WO2021053974A1 - インバータ制御装置 - Google Patents

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WO2021053974A1
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pulse
phase
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inverter control
wave
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安島　俊幸
崇文 原
明広 蘆田
大和 松井
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device.
  • Inverter control devices that control the drive of the inverter by PWM (pulse width modulation) control to rotate the motor are widely used.
  • PWM pulse width modulation
  • In such an inverter control device there is known a technique of operating in an overmodulation mode in which the output voltage command of the inverter exceeds the maximum output level (sine wave) of the inverter in order to increase the rotation speed of the motor.
  • Patent Document 1 describes an inverter device that changes the pulse width of a PWM pulse at a predetermined timing on the upper side of a trapezoidal wave when performing trapezoidal wave modulation using a trapezoidal wave in an overmodulation region.
  • a pulse generator that generates a PWM pulse for controlling an inverter by using a modulation factor based on a voltage command and a pulse period of a predetermined frequency, and a modulation wave based on the voltage command are zero.
  • a pulse shift unit that corrects the phase of the PWM pulse so that the PWM pulse is output in the phase corresponding to the harmonic of the predetermined order of the modulated wave in the zero cross vicinity region including the zero cross point that changes across the above. , Equipped with.
  • the waveform diagram which shows the pulse generation and pulse correction in one Embodiment. The figure explaining the effect of suppressing harmonics by pulse correction in one Embodiment.
  • the present invention is an inverter control device that controls an inverter by PWM control, and is a trapezoidal wave in which, for example, a trapezoidal wave obtained by changing a sinusoidal wave into a trapezoidal shape is used as a modulation wave in an overmodulation region where the modulation factor is a predetermined value or more. It provides an inverter control device that increases the output of an inverter while reducing current ripple due to harmonics by outputting PWM pulses in a phase corresponding to harmonics of a predetermined order when performing wave modulation. ..
  • an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor device 1 having an inverter control device 200 according to an embodiment of the present invention.
  • the motor device 1 is connected to the battery 2 and has an inverter 100, an inverter control device 200, and a motor 300.
  • Battery 2 is the DC voltage source of the inverter 100.
  • the DC voltage DCV of the battery 2 is converted into a variable voltage and a variable frequency three-phase AC voltage by the inverter 100 and applied to the motor 300.
  • the motor 300 is a synchronous motor that is rotationally driven by supplying a three-phase AC voltage.
  • a rotation position sensor 320 is attached to the motor 300 in order to control the phase of the three-phase AC voltage applied from the inverter 100 to the motor 300 in accordance with the phase of the induced voltage of the motor 300.
  • the rotation position sensor 320 for example, a resolver composed of an iron core and a winding can be used.
  • the rotation position sensor 320 may be configured by using a GMR sensor or a Hall element.
  • the inverter control device 200 includes a current control unit 210, a modulation wave control unit 220, a pulse generation unit 230, a carrier wave generation unit 240, a pulse shift unit 250, a drive signal generation unit 260, a rotation position detection unit 270, and a current detection unit 280. have.
  • the rotation position detection unit 270 detects the rotation position ⁇ of the rotor in the motor 300 based on the output signal of the rotation position sensor 320.
  • the current detection unit 280 acquires the three-phase current detection values (Iu, Iv, Iw) flowing through the motor 300 from the current sensor Ict, and detects these currents based on the rotation position ⁇ detected by the rotation position detection unit 270.
  • the current detection value (Id, Iq) of the dq axis is obtained by converting the value into three-phase / two-phase.
  • the inverter control device 200 has a current control function for controlling the output of the motor 300.
  • the current detection value (Id, Iq) detected by the current detection unit 280 and the current command value (Id *, Iq *) input from the upper controller (not shown) match.
  • the modulated wave control unit 220 converts the voltage command (Vd *, Vq *) obtained by the current control unit 210 into two-phase / three-phase based on the rotation angle ⁇ , thereby performing a three-phase voltage command (Vu *, Vv *). , Vw *) is generated. Then, the modulation factor is set based on the three-phase voltage command (Vu *, Vv *, Vw *) and the DC voltage DCV of the battery 2, and a modulation wave corresponding to the set modulation factor is generated.
  • the carrier wave generation unit 240 generates a carrier wave having a pulse period of a predetermined frequency.
  • the frequency of the carrier wave generated by the carrier wave generation unit 240 is adjusted according to the modulation factor set by the modulation wave control unit 220, as will be described later.
  • the pulse generation unit 230 controls the inverter 100 by performing pulse width modulation (PWM) using the modulated wave generated by the modulation wave control unit 220 and the carrier frequency generated by the carrier wave generation unit 240. To generate a PWM pulse for.
  • PWM pulse width modulation
  • the pulse shift unit 250 corrects (shifts) the phase of the PWM pulse generated by the pulse generation unit 230 to reduce harmonics of a predetermined order of the modulated wave in a region near the zero cross including the zero cross point of the modulated wave.
  • the PWM pulse is adjusted so as to.
  • the zero crossing point of the modulated wave is a point where the modulated wave changes across zero.
  • the drive signal generation unit 260 converts the PWM pulse phase-corrected by the pulse shift unit 250 into a drive signal DR and outputs it to the inverter 100.
  • the inverter 100 has a plurality of semiconductor switch elements corresponding to each phase of the three-phase AC voltage, and each semiconductor switch element is on / off controlled by a drive signal DR. As a result, the output voltage of the inverter 100 is adjusted according to the control of the inverter control device 200.
