7表示使用图6所示的三角波载波信号和电压指令生成的栅极指令信号。
图8表示三角波信号波形和U相电流波形以及电流的检测时刻。
图9表示实施例2中的马达转速与载频的设定比率的关系。
图10表示实施例2中的低载频的比率与高次谐波的关系。
图11表示实施例3中的马达的机械共振特性。
图12表示实施例3中的fc1、fc2、换流器的载频的上限处的振动-噪音电平。
图13为将载频设为fc的情况下的电磁激振力的频率的时间变化的测定结果的一例。
图14表示实施例4中的马达转速与载频的设定比率的关系。
图15为实施例5的混合动力汽车系统的构成图。
具体实施方式
下面，借助下述实施例1～5，一边使用附图一边对本发明的实施方式进行说明。各图中，同一参考编号表示同一构成要件或者具备类似功能的构成要件。
实施例1
图1表示本发明的实施例1的马达控制装置的构成。
马达控制装置6具有马达2和换流器3。
换流器3具有：换流器主电路31，其使用半导体开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn将直流电压相互变换为交流电压；脉宽调制信号输出单元32，其对换流器主电路31输出PWM信号；以及平滑电容器33，其将直流电加以平滑化。在本实施例中，使用MOSFET(MetalOxide Field Effect Transistor)作为半导体开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。再者，也可运用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等作为半导体开关元件。
高压电池5为马达控制装置6的直流电压源。高压电池5的直流电压VB由换流器3的换流器主电路31和脉宽调制信号输出单元32变换为可变电压、可变频率的脉冲状的三相交流电压而施加至马达2。
马达2是通过三相交流电压的供给来加以旋转驱动的三相同步马达(例如永磁铁同步马达)。为了根据马达2的感应电压的相位来控制三相交流的外加电压的相位，在马达2上安装有旋转位置传感器4，在旋转位置检测器41中根据旋转位置传感器4的输入信号来运算旋转位置θ。
此处，作为旋转位置传感器4，由铁心和绕组构成的旋转变压器更合适，但也可为GMR(Giant Magneto Resistance)传感器等使用磁阻元件、霍耳元件的传感器。此外，也可使用马达的三相电流和三相电压而以无传感器的形式来推断旋转位置。
电流检测单元7检测流至马达2的三相交流电流即U相交流电流Iu、V相交流电流Iv以及W相交流电流Iw。此处展示的是具备3个电流检测器，但也可将电流检测器设为2个而根据三相电流的和为零这一事实来算出剩下的1相。作为电流检测器，例如运用CT(CurrentTransformer)等。
再者，也能以插入在平滑电容器33与换流器3之间的分流电阻的两端的电压的形式来检测流入至换流器3的脉冲状的直流母线电流，并根据对马达2的外加电压向量而利用直流母线电流的检测值来再现三相电流值。
控制部1根据由旋转位置检测器41检测的旋转位置θ和由电流检测单元7检测的三相电流Iu、Iv、Iw来生成脉宽调制信号，并输出至脉宽调制信号输出单元32(例如栅极驱动电路)。
脉宽调制信号输出单元32将来自控制部1的脉宽调制信号放大而施加至半导体开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的控制端子(本实施例中为栅极端子)。由此，半导体开关元件受到导通/断开控制，来自高压电池5的直流电得以变换为三相交流电。
图2为表示图1中的控制部1的构成的框图。
