CN115362624A - 逆变器控制装置、电动车辆系统 - Google Patents

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Abstract

本发明的逆变器控制装置降低在过零附近区域产生的逆变器输出电流的直流分量、电流脉动。逆变器控制装置(200)包括：PWM控制部(220)，该PWM控制部(220)生成用于控制逆变器(100)的PWM脉冲；以及脉冲边沿控制部(250)，该脉冲边沿控制部(250)进行脉冲边沿控制，所述脉冲边沿控制对由PWM控制部(220)生成的PWM脉冲的脉冲边沿的相位进行校正(移位)。PWM控制部(220)基于电压指令(Vd*、Vq*)的调制率来产生PWM脉冲。脉冲边沿控制部(250)校正PWM脉冲，使得调制波跨过0而变化的过零点与PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差在规定范围内。

Description

逆变器控制装置、电动车辆系统
技术领域
本发明涉及逆变器控制装置、以及利用该逆变器控制装置的电动车辆系统。
背景技术
通过PWM(脉冲宽度调制)控制来控制逆变器的驱动而使电动机旋转驱动的逆变器控制装置被广泛利用。在这样的逆变器控制装置中，已知一种技术，为了实现电动机的高旋转化，在逆变器的输出电压指令超过逆变器的最大输出电平(正弦波)的过调制模式(过调制区域)下动作，同时为了进一步增大输出电压，在PWM脉冲串连接成为1个脉冲的单脉冲模式(单脉冲区域)下动作。
当逆变器控制装置从过调制区域动作到单脉冲区域时，在逆变器的输出中会产生电压误差，使逆变器的输出电流中所包含的直流分量、脉动分量增大，因此产生电动机的输出转矩变动、噪声振动。因此，需要一种抑制从过调制区域向单脉冲区域转移的区域的电压误差，降低电流的直流分量、脉动分量的技术。
关于过调制区域的电流脉动的降低，已知专利文献1的技术。在专利文献1中记载了一种逆变器装置，该逆变器装置在过调制区域中使用梯形波进行梯形波调制时，生成PWM脉冲，以使分别对从梯形波的底边向上边变化的调制波的反相区域中的多个PWM脉冲的导通脉冲和截止脉冲的面积进行积分后得到的值相等。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2015－19458号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1的技术中，在包含调制波跨过0而变化的过零点在内的过零附近区域中，不能适当地控制过零点的定时、PWM脉冲的边沿的定时。因此，逆变器的输出电压会产生误差，逆变器的输出电流中直流分量、电流脉动有可能增大。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的逆变器控制装置包括：PWM控制部，该PWM控制部使用基于电压指令的调制率来生成用于控制逆变器的PWM脉冲；以及脉冲边沿控制部，该脉冲边沿控制部校正所述PWM脉冲，使得所述调制波跨过零而变化的过零点与所述PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差在规定范围内。
本发明的电动车辆系统包括逆变器控制装置、由所述逆变器控制装置控制的所述逆变器、以及由所述逆变器驱动的三相同步电动机，所述电动车辆系统使用所述三相同步电动机的旋转驱动力来行驶。
发明效果
根据本发明，能够降低在过零附近区域产生的逆变器输出电流的直流分量、电流脉动。
附图说明
图1是表示具有本发明的一个实施方式所涉及的逆变器控制装置的电动机装置的结构的框图。
图2是表示一个实施方式中的调制波的波形图。
图3是一个实施方式中的脉冲边沿控制的一个示例的说明图。
图4是表示一个实施方式中的PWM脉冲生成和脉冲边沿控制的处理的流程图。
图5是一个实施方式中的脉冲边沿控制的另一个示例的说明图。
图6是应用了逆变器控制装置的电动助力转向装置的结构图。
图7是应用了逆变器控制装置的电动车辆的结构图。
具体实施方式
本发明提供一种逆变器控制装置，是通过PWM控制进行逆变器的控制的逆变器控制装置，在调制率为规定值以上的过调制区域中，例如在进行将使正弦波变化为梯形的梯形波用作调制波的梯形波调制时，输出PWM脉冲的脉冲边沿，使得与调制波的过零点的相位差在规定的范围内，从而降低逆变器的输出电流的直流分量、脉动分量，同时使逆变器高输出化。下面，使用附图来说明本发明的一个实施方式。
图1是表示具有本发明的一个实施方式所涉及的逆变器控制装置200的电动机装置1的结构的框图。电动机装置1与电池2相连接，具有逆变器100、逆变器控制装置200和电动机300。
电池2是逆变器100的直流电压源。电池2的直流电压DCV通过逆变器100转换为具有可变电压、可变频率的三相交流电压，并被施加到电动机300。
电动机300是通过提供三相交流电压被旋转驱动的同步电动机。旋转位置传感器320安装到电动机300，以根据电动机300的感应电压的相位控制从逆变器100施加到电动机300的三相交流电压的相位。这里，旋转位置传感器320例如能够使用由铁芯和绕组构成的旋转变压器等。或者，可以使用GMR传感器、霍尔元件来构成旋转位置传感器320。