  • FIG. 1 a configuration example of the motor device 1 in the case of controlling the current of the motor 300 in response to a current command from the host controller has been described with reference to FIG. 1.
  • FIG. The configuration is applicable.
  • the motor rotation speed ⁇ r is calculated by the time change of the rotation position ⁇ , and a voltage command or a current command is created so as to match the speed command from the host controller. ..
  • a current command (Id *, Iq *) is created by using the relational expression or the map of the motor current (Id, Iq) and the motor torque.
  • FIG. 2A shows an example of a modulated signal waveform and a carrier signal waveform.
  • a modulated signal with a relatively low modulation rate (modulated wave 1)
  • a maximum modulated wave capable of sine wave modulation (modulated wave 2)
  • a trapezoidal modulated wave (modulated wave) that linearly approximates sine wave modulation.
  • Each waveform of 3) and the modulated wave (modulated wave 4) in the rectangular wave state where the inverter output is maximized is shown.
  • the carrier signal waveform shows a waveform of a triangular wave carrier signal that generates a PWM pulse by comparing the magnitude with that of the modulated wave signal.
  • FIG. 2B shows a PWM pulse signal when the modulated wave 2 is used
  • FIG. 2C shows a PWM pulse signal when the modulated wave 3 is used.
  • FIG. 2C almost 100% of PWM pulses are continuously turned on in the section of the electric angle of 30 to 150 degrees.
  • FIG. 2D shows the PWM pulse signal of the modulated wave 4. This PWM pulse signal is on in the entire section of the electric angle of 0 to 180 degrees.
  • the modulated wave H ( ⁇ ) on which the third harmonic is superimposed can be linearly approximated near the zero cross. Further, as the modulation factor increases, the modulated wave H ( ⁇ ) approaches a trapezoidal wave such as the modulated wave 3 from a shape like the modulated wave 2. Therefore, in a region where the modulation factor is a predetermined value or more, for example, 1.15 or more, it is possible to generate a PWM pulse by calculation by using a trapezoidal wave such as the modulation wave 3. This makes it possible to simplify the PWM modulation process using a microcomputer or the like, and at the same time, control the voltage error of the PWM pulse due to the asynchronous modulation wave H ( ⁇ ) and the carrier signal.
  • the electrical angle is ⁇ 35 degrees. It is preferable to set the angle section of.
  • the slope A of the modulated wave in the section near zero cross that can be linearly approximated is proportional to the modulation factor according to the voltage command value, and the modulated wave is proportional to the angular position ⁇ .
  • the modulated wave H ( ⁇ ') near the zero cross can be expressed by the equation (1).
  • H ( ⁇ ') A ⁇ ⁇ '(1)
  • the inverter output pulse near zero cross that is, the PWM pulse is from the gradient A of the modulated wave. Can be decided.
  • the inverter output pulse may be determined with 100% if 0 ⁇ ⁇ 180 and 0% if 180 ⁇ ⁇ 360 under the condition of
  • FIG. 3A shows an output voltage waveform in which a part of the modulated wave including the zero cross point is standardized.
  • the normalized output voltage varies from 0 to 1.
  • FIG. 3B shows the duty of the PWM pulse. As the normalized output voltage increases, the duty of the PWM pulse to be generated increases at predetermined pulse calculation intervals.
  • FIG. 3C shows a PWM pulse generated by the pulse generation unit 230 of FIG. Based on the result of comparison between the modulated wave and the carrier wave, a PWM pulse is generated with a pulse width corresponding to the duty in FIG. 3 (b).
  • FIG. 3 (d) shows a PWM pulse whose phase is corrected by the pulse shift unit 250 of FIG. 1, and FIG. 3 (e) shows a fifth harmonic of the modulated wave.
  • the phase of the PWM pulse closest to the peak of the 5th harmonic of FIG. 3 (d) is shifted to the phase corresponding to the peak of the 5th harmonic.
  • a PWM pulse in the direction opposite to the peak of the 5th harmonic is generated so that the 5th harmonic is suppressed.
  • phase of the PWM pulse is adjusted to the peak of a harmonic of another order such as the 7th harmonic.
  • the phase may be corrected.
  • the phase of the PWM pulse may be shifted according to the phase corresponding to a plurality of orders, for example, both the 5th and 7th harmonics. In this way, it is possible to suppress harmonics of a plurality of orders at the same time.
  • FIG. 4A shows a trapezoidal wave-shaped modulated wave (U-phase component), that is, the modulated wave 3 of FIG. 2A and a carrier wave having a predetermined frequency.
  • FIG. 4B shows a PWM pulse (U-phase component) generated by the pulse generation unit 230 of FIG. 1 using the trapezoidal modulated wave and the carrier wave of FIG. 4A.
  • FIG. 4 (c) shows the third harmonic (U-phase component) in the trapezoidal modulated wave of FIG. 4 (a).
  • FIG. 4D shows a phase-corrected PWM pulse (U phase component) in which the phase of the PWM pulse of FIG. 4B is corrected by the pulse shift unit 250 of FIG. 4 (e) and 4 (f) show the 5th harmonic and the 7th harmonic (U phase component) in the trapezoidal modulated wave of FIG. 4A, respectively.
  • the PWM pulse before phase correction in FIG. 4B is output in the phase corresponding to the peak of the 3rd harmonic, and is not output in the phase corresponding to the 5th harmonic or the 7th harmonic.
  • the motor 300 is a three-phase AC motor, the third harmonic is canceled in the entire motor, and current ripple due to the third harmonic does not occur. Therefore, the current ripple generated when the motor 300 is driven by using the inverter 100 is greatly affected by the 5th and 7th harmonics.