如图2所示，控制部1具有三相/dq电流变换部11、电流控制部12、dq/三相电压变换部13、栅极信号生成部14、三角波生成部15。控制部1通过这些功能而根据检测到的三相交流电流Iu、Iv、Iw以及旋转位置θ和马达2的d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*来分别制作并输出用于驱动控制换流器3的换流器主电路31的脉宽调制信号(图1)也就是针对半导体开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的栅极指令信号Gup、Gun、Gvp、Gvn、Gwp、Gwn。
再者，在本实施例中，控制部1由微电脑等电脑系统构成，通过由电脑系统执行规定程序而作为图2中的各部来发挥功能。此外，控制部1中运用使用旋转坐标(dq坐标)的向量控制方式。
三相/dq电流变换部11根据检测到的U相交流电流Iu、V相交流电流Iv、W相交流电流Iw以及旋转位置θ来运算dq变换后的d轴电流值Id和q轴电流值Iq。
电流控制部12以d轴电流值Id及q轴电流值Iq分别与上位控制装置中根据目标转矩制作的d轴电流指令Id*及q轴电流指令Iq*一致的方式运算d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*。
dq/三相电压变换部13根据d轴电压指令Vd*、q轴电压指令Vq*以及旋转位置θ来运算并输出UVW变换后的三相电压指令值即U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*、UW相电压指令值Vw*。
栅极信号生成部14对dq/三相电压变换部13的输出即U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*、W相电压指令值Vw*与三角波生成部15的输出即三角波Tr进行比较，也就是通过脉宽调制(PWM)来生成作为脉冲状的电压的栅极指令信号Gup、Gun、Gvp、Gvn、Gwp、Gwn。这时，使针对上侧臂(Sup、Svp、Swp)的栅极指令信号Gup、Gvp、Gwp进行逻辑反转来生成针对下侧臂(Sun、Svn、Swn)的栅极指令信号Gun、Gvn、Gwn。
三角波生成部15像后文叙述那样作为载频生成以与马达旋转速度ωr相应的比率设定互不相同的载频fc1、fc2的三角波Tr。马达旋转速度ωr由微分器(dθ/dt)根据旋转位置θ加以运算。在本实施例中，是由控制部1配备微分器，但并不限于此，也可由旋转位置检测器41(图1)配备微分器来检测旋转位置θ和马达旋转速度ωr。
这些栅极指令信号Gup、Gun、Gvp、Gvn、Gwp、Gwn经由脉宽调制信号输出单元32(图1)施加至构成换流器主电路31(图1)的各半导体开关元件的控制端子(栅极)，由此，各半导体开关元件受到导通/断开控制。由此，换流器主电路31将直流电变换为交流电来输出，而且换流器主电路31的输出电压的大小和频率受到控制。
再者，在马达控制装置6中，在控制马达2的旋转速度的情况下，以马达旋转速度ωr与来自上位控制装置的速度指令一致的方式制作电压指令或电流指令。此外，在控制马达输出转矩的情况下，使用表示d轴电流值Id及q轴电流值Iq与马达转矩的关系的数式或图谱来制作d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*。
接着，对三角波生成部进行说明。
图3为表示图2中的三角波生成部15的构成的框图。
三角波生成部15具有比率生成部151、三角波信号生成部152。
比率生成部151根据马达旋转速度ωr来改变对PWM控制中的载波信号设定的第1载频fc1与第2载频fc2(＞fc1)的比率。
在ωr的低速区域内，fc1的比率为100％(fc2的比率为0％)，比率生成部151仅选择fc1和fc2中的fc1。在离开低速区域时从fc1切换至fc2的情况下，比率生成部151按照预先设定的马达旋转速度ωr与fc1及fc2的比率的关系、以fc1及fc2的比率根据马达旋转速度ωr的变化而变化的方式交替选择fc1与fc2。继而，在离开了低速区域的规定的速度区域内，fc2的比率为100％(fc1的比率为0％)，比率生成部151仅选择fc1和fc2中的fc2。再者，在从fc2切换至fc1的情况下，与从fc1切换至fc2的情况一样，比率生成部151交替选择fc1与fc2。