逆变器控制装置200具有电流控制单元210、PWM控制部220、脉冲边沿控制部250、驱动信号生成部260、旋转位置检测部270和电流检测部280。
旋转位置检测部270基于旋转位置传感器320的输出信号来检测电动机300中的转子的旋转位置θ。
电流检测部280从电流传感器Ict获取流过电动机300的三相电流检测值(Iu，Iv，Iw)，并且基于由旋转位置检测部270检测到的旋转位置θ对这些电流检测值进行三相/两相转换，从而获得dq轴的电流检测值(Id，Iq)。
逆变器控制装置200具有用于控制电动机300的输出的电流控制功能。电流控制部210输出电压指令(Vd*，Vq*)，使得由电流检测部280检测到的电流检测值(Id、Iq)与从未图示的上位控制器输入的电流指令值(Id*、Iq*)一致。
PWM控制部220使用由电流控制部210求出的电压指令(Vd*、Vq*)、电池2的直流电压DCV和旋转位置θ来实施三相脉宽调制(PWM)，并生成用于控制逆变器100的PWM脉冲。具体地，PWM控制部220基于旋转位置θ对电压指令(Vd*、Vq*)进行两相/三相转换，从而生成三相电压指令(Vu*、Vv*、Vw*)。然后，基于电压指令(Vd*、Vq*)或三相电压指令(Vu*、Vv*、Vw*)和电池2的直流电压DCV来运算调制率，并使用该调制率和规定频率的载波信号来生成与调制率对应的调制波。此时，在调制率小于规定值、例如小于1.15的区域中，PWM控制部220进行通过比较载波信号和调制波来生成PWM脉冲的正常PWM调制，并且在调制率在规定值以上、例如在1.15以上的区域中，进行将梯形波用作调制波的梯形波调制。另外，梯形波调制的详细情况将在后面阐述。
脉冲边沿控制部250进行脉冲边沿控制，该脉冲边沿控制校正(移位)由PWM控制部220生成的PWM脉冲的脉冲边沿的相位。通过该脉冲边沿控制，调整PWM脉冲，使得调制波的过零点与PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差在规定范围内。另外，调制波的过零点是调制波跨0而变化的点。稍后将详细描述脉冲边沿控制部250所进行的PWM脉冲的调整方法。
驱动信号生成部260将通过脉冲边沿控制部250进行的脉冲边沿控制对脉冲边沿的相位进行校正而获得的PWM脉冲转换为驱动信号DR，并将该驱动信号DR输出到逆变器100。逆变器100具有对应于三相交流电压的各相的多个半导体开关元件，并且各半导体开关元件由驱动信号DR进行导通/截止控制。因此，根据逆变器控制装置200的控制来调整逆变器100的输出电压。
另外，在上述中，通过图1说明了根据来自上位控制器的电流指令控制电动机300的电流时的电动机装置1的结构例，但即使在采用其他控制方法的情况下，也能够应用图1的结构。例如，在控制电动机300的转速的情况下，根据旋转位置θ的时间变化来运算电动机转速ωr，生成电压指令或电流指令，以与来自上位控制器的速度指令一致。另外，在控制电动机300的输出转矩的情况下，使用电动机电流(Id、Iq)和电动机转矩的关系式或映射，来生成电流指令(Id*、Iq*)。
接着，使用图2说明表示本发明的一个实施方式中的调制波的波形图。另外，以下说明了将调制信号波形与三角波的载波信号进行比较来生成PWM脉冲的PWM调制动作，但在将至少使正弦波变化为梯形的梯形波用于调制波的梯形波调制中，优选通过直接运算来生成后述的PWM脉冲。
图2(a)示出了调制信号波形和载波信号波形的示例。在调制信号波形中，示出了调制率比较低的调制信号(调制波1)、能够进行正弦波调制的最大的调制波(调制波2)、对正弦波调制直线近似而得的梯形的调制波(调制波3)、成为逆变器输出为最大的矩形波状态的调制波(调制波4)的各波形。在载波信号波形中，示出了与调制波信号比较大小来生成PWM脉冲的三角波载波信号的波形。
图2(b)表示调制波2时的PWM脉冲信号，图2(c)表示调制波3时的PWM脉冲信号。在图2(c)中，在电角度为30～150度的区间，几乎100％的PWM脉冲连续导通。图2(d)表示调制波4的PWM脉冲信号。该PWM脉冲信号在电角度为0～180度的整个区间导通。
各个调制波与三相电压指令(Vuc、Vvc、Vwc)的相当于1个相的调制波H(θ)等效，如果忽略死区时间，则几乎等于U相调制波Hu(θ)＝Vuc/(DCV/2)。如果将逆变器输出不饱和的调制率＝1时的正弦波的有效值设为1，则重叠了第三高次谐波的调制波H(θ)所包含的基波分量为1.15倍(115％)(调制波2)。即，逆变器输出不饱和直到调制率成为1.15的电压指令为止。
如图2所示，使第三高次谐波重叠的调制波H(θ)能够在过零附近进行直线近似。另外，调制率越大，则调制波H(θ)从调制波2那样的形状接近调制波3那样的梯形波。因此，在调制率为规定值以上、例如1.15以上的区域，通过使用调制波3那样的梯形波，能够通过运算生成PWM脉冲。由此，能够简化使用微机等的PWM调制处理，同时，能够控制由于调制波H(θ)和载波信号异步而引起的PWM脉冲的电压误差。此时，PWM脉冲的运算周期相当于载波信号的周期。
另外，考虑到调制波2时，能够以调制波的过零为中心，对电角度为±30度的角度区间进行直线近似，但考虑到饱和附近的电压误差，优选设为电角度为±35度的角度区间。
