JP2021166461A - インバータ制御装置、電動車両システム - Google Patents

Abstract

【課題】ゼロクロス近傍領域において発生するインバータ出力電流の直流成分や電流リプルを低減する。【解決手段】インバータ制御装置２００は、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ制御部２２０と、ＰＷＭ制御部２２０により生成されたＰＷＭパルスのパルスエッジの位相を補正（シフト）するパルスエッジ制御を行うパルスエッジ制御部２５０とを備える。ＰＷＭ制御部２２０は、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）に基づく変調率を用いて、ＰＷＭパルスを生成する。パルスエッジ制御部２５０は、変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点とＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、ＰＷＭパルスを補正する。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ制御装置と、これを用いた電動車両システムとに関する。

ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりインバータの駆動を制御してモータを回転駆動させるインバータ制御装置が広く利用されている。こうしたインバータ制御装置において、モータの高回転化のため、インバータの出力電圧指令がインバータの最大出力レベル（正弦波）を上回る過変調モード（過変調領域）で動作させるとともに、さらに出力電圧を大きくするため、ＰＷＭパルス列が繋がって１つのパルスになる１パルスモード（１パルス領域）で動作させる技術が知られている。

インバータ制御装置を過変調領域から１パルス領域まで動作させると、インバータの出力において電圧誤差が発生し、インバータの出力電流に含まれる直流成分やリプル成分が増大するため、モータの出力トルク変動や騒音・振動が発生する。そのため、過変調領域から１パルス領域に移行する領域の電圧誤差を抑制し、電流の直流成分やリプル成分を低減する技術が求められている。

過変調領域の電流リプルの低減に関して、特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の底辺から上辺に変化する変調波の反転領域における複数のＰＷＭパルスのオンパルスとオフパルスの面積をそれぞれ積分した値が等しくなるように、ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置が記載されている。

特開２０１５−１９４５８号公報

特許文献１の技術では、変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、ゼロクロスのタイミングやＰＷＭパルスのエッジのタイミングを適切に制御することができない。そのため、インバータの出力電圧に誤差が発生し、インバータの出力電流において直流成分や電流リプルが増大してしまう可能性がある。

本発明によるインバータ制御装置は、電圧指令に基づく変調波を用いて、インバータを制御するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ制御部と、前記変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点と前記ＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、前記ＰＷＭパルスを補正するパルスエッジ制御部と、を備える。
本発明による電動車両システムは、インバータ制御装置と、前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、前記インバータにより駆動される三相同期電動機と、を備え、前記三相同期電動機の回転駆動力を用いて走行する。

本発明によれば、ゼロクロス近傍領域において発生するインバータ出力電流の直流成分や電流リプルを低減することができる。

本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ装置の構成を示すブロック図。 一実施形態における変調波を示す波形図。 一実施形態におけるパルスエッジ制御の一例の説明図。 一実施形態におけるＰＷＭパルス生成およびパルスエッジ制御の処理を示すフローチャート。 一実施形態におけるパルスエッジ制御の別例の説明図。 インバータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図。 インバータ制御装置が適用された電動車両の構成図。

本発明は、ＰＷＭ制御でインバータの制御を行うインバータ制御装置であって、変調率が所定値以上の過変調領域において、例えば正弦波を台形状に変化させた台形波を変調波に用いた台形波変調を行う際に、変調波のゼロクロス点との位相差が所定の範囲内になるようにＰＷＭパルスのパルスエッジを出力することで、インバータの出力電流の直流成分やリプル成分を低減しつつ、インバータを高出力化させるインバータ制御装置を提供するものである。以下、本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置２００を有するモータ装置１の構成を示すブロック図である。モータ装置１は、バッテリ２と接続されており、インバータ１００、インバータ制御装置２００およびモータ３００を有している。

バッテリ２は、インバータ１００の直流電圧源である。バッテリ２の直流電圧ＤＣＶは、インバータ１００によって可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換され、モータ３００に印加される。

モータ３００は、３相交流電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には、インバータ１００からモータ３００に印加される３相交流電圧の位相をモータ３００の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ３２０が取り付けられている。ここで、回転位置センサ３２０には、例えば鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲセンサやホール素子を用いて回転位置センサ３２０を構成してもよい。

インバータ制御装置２００は、電流制御部２１０、ＰＷＭ制御部２２０、パルスエッジ制御部２５０、ドライブ信号生成部２６０、回転位置検出部２７０、および電流検出部２８０を有している。

回転位置検出部２７０は、回転位置センサ３２０の出力信号に基づいて、モータ３００におけるロータの回転位置θを検出する。

電流検出部２８０は、モータ３００に流れる３相の電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を電流センサＩｃｔから取得し、回転位置検出部２７０で検出された回転位置θに基づいてこれらの電流検出値を３相／２相変換することで、ｄｑ軸の電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を求める。

インバータ制御装置２００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有している。電流制御部２１０は、電流検出部２８０により検出された電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、不図示の上位制御器から入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する。

ＰＷＭ制御部２２０は、電流制御部２１０で求められた電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶと、回転位置θとを用いて、三相のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実施し、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルスを生成する。具体的には、ＰＷＭ制御部２２０は、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を回転位置θに基づき２相／３相変換することで、３相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を生成する。そして、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）または３相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶとに基づいて変調率を演算し、この変調率と所定周波数のキャリア信号とを用いて、変調率に応じた変調波を生成する。このときＰＷＭ制御部２２０は、変調率が所定値未満、例えば１．１５未満の領域では、キャリア信号と変調波を比較してＰＷＭパルスを生成する通常のＰＷＭ変調を行い、変調率が所定値以上、例えば１．１５以上の領域では、台形波を変調波に用いた台形波変調を行う。なお、台形波変調の詳細については後述する。