三角波信号生成部152生成具有由比率生成部151选择的载频的三角波信号Tr。再者，载波信号的波形除了本实施例中的三角波以外，也可为锯齿波。
图4为表示图3的比率生成部151中的载频的比率的决定处理的流程图。
首先，比率生成部151判定马达转速(ωr)是否为规定转速N1以下，在为N1以下的情况下(是)，将换流器的载频设定为相对低频率的fc1，以保护构成换流器主电路的半导体开关元件。
在马达转速大于规定转速N1的情况下(否)，比率生成部151接着判定马达转速(ωr)是否为规定转速N2以下(N2＞N1)，在为N2以下的情况下(是)，根据与马达转速相应的载频的规定比率来交替设定fc1及fc2(fc1＜fc2)作为载频。
在马达转速大于转速N2的情况下(否)，比率生成部151将载频设定为频率高于fc1的fc2，以提高马达控制装置的效率以及确保高速旋转下的控制性。
第1载频fc1和第2载频fc2也可根据马达的电流来变化，以防止换流器的半导体开关元件的故障。此外，也可将fc2设定为fc1的整数倍(fc2＝nfc1，n＝2、3、…)来产生倍数谐波分量。
图5表示马达转速与载频的设定比率的关系。纵轴表示一定时间内占据的载频比例(也就是载频的比率)，横轴表示马达转速(相当于马达旋转速度ωr)。
如图5所示，在本实施例中，在马达转速为零到规定值N1的低速区域内，fc1及fc2的比率(合计100％)分别设定为100％及零％。在马达转速大于规定值N1而且为规定值N2(＞N1)以下的情况下，根据马达的转速使载频的比率连续且线性地(以一次函数的方式)变化。此处，随着马达转速从N1向N2增大，fc1的比率从100％向零％逐渐减少，伴随于此，fc2的比率从零％向100％逐渐增大。在马达转速大于规定值N2的速度区域内，fc1及fc2的比率分别设定为零％及100％。
再者，在控制部1由微电脑构成的情况下，由于是数字控制，因此fc1及fc2的比率以离散方式加以设定。在该情况下，通过在微电脑的运算精度的范围内细致地改变fc1及fc2的比率，可以在实质上连续地改变比率。
图6表示图3中的三角波信号生成部152所输出的三角波载波信号及电压指令的波形例。再者，同时记载图5所示的马达转速与载频的设定比率的关系。此外，fc2＝2fc1(例如fc1＝5kHz、fc2＝10kHz)。
各波形例是fc1及fc2的比率为马达转速与载频的设定比率的关系中的时间点A、B、C、D、E上的各比率的情况下的波形。此处，若将fc1及fc2的比率分别设为r1[％]及r2[％]，则r1与r2的组(r1、r2)在时间点A、B、C、D、E上分别为(100、0)、(75、25)、(50、50)、(25、75)、(0、100)。
如根据波形例所知，r1的比率按照A、B、C、D、E这一顺序减少，r2的比率按照A、B、C、D、E这一顺序增加，因此fc1的持续时间(连续的fc1的期间的时间)变短、fc2的持续时间(连续的fc2的期间的时间)变长。fc1的持续时间与其后续的fc2的持续时间的比率相当于fc1及fc2的比率(r1、r2)。
例如，若将fc1及fc2的持续时间内的重复周期数(循环数)分别设为c1、c2，则在B、C、D上，(c1、c2)分别为(3、2)、(1、2)、(1、6)。若将fc2的情况下的周期设为T(所以fc1的情况下的周期为2T)而将上述结果换算为持续时间，则分别为(6T、2T)、(2T、2T)、(2T、6T)。如此，B、C、D上的持续时间的比率与上述fc1、fc2的比率((75、25)、(50、50)、(25、75))相对应。
像本图6的波形例这样，与fc1及fc2的比率相对应的各持续时间可设定为1周期量或多周期量。在该情况下，例如像图6的波形例那样，能以fc1的重复周期数(循环数)与fc2的重复周期数(循环数)的比变为简单的整数比(没有公约数的整数比)的方式设定各重复周期数。由此，在三角波的整个波形上，fc1及fc2的比率变得一样，从而能抑制切换声。