在使用了梯形波调制的PWM脉冲运算中，过零附近的能够直线近似的区间的调制波的斜率A与对应于电压指令值的调制率成比例，调制波与角度位置θ成比例。
例如，将过零附近的角度设为θ’，若将θ’设为-30≤θ’≤30，则过零附近调制波H(θ’)可以用式(1)表示。
H(θ’)＝A·θ’ (1)
即，过零附近的调制波H(θ)由于能够用调制波的斜率A代替调制率来表示，所以过零附近的逆变器输出脉冲即PWM脉冲能够由调制波的斜率A来决定。
另外，在成为|H(θ)|＜|A·θ|的条件下，当0＜θ＜180时将逆变器输出脉冲决定为100％，当180＜θ＜360时将逆变器输出脉冲决定为0％即可。
接着，使用图3说明本发明的一个实施方式中的脉冲边沿控制的一个示例。
图3(a)示出了对包含过零点的调制波的一部分进行标准化的调制波形。
图3(a)所示的标准化调制波是将上述梯形波(图2(a)的调制波3)标准化后的调制波，其大小在0％到100％的范围内变化。标准化调制波的大小为50％的点表示调制波的过零点。
图3(b)示出了由图1的PWM控制部220生成的PWM脉冲。PWM控制部220基于图3(a)所示的载波信号的各周期内的标准化调制波的面积来决定PWM脉冲的占空比，通过运算算出与该占空比对应的PMW脉冲，由此能够生成图3(b)所示的PWM脉冲。另外，在图3(a)中，用虚线示出了三角波的载波信号，但如上所述，在不使用载波信号而通过运算直接求出PWM脉冲的情况下，其运算周期相当于载波信号的周期。以下，将PWM脉冲的运算周期与载波信号的周期合称为“PWM周期”。
例如，时间TH1是调制波从负反转为正的过零点的定时。在包含该过零点的PWM周期、即时间T1至时间T2的区间中，标准化调制波的面积为25％，与之相应地生成占空比为25％的PWM脉冲。
时间T2到时间T3的区间是相当于梯形波的上底的区间，在该区间中，标准化调制波的大小从100％开始不发生变化。这表示调制波正处于饱和。在该区间中，PWM脉冲的占空比为100％。
时间TL1是调制波从正反转为负的过零点的定时。在包含该过零点的PWM周期、即时间T3至时间T4的区间中，标准化调制波的面积为70％，与之相应地生成占空比为70％的PWM脉冲。
图3(c)示出了在图1的脉冲边沿控制部250进行的脉冲边沿控制中，使脉冲边沿的相位与过零点一致地移位的脉冲移位。脉冲边沿控制部250将与各PWM周期相对应而生成的PWM脉冲中的、与包含过零点的PWM周期相对应的各PWM脉冲的脉冲边沿与过零点的相位一致地如图3(c)所示那样进行移位。此时，在调制波从负反转为正的过零点处，以使PWM脉冲的上升沿边沿与过零点的相位一致的方式使PWM脉冲移位，在调制波从正反转为负的过零点处，以使PWM脉冲的下降沿边沿与过零点的相位一致的方式使PWM脉冲移位。由此，校正PWM脉冲，使得调制波的过零点与PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差在规定范围内。
另外，上述规定的范围例如根据相当于逆变器100的死区时间的相位范围等来设定。在死区时间中逆变器100的实际输出电压根据逆变器100的续流二极管的导通状态而变化。因此，为了减轻由微机等实现的逆变器控制装置200的运算负载，作为相对于过零点的移位后的脉冲边沿的相位误差范围，通过设定与死区时间相当的相位的范围，从而优选简化脉冲边沿控制单元250的控制逻辑。
一般而言，PWM脉冲的生成使用微机的比较匹配计时器来进行。在使用了梯形波调制的PWM脉冲运算中，在比较匹配计时器中设定与应生成的PWM脉冲的占空比相对应的计时器值，在该计时器值的定时从比较匹配计时器输出复位信号。此时，通过在PWM脉冲的上升和下降中反转复位信号的电平，从而能够以任意的相位和占空比来生成PWM脉冲。在这样的PWM脉冲运算中，通过将设定的计时器值与过零点一致地来变更，能够实现脉冲边沿控制部250所进行的脉冲移位。
在此，在时间T1到时间T2的区间中，如图3(c)所示，能够使PWM脉冲的脉冲边沿与过零点的定时TH1一致地移位。此时，通过将脉冲移位后的PWM脉冲与下一个PWM周期的PWM脉冲一体化，从而调制波的一个周期中所包含的PWM脉冲的脉冲数减少。
另一方面，在从时间T3到时间T4的区间中，即使要使占空比为70％的PWM脉冲的脉冲边沿与过零点的定时TL1一致，过零点与脉冲边沿的相位差也未收敛于上述规定的范围内而是产生超过那里的部分(图3(c)的脉冲误差Te)。因此，相当于脉冲误差Te的正的电压误差与PWM信号重叠。即，与图3(a)那样的梯形调制波的一个周期相对应的正方向的理想的PWM脉冲是从调制波从负反转为正的过零点的定时TH1起到下一次调制波从正反转为负的过零点的定时TL1为止的脉冲(Hi信号)。然而，图3(c)的正向脉冲的脉冲宽度比理想的PWM脉冲要宽相当于脉冲误差Te的量。因此，作为逆变器100的输出电压，对电动机300施加比原本要过剩的电压。另一方面，与图3(a)那样的梯形调制波的一个周期相对应的负方向的理想的PWM脉冲是从调制波从正反转为负的过零点的定时TL1起到下一次调制波从负反转为正的过零点的定时(未图示)为止的脉冲(Lo信号)。