  • the pulse shift unit 250 shifts the phase of the PWM pulse generated by the pulse generation unit 230 to the phase corresponding to the peak of the 5th harmonic or the 7th harmonic.
  • the phase of the PWM pulse changes as shown in FIGS. 4 (b) to 4 (d), and the PWM pulse is output at a position corresponding to both the 5th and 7th harmonics.
  • the current ripple can be reduced by suppressing both the 5th and 7th harmonics without changing the output voltage of the inverter 100.
  • the peak of the 5th harmonic and the peak of the 7th harmonic are located at positions that are out of phase by (180/10) degrees and (180/14) degrees in electrical angle with respect to the zero crossing point, respectively. appear. Therefore, the range of the phase shift amount ⁇ s corresponding to both the 5th harmonic and the 7th harmonic can be expressed by the following equation (2). (180 + ⁇ ) / 14 ⁇ ⁇ s ⁇ (180 + ⁇ ) / 10 (2)
  • the pulse shift unit 250 sets the phase shift amount ⁇ s within the range satisfying the equation (2). Then, the phase of the PWM pulse generated by the pulse generation unit 230 is shifted so that the PWM pulse is output with a phase deviated by the phase shift amount ⁇ s set from the zero cross point. As a result, the inverter control device 200 of the present embodiment can output the PWM pulse in the phase corresponding to both the 5th harmonic and the 7th harmonic to reduce the current ripple.
  • the phase of the PWM pulse generated by the pulse generation unit 230 so that the pulse shift unit 250 outputs the PWM pulse at the phase corresponding to the 5th harmonic and the phase corresponding to the 7th harmonic, respectively. May be corrected.
  • the pulse generation unit 230 in order to shift the phase of each of the two PWM pulses by making one of the two PWM pulses correspond to the 5th harmonic and the other corresponding to the 7th harmonic, the pulse generation unit 230 has at least 2 in the vicinity of zero cross. It is necessary to generate one PWM pulse.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the effect of suppressing harmonics by pulse correction in one embodiment of the present invention.
  • the broken line shows the harmonic current for each harmonic order of the PWM pulse before phase correction generated by the pulse generation unit 230
  • the solid line shows each harmonic order of the PWM pulse after phase correction by the pulse shift unit 250. Shows the harmonic current of.
  • the 5th harmonic current is 30%
  • the 7th harmonic current is 10%
  • the 11th harmonic is compared with the PWM pulse before the phase correction.
  • the current can be reduced up to 8% respectively.
  • the pulse shift is performed. It is preferable not to perform phase correction of the PWM pulse in the unit 250. For example, when the 5th and 7th harmonics are suppressed by correcting the phase so that the PWM pulse is output in the phase corresponding to both the 5th and 7th harmonics as described above. Will be described.
  • the pulse shift unit 250 is PWM. Do not perform pulse phase correction.
  • the upper limit shift amount ⁇ max at this time can be set according to the width of the mountain where the 5th harmonic and the 7th harmonic shown in FIGS. 4 (e) and 4 (f) overlap.
  • the 5th and 7th harmonics are suppressed by correcting the phase of the PWM pulse so that the PWM pulse is output in the phase corresponding to the 5th and 7th harmonics.
  • harmonics of other orders may be suppressed.
  • a PWM pulse is further output in the phase corresponding to both the 11th and 13th harmonics.
  • the phase of the PWM pulse is corrected. In this way, in addition to the 5th and 7th harmonics, the 11th and 13th harmonics can be suppressed, so that the current ripple can be further reduced.
  • FIG. 6A shows a part of the trapezoidal modulated wave generated by the modulated wave control unit 220 and the carrier waves Fc1 and Fc2 generated by the carrier wave generation unit 240, respectively.
  • FIG. 6B shows a PWM pulse generated by using the trapezoidal modulated wave and the carrier wave Fc1 of FIG. 6A.
  • FIG. 6 (c) shows a PWM pulse generated by using the trapezoidal modulated wave and the carrier wave Fc2 of FIG. 6 (a).
  • the carrier frequency that is, the frequency of the pulse period in the carrier wave is set according to the modulation factor so that the intersection of the modulated wave and the carrier wave occurs in the slope section even at a high modulation factor. adjust.
  • the carrier wave generation unit 240 generates a carrier wave Fc2 having a pulse period frequency higher than that of the carrier wave Fc1.
  • the slope width of the trapezoidal modulated wave is made larger than the period of the carrier wave Fc2, and the intersection of the trapezoidal modulated wave and the carrier wave Fc2 is generated in the slope section. Therefore, as shown in FIG. 6 (c), a PWM pulse is input to the slope section. As a result, it is possible to smoothly control the inverter output voltage and reduce the current ripple.
  • FIG. 7 shows an example of the relationship between the modulation factor for each carrier frequency and the inverter loss in one embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 shows how much switching loss occurs in the inverter 100 when the modulation factor changes in each of the cases where the carrier frequencies are 6 kHz, 10 kHz, and 14 kHz.
  • the inverter loss for each carrier frequency is almost constant and does not change even if the modulation factor changes. Further, as the carrier frequency increases, the number of switchings increases, so that the inverter loss increases.
  • an overmodulation region having a modulation factor of 1.15 or more that is, a trapezoidal modulation region
  • the higher the modulation factor the closer the modulation wave approaches from the trapezoidal wave to the square wave, so that the number of switchings decreases, so that the inverter loss becomes smaller.