图7表示使用图6所示的三角波载波信号和电压指令在栅极信号生成部14(图2)中通过PWM生成的栅极指令信号。图7中与图6一样，也同时记载马达转速与载频的设定比率的关系。
如前文所述，由于使fc1及fc2的比率连续且线性地变化，因此在A、B、C、D、E各时间点上，栅极指令信号的Duty不变，因而可以根据fc1及fc2的比率来改变开关频率而不会影响所输出的交流三相电压。由此，能够抑制载频的切换时的切换声。
在上述那样的实施例1中，通过载频fc2的载波信号对换流器进行PWM控制而使马达旋转，在马达旋转速度ωr为规定值N1以下的低速区域内，将载频设定为比fc2低的fc1，在切换fc1与fc2的情况下，设定fc1及fc2作为载频，根据马达旋转速度ωr来改变所设定的fc1及fc2的比率。由此，一方面可以在马达的低速区域内保护构成换流器主电路的半导体开关元件免于故障，另一方面可以在载频的切换时抑制三相电流脉动的变动而抑制切换声。
此外，在本实施例中，通过对应于马达旋转速度ωr而使fc1及fc2的比率连续且线性地变化，载频得以在fc1与fc2之间缓和地切换，因此能有效减少切换声。
再者，在图5所示那样的对应于马达转速(马达旋转速度)的fc1及fc2的比率的变化中，也可在从fc1切换至fc2时和从fc2切换至fc1时设置滞后。由此，可以防止马达转速的骤变带来的电流脉动。
此外，也可根据三角波信号生成部152(图3)所生成的三角波信号的载频和控制周期来改变电流(Iu、Iv、Iw：图1、2)的检测时刻。该情况示于图8。
图8表示三角波信号波形和U相电流波形。图中，中空的点表示电流的检测时刻。
如左图所示，在载频较高的情况下，例如在像图示那样载波周期比控制周期的2倍短的情况下，由于构成控制部的微电脑的性能和运算负荷的影响，仅在载波信号的“峰”及“谷”中的一方的时刻检测电流(图8的左图中为“谷”的时刻)。相对于此，如右图所示，在载频较低的情况下，例如在像图示那样载波周期为控制周期的2倍以上的情况下，可以在载波信号的“峰”及“谷”两方的时刻检测电流。由此，可以提高低载频下的电流检测精度，因此可以进行电流脉动的平均化和偏移的去除，从而能减少伴随载频较低这一情况而来的电流脉动以及伴随电流脉动而来的马达的振动声和噪音。
实施例2
接着，对本发明的实施例2的马达控制装置进行说明。在本实施例2中，载频的比率的设定方法与实施例1不一样，但其他构成与实施例1相同。因此，下面主要说明与实施例1的不同点。
图9表示本实施例2中的马达转速与载频的设定比率的关系。纵轴表示一定时间内占据的载频比例(也就是载频的比率)，横轴表示马达转速(相当于马达旋转速度ωr)。
在本实施例2中，不同于实施例1(图5)，是根据马达转速3使载频fc1、fc2的各比率(合计100％)以多个阶段呈阶梯状变化。
若将fc1及fc2的比率分别设为r1[％]及r2[％](r1+r2＝100)，则如图9所示，在马达转速为零到规定值N1的低速区域内，fc1及fc2的比率的组(r1、r2)设定为(100、0)。在马达转速N1(规定值)下，(r1、r2)从低速区域内的(100、0)变更为(75、25)。随着马达转速从N1向N2增大，(r1、r2)从(75、25)向(50、50)、继而从(50、50)向(25、75)依序变更。继而，在马达转速N2(规定值)下，(r1、r2)从(25、75)变更为(0、100)，在马达转速大于N2的速度区域内设定为(0、100)。
再者，在马达转速N1与N2之间的速度区域内变更fc1及fc2的比率的马达转速的值是预先设定的。变更fc1及fc2的比率的马达转速以及fc1及fc2的比率的变更值以如下方式设定：在马达转速N1到N2之间，fc1及fc2的比率相对于马达转速而概略地呈线性变化。
图10表示本实施例2中的低载频(fc1)的比率与高次谐波的关系。