然而，图3(c)的负向脉冲的脉冲宽度比理想的PWM脉冲要窄相当于脉冲误差Te的量。因此，在逆变器100的输出电压中，比起原本的电压，负方向的电压不足。由于这些原因，图3(c)所示的脉冲移位后的PWM脉冲成为在逆变器100的输出电压中整体在正方向上产生电压偏移的原因。
如上所说明的那样，脉冲移位后的PWM脉冲中的脉冲误差Te成为逆变器100的输出电压整体向正方向偏移的电压偏移的原因。该电压偏移引起直流电流分量与逆变器100的输出电流重叠的误差。尤其是，在过调制的状态下，由于脉冲数变少，所以电压偏移的影响容易变大，逆变器100的输出电流中所包含的直流分量成为使电动机300产生较大转矩脉动的原因。因此，消除PWM脉冲移位引起的脉冲误差Te对于降低在过零附近区域中产生的逆变器输出电流的直流分量、电流脉动是重要的课题。
图3(d)示出了将图1的脉冲边沿控制部250进行的脉冲边沿控制中的将脉冲误差Te的量分离配置的循环脉冲移位的示例。脉冲边沿控制部250在从时间T3到时间T4的区间中保持PWM脉冲的占空比为70％的状态下，为了使PWM脉冲的脉冲边沿与过零点的相位一致，从脉冲移位后的PWM脉冲中分离脉冲误差Te的量，并在从时间T3到时间T4的区间中配置于其他相位。具体而言，如图3(d)所示，生成与超过过零点的脉冲误差Te相当的脉冲宽度的PWM脉冲(Hi信号)，设定移位量以使其下降沿边沿的相位与时间T4一致地配置。
由此，能够在1个PWM周期内使这些PWM脉冲循环地配置，使得从时间T3到过零点的定时TL1为止的PWM脉冲和到时间T4为止的PWM脉冲的合计占空比为70％。
通过进行如上所述的循环脉冲移位，消除了脉冲误差Te，因此能够防止逆变器100的输出电压中的电压偏移的产生。其结果是，能够降低在过零附近区域产生的逆变器输出电流的直流分量和电流脉动。
在脉冲边沿控制部250中，通过对PWM控制部220生成的PWM脉冲进行包含以上说明的脉冲移位在内的脉冲边沿控制，从而在异步PWM控制中，从使用了梯形调制波的过调制区域到成为矩形波输出的单脉冲区域能够根据过零点的定时来控制逆变器100的输出电压。由此，能够实现转矩脉动的抑制。
另外，在脉冲边沿控制部250中，根据需要进行脉冲边沿控制中如以上说明那样的循环脉冲移位，由此，在1个PWM周期内，能够使与过零点的定时一致并且在1个边缘处占空比从0％切换为100％、或者从100％切换为0％的PWM脉冲、与介于两个边缘之间并且占空比从0％切换到100％、或者从100％切换到0％的PWM脉冲混合在一起。由此，能够从过调制区域到单脉冲区域为止对逆变器100的输出电压进行精细的控制。
接着，使用图4说明本发明的一个实施方式中的脉冲边沿控制。图4是表示PWM脉冲生成和脉冲边沿控制的处理的流程图。图4的流程图所示的处理是在逆变器控制装置200中例如通过CPU执行规定的程序来实现的，在规定的每个运算周期进行。以下，以图1的PWM控制部220及脉冲边沿控制部250为处理主体，说明图4的流程图。
在步骤S1中，PWM控制部220获取由旋转位置检测部270检测到的转子的旋转位置θ。
在步骤S2中，PWM控制部220基于从电流控制部210输入的电压指令(Vd*、Vq*)和电池2的直流电压DCV，来运算调制率。另外，使用反正切函数，求出与电压指令(Vd*、Vq*)相对应的电压相位角。
在步骤S3中，PWM控制部220根据上次运算时在步骤S1中获取到的旋转位置θ、与在本次运算时在步骤S1中获取到的旋转位置θ之间的差分，求出旋转位置变化量Δθ。例如，当将上次运算时的旋转位置θ表示为θ(n-1)、将本次运算时的旋转位置θ表示为θ(n)时，本次旋转位置变化量Δθ(n)能够通过下式(2)求出。
Δθ(n)＝θ(n)－θ(n－1) (2)
另外，下一个旋转位置变化量Δθ(n+1)能够通过下式(3)求出。在式(3)中α表示旋转位置θ的加速度。在电动机300以一定速度旋转时，α＝0。
Δθ(n+1)＝Δθ(n)+α (3)
在步骤S4中，PWM控制部220基于在步骤S1中获取到的旋转位置θ(n)、在步骤S2中计算出的调制率、以及在步骤S3中计算出的下一个旋转位置变化量Δθ(n+1)，通过运算求出在下一个PWM周期中应输出的PWM脉冲的占空比。此处，例如根据旋转位置θ(n)和下一个旋转位置变化量Δθ(n+1)推测下一个PWM周期中的旋转位置θ(n+1)，利用图2中说明的调制率与调制波的关系性，求出与旋转位置θ(n+1)相对应的各相的PWM脉冲的占空比。
在步骤S5中，PWM控制部220将与在步骤S4中求出的占空比相对应的计时器值分别设置在与各相对应设置的比较匹配计时器中。由此，对于各相，分别决定下一个PWM周期中的脉冲边沿控制前的PWM脉冲的上升沿边沿和下降沿边沿的相位。
在步骤S6中，脉冲边沿控制部250判定在步骤S2中计算出的调制率是否为预定值以上。如果调制率为规定值以上，则前进至步骤S7。另一方面，如果调制率小于规定值，则判断为不需要脉冲边沿控制，结束图4的流程图所示的处理。在该情况下，脉冲边沿控制部250不进行脉冲边沿控制，而是通过比较匹配计时器生成与在步骤S5中设置的计时器值相对应的PWM脉冲。
另外，作为步骤S6的判定条件所使用的规定的调制率例如是作为过调制状态的1.15～1.25的值等。优选地，在步骤S6的判定条件中设定在1个PWM周期内调制波从0％反转为100％的调制率即1.24～1.25的值。