  • the degree of reduction in inverter loss at this time increases as the carrier frequency increases. Therefore, the higher the modulation factor, the smaller the difference in inverter loss for each carrier frequency. In other words, in the overmodulation region, the influence of the increase in carrier frequency on the inverter loss becomes small.
  • the frequency of the carrier wave generated by the carrier wave generation unit 240 is increased in the overmodulation region.
  • the number of PWM pulses in the slope section of the trapezoidal modulated wave can be increased and the current ripple can be reduced without increasing the inverter loss.
  • asynchronous PWM in synchronous PWM, PWM control using a trapezoidal modulated wave can be performed by the same method.
  • synchronous PWM unlike asynchronous PWM, the relationship between the phase of the modulated wave and the phase of the carrier signal is kept constant, and the period of the modulated wave is set to, for example, an integral multiple of the period of the carrier signal.
  • the pulse shift unit 250 uses the pulse shift unit 250 to generate a modulated wave in a region near the zero cross including the zero cross point of the modulated wave regardless of whether the PWM control method is asynchronous PWM or synchronous PWM.
  • the phase of the PWM pulse is corrected so that the PWM pulse is output in the phase corresponding to the harmonic of a predetermined order.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of an electric power steering device to which the inverter control device 200 shown in the embodiment of the present invention is applied.
  • the electric actuator of the electric power steering is composed of a torque transmission mechanism 902, a motor 300, an inverter 100, and an inverter control device 200.
  • the electric power steering device includes an electric actuator, a steering wheel (steering) 900, a steering detector 901, and an operation amount commander 903, and the operating force of the steering wheel 900 steered by the driver is torque-assisted by using the electric actuator.
  • the torque command ⁇ * of the electric actuator is created by the operation amount commander 903 as a steering assist torque command of the steering wheel 900.
  • the steering force of the driver is reduced by using the output of the electric actuator driven by the torque command ⁇ *.
  • the inverter control device 200 receives a torque command ⁇ * as an input command, controls the operation of the inverter 100 so as to follow the torque command value from the torque constant of the motor 300 and the torque command ⁇ *, and the current flowing through the motor 300. To control.
  • the motor output ⁇ m output from the output shaft directly connected to the rotor of the motor 300 transmits torque to the rack 910 of the steering device via a reduction mechanism such as a worm, a wheel or a planetary gear, or a torque transmission mechanism 902 using a hydraulic mechanism. To do.
  • a reduction mechanism such as a worm, a wheel or a planetary gear, or a torque transmission mechanism 902 using a hydraulic mechanism.
  • the steering force (operating force) of the driver's steering wheel 900 is reduced (assisted) by the electric force, and the steering angles of the wheels 920 and 921 are operated.
  • This assist amount is determined as follows. That is, the steering angle and steering torque are detected by the steering detector 901 incorporated in the steering shaft, and the torque command ⁇ * is calculated by the operation amount commander 903 in consideration of the state quantities such as the vehicle speed and the road surface condition.
  • the inverter control device 200 has an advantage that low vibration and low noise can be achieved by averaging the output voltage of the inverter 100 even when the motor 300 rotates at high speed.
  • FIG. 9 is a diagram showing an electric vehicle 600 to which the inverter control device 200 according to the present invention is applied.
  • the electric vehicle 600 has a power train to which the motor 300 is applied as a motor / generator.
  • a front wheel axle 601 is rotatably supported on the front portion of the electric vehicle 600, and front wheels 602 and 603 are provided at both ends of the front wheel axle 601.
  • a rear wheel axle 604 is rotatably supported at the rear portion of the electric vehicle 600, and rear wheels 605 and 606 are provided at both ends of the rear wheel axle 604.
  • a differential gear 611 which is a power distribution mechanism, is provided at the center of the front wheel axle 601 to distribute the rotational driving force transmitted from the engine 610 via the transmission 612 to the left and right front wheel axles 601. ing.
  • the engine 610 and the motor 300 are mechanically connected via a belt provided on the crankshaft of the engine 610 and between pulleys provided on the rotating shaft of the motor 300.
  • the rotational driving force of the motor 300 can be transmitted to the engine 610, and the rotational driving force of the engine 610 can be transmitted to the motor 300.
  • the motor 300 rotates the rotor by supplying the three-phase AC power output from the inverter 100 to the stator coil of the stator under the control of the inverter control device 200, and the rotational driving force corresponding to the three-phase AC power. Occurs.
  • the motor 300 while the motor 300 is controlled by the inverter control device 200 and operates as an electric motor, the motor 300 operates as a generator that generates three-phase AC power by rotating the rotor in response to the rotational driving force of the engine 610.
  • the inverter 100 is a power conversion device that converts DC power supplied from a high-voltage battery 622, which is a high-voltage (42V or 300V) power supply, into three-phase AC power, and is based on an operation command value and a magnetic pole position of a rotor. , Controls the three-phase alternating current flowing through the stator coil of the motor 300.
  • the three-phase AC power generated by the motor 300 is converted into DC power by the inverter 100 to charge the high-voltage battery 622.
  • the high-voltage battery 622 is electrically connected to the low-voltage battery 623 via a DC-DC converter 624.
  • the low-voltage battery 623 constitutes a low-voltage (14v) system power supply for the electric vehicle 600, and is used as a power source for a starter 625, a radio, a light, etc. that initially starts (cold start) the engine 610.
  • the inverter 100 drives the motor 300 to drive the engine. Restart 610.