图10中，横轴表示低载频的比例(比率)，纵轴表示高次谐波电压脉动的大小。再者，图10是为了简单起见而将马达的转速设为零、而且设定fc1＝fc、fc2＝2fc、进而将控制频率(＝控制周期的倒数)设为f1而由本发明者研究得到的结果的一例。
根据图10，在频率分量fc、2fc、3fc、4fc中都是高次谐波电压的大小相对于低载频的比例(比率)而呈线性地大致连续地变化。相对于此，在因切换的频次而产生的频率分量2fc±f1中，高次谐波电压的大小是不连续地变化的。在该频率分量2fc±f1中，在低载频的比率为0％、25％、50％、75％、100％的情况下，高次谐波电压接近零。因而，如图9所示，通过将fc1及fc2的比率的组(r1、r2)设为(100、0)、(75、25)、(50、50)、(25、75)、(0、100)这5个阶段，能以较少的比率变更次数、根据马达旋转速度而呈线性也就是相对缓和地改变振动、噪音的大小。因而，根据本实施例，可以减少切换声。
再者，根据本实施例2，构成控制部1(图1)的微电脑等电脑系统的性能可为标准性能。因此，可以减少马达控制装置的成本。
实施例3
接着，对本发明的实施例3的马达控制装置进行说明。在本实施例3中，载频的设定方法与实施例1不一样，但其他构成与实施例1相同。因此，下面主要说明与实施例1的不同点。
图11表示本实施例3中的马达的机械共振特性。图11中，纵轴表示每单位激振力的振动、噪音的强度，横轴表示振动频率。
如图11所示，在本实施例3中，第1载频fc1设定为比马达的机构(壳体、定子铁心等机械部分)的固有振动频率低的频率，第2载频fc2设定为比该固有振动频率高的频率。
此处，马达的机构的振动主要是因为马达通电所产生的电磁激振力而产生的。马达的机构的振动存在多个振动模态，各自的固有振动频率的值有可能不同。因此，图11中，固有振动频率展示的是振动强度最强的振动模态的固有振动频率。
如此，通过将fc1及fc2设定为与马达的机构的固有振动频率不同的频率，电磁激振力的频率会脱离固有振动频率，所以能抑制电磁激振力造成的马达的机构的振动、噪音。
图12(下图)表示本实施例3中的fc1、fc2、换流器的载频的上限处的振动-噪音电平。再者，fc1及fc2的比率分别为50％及50％。再者，图中同时记载共振曲线，而且在上图中同时记载图11所示的关系。
此处，载频的上限是在马达的加减速时(转矩大、马达电流大)构成换流器主电路的半导体开关元件可以开关而不发生故障的开关频率的上限。
如图12所示，在本实施例3中，fc1设定为比换流器的载频的上限低的频率，而且fc2设定为比换流器的载频的上限高的频率。
换流器的载频的上限比fc1及fc2接近马达的机构的固有振动频率。再者，在本实施例3中，换流器的载频的上限比马达的机构的固有振动频率高，但也可能比马达的机构的固有振动频率低。
若以换流器的载频的上限处的振动-噪音电平为基准，则在第1载频fc1下，载频的降低导致电流脉动增大、振动-噪音电平增大，但在本实施例3中，通过fc1及fc2的比率设定而成为图12(下图)所示那样的振动-噪音电平。此外，在第2载频fc2(＞fc1)下，载频的上升使得电流脉动减少、振动-噪音电平减小，而在本实施例3中，结合fc1及fc2的比率设定而成为图12(下图)所示那样的振动-噪音电平。
如此，通过fc1及fc2的比率设定，即便不考虑马达的加减速时的载频的上限，也能减少马达的振动、噪音而不会使得半导体开关元件发生故障。
如上所述，根据本实施例3，可以减少电磁激振力带来的马达的振动、噪音而不会使得半导体开关元件发生故障。
再者，fc1及fc2的比率也可根据对马达的机构的振动、噪音影响最大的振动模态的固有振动频率的值、上述载频的上限来酌情变化。
此外，也可同时运用以fc1及fc2为中心使载频在规定的扩散宽度的范围内略微变化也就是进行扩频来降低电磁激振力的噪音和振动的峰值的、所谓的载波扩频。
实施例4