パルスエッジ制御部２５０は、ＰＷＭ制御部２２０により生成されたＰＷＭパルスのパルスエッジの位相を補正（シフト）するパルスエッジ制御を行う。このパルスエッジ制御により、変調波のゼロクロス点とＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、ＰＷＭパルスを調整する。なお、変調波のゼロクロス点とは、変調波が０を跨いで変化する点である。パルスエッジ制御部２５０によるＰＷＭパルスの調整方法の詳細については後述する。

ドライブ信号生成部２６０は、パルスエッジ制御部２５０が行うパルスエッジ制御によってパルスエッジの位相を補正されたＰＷＭパルスをドライブ信号ＤＲに変換し、インバータ１００に出力する。インバータ１００は、３相交流電圧の各相に対応して複数の半導体スイッチ素子を有しており、各半導体スイッチ素子はドライブ信号ＤＲによりオン／オフ制御される。これにより、インバータ制御装置２００の制御に応じてインバータ１００の出力電圧が調整される。

なお上記では、上位制御器からの電流指令に応じてモータ３００の電流を制御する場合のモータ装置１の構成例を図１により説明したが、他の制御方法を採用する場合でも、図１の構成を適用可能である。例えば、モータ３００の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように、電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ３００の出力トルクを制御する場合には、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を作成する。

次に、図２を用いて、本発明の一実施形態における変調波を示す波形図について説明する。なお以下では、変調信号波形と三角波のキャリア信号とを比較してＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ変調動作を説明しているが、少なくとも正弦波を台形状に変化させた台形波を変調波に用いた台形波変調では、後述するＰＷＭパルスを直接演算により生成することが好ましい。

図２（ａ）は、変調信号波形とキャリア信号波形の例を示している。変調信号波形では、変調率が比較的低い変調信号（変調波１）と、正弦波変調できる最大の変調波（変調波２）と、正弦波変調を直線近似した台形状の変調波（変調波３）と、インバータ出力が最大となる矩形波状態となる変調波（変調波４）との各波形を示している。キャリア信号波形では、変調波信号と大小比較してＰＷＭパルスを生成する三角波のキャリア信号の波形を示している。

図２（ｂ）は、変調波２のときのＰＷＭパルス信号を示し、図２（ｃ）は、変調波３のときのＰＷＭパルス信号を示す。図２（ｃ）では、電気角度３０〜１５０度の区間でほぼ１００％のＰＷＭパルスが連続してオンである。図２（ｄ）は、変調波４のＰＷＭパルス信号を示す。このＰＷＭパルス信号は、電気角度０〜１８０度の全区間でオンである。

それぞれの変調波は、３相電圧指令（Ｖｕc，Ｖｖc、Ｖｗc）の１相分の変調波Ｈ(θ)と等価であり、デッドタイムを無視すればＵ相の変調波Ｈｕ(θ)＝Ｖｕｃ／（ＤＣＶ／２）にほぼ等しい。インバータ出力が飽和しない変調率＝１となる時の正弦波の実効値を１とすれば、第３高調波を重畳した変調波Ｈ(θ)に含まれる基本波成分は１．１５倍（１１５％）である（変調波２）。すなわち、変調率が１．１５となる電圧指令まではインバータ出力は飽和しない。

図２に示すように、第３高調波を重畳させた変調波Ｈ(θ)は、ゼロクロス付近で直線近似することができる。また、変調率が大きくなるほど、変調波Ｈ(θ)は変調波２のような形状から変調波３のような台形波に近づいていく。そのため、変調率が所定値以上、例えば１．１５以上の領域では、変調波３のような台形波を用いることで演算によるＰＷＭパルスの生成が可能となる。これにより、マイコン等を用いたＰＷＭ変調処理を簡素化できると同時に、変調波Ｈ(θ)とキャリア信号が非同期であることに起因するＰＷＭパルスの電圧誤差を制御することが可能となる。この場合、ＰＷＭパルスの演算周期がキャリア信号の周期に相当する。

なお、変調波２のときを考えれば変調波のゼロクロスを中心に電気角度で±３０度の角度区間を直線近似することができるが、飽和付近の電圧誤差を考慮すれば電気角度で±３５度の角度区間とするのが好ましい。

台形波変調を用いたＰＷＭパルス演算では、ゼロクロス付近の直線近似できる区間の変調波の傾きＡは、電圧指令値に応じた変調率に比例し、変調波は角度位置θに比例する。例えば、ゼロクロス付近の角度をθ’とし、θ’を−３０≦θ’≦３０とすると、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ’）は式（１）で表すことができる。
Ｈ（θ’）＝Ａ・θ’ （１）

すなわち、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ）は、変調率の代わりに変調波の傾きＡを用いて表すことができるので、ゼロクロス付近のインバータ出力パルス、すなわちＰＷＭパルスは、変調波の傾きＡから決定することができる。

なお、｜Ｈ(θ)｜＜｜Ａ・θ｜となる条件で、０＜θ＜１８０であれば１００％、１８０＜θ＜３６０であれば０％としてインバータ出力パルスを決定すれば良い。

次に、図３を用いて、本発明の一実施形態におけるパルスエッジ制御の一例について説明する。

図３（ａ）は、ゼロクロス点を含む変調波の一部を規格化した変調波形を示している。図３（ａ）に示す規格化変調波は、前述の台形波（図２（ａ）の変調波３）を規格化したものであり、その大きさは０％から１００％までの範囲内で変化する。規格化変調波の大きさが５０％の点は、変調波のゼロクロス点を表している。