  • the idle stop mode if the charge amount of the high-voltage battery 622 is insufficient or the engine 610 is not sufficiently warm, the engine 610 is not stopped and the operation is continued. Further, in the idle stop mode, it is necessary to secure a drive source for auxiliary machinery such as an air conditioner compressor that uses the engine 610 as a drive source. In this case, the motor 300 is driven to drive the accessories.
  • auxiliary machinery such as an air conditioner compressor that uses the engine 610 as a drive source.
  • the motor 300 is driven to assist the driving of the engine 610.
  • the engine 610 when the high-voltage battery 622 is in the charging mode that requires charging, the engine 610 generates the motor 300 to charge the high-voltage battery 622. That is, the motor 300 is regeneratively operated during braking or deceleration of the electric vehicle 600.
  • the electric vehicle 600 includes an inverter control device 200 that generates a PWM pulse for converting a DC voltage into an AC voltage based on a motor output request, and a motor 300 that converts the DC voltage into an AC voltage by the generated PWM pulse.
  • the inverter 100 for driving the DC voltage and the DC / DC converter 624 for boosting the DC voltage are provided.
  • the inverter control device 200 performs the trapezoidal wave modulation using the trapezoidal wave in the overmodulation region by the processing of the pulse shift unit 250 as described above, the inverter control device 200 generates the modulated wave in the region near the zero cross including the zero cross point of the modulated wave.
  • the PWM pulse is adjusted so as to reduce the harmonics of a predetermined order. As a result, it is possible to stably perform control for reducing the current ripple generated in the region near zero cross and adjusting the output voltage of the DC / DC converter 624 of the electric vehicle 600 to expand the output range of the inverter 100.
  • the inverter control device 200 of the present invention has a pulse generation unit 230 that generates a PWM pulse for controlling the inverter 100 by using a modulation factor based on a voltage command and a pulse period of a predetermined frequency, and a voltage command.
  • a pulse shift that corrects the phase of the PWM pulse so that the PWM pulse is output in the phase corresponding to the harmonic of the predetermined order of the modulated wave in the region near the zero cross including the zero cross point where the based modulated wave changes across 0.
  • a unit 250 is provided. Since this is done, the current ripple generated in the region near zero cross can be reduced. As a result, the motor can be stably controlled up to high speed rotation.
  • the pulse shift unit 250 has a pulse shift unit 250 when the difference between the phase of the PWM pulse generated by the pulse generation unit 230 and the phase corresponding to the harmonic is a predetermined upper limit shift amount ⁇ max or more. , It is preferable not to correct the phase of the PWM pulse. By doing so, it is possible to suppress overcompensation and reduce the error of the inverter output voltage with respect to the voltage command.
  • the upper limit shift amount ⁇ max is set according to the width of the mountain where the 5th and 7th harmonics of the modulated wave overlap. Since this is done, the upper limit shift amount ⁇ max can be appropriately set.
  • the pulse shift unit 250 outputs the PWM pulse in the phase corresponding to both the 5th harmonic and the 7th harmonic of the modulated wave, so that the phase of the PWM pulse is output. Can be corrected. In this way, the 5th and 7th harmonics, which have a large effect on the current ripple, can be effectively suppressed.
  • the pulse generation unit 230 can generate two or more PWM pulses in the region near zero cross.
  • the pulse shift unit 250 is PWM with a phase corresponding to both the 5th and 7th harmonics of the modulated wave and a phase corresponding to both the 11th and 13th harmonics of the modulated wave.
  • the phase of the PWM pulse can be corrected so that each pulse is output. In this way, in addition to the 5th and 7th harmonics, the 11th and 13th harmonics can be suppressed, so that the current ripple can be further reduced.
  • the pulse generation unit 230 can generate two or more PWM pulses in the region near zero cross.
  • the pulse shift 250 unit sets the phase of the PWM pulse so that the PWM pulse is output at the phase corresponding to the 5th harmonic of the modulated wave and the phase corresponding to the 7th harmonic of the modulated wave. It can also be corrected. In this way, the 5th and 7th harmonics, which have a large effect on the current ripple, can be suppressed more effectively, so that the current ripple can be further reduced.
  • the pulse shift unit 250 corrects the phase of the PWM pulse in the overmodulation region where the modulated wave becomes a trapezoidal wave. As a result, the current ripple can be effectively reduced in the overmodulation region where harmonics are generated and the current ripple increases.
  • the inverter control device 200 of the present invention further includes a carrier wave generation unit 240 that generates a carrier wave having a pulse period of a predetermined frequency.
  • the carrier wave generation unit 240 raises the frequency of the carrier wave in the overmodulation region. Specifically, the frequency of the carrier wave is adjusted so that the slope width of the trapezoidal wave is larger than the period of the carrier wave. Since this is done, it is possible to smoothly control the inverter output voltage and reduce the current ripple in the overmodulation region where the error of the inverter output voltage with respect to the voltage command becomes large and the current ripple increases.
  • the pulse shift unit 250 corrects the phase of the PWM pulse so that the PWM pulse is output in a phase deviated from the zero cross point by a predetermined phase shift amount ⁇ s.
  • the phase shift amount ⁇ s at this time is a value of ((180- ⁇ ) / 14) degrees or more and ((180 + ⁇ ) / 10) degrees or less in terms of electrical angle. Since this is done, the PWM pulse can be output in accordance with the peak of the 5th harmonic and the peak of the 7th harmonic. As a result, it is possible to effectively suppress the 5th and 7th harmonics, which have a large effect on the current ripple, and reduce the current ripple.