在步骤S7中，脉冲边沿控制部250判定在下一个PWM周期内是否存在过零点。所谓过零点，如上所述，是调制波跨越0而变化的点。如上所述，在将调制率1.24～1.25设定为步骤S6的判定条件的情况下，调制波将过零点夹在中间，从0％反转为100％、或者从100％反转为0％。在下一个PWM周期内存在过零点的情况下，判断为需要脉冲边沿控制，前进至步骤S8。另一方面，在下一个PWM周期内没有过零点的情况下，判断为不需要脉冲边沿控制，结束图4的流程图所示的处理。在该情况下，脉冲边沿控制部250不进行脉冲边沿控制，而是通过比较匹配计时器生成与在步骤S5中设置的计时器值相对应的PWM脉冲。
在步骤S8中，脉冲边沿控制部250判定下一个PWM周期中的过零方向、即夹着过零点的调制波的反转方向是否是从正(100％)向负(0％)的方向。在过零方向为从正向负的方向的情况下、即在包含过零点在内的过零附近区域中经直线近似而得的调制波的斜率为负，在调制波将过零点夹在中间而从正向负反转的情况下判断为实施将PWM脉冲向左侧移位的脉冲边沿控制即左脉冲移位，前进至步骤S9。另一方面，在过零方向不是从正向负的方向的情况下、即是从负向正的方向的情况下，判断为实施将PWM脉冲向右侧移位的脉冲边沿控制即右脉冲移位，前进至步骤S10。另外，所谓过零方向是从负向正的方向的情况，是指在包含过零点在内的过零附近区域中经直线近似而得的调制波的斜率为正，调制波将过零点夹在中间而从负向正反转的情况。
在步骤S8中，如上述说明那样，根据过零方向切换左脉冲移位和右脉冲移位。即，基于在过零附近区域中经直线近似得到的调制波的斜率，决定PWM脉冲的移位方向。由此，即使在例如电动机300的驱动状态通过切换功率运行和再生的情况等、调制波的相位根据电动机300的驱动状态而反转并且过零的方向随之反转的情况下，也能够根据相同的算法进行脉冲边沿控制。
在步骤S9中，脉冲边沿控制部250进行使PWM脉冲向左方向移位的左脉冲移位，以使得下一个PWM周期中的PWM脉冲的下降沿边沿与调制波的过零点的定时一致。此处，通过将在步骤S5中设置在比较匹配计时器中的计时器值沿减少方向变更，从而使PWM脉冲的相位向左方向移动，使得调制波的过零点与PWM脉冲的下降沿边沿的相位差在规定的范围内。
在步骤S10中，脉冲边沿控制部250进行使PWM脉冲向右方向移位的右脉冲移位，以使得下次的PWM周期中的PWM脉冲的上升沿边沿与调制波的过零点的定时一致。这里，进行与步骤S9相反方向的脉冲移位。即，通过使在步骤S5中设置在比较匹配计时器中的计时器值沿增加方向变更，从而使PWM脉冲的相位向右方向移动，使得调制波的过零点与PWM脉冲的上升沿边沿的相位差在规定的范围内。
在执行了步骤S9或S10处理后，前进至步骤S11。
在步骤S11中，脉冲边缘控制部250判定通过步骤S9或S10的处理的移位后的PWM脉冲中有无脉冲误差。在步骤S9的基于左脉冲移位的变更后的计时器值未在下一个PWM周期内不收敛而发生下溢的情况下、或者在步骤S10的基于右脉冲移位的变更后的计时器值在下一个PWM周期内不收敛而发生上溢的情况下，判断为存在脉冲误差，前进至步骤S12。另一方面，在步骤S9的基于左脉冲移位的变更后的计时器值、或者步骤S10的基于右脉冲移位的变更后的计时器值被收敛在下一个PWM周期内的情况下，判断为没有脉冲误差，前进至步骤S13。在该情况下，不实施步骤S12的循环脉冲移位。
在步骤S12中，脉冲边沿控制部250对于通过步骤S9或S10的处理的移位后的PWM脉冲中的脉冲误差，实施如图3(d)中说明那样的循环脉冲移位。这里，从移位后的PWM脉冲中分割脉冲误差，配置在下次的PWM周期的末端侧或开始侧，由此进行循环脉冲移位。
具体而言，在将脉冲误差配置在末端侧的情况下，与图3(d)的时间T3至时间T4的区间同样地，将与在步骤S9中下溢的量的脉冲误差相当的计时器值设定在下一个PWM周期的末端侧。在该情况下，优选地，将从比较匹配计时器输出的复位信号的电平切换为高(上升)，从而以调制波的过零点的定时为基准并以规定的相位差使得与脉冲误差相当的量的PWM脉冲上升。另一方面，在将脉冲误差配置在开始侧的情况下，与图3(d)的时间T3至时间T4的区间相反地，将与在步骤S10中上溢的量的脉冲误差相当的计时器值设定在下一个PWM周期的开始侧。在该情况下，优选地，将从比较匹配计时器输出的复位信号的电平切换为低(下降)，从而以调制波的过零点的定时为基准并以规定的相位差使得与脉冲误差相当的量的PWM脉冲下降。
在步骤S13中，脉冲边沿控制部250反映步骤S9或S10的处理结果和步骤S12的处理结果，变更在步骤S5中设置在比较匹配计时器中的计时器值。另外，在没有实施步骤S12的循环脉冲移位的情况下，可以反映步骤S9或S10中的任一个的处理结果来变更计时器值。由此，对于由PWM控制部220求出的下一个PWM周期中的PWM脉冲，能够反映脉冲边沿控制部250进行的脉冲边沿控制的结果，并校正PWM脉冲。
在本实施方式中，通过在脉冲边沿控制部250中进行以上说明的处理，从而校正PWM脉冲，以使调制波的过零点与PWM脉冲的脉冲边沿的相位差在规定的范围内。由此，本实施方式的逆变器控制装置200能够在从过调制区域到单脉冲区域的控制模式下，输出降低了逆变器100的输出电压误差后的PWM脉冲。其结果，能够力图降低逆变器100的输出电流中的直流分量或脉动分量。