図３（ｂ）は、図１のＰＷＭ制御部２２０により生成されるＰＷＭパルスを示している。ＰＷＭ制御部２２０は、図３（ａ）に示したキャリア信号の各周期内における規格化変調波の面積に基づいてＰＷＭパルスのデューティを決定し、このデューティに応じたＰＭＷパルスを演算で算出することにより、図３（ｂ）に示すＰＷＭパルスを生成することができる。なお図３（ａ）では、三角波のキャリア信号を破線で示しているが、前述のようにキャリア信号を用いずに演算でＰＷＭパルスを直接求める場合には、その演算周期がキャリア信号の周期に相当する。以下では、ＰＷＭパルスの演算周期とキャリア信号の周期を合わせて、「ＰＷＭ周期」と総称する。

例えば、時間ＴＨ１は、変調波が負から正に反転するゼロクロス点のタイミングである。このゼロクロス点を含むＰＷＭ周期、すなわち時間Ｔ１から時間Ｔ２の区間において、規格化変調波の面積は２５％であり、これに応じてデューティ２５％のＰＷＭパルスが生成される。

時間Ｔ２から時間Ｔ３の区間は、台形波の上底に相当する区間であり、この区間では規格化変調波の大きさが１００％から変化しない。これは、変調波が正に飽和していることを表している。この区間では、ＰＷＭパルスのデューティが１００％となっている。

時間ＴＬ１は、変調波が正から負に反転するゼロクロス点のタイミングである。このゼロクロス点を含むＰＷＭ周期、すなわち時間Ｔ３から時間Ｔ４の区間において、規格化変調波の面積は７０％であり、これに応じてデューティ７０％のＰＷＭパルスが生成される。

図３（ｃ）は、図１のパルスエッジ制御部２５０が行うパルスエッジ制御のうち、パルスエッジの位相をゼロクロス点に合わせてシフトするパルスシフトを示している。パルスエッジ制御部２５０は、各ＰＷＭ周期に対応して生成されたＰＷＭパルスのうち、ゼロクロス点を含むＰＷＭ周期に対応する各ＰＷＭパルスのパルスエッジを、ゼロクロス点の位相に合わせて図３（ｃ）のようにシフトする。このとき、変調波が負から正に反転するゼロクロス点では、ＰＷＭパルスの立上がりエッジをゼロクロス点の位相に合わせるようにＰＷＭパルスをシフトし、変調波が正から負に反転するゼロクロス点では、ＰＷＭパルスの立下がりエッジをゼロクロス点の位相に合わせるようにＰＷＭパルスをシフトする。これにより、変調波のゼロクロス点とＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内となるように、ＰＷＭパルスを補正する。

なお、上記所定の範囲は、例えばインバータ１００のデッドタイム時間に相当する位相範囲などに応じて設定される。デッドタイム中におけるインバータ１００の実際の出力電圧は、インバータ１００の還流ダイオードの導通状態に応じて変化する。したがって、マイコン等で実現されるインバータ制御装置２００の演算負荷を軽減するためには、ゼロクロス点に対するシフト後のパルスエッジの位相誤差範囲として、デッドタイム時間に相当する位相の範囲を設定することで、パルスエッジ制御部２５０の制御ロジックを簡易化することが好適である。

一般的にＰＷＭパルスの生成は、マイコンのコンペアマッチタイマを用いて行われる。台形波変調を用いたＰＷＭパルス演算では、生成すべきＰＷＭパルスのデューティに応じたタイマ値をコンペアマッチタイマにおいて設定し、このタイマ値のタイミングでコンペアマッチタイマからリセット信号を出力する。このとき、ＰＷＭパルスの立上がりと立下りでリセット信号のレベルを反転させることにより、任意の位相とデューティでＰＷＭパルスを生成することができる。このようなＰＷＭパルス演算において、設定したタイマ値をゼロクロス点に合わせて変更することにより、パルスエッジ制御部２５０が行うパルスシフトを実現することができる。

ここで、時間Ｔ１から時間Ｔ２の区間では、図３（ｃ）に示すように、ＰＷＭパルスのパルスエッジをゼロクロス点のタイミングＴＨ１に合わせてシフトすることができる。このとき、パルスシフト後のＰＷＭパルスと次のＰＷＭ周期のＰＷＭパルスとが一体化することで、変調波の１周期に含まれるＰＷＭパルスのパルス数が減少している。

一方、時間Ｔ３から時間Ｔ４の区間では、デューティ７０％のＰＷＭパルスのパルスエッジをゼロクロス点のタイミングＴＬ１に合わせようとしても、ゼロクロス点とパルスエッジとの位相差が前述の所定の範囲内には収まらず、そこからはみ出た部分（図３（ｃ）のパルス誤差Ｔｅ）が発生してしまう。そのため、パルス誤差Ｔｅに相当する正の電圧誤差がＰＷＭ信号に重畳される。すなわち、図３（ａ）のような台形変調波の１周期に対応する正方向の理想的なＰＷＭパルスは、変調波が負から正に反転するゼロクロス点のタイミングＴＨ１から、次に変調波が正から負に反転するゼロクロス点のタイミングＴＬ１までのパルス（Ｈｉ信号）である。しかしながら、図３（ｃ）の正方向のパルスは、理想的なＰＷＭパルスよりもパルス誤差Ｔｅ分だけパルス幅が広い。そのため、インバータ１００の出力電圧として、本来よりも過剰な電圧がモータ３００に印加されることになる。一方、図３（ａ）のような台形変調波の１周期に対応する負方向の理想的なＰＷＭパルスは、変調波が正から負に反転するゼロクロス点のタイミングＴＬ１から、次に変調波が負から正に反転するゼロクロス点のタイミング（不図示）までのパルス（Ｌｏ信号）である。しかしながら、図３（ｃ）の負方向のパルスは、理想的なＰＷＭパルスよりもパルス誤差Ｔｅ分だけパルス幅が狭い。そのため、インバータ１００の出力電圧では、本来よりも負方向の電圧が不足することになる。これらの理由から、図３（ｃ）に示したパルスシフト後のＰＷＭパルスは、インバータ１００の出力電圧において、全体で正方向に電圧オフセットが発生する原因となる。