  • the electric vehicle 600 of one embodiment is a hybrid vehicle
  • the same effect can be obtained in the case of a plug-in hybrid vehicle, an electric vehicle, or the like.
  • the inverter control device alone has been described, but if the inverter control device has the above-mentioned function, the inverter device and the inverter are integrated, or the inverter device and the motor are integrated.
  • the present invention can also be applied to an inverter drive system.

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Abstract

インバータ制御装置２００は、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する電流制御部２１０と、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）に基づく変調波を生成する変調波制御部２２０と、変調波と所定周波数のキャリア波とを用いて、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルスを生成するパルス生成部２３０と、変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、変調波の所定次数の高調波に対応する位相でＰＷＭパルスが出力されるように、ＰＷＭパルスの位相を補正するパルスシフト部２５０とを備える。

Description

インバータ制御装置
　本発明は、インバータ制御装置に関する。
　ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりインバータの駆動を制御してモータを回転駆動させるインバータ制御装置が広く利用されている。こうしたインバータ制御装置において、モータの高回転化のため、インバータの出力電圧指令がインバータの最大出力レベル（正弦波）を上回る過変調モードで動作させる技術が知られている。
　インバータ制御装置を過変調モードで動作させると、インバータの出力において高調波が発生し電流リプルが増大するため、モータの騒音や振動が発生する。そのため、過変調モード時でも高調波を抑制し、電流リプルを低減する技術が求められている。
　過変調モード時の電流リプルの低減に関して、特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の上辺における所定のタイミングでＰＷＭパルスのパルス幅を変化させるインバータ装置が記載されている。
特開２０１８－１３３９３５号公報
　特許文献１の技術では、台形波が０を跨いで変化するゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、高調波を適切に抑制することができず、電流リプルが発生してしまう可能性がある。
　本発明によるインバータ制御装置は、電圧指令に基づく変調率と所定周波数のパルス周期とを用いて、インバータを制御するためのＰＷＭパルスを生成するパルス生成部と、前記電圧指令に基づく変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、前記変調波の所定次数の高調波に対応する位相で前記ＰＷＭパルスが出力されるように、前記ＰＷＭパルスの位相を補正するパルスシフト部と、を備える。
　本発明によれば、ゼロクロス近傍領域において発生する電流リプルを低減することができる。
本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ装置の構成を示すブロック図。 一実施形態における変調波を示す波形図。 一実施形態におけるパルス補正の説明図。 一実施形態におけるパルス生成およびパルス補正を示す波形図。 一実施形態におけるパルス補正による高調波の抑制効果を説明する図。 一実施形態におけるキャリア周波数の調整を説明する図。 一実施形態におけるキャリア周波数ごとの変調率とインバータ損失との関係の一例を示す図。 インバータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図。 インバータ制御装置が適用された電動車両の構成図。
　本発明は、ＰＷＭ制御でインバータの制御を行うインバータ制御装置であって、変調率が所定値以上の過変調領域において、例えば正弦波を台形状に変化させた台形波を変調波に用いた台形波変調を行う際に、所定次数の高調波に対応する位相でＰＷＭパルスを出力することで、高調波による電流リプルを低減しつつ、インバータを高出力化させるインバータ制御装置を提供するものである。以下、本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。
　図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置２００を有するモータ装置１の構成を示すブロック図である。モータ装置１は、バッテリ２と接続されており、インバータ１００、インバータ制御装置２００およびモータ３００を有している。
　バッテリ２は、インバータ１００の直流電圧源である。バッテリ２の直流電圧ＤＣＶは、インバータ１００によって可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換され、モータ３００に印加される。
　モータ３００は、３相交流電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には、インバータ１００からモータ３００に印加される３相交流電圧の位相をモータ３００の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ３２０が取り付けられている。ここで、回転位置センサ３２０には、例えば鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲセンサやホール素子を用いて回転位置センサ３２０を構成してもよい。