另外，在图4的步骤S12中，也可以以与上述不同的方法实施循环脉冲移位。下面参照图5说明其他循环脉冲移位的示例。
图5是本发明的一个实施方式中的脉冲边沿控制的另一个示例的说明图。在图5中，与图3相同的符号表示相同的动作。在图5的示例中，图5(d)所示的循环脉冲移位的动作(校正方法)与图3(d)不同。
图5(d)示出了将图1的脉冲边沿控制部250进行的脉冲边沿控制中的脉冲误差Te的量分离配置在多个过零点的循环脉冲移位的示例。为了补偿图5(c)中的脉冲误差Te，脉冲边沿控制部250在与脉冲误差Te相对应的过零点的定时TL1和下一个过零点的定时TH2分别以1/2·Te的脉冲宽度分散配置脉冲误差Te。这样，在图5的例子中，与图3的例子不同之处在于，通过在调制波的一个周期内将脉冲误差Te分散配置在多个过零点，从而补偿脉冲误差Te所引起的逆变器输出电压的误差。
通过进行如上所述的循环脉冲移位，与图3的示例同样地，消除了脉冲误差Te，因此能够防止逆变器100的输出电压中的电压偏移的产生。其结果是，能够降低在过零附近区域产生的逆变器输出电流的直流分量和电流脉动。另外，在图3的示例中，在过零点的定时，需要如上所述地切换从微机的比较匹配计时器输出的复位信号的电平，但在图5的示例中，可以不需要该切换。因此，具有能够简化脉冲边沿控制部250的逻辑安装的优点。
在本实施方式的脉冲边沿控制部250中，进行图3或图5所示的脉冲边沿控制。由此，本实施方式的逆变器控制装置200在从过调制区域到单脉冲区域的控制模式下，能够简化安装在微机中的控制逻辑，同时输出能够降低逆变器100的输出电压的误差的PWM脉冲。因此，能够力图降低在过零附近区域产生的逆变器输出电流的直流分量或脉动分量。
另外，在上述说明中，以异步PWM的情况为例，但同步PWM也可以通过同样的方法，使用梯形调制波进行PWM控制。在同步PWM中，与异步PWM不同，调制波的相位与载波信号的相位的关系保持恒定，调制波的周期例如设定为载波信号的周期的整数倍。除了这一点以外，同步PWM和异步PWM都相同。
如上述说明那样，在本发明一个实施方式中，通过脉冲边沿控制部250来调整(校正)PWM脉冲，从而无论PWM控制的方式是异步PWM还是同步PWM，在包含调制波的过零点在内的过零附近区域中使得调制波的过零点与PWM脉冲的脉冲边沿的相位差在规定的范围内。其结果是，能够在不改变逆变器100的输出电压的情况下，降低从过调制区域到单脉冲区域产生的电流的直流分量或脉动分量。
接着，使用图6，对应用了本发明的一个实施方式所示的逆变器控制装置200的电动助力转向装置的结构进行说明。
图6是应用了本发明的一个实施方式所示的逆变器控制装置200的电动助力转向装置的结构图。
如图6所示，电动助力转向装置的电动致动器由转矩传递机构902、电动机300、逆变器100、逆变器控制装置200构成。电动助力转向装置具有电动致动器、方向盘(转向)900、转向检测器901以及操作量指令器903，由驾驶员转向的方向盘900的操作力具有使用电动致动器进行转矩辅助的结构。
电动致动器的转矩指令τ＊作为方向盘900的转向辅助转矩指令，由操作量指令器903生成。使用通过转矩指令τ＊驱动的电动致动器的输出来减轻驾驶员的转向力。逆变器控制装置200接收转矩指令τ*作为输入指令，以从电动机300的转矩常数和转矩指令τ*追随转矩指令值的方式控制逆变器100的动作来控制流过电动机300的电流。
从与电动机300的转子直接连接的输出轴输出的电动机输出τm经由转矩传递机构902将转矩传递给转向装置的齿条910，上述转矩传递机构902使用了蜗杆、车轮、行星齿轮等减速机构或液压机构。通过传递到齿条910的转矩，驾驶员的方向盘900的转向力(操作力)通过电动力被减轻(辅助)，车轮920、921的转向角被操作。
该辅助量作如下决定。即，通过组装在转向轴上的转向检测器901检测转向角、转向转矩，考虑车辆速度、路面状态等状态量，通过操作量指令器903计算转矩指令τ＊。
本发明的一个实施方式的逆变器控制装置200具有即使在电动机300高速旋转的情况下，通过逆变器100的输出电压的平均化，也能够实现低振动、低噪音化的优点。
图7是表示应用了本发明所涉及的逆变器控制装置200的电动车辆600的图。电动车辆600具有应用电动机300作为电动机/发电机的动力总成。
前轮车轴601可旋转地被轴支撑在电动车辆600的前部，前轮601、602设置在前轮车轴601的两端。后轮车轴604可旋转地被轴支撑在电动车辆600的后部，后轮605、606设置在后轮车轴604的两端。
作为动力分配机构的差速器齿轮611设置在前轮车轴601的中央部，并且将从发动机610经由变速器612传递的旋转驱动力分配给左右的前轮车轴601。在发动机610和电动机300经由皮带机械地连接，该皮带架设在设置于发动机610的曲柄轴上的皮带轮和设置于电动机300的旋转轴上的皮带轮之间。
由此，电动机300的旋转驱动力能传递到发动机610，发动机610的旋转驱动力能分别传递到电动机300。在电动机300中，根据逆变器控制装置200的控制从逆变器100输出的三相交流电被提供给定子的定子线圈，从而转子旋转并产生与三相交流电相对应的旋转驱动力。