以上説明したように、パルスシフト後のＰＷＭパルスにおけるパルス誤差Ｔｅは、インバータ１００の出力電圧が全体的に正方向にオフセットされる電圧オフセットの原因となる。この電圧オフセットは、インバータ１００の出力電流に直流電流成分が重畳してしまう誤差を引き起こす。特に、過変調の状態では、パルス数が少なくなるため電圧オフセットの影響が大きくなりやすく、インバータ１００の出力電流に含まれる直流成分がモータ３００の大きなトルクリプルを発生させる要因となる。したがって、ＰＷＭパルスシフトによるパルス誤差Ｔｅの解消は、ゼロクロス近傍領域において発生するインバータ出力電流の直流成分や電流リプルを低減するために重要な課題である。

図３（ｄ）は、図１のパルスエッジ制御部２５０が行うパルスエッジ制御のうち、パルス誤差Ｔｅの分を切り離して配置する循環パルスシフトの例を示している。パルスエッジ制御部２５０は、時間Ｔ３から時間Ｔ４の区間においてＰＷＭパルスのデューティを７０％に保ったままで、ＰＷＭパルスのパルスエッジをゼロクロス点の位相に合わせるため、パルスシフト後のＰＷＭパルスからパルス誤差Ｔｅの分を切り離して、時間Ｔ３から時間Ｔ４の区間内で別の位相に配置する。具体的には、図３（ｄ）に示すように、ゼロクロス点からはみ出たパルス誤差Ｔｅに相当するパルス幅のＰＷＭパルス（Ｈｉ信号）を生成し、その立下りエッジの位相を時間Ｔ４に合わせて配置するように、シフト量を設定する。これにより、時間Ｔ３からゼロクロス点のタイミングＴＬ１までのＰＷＭパルスと、時間Ｔ４までのＰＷＭパルスとを合わせたデューティが７０％となるように、１ＰＷＭ周期内でこれらのＰＷＭパルスを循環させて配置することができる。

上記のような循環パルスシフトを行うことにより、パルス誤差Ｔｅが解消されるため、インバータ１００の出力電圧における電圧オフセットの発生を防止することができる。その結果、ゼロクロス近傍領域において発生するインバータ出力電流の直流成分や電流リプルを低減することができる。

パルスエッジ制御部２５０では、ＰＷＭ制御部２２０が生成したＰＷＭパルスに対して、以上説明したようなパルスシフトを含むパルスエッジ制御を行うことにより、非同期ＰＷＭ制御において、台形変調波を用いた過変調領域から矩形波出力となる１パルス領域まで、インバータ１００の出力電圧をゼロクロス点のタイミングに応じて制御することができる。これにより、トルクリプルの抑制を図ることができる。

また、パルスエッジ制御部２５０では、パルスエッジ制御において以上説明したような循環パルスシフトを必要に応じて行うことにより、１ＰＷＭ周期内で、ゼロクロス点のタイミングに合わせて１エッジでデューティが０％から１００％に、または１００％から０％に切り替わるＰＷＭパルスと、２つのエッジを介在してデューティが０％から１００％に、または１００％から０％に切り替わるＰＷＭパルスとを混在させることができる。これにより、過変調領域から１パルス領域まで、インバータ１００の出力電圧の細かな制御が可能となる。

次に、図４を用いて、本発明の一実施形態におけるパルスエッジ制御について説明する。図４は、ＰＷＭパルス生成およびパルスエッジ制御の処理を示すフローチャートである。図４のフローチャートに示す処理は、インバータ制御装置２００において、例えばＣＰＵが所定のプログラムを実行することにより実現されるものであり、所定の演算周期ごとに行われる。以下では、図１のＰＷＭ制御部２２０およびパルスエッジ制御部２５０を処理主体として、図４のフローチャートを説明する。

ステップＳ１において、ＰＷＭ制御部２２０は、回転位置検出部２７０が検出したロータの回転位置θを取得する。

ステップＳ２において、ＰＷＭ制御部２２０は、電流制御部２１０から入力される電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶとに基づいて、変調率を演算する。また、逆正接関数を用いて、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）に応じた電圧位相角を求める。

ステップＳ３において、ＰＷＭ制御部２２０は、前回の演算時にステップＳ１で取得した回転位置θと、今回の演算時にステップＳ１で取得した回転位置θとの差分から、回転位置変化量Δθを求める。例えば、前回演算時の回転位置θをθ（ｎ−１）、今回演算時の回転位置θをθ（ｎ）とそれぞれ表すと、今回の回転位置変化量Δθ（ｎ）は、以下の式（２）により求めることができる。
Δθ（ｎ）＝θ（ｎ）−θ（ｎ−１） （２）

また、次回の回転位置変化量Δθ（ｎ＋１）は、以下の式（３）により求めることができる。式（３）において、αは回転位置θの加速度を表している。モータ３００が一定速度で回転しているときには、α＝０である。
Δθ（ｎ＋１）＝Δθ（ｎ）＋α （３）