　インバータ制御装置２００は、電流制御部２１０、変調波制御部２２０、パルス生成部２３０、キャリア波生成部２４０、パルスシフト部２５０、ドライブ信号生成部２６０、回転位置検出部２７０、および電流検出部２８０を有している。
　回転位置検出部２７０は、回転位置センサ３２０の出力信号に基づいて、モータ３００におけるロータの回転位置θを検出する。
　電流検出部２８０は、モータ３００に流れる３相の電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を電流センサＩｃｔから取得し、回転位置検出部２７０で検出された回転位置θに基づいてこれらの電流検出値を３相／２相変換することで、ｄｑ軸の電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を求める。
　インバータ制御装置２００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有している。電流制御部２１０は、電流検出部２８０により検出された電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、不図示の上位制御器から入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する。
　変調波制御部２２０は、電流制御部２１０で求められた電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を回転角度θに基づき２相／３相変換することで、３相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を生成する。そして、３相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）とバッテリ２の直流電圧ＤＣＶとに基づいて変調率を設定し、設定した変調率に応じた変調波を生成する。
　キャリア波生成部２４０は、所定周波数のパルス周期のキャリア波を生成する。なお、キャリア波生成部２４０が生成するキャリア波の周波数は、後述するように、変調波制御部２２０により設定された変調率に応じて調整される。
　パルス生成部２３０は、変調波制御部２２０により生成された変調波と、キャリア波生成部２４０により生成されたキャリア周波数とを用いて、パルス幅変調（ＰＷＭ）を実施し、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルスを生成する。
　パルスシフト部２５０は、パルス生成部２３０により生成されたＰＷＭパルスの位相を補正（シフト）することで、変調波のゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、変調波の所定次数の高調波を低減するように、ＰＷＭパルスを調整する。なお、変調波のゼロクロス点とは、変調波が０を跨いで変化する点である。パルスシフト部２５０によるＰＷＭパルスの調整方法の詳細については後述する。
　ドライブ信号生成部２６０は、パルスシフト部２５０により位相補正されたＰＷＭパルスをドライブ信号ＤＲに変換し、インバータ１００に出力する。インバータ１００は、３相交流電圧の各相に対応して複数の半導体スイッチ素子を有しており、各半導体スイッチ素子はドライブ信号ＤＲによりオン／オフ制御される。これにより、インバータ制御装置２００の制御に応じてインバータ１００の出力電圧が調整される。
　なお上記では、上位制御器からの電流指令に応じてモータ３００の電流を制御する場合のモータ装置１の構成例を図１により説明したが、他の制御方法を採用する場合でも、図１の構成を適用可能である。例えば、モータ３００の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように、電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ３００の出力トルクを制御する場合には、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を作成する。
　次に、図２を用いて、本発明の一実施形態における変調波を示す波形図について説明する。
　図２（ａ）は、変調信号波形とキャリア信号波形の例を示している。変調信号波形では、変調率が比較的低い変調信号（変調波１）と、正弦波変調できる最大の変調波（変調波２）と、正弦波変調を直線近似した台形状の変調波（変調波３）と、インバータ出力が最大となる矩形波状態となる変調波（変調波４）との各波形を示している。キャリア信号波形では、変調波信号と大小比較してＰＷＭパルスを生成する三角波のキャリア信号の波形を示している。
　図２（ｂ）は、変調波２のときのＰＷＭパルス信号を示し、図２（ｃ）は、変調波３のときのＰＷＭパルス信号を示す。図２（ｃ）では、電気角度３０～１５０度の区間でほぼ１００％のＰＷＭパルスが連続してオンである。図２（ｄ）は、変調波４のＰＷＭパルス信号を示す。このＰＷＭパルス信号は、電気角度０～１８０度の全区間でオンである。
　それぞれの変調波は、３相電圧指令（Ｖｕc，Ｖｖc、Ｖｗc）の１相分の変調波Ｈ(θ)と等価であり、デッドタイムを無視すればＵ相の変調波Ｈｕ(θ)＝Ｖｕｃ／（ＤＣＶ／２）にほぼ等しい。インバータ出力が飽和しない変調率＝１となる時の正弦波の実効値を１とすれば、第３高調波を重畳した変調波Ｈ(θ)に含まれる基本波成分は１．１５倍（１１５％）である（変調波２）。すなわち、変調率が１．１５となる電圧指令まではインバータ出力は飽和しない。
　図２に示すように、第３高調波を重畳させた変調波Ｈ(θ)は、ゼロクロス付近で直線近似することができる。また、変調率が大きくなるほど、変調波Ｈ(θ)は変調波２のような形状から変調波３のような台形波に近づいていく。そのため、変調率が所定値以上、例えば１．１５以上の領域では、変調波３のような台形波を用いることで演算によるＰＷＭパルスの生成が可能となる。これにより、マイコン等を用いたＰＷＭ変調処理を簡素化できると同時に、変調波Ｈ(θ)とキャリア信号が非同期であることに起因するＰＷＭパルスの電圧誤差を制御することが可能となる。
　なお、変調波２のときを考えれば変調波のゼロクロスを中心に電気角度で±３０度の角度区間を直線近似することができるが、飽和付近の電圧誤差を考慮すれば電気角度で±３５度の角度区間とするのが好ましい。
　台形波変調を用いたＰＷＭパルス演算では、ゼロクロス付近の直線近似できる区間の変調波の傾きＡは、電圧指令値に応じた変調率に比例し、変調波は角度位置θに比例する。
例えば、ゼロクロス付近の角度をθ’とし、θ’を－３０≦θ’≦３０とすると、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ’）は式（１）で表すことができる。