也就是说，电动机300被逆变器200控制并作为电动机进行动作，另一方面转子受到发动机610的旋转驱动力而进行旋转，从而作为产生三相交流电的发电机进行动作。
逆变器100是将从高电压(42V或300V)系统电源即高压电池622提供的直流电转换为三相交流电的功率转换装置，根据运行指令值和转子的磁极位置，控制在电动机300的定子线圈中流过的三相交流电流。
由电动机300放电得到的三相交流电被逆变器100转换为直流电并对高压电池622进行充电。高压电池622经由DC-DC转换器624电连接到低压电池623。低压电池623构成电动车辆600的低电压(14V)系统电源，并且用作使发动机610初始起动(冷起动)的起动电机625、收音机、灯等的电源。
当电动车辆600处于等待信号灯等停车(怠速停止模式)时，使发动机610停止，当再次发车时使发动机610重新启动(热启动)时，由逆变器100驱动电动机300，从而重新启动发动机610。
另外，在怠速停止模式下，在高压电池622的充电量不足的情况、发动机610没有充分加热的情况等情况下，不停止发动机610而继续进行驱动。另外，在怠速停止模式中，需要确保空调的压缩机等以发动机610作为驱动源的辅机类的驱动源。在这种情况下，驱动电动机300从而驱动辅机类。
即使在加速模式、高负载运行模式时，也使电动机300驱动以辅助发动机610的驱动。相反，当高压电池622处于需要充电的充电模式时，由发动机610使电动机300发电，从而对高压电池622进行充电。也就是说，电动机300在电动车辆600的制动时或减速时等情况下进行再生运行。
电动车辆600包括：逆变器控制装置200，该逆变器控制装置200基于电动机输出请求，生成用于将直流电压转换为交流电压的PWM脉冲；逆变器100，该逆变器100通过所生成的PWM脉冲将直流电压转换为交流电压来驱动电动机300；以及对直流电压进行升压的DC/DC转换器624。逆变器控制装置200通过上述那样的脉冲边沿控制部250的处理来调整PWM脉冲，从而当从过调制区域到单脉冲区域使用梯形波进行梯形波调制时，在包含调制波的过零点在内的过零附近区域中降低逆变器输出电压的电压误差。由此，降低在过零附近区域中产生的电流的直流分量、脉动，并且能够调整电动车辆600的DC/DC转换器624的输出电压并稳定地进行扩大逆变器100的输出范围的控制。
根据以上说明的本发明所涉及的逆变器控制装置，起到以下的作用效果。
(1)本发明的逆变器控制装置200包括：PWM控制部220，该PWM控制部220使用基于电压指令的调制率来生成用于控制逆变器100的PWM脉冲；以及脉冲边沿控制部250，该脉冲边沿控制部250校正PWM脉冲，使得调制波跨过零而变化的过零点与PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差在规定范围内。其结果是，能够降低在过零附近区域产生的逆变器输出电流的直流分量、电流脉动。其结果是，能够稳定地控制电动机直到高速旋转。
(2)优选地，在本发明的逆变器控制装置200中，PWM控制部220在包含过零点的规定的过零点附近区域中直线近似调制波，并且基于经直线近似而得的调制波来运算PWM脉冲的占空比，从而生成PWM脉冲。这样，能够简化为了生成PWM脉冲而使用微机等进行的PWM调制处理。
(3)在本发明的逆变器控制装置200中，脉冲边沿控制部250基于经直线近似而得的调制波的斜率来决定PWM脉冲的移位方向(步骤S8)，并且使PWM脉冲向所决定的移位方向移位，从而校正PWM脉冲(步骤S9、S10)。因此，即使是调制波的相位根据电动机300的驱动状态而反转、并且过零的方向也随之反转的情况下，也能够使用相同的算法来校正PWM脉冲。其结果是，能够简化脉冲边沿控制部250的处理。此外，当逆变器控制装置200搭载于电动车辆上时，即使电动机的功率运行和再生运行随着电动车辆的急剧加速和减速而反复进行，也能够稳定地控制电动机。
(4)在本发明的逆变器控制装置200中，在过零点与移位后的PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差不在规定的范围内的情况下(步骤S11：是)，脉冲边沿控制部250实施循环脉冲移位(步骤S12)。在该循环脉冲移位中，如图3(d)所示，将移位后的PWM脉冲中超过规定范围的部分设为脉冲误差Te，并且将脉冲误差Te与移位后的PWM脉冲分离地配置。或者，如图5(d)所示，将移位后的PWM脉冲中超过规定范围的部分设定为脉冲误差Te，脉冲误差Te被分散配置在多个过零点。由此，能够平滑并抑制逆变器输出电压的误差，稳定地控制电机直到高速旋转。
(5)在根据本发明的逆变器控制装置200中，脉冲边缘控制单元250在基于电压指令的调制率小于规定值的情况下(步骤S6：否)，不实施PWM脉冲的校正。因此，能够有效地抑制并降低从过调制区域到单脉冲区域中的逆变器输出电压的误差。
(6)优选地，在本发明的逆变器控制装置200中，脉冲边沿控制部250校正PWM脉冲，使得调制波的一个周期中所包含的PWM脉冲的脉冲数减少。这样，即使在过调制区和单脉冲区反复变化的控制状态下，也能有效地抑制逆变器输出电压的误差，稳定地控制电动机直到高速旋转。此外，由于能够减少逆变器的开关次数，因此可实现降低开关损耗的逆变器控制。