ステップＳ４において、ＰＷＭ制御部２２０は、ステップＳ１で取得した回転位置θ（ｎ）と、ステップＳ２で算出した変調率と、ステップＳ３で算出した次回の回転位置変化量Δθ（ｎ＋１）とに基づいて、次回のＰＷＭ周期において出力すべきＰＷＭパルスのデューティを演算により求める。ここでは、例えば回転位置θ（ｎ）と次回の回転位置変化量Δθ（ｎ＋１）から次回のＰＷＭ周期における回転位置θ（ｎ＋１）を推定し、図２で説明した変調率と変調波の関係性を用いて、回転位置θ（ｎ＋１）に応じた各相のＰＷＭパルスのデューティを求める。

ステップＳ５において、ＰＷＭ制御部２２０は、ステップＳ４で求めたデューティに応じたタイマ値を、各相に対応して設けられたコンペアマッチタイマにそれぞれセットする。これにより、次回のＰＷＭ周期におけるパルスエッジ制御前のＰＷＭパルスの立上がりエッジと立下がりエッジの位相が、各相についてそれぞれ決定される。

ステップＳ６において、パルスエッジ制御部２５０は、ステップＳ２で算出した変調率が所定値以上であるか否かを判定する。変調率が所定値以上であれば、ステップＳ７に進む。一方、変調率が所定値未満であれば、パルスエッジ制御が不要と判断して図４のフローチャートに示す処理を終了する。この場合、パルスエッジ制御部２５０はパルスエッジ制御を行わず、ステップＳ５でセットしたタイマ値に応じたＰＷＭパルスがコンペアマッチタイマによって生成される。

なお、ステップＳ６の判定条件として用いられる所定の変調率とは、例えば、過変調状態である１．１５から１．２５の値などである。好ましくは、１ＰＷＭ周期内で変調波が０％から１００％に反転する変調率である１．２４〜１．２５の値を、ステップＳ６の判定条件に設定する。

ステップＳ７において、パルスエッジ制御部２５０は、次回のＰＷＭ周期内にゼロクロス点があるか否かを判定する。ゼロクロス点とは、前述のように変調波が０を跨いで変化する点である。上記のように変調率１．２４〜１．２５をステップＳ６の判定条件に設定した場合、変調波はゼロクロス点を間に挟んで、０％から１００％に、または１００％から０％に反転する。次回のＰＷＭ周期内にゼロクロス点がある場合は、パルスエッジ制御の必要ありと判断してステップＳ８に進む。一方、次回のＰＷＭ周期内にゼロクロス点がない場合は、パルスエッジ制御が不要と判断して図４のフローチャートに示す処理を終了する。この場合にも、パルスエッジ制御部２５０はパルスエッジ制御を行わず、ステップＳ５でセットしたタイマ値に応じたＰＷＭパルスがコンペアマッチタイマによって生成される。

ステップＳ８において、パルスエッジ制御部２５０は、次回のＰＷＭ周期におけるゼロクロス方向、すなわちゼロクロス点を挟んだ変調波の反転方向が、正（１００％）から負（０％）への方向であるか否かを判定する。ゼロクロス方向が正から負への方向である場合、すなわち、ゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において直線近似した変調波の傾きが負であり、変調波がゼロクロス点を間に挟んで正から負へと反転する場合は、ＰＷＭパルスを左側にシフトするパルスエッジ制御である左パルスシフトを実施すると判断して、ステップＳ９に進む。一方、ゼロクロス方向が正から負への方向ではない場合、すなわち負から正への方向である場合は、ＰＷＭパルスを右側にシフトするパルスエッジ制御である右パルスシフトを実施すると判断して、ステップＳ１０に進む。なお、ゼロクロス方向が負から正への方向である場合とは、ゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において直線近似した変調波の傾きが正であり、変調波がゼロクロス点を間に挟んで負から正へと反転する場合である。

ステップＳ８では、以上説明したようにして、ゼロクロス方向に応じて左パルスシフトと右パルスシフトを切り替える。すなわち、ゼロクロス近傍領域において直線近似した変調波の傾きに基づいて、ＰＷＭパルスのシフト方向を決定する。これにより、例えばモータ３００の駆動状態が力行と回生で切り替わる場合など、モータ３００の駆動状態に応じて変調波の位相が反転し、それに伴ってゼロクロスの方向が反転する場合であっても、同じアルゴリズムに従ってパルスエッジ制御を行うことが可能になる。

ステップＳ９において、パルスエッジ制御部２５０は、次回のＰＷＭ周期におけるＰＷＭパルスの立下りエッジが変調波のゼロクロス点のタイミングに合うように、ＰＷＭパルスを左方向にシフトする左パルスシフトを行う。ここでは、ステップＳ５でコンペアマッチタイマにセットしたタイマ値を減少方向に変更することで、変調波のゼロクロス点とＰＷＭパルスの立下りエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、ＰＷＭパルスの位相を左方向にシフトさせる。

ステップＳ１０において、パルスエッジ制御部２５０は、次回のＰＷＭ周期におけるＰＷＭパルスの立上りエッジが変調波のゼロクロス点のタイミングに合うように、ＰＷＭパルスを右方向にシフトする右パルスシフトを行う。ここでは、ステップＳ９とは逆方向のパルスシフトを行う。すなわち、ステップＳ５でコンペアマッチタイマにセットしたタイマ値を増加方向に変更することで、変調波のゼロクロス点とＰＷＭパルスの立上りエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、ＰＷＭパルスの位相を右方向にシフトさせる。