接着，对本发明的实施例4的马达控制装置进行说明。在本实施例4中，载频的比率的设定方法与实施例1不一样，但其他构成与实施例1相同。因此，下面主要说明与实施例1的不同点。
马达通常是通过可变速驱动来加以驱动的，马达电角度频率f1随之变化。若将载频设为fc，则知道根据马达的转速而变化的载波所引起的电磁激振力带来的噪音的产生频率为n·fc±m·f1(n、m：正整数)，例如在分布绕法三相同步电动机的情况下为fc±3f1。
图13为将载频设为fc的情况下的电磁激振力的频率的时间变化的测定结果的一例。展示载波所引起的电磁激振力以及马达磁性设计所引起的电磁激振力的时间变化。
如图13所示，随着时间的经过，马达的转速增大、f1增大，因此载波所引起的电磁激振力的频率也就是该电磁激振力带来的电磁噪音的频率升高或降低。例如，随着时间的经过，f1增大，因此频率fc－3f1的噪音的频率减少，在某一时间点上与马达结构系统的固有振动频率fm一致，从而因共振而导致噪音增大。即，即便使fc1、fc2不同于马达的固有振动频率，当f1增大时，fc2－3f1也会与固有振动频率一致，所以会因共振而导致电磁噪音增大。
在本实施例4中，像下面说明的那样减少这种可变速驱动时的载波所引起的电磁激振力带来的电磁噪音。
图14(下图)表示本实施例4中的马达转速与载频的设定比率的关系。纵轴表示一定时间内占据的载频比例(也就是载频的比率)，横轴表示马达转速(相当于马达旋转速度ωr)。再者，图中(上图)同时记载fc1、fc2、载波信号的边带的频率fc1±m·f1及fc2±m·f1的时间变化(其中，fc1、fc2固定)以及马达的机构的机械共振特性(相当于图11)。
如图14所示，fc2设定成比马达的机构的固有振动频率(图14中为共振的波峰附近)高的频率，但比fc1接近固有振动频率，因此，当马达转速增大时，边带的频率fc2－m·f1与固有振动频率fm一致。
因此，在本实施例4中，在马达的转速为0～N2时，与前文所述的实施例1(图5)同样地设定fc1及fc2的各比率，当马达转速变得比N2大、f1增大而fc2－m·f1与固有振动频率fm一致时，降低fc2的比率并相应地提高fc1的比率。由此，可以减少电磁噪音。
再者，在本实施例4中，在以共振的波峰附近的固有振动频率(共振频率)为中心的规定的频宽内根据马达转速的增大而连续且线性地增大fc2的比率并连续且线性地减小fc1的比率。再者，各比率也可像实施例2(图9)那样呈阶梯状变化。
如此，根据本实施例4，可以在马达的整个速度区域内抑制马达的振动、噪音。
实施例5
接着，对作为使用本发明的马达控制装置的电动车辆系统的一例的混合动力汽车系统进行说明。
图15为本发明的实施例5的混合动力汽车系统的构成图。
如图15所示，混合动力汽车系统具有将马达2用作电动发电机的动力系。此外，混合动力汽车系统将发动机710及马达2作为车轮的驱动动力源。
如图15所示，在车体700的前部可旋转地轴支承有前轮车轴701，在前轮车轴701的两端设置有前轮702、703。在车体700的后部可旋转地轴支承有后轮车轴704，在后轮车轴704的两端设置有后轮705、706。
在前轮车轴701的中央部设置有作为动力分配机构的差速齿轮711。从发动机710经由变速器712传递的旋转驱动由差速齿轮711分配至左右的前轮车轴701。
设置在发动机710的曲轴上的带轮710a与设置在马达2的转轴上的带轮720a经由皮带730以机械方式连结在一起。由此，马达2的旋转驱动力可以传递至发动机710，发动机710的旋转驱动力可以传递至马达2。
马达2中，通过将由换流器3控制的三相交流电供给至定子的定子线圈而使得转子旋转，产生与三相交流电相应的旋转驱动力。马达2在由换流器3加以控制而作为电动机进行动作的另一方面，会接受发动机710的旋转驱动力而使得转子旋转，由此在定子的定子线圈中感应出电动势，从而作为产生三相交流电的发电机进行动作。