在上述说明的本发明的逆变器控制装置200中，PWM控制部220可以基于电压指令来分别校正调制率和调制波的相位，以当对电动机300进行弱磁控制时，为了对电动机300进行弱磁控制而使得逆变器100输出到电动机300的电流量减少。这样，能够进一步扩大过调制下的电动机运行区域，有效利用单脉冲区域。因此，能够实现逆变器控制，其有效地抑制逆变器输出电压的误差，降低逆变器的导通损耗和开关损耗。
另外，虽然已经说明了一个实施方式的电动车辆600是混合动力汽车的情况，但是在混合动力汽车、电动汽车等的情况下也可以获得同样的效果。
另外，在上述实施方式中，对逆变器控制装置单体进行了说明，如果具有该上述功能，则本发明也能够应用于将逆变器控制装置与逆变器一体化后的逆变器装置、以及将逆变器装置与电动机一体化后的电动机驱动系统。
另外，本发明并不限定于上述实施方式，能够在不脱离本发明宗旨的范围内进行各种变更。
标号说明
1 电动机装置
2 电池
100 逆变器
200 逆变器控制装置
210 电流控制部
220 PWM控制部
250 脉冲边沿控制部
260 驱动信号生成部
270 旋转位置检测部
280 电流检测部
300 电动机
320 旋转位置传感器
600 电动车辆。

Claims (9)

1.一种逆变器控制装置，包括：
PWM控制部，该PWM控制部使用基于电压指令的调制波，来生成用于控制逆变器的PWM脉冲；以及
脉冲边沿控制部，该脉冲边沿控制部校正所述PWM脉冲，使得所述调制波跨过0而变化的过零点与所述PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差在规定范围内。
2.如权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述PWM控制部在包含所述过零点在内的规定过零点附近区域中对所述调制波进行直线近似，并基于经直线近似而得的所述调制波来运算所述PWM脉冲的占空比，从而生成所述PWM脉冲。
3.如权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述脉冲边沿控制部基于经直线近似而得的所述调制波的斜率来决定所述PWM脉冲的移位方向，使所述PWM脉冲向所决定的所述移位方向移位，从而校正所述PWM脉冲。
4.如权利要求3所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述脉冲边沿控制部在所述过零点与移位后的所述PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差不在所述规定范围内的情况下，将移位后的所述PWM脉冲中超过所述规定范围的部分设为脉冲误差，将所述脉冲误差与移位后的所述PWM脉冲分离地配置。
5.如权利要求3所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述脉冲边沿控制部在所述过零点与移位后的所述PWM脉冲的脉冲边沿之间的相位差不在所述规定范围内的情况下，将移位后的所述PWM脉冲中超过所述规定范围的部分设为脉冲误差，将所述脉冲误差分散地配置在多个所述过零点。
6.如权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述脉冲边沿控制部在基于所述电压指令的调制率小于规定值时，不实施所述PWM脉冲的校正。
7.如权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述脉冲边沿控制部校正所述PWM脉冲，使得所述调制波的一个周期中所包含的所述PWM脉冲的脉冲数减少。
8.如权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述逆变器连接到电动机，
所述PWM控制部分别校正基于所述电压指令的调制率和所述调制波的相位，从而为了对所述电动机进行弱磁控制而使得所述逆变器输出到所述电动机的电流量减少。
9.一种电动车辆系统，其特征在于，包括：
如权利要求1至8的任一项所述的逆变器控制装置；
由所述逆变器控制装置控制的所述逆变器；以及
由所述逆变器驱动的三相同步电动机，
所述电动车辆系统使用所述三相同步电动机的旋转驱动力来进行行驶。
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JPH0984360A (ja) * 1995-09-19 1997-03-28 Toshiba Corp Ｎｐｃインバータ装置
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JP5599538B1 (ja) * 2013-04-23 2014-10-01 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP6765985B2 (ja) * 2017-02-16 2020-10-07 日立オートモティブシステムズ株式会社 インバータ装置および電動車両

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