ステップＳ９またはＳ１０の処理を実行したら、ステップＳ１１に進む。

ステップＳ１１において、パルスエッジ制御部２５０は、ステップＳ９またはＳ１０の処理によるシフト後のＰＷＭパルスにおけるパルス誤差の有無を判定する。ステップＳ９の左パルスシフトによる変更後のタイマ値が、次回のＰＷＭ周期内に収まらずにアンダーフローした場合、または、ステップＳ１０の右パルスシフトによる変更後のタイマ値が、次回のＰＷＭ周期内に収まらずにオーバーフローした場合は、パルス誤差ありと判断してステップＳ１２に進む。一方、ステップＳ９の左パルスシフトによる変更後のタイマ値、またはステップＳ１０の右パルスシフトによる変更後のタイマ値が、次回のＰＷＭ周期内に収まる場合は、パルス誤差なしと判断してステップＳ１３に進む。この場合、ステップＳ１２の循環パルスシフトは実施されない。

ステップＳ１２において、パルスエッジ制御部２５０は、ステップＳ９またはＳ１０の処理によるシフト後のＰＷＭパルスにおけるパルス誤差について、図３（ｄ）で説明したような循環パルスシフトを実施する。ここでは、シフト後のＰＷＭパルスからパルス誤差を分割して、次回のＰＷＭ周期のエンド側またはスタート側に配置することにより、循環パルスシフトを行う。

具体的には、パルス誤差をエンド側に配置する場合は、図３（ｄ）の時間Ｔ３から時間Ｔ４の区間と同様に、ステップＳ９でアンダーフローした分のパルス誤差に相当するタイマ値を、次回のＰＷＭ周期のエンド側に設定する。この場合、変調波のゼロクロス点のタイミングを基準に所定の位相差でパルス誤差分のＰＷＭパルスが立ち上がるように、コンペアマッチタイマから出力されるリセット信号のレベルをハイ（立上り）に切り替えることが好ましい。一方、パルス誤差をスタート側に配置する場合は、図３（ｄ）の時間Ｔ３から時間Ｔ４の区間とは反対に、ステップＳ１０でオーバーフローした分のパルス誤差に相当するタイマ値を、次回のＰＷＭ周期のスタート側に設定する。この場合、変調波のゼロクロス点のタイミングを基準に所定の位相差でパルス誤差分のＰＷＭパルスが立ち下がるように、コンペアマッチタイマから出力されるリセット信号のレベルをロー（立下り）に切り替えることが好ましい。

ステップＳ１３において、パルスエッジ制御部２５０は、ステップＳ９またはＳ１０の処理結果と、ステップＳ１２の処理結果とを反映して、ステップＳ５でコンペアマッチタイマにセットしたタイマ値を変更する。なお、ステップＳ１２の循環パルスシフトを実施していない場合は、ステップＳ９またはＳ１０いずれかの処理結果を反映してタイマ値を変更すればよい。これにより、ＰＷＭ制御部２２０で求められた次回のＰＷＭ周期におけるＰＷＭパルスに対して、パルスエッジ制御部２５０によるパルスエッジ制御の結果を反映し、ＰＷＭパルスを補正することができる。

本実施形態では、以上説明した処理をパルスエッジ制御部２５０において行うことにより、変調波のゼロクロス点とＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、ＰＷＭパルスを補正する。これにより、本実施形態のインバータ制御装置２００は、過変調領域から１パルス領域の制御モードにおいて、インバータ１００の出力電圧誤差を低減したＰＷＭパルスを出力することができる。その結果、インバータ１００の出力電流における直流成分やリプル成分の低減を図ることができる。

なお、図４のステップＳ１２では、上記とは異なる方法で循環パルスシフトを実施してもよい。以下では図５を参照して、他の循環パルスシフトの例を説明する。

図５は、本発明の一実施形態におけるパルスエッジ制御の別例の説明図である。図５において、図３と同一記号は同じ動作を示すものである。図５の例では、図５（ｄ）に示す循環パルスシフトの動作（補正方法）が、図３（ｄ）のものとは異なる。

図５（ｄ）は、図１のパルスエッジ制御部２５０が行うパルスエッジ制御のうち、パルス誤差Ｔｅの分を複数のゼロクロス点に分散して配置する循環パルスシフトの例を示している。パルスエッジ制御部２５０は、図５（ｃ）のパルス誤差Ｔｅを補償するために、パルス誤差Ｔｅに対応するゼロクロス点のタイミングＴＬ１と、次のゼロクロス点のタイミングＴＨ２とに、それぞれ１／２・Ｔｅずつのパルス幅でパルス誤差Ｔｅを分散して配置している。このように、図５の例では、変調波の１周期内でパルス誤差Ｔｅを複数のゼロクロス点に分散して配置することで、パルス誤差Ｔｅによるインバータ出力電圧の誤差を補償する点が、図３の例と異なっている。

上記のような循環パルスシフトを行うことにより、図３の例と同様に、パルス誤差Ｔｅが解消されるため、インバータ１００の出力電圧における電圧オフセットの発生を防止することができる。その結果、ゼロクロス近傍領域において発生するインバータ出力電流の直流成分や電流リプルを低減することができる。また、図３の例では、ゼロクロス点のタイミングにおいて、マイコンのコンペアマッチタイマから出力されるリセット信号のレベルを前述のように切り替える必要があるが、図５の例では、この切り替えを不要とすることができる。そのため、パルスエッジ制御部２５０のロジック実装を簡略化できるという利点もある。

本実施形態のパルスエッジ制御部２５０では、図３または図５に示すようなパルスエッジ制御が行われる。これにより、本実施形態のインバータ制御装置２００は、過変調領域から１パルス領域の制御モードにおいて、マイコンに実装する制御ロジックを簡略化しつつ、インバータ１００の出力電圧の誤差を低減可能なＰＷＭパルスを出力できる。したがって、ゼロクロス近傍領域において発生するインバータ出力電流の直流成分やリプル成分の低減を図ることができる。