换流器3是将从作为高电压(42V或300V)系电源的高压电池5供给的直流电变换为三相交流电的电力变换装置，按照运转指令值而根据转子的磁极位置来控制流至马达2的定子线圈的三相交流电流。
马达2发电的三相交流电由换流器3变换为直流电而对高压电池5进行充电。高压电池5经由DC-DC转换器724与低压电池723电性相连。低压电池723构成汽车的低电压(例如12V)系电源，用于使发动机710初期起动(冷起动)的起动机725、收音机、灯等的电源。
在车辆处于等红绿灯等停车时(怠速停机模式)的情况下，使发动机710停止，在再起步时使发动机710再起动(热起动)的情况下，利用换流器3来驱动马达2而使发动机710再起动。再者，在怠速停机模式中高压电池5的充电量不足的情况或者发动机710尚未充分升温的情况等下面，不停止发动机710而继续驱动。此外，在怠速停机模式中，要确保空调的压缩机等以发动机710为驱动源的辅机类的驱动源。在该情况下，要驱动马达2来驱动辅机类。
在加速模式时或者处于高负荷运转模式时，也要驱动马达2来辅助发动机710的驱动。此外，在处于对高压电池5进行充电的充电模式时，要利用发动机710使马达2发电来对高压电池5进行充电。在该情况下，即，在车辆的制动时或减速时等情况下，换流器3以再生模式进行动作。
在本实施例5中，运用上述实施例1～4中的任一方作为包含马达2及换流器3的马达控制装置。由此，电磁噪音得以减少，因此可以减少贴附在车体700上的防振材料、防音材料、隔音材料。此外，通过减少这些材料，可以提高燃油效率。
再者，实施例1～4的马达控制装置除了运用于混合动力汽车系统以外，还可以运用于电动汽车系统等电动车辆系统，将获得与本实施例5同样的效果。
再者，本发明包含各种变形例，并不限定于前文所述的实施例。例如，前文所述的各实施例是为了以易于理解的方式说明本发明所作的详细说明，并非一定限定于具备说明过的所有构成。此外，可以对各实施例的构成的一部分进行其他构成的追加、删除、替换。
例如，也可在马达中内置换流器及控制部而将马达控制装置设为一体化构成。由此，只要在马达上连接电源线和来自上位控制装置的信号线，便作为马达控制装置而发挥功能。
此外，马达不限于三相同步马达这样的同步马达，也可采用三相感应马达等感应马达。
符号说明
1 控制部
2 马达
3 换流器
4 旋转位置传感器
5 高压电池
6 马达控制装置
7 电流检测单元
11 三相/dq电流变换部
12 电流控制部
13 dq/三相电压变换部
31 换流器主电路
32 脉宽调制信号输出单元
33 平滑电容器
41 旋转位置检测器
151 比率生成部
152 三角波信号生成部
700 车体
701 前轮车轴
702、703 前轮
704 后轮车轴
705、706 后轮
710 发动机
710a 带轮
711 差速齿轮
712 变速器
720a 带轮
723 低压电池
724 DC-DC转换器
725 起动机
730 皮带。

Claims (17)

1.一种马达控制装置，其具备：
电力变换器，其由脉宽调制信号控制；
马达，其由所述电力变换器驱动；以及
控制部，其根据载波信号来生成所述脉宽调制信号；
该马达控制装置的特征在于，
所述控制部在切换所述载波信号的第1载频与比所述第1载频高的第2载频时，根据所述马达的转速来改变所述第1载频及所述第2载频的各比率，
所述第1载频及所述第2载频与所述马达的机械性的固有振动频率不一致，而且所述第2载频比所述第1载频更接近所述固有振动频率，
在以所述第2载频为基频的所述载波信号的边带的频率与所述固有振动频率一致时，根据所述马达的所述转速来改变所述第1载频及所述第2载频的所述各比率。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
所述控制部使所述第1载频及所述第2载频的所述各比率连续地变化。
3.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
所述控制部使所述第1载频及所述第2载频的所述各比率呈阶梯状变化。