なお、上記の説明では非同期ＰＷＭの場合を例としたが、同期ＰＷＭでも同様の手法により、台形変調波を用いたＰＷＭ制御を行うことができる。同期ＰＷＭでは非同期ＰＷＭとは異なり、変調波の位相とキャリア信号の位相との関係が一定に保たれており、変調波の周期は例えばキャリア信号の周期の整数倍に設定されている。この点以外は、同期ＰＷＭでも非同期ＰＷＭでも同様である。

以上説明したように、本発明の一実施形態では、パルスエッジ制御部２５０により、ＰＷＭ制御の方式が非同期ＰＷＭか同期ＰＷＭかに関わらず、変調波のゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、変調波のゼロクロス点とＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、ＰＷＭパルスを調整（補正）する。その結果、インバータ１００の出力電圧を変えずに、過変調領域から１パルス領域で発生する電流の直流成分やリプル成分を低減することができる。

次に、図６を用いて、本発明の一実施形態に示したインバータ制御装置２００を適用した電動パワーステアリング装置の構成について説明する。

図６は、本発明の一実施形態に示したインバータ制御装置２００を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。

電動パワーステアリングの電動アクチュエータは、図６に示すように、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、インバータ１００と、インバータ制御装置２００から構成される。電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。

電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令として操作量指令器９０３にて作成される。トルク指令τ＊により駆動される電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力が軽減される。インバータ制御装置２００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するように、インバータ１００の動作を制御してモータ３００に流れる電流を制御する。

モータ３００のロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達する。ラック９１０に伝達されたトルクにより、運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）が電動力にて軽減（アシスト）され、車輪９２０，９２１の操舵角が操作される。

このアシスト量は次のようにして決定される。すなわち、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクが検出され、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊が算出される。

本発明の一実施形態によるインバータ制御装置２００は、モータ３００が高速回転した場合にも、インバータ１００の出力電圧の平均化により、低振動・低騒音化できる利点がある。

図７は、本発明によるインバータ制御装置２００が適用された電動車両６００を示す図である。電動車両６００は、モータ３００をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。

電動車両６００のフロント部には、前輪車軸６０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸６０１の両端には、前輪６０２，６０３が設けられている。電動車両６００のリア部には、後輪車軸６０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸６０４の両端には後輪６０５，６０６が設けられている。

前輪車軸６０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア６１１が設けられており、エンジン６１０から変速機６１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸６０１に分配するようになっている。エンジン６１０とモータ３００とは、エンジン６１０のクランクシャフトに設けられたとモータ３００の回転軸に設けられたプーリーの間に架け渡されたベルトを介して機械的に連結されている。

これにより、モータ３００の回転駆動力がエンジン６１０に、エンジン６１０の回転駆動力がモータ３００にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ３００は、インバータ制御装置２００の制御に応じてインバータ１００から出力された３相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、３相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。

すなわち、モータ３００は、インバータ制御装置２００によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン６１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、３相交流電力を発生する発電機として動作する。

インバータ１００は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ６２２から供給された直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置とに基づいて、モータ３００のステータコイルに流れる３相交流電流を制御する。

モータ３００によって発電された３相交流電力は、インバータ１００によって直流電力に変換されて高圧バッテリ６２２を充電する。高圧バッテリ６２２にはＤＣ−ＤＣコンバータ６２４を介して低圧バッテリ６２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ６２３は、電動車両６００の低電圧（１４ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン６１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ６２５，ラジオ，ライトなどの電源に用いられている。

電動車両６００が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン６１０を停止させ、再発車時にエンジン６１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ１００でモータ３００を駆動し、エンジン６１０を再始動させる。

なお、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ６２２の充電量が不足している場合や、エンジン６１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン６１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン６１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ３００を駆動させて補機類を駆動する。

加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ３００を駆動させてエンジン６１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ６２２の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン６１０によってモータ３００を発電させて高圧バッテリ６２２を充電する。すなわち、モータ３００は、電動車両６００の制動時や減速時などでは回生運転される。

電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するインバータ制御装置２００と、生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ１００と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備えている。インバータ制御装置２００は、前述したようなパルスエッジ制御部２５０の処理により、過変調領域から１パルス領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、変調波のゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、インバータ出力電圧の電圧誤差を低減するように、ＰＷＭパルスを調整する。これにより、ゼロクロス近傍領域において発生する電流の直流成分やリプルを低減し、電動車両６００のＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧を調整してインバータ１００の出力範囲を拡大する制御を安定的に行うことができる。

以上説明した本発明によるインバータ制御装置によれば、以下のような作用効果を奏する。

（１）本発明のインバータ制御装置２００は、電圧指令に基づく変調率を用いて、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ制御部２２０と、変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点とＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、ＰＷＭパルスを補正するパルスエッジ制御部２５０とを備える。このようにしたので、ゼロクロス近傍領域において発生するインバータ出力電流の直流成分や電流リプルを低減することができる。その結果、モータを高速回転まで安定して制御することができる。

（２）本発明のインバータ制御装置２００において、ＰＷＭ制御部２２０は、ゼロクロス点を含む所定のゼロクロス近傍領域において変調波を直線近似し、直線近似した変調波に基づいてＰＷＭパルスのデューティを演算することで、ＰＷＭパルスを生成することが好ましい。このようにすれば、ＰＷＭパルスを生成するためにマイコン等を用いて行うＰＷＭ変調処理を簡素化できる。

（３）本発明のインバータ制御装置２００において、パルスエッジ制御部２５０は、直線近似した変調波の傾きに基づいてＰＷＭパルスのシフト方向を決定し（ステップＳ８）、決定したシフト方向にＰＷＭパルスをシフトすることで、ＰＷＭパルスを補正する（ステップＳ９，Ｓ１０）。このようにしたので、モータ３００の駆動状態に応じて変調波の位相が反転し、それに伴ってゼロクロスの方向が反転する場合であっても、同じアルゴリズムを用いてＰＷＭパルスの補正を行うことができる。その結果、パルスエッジ制御部２５０の処理を簡素化できる。また、インバータ制御装置２００を電動車両に搭載した場合には、電動車両の急激な加速と減速に伴ってモータの力行運転と回生運転が繰り返し行われても、モータを安定して制御することができる。

（４）本発明のインバータ制御装置２００において、パルスエッジ制御部２５０は、ゼロクロス点とシフト後のＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内とならない場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、循環パルスシフトを実施する（ステップＳ１２）。この循環パルスシフトでは、図３（ｄ）に示したように、シフト後のＰＷＭパルスにおいて所定の範囲からはみ出た部分をパルス誤差Ｔｅとし、パルス誤差Ｔｅをシフト後のＰＷＭパルスから切り離して配置する。あるいは図５（ｄ）に示したように、シフト後のＰＷＭパルスにおいて所定の範囲からはみ出た部分をパルス誤差Ｔｅとし、パルス誤差Ｔｅを複数のゼロクロス点に分散して配置する。このようにしたので、インバータ出力電圧の誤差を平滑化して抑制し、モータを高速回転まで安定して制御することができる。

（５）本発明のインバータ制御装置２００において、パルスエッジ制御部２５０は、電圧指令に基づく変調率が所定値未満の場合（ステップＳ６：Ｎｏ）、ＰＷＭパルスの補正を実施しない。このようにしたので、過変調領域から１パルス領域におけるインバータ出力電圧の誤差を効率よく抑制して低減することができる。

（６）本発明のインバータ制御装置２００において、パルスエッジ制御部２５０は、変調波の１周期に含まれるＰＷＭパルスのパルス数が減少するように、ＰＷＭパルスを補正することが好ましい。このようにすれば、過変調領域と１パルス領域とを繰り返し変化する制御状態においても、インバータ出力電圧の誤差を効率よく抑制し、モータを高速回転まで安定して制御することができる。また、インバータのスイッチング回数を減少することができるため、スイッチング損失を低減したインバータ制御を実現できる。

以上説明した本発明のインバータ制御装置２００において、ＰＷＭ制御部２２０は、モータ３００を弱め界磁制御する際に、モータ３００を弱め界磁制御するためにインバータ１００がモータ３００に出力する電流量が減少するように、電圧指令に基づく変調率および変調波の位相をそれぞれ補正してもよい。このようにすれば、過変調でのモータ運転領域をさらに拡大して、１パルス領域を活用できるようになる。そのため、インバータ出力電圧の誤差を効率よく抑制し、インバータの導通損失とスイッチング損失とを低減したインバータ制御を実現できる。

なお、一実施形態の電動車両６００はハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。

また、上述の実施形態では、インバータ制御装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータとが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータとが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。

なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

１…モータ装置
２…バッテリ
１００…インバータ
２００…インバータ制御装置
２１０…電流制御部
２２０…ＰＷＭ制御部
２５０…パルスエッジ制御部
２６０…ドライブ信号生成部
２７０…回転位置検出部
２８０…電流検出部
３００…モータ
３２０…回転位置センサ
６００…電動車両

Claims (9)

1. 電圧指令に基づく変調波を用いて、インバータを制御するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ制御部と、
   前記変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点と前記ＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が所定の範囲内になるように、前記ＰＷＭパルスを補正するパルスエッジ制御部と、を備えるインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ制御部は、前記ゼロクロス点を含む所定のゼロクロス近傍領域において前記変調波を直線近似し、直線近似した前記変調波に基づいて前記ＰＷＭパルスのデューティを演算することで、前記ＰＷＭパルスを生成するインバータ制御装置。
3. 請求項２に記載のインバータ制御装置において、
   前記パルスエッジ制御部は、直線近似した前記変調波の傾きに基づいて前記ＰＷＭパルスのシフト方向を決定し、決定した前記シフト方向に前記ＰＷＭパルスをシフトすることで、前記ＰＷＭパルスを補正するインバータ制御装置。
4. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記パルスエッジ制御部は、前記ゼロクロス点とシフト後の前記ＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が前記所定の範囲内とならない場合、シフト後の前記ＰＷＭパルスにおいて前記所定の範囲からはみ出た部分をパルス誤差とし、前記パルス誤差をシフト後の前記ＰＷＭパルスから切り離して配置するインバータ制御装置。
5. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記パルスエッジ制御部は、前記ゼロクロス点とシフト後の前記ＰＷＭパルスのパルスエッジとの位相差が前記所定の範囲内とならない場合、シフト後の前記ＰＷＭパルスにおいて前記所定の範囲からはみ出た部分をパルス誤差とし、前記パルス誤差を複数の前記ゼロクロス点に分散して配置するインバータ制御装置。
6. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記パルスエッジ制御部は、前記電圧指令に基づく変調率が所定値未満の場合、前記ＰＷＭパルスの補正を実施しないインバータ制御装置。
7. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記パルスエッジ制御部は、前記変調波の１周期に含まれる前記ＰＷＭパルスのパルス数が減少するように、前記ＰＷＭパルスを補正するインバータ制御装置。
8. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記インバータは、モータに接続されており、
   前記ＰＷＭ制御部は、前記モータを弱め界磁制御するために前記インバータが前記モータに出力する電流量が減少するように、前記電圧指令に基づく変調率および前記変調波の位相をそれぞれ補正するインバータ制御装置。
9. 請求項１から請求項８のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
   前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、
   前記インバータにより駆動される三相同期電動機と、を備え、
   前記三相同期電動機の回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。

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