4.根据权利要求3所述的马达控制装置，其特征在于，
所述第1载频的比率r1[％]与所述第2载频的比率r2[％]的组(r1、r2)为(0、100)、(25、75)、(50、50)、(75、25)、(100、0)这5个阶段。
5.根据权利要求4所述的马达控制装置，其特征在于，
所述控制部根据所述马达的所述转速来设定所述5个阶段。
6.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
随着所述马达的所述转速增大，所述控制部降低所述第1载频的比率、提高所述第2载频的比率。
7.根据权利要求6所述的马达控制装置，其特征在于，
在所述马达的所述转速为规定的第1转速以下时，所述第1载频的比率为100％，而且所述第2载频的比率为0％，
在所述马达的所述转速为比所述第1转速大的规定的第2转速以上时，所述第1载频的比率为0％，而且所述第2载频的比率为100％，
在所述马达的所述转速为所述第1转速以上而且是所述第2转速以下时，随着所述马达的所述转速增大，从100％起降低所述第1载频的比率、从0％起提高所述第2载频的比率。
8.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
所述控制部使所述第1载频及所述第2载频的所述各比率相对于所述马达的转速而线性地变化。
9.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
所述第2载频为所述第1载频的整数倍，所述整数大于等于2。
10.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
所述控制部以与所述各比率相应的持续时间交替选择所述第1载频及所述第2载频。
11.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
所述第1载频及所述第2载频与所述马达的机械性固有振动频率不一致。
12.根据权利要求11所述的马达控制装置，其特征在于，
在所述载波信号的边带的频率与所述固有振动频率一致时，根据所述马达的转速来改变所述第1载频及所述第2载频的所述各比率。
13.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
在从所述第1载频切换至所述第2载频时和从所述第2载频切换至第1载频时，对所述各比率的变化设置滞后。
14.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
使所述第1载频及所述第2载频扩频。
15.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
根据所述第1载频及所述第2载频来变更检测所述马达的电流的时刻。
16.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
所述马达为三相同步马达。
17.一种电动车辆系统，其具备车体、设置在所述车体上的车轮、以及驱动所述车轮的驱动动力源，所述驱动动力源包含马达，该电动车辆系统的特征在于，具备：
电力变换器，其由脉宽调制信号控制，对所述马达进行驱动；以及
控制部，其根据载波信号来生成所述脉宽调制信号，
所述控制部在切换所述载波信号的第1载频与比所述第1载频高的第2载频时，根据所述马达的转速来改变所述第1载频及所述第2载频的各比率，
所述第1载频及所述第2载频与所述马达的机械性的固有振动频率不一致，而且所述第2载频比所述第1载频更接近所述固有振动频率，
在以所述第2载频为基频的所述载波信号的边带的频率与所述固有振动频率一致时，根据所述马达的所述转速来改变所述第1载频及所述第2载频的所述各比率。
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