　Ｈ（θ’）＝Ａ・θ’　　　（１）
　すなわち、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ）は、変調率の代わりに変調波の傾きＡを用いて表すことができるので、ゼロクロス付近のインバータ出力パルス、すなわちＰＷＭパルスは、変調波の傾きＡから決定することができる。
　なお、｜Ｈ(θ)｜＜｜Ａ・θ｜となる条件で、０＜θ＜１８０であれば１００％、１８０＜θ＜３６０であれば０％としてインバータ出力パルスを決定すれば良い。
　次に、図３を用いて、本発明の一実施形態におけるパルス補正について説明する。
　図３（ａ）は、ゼロクロス点を含む変調波の一部を規格化した出力電圧波形を示している。規格化出力電圧は、０から１まで変化する。
　図３（ｂ）は、ＰＷＭパルスのデューティを示している。規格化出力電圧の増加に応じて、所定のパルス演算間隔ごとに生成すべきＰＷＭパルスのデューティが増加する。
　図３（ｃ）は、図１のパルス生成部２３０により生成されるＰＷＭパルスを表している。変調波とキャリア波との比較結果に基づき、図３（ｂ）のデューティに応じたパルス幅でＰＷＭパルスが生成される。
　図３（ｄ）は、図１のパルスシフト部２５０により位相を補正されたＰＷＭパルスを表し、図３（ｅ）は、変調波の５次高調波を表している。図３（ｃ）のＰＷＭパルスのうち図３（ｄ）の５次高調波のピークに最も近いＰＷＭパルスの位相を、５次高調波のピークに対応する位相にシフトする。これにより、５次高調波のピークと逆向きのＰＷＭパルスを生成して５次高調波が抑制されるようにする。
　なお、図３ではＰＷＭパルスの位相を５次高調波のピークに対応する位相にシフトする例を説明したが、例えば７次高調波など、他の次数の高調波のピークに合わせてＰＷＭパルスの位相を補正してもよい。また、複数の次数、例えば５次高調波と７次高調波の両方に対応する位相に合わせて、ＰＷＭパルスの位相をシフトしてもよい。このようにすれば、複数の次数の高調波を同時に抑制することが可能となる。
　次に、図４を用いて、本発明の一実施形態におけるパルス生成およびパルス補正を示す波形図について説明する。
　図４（ａ）は、台形波状の変調波（Ｕ相分）、すなわち図２（ａ）の変調波３と、所定周波数のキャリア波とを示している。図４（ｂ）は、図４（ａ）の台形変調波およびキャリア波を用いて、図１のパルス生成部２３０により生成されるＰＷＭパルス（Ｕ相分）を示している。図４（ｃ）は、図４（ａ）の台形変調波における３次高調波（Ｕ相分）を示している。図４（ｄ）は、図１のパルスシフト部２５０により、図４（ｂ）のＰＷＭパルスの位相が補正された位相補正後のＰＷＭパルス（Ｕ相分）を示している。図４（ｅ）、（ｆ）は、図４（ａ）の台形変調波における５次高調波、７次高調波（Ｕ相分）をそれぞれ示している。
　図４（ｂ）の位相補正前のＰＷＭパルスは、３次高調波のピークに対応する位相において出力されており、５次高調波や７次高調波に対応する位相では出力されていない。ここで、モータ３００は３相交流モータであることから、モータ全体では３次高調波がキャンセルされ、３次高調波による電流リプルは生じない。そのため、インバータ１００を用いてモータ３００を駆動させる際に発生する電流リプルは、５次高調波や７次高調波による影響が大きい。
　そこで本実施形態では、パルス生成部２３０により生成されたＰＷＭパルスの位相を、５次高調波や７次高調波のピークに対応する位相へと、パルスシフト部２５０によってシフトさせる。これにより、ＰＷＭパルスの位相が図４（ｂ）から図４（ｄ）のように変化し、５次高調波および７次高調波の両方に対応する位置でＰＷＭパルスが出力されることで、インバータ１００の出力電圧を変えずに、５次高調波と７次高調波を共に抑制して電流リプルを低減することができるようにしている。
　具体的には、５次高調波のピークと７次高調波のピークは、ゼロクロス点を基準として、電気角で（１８０／１０）度、（１８０／１４）度だけ位相がずれた位置にそれぞれ現れる。そのため、５次高調波および７次高調波の両方に対応する位相シフト量θｓの範囲は、以下の式（２）で表すことができる。
　（１８０＋α）／１４≦θｓ≦（１８０＋α）／１０　　　（２）
　本実施形態では、パルスシフト部２５０において、式（２）を満たす範囲内で位相シフト量θｓを設定する。そして、ゼロクロス点から設定した位相シフト量θｓだけずれた位相でＰＷＭパルスが出力されるように、パルス生成部２３０で生成されたＰＷＭパルスの位相をシフトする。これにより、本実施形態のインバータ制御装置２００は、５次高調波および７次高調波の両方に対応する位相でＰＷＭパルスを出力し、電流リプルの低減を図ることができる。なお、式（２）において、αはパルス演算間隔に応じて任意の値を設定可能であり、例えばα＝（４５／２）度とすることが好ましい。
　あるいは、パルスシフト部２５０において、５次高調波に対応する位相と、７次高調波に対応する位相とでＰＷＭパルスがそれぞれ出力されるように、パルス生成部２３０で生成されたＰＷＭパルスの位相を補正してもよい。ただしこの場合、２つのＰＷＭパルスの一方を５次高調波に対応させ、他方を７次高調波に対応させて、それぞれの位相をシフトするために、パルス生成部２３０では、ゼロクロス付近で少なくとも２つのＰＷＭパルスを生成する必要がある。
　図５は、本発明の一実施形態におけるパルス補正による高調波の抑制効果を説明する図である。図５において、破線はパルス生成部２３０により生成された位相補正前のＰＷＭパルスによる高調波次数ごとの高調波電流を示し、実線はパルスシフト部２５０による位相補正後のＰＷＭパルスによる高調波次数ごとの高調波電流を示している。図５に示すように、位相補正後のＰＷＭパルスを用いることで、位相補正前のＰＷＭパルスと比べて、５次高調波電流を３０％、７次高調波電流を１０％、１１次高調波電流を８％までそれぞれ低減することができる。
　なお、本実施形態では過補償を抑制するために、パルス生成部２３０で生成されたＰＷＭパルスの位相と、抑制対象とする高調波に対応する位相との差が所定値以上のときには、パルスシフト部２５０においてＰＷＭパルスの位相補正を行わないようにすることが好ましい。例えば、前述のように５次高調波および７次高調波の両方に対応する位相でＰＷＭパルスが出力されるように位相を補正することで、５次高調波と７次高調波を抑制する場合について説明する。この場合、位相補正前のＰＷＭパルスの位相と、５次高調波および７次高調波のピークに対応する位相との差が、所定の上限シフト量θｍａｘ以上であれば、パルスシフト部２５０はＰＷＭパルスの位相補正を行わないようにする。このときの上限シフト量θｍａｘは、図４（ｅ）、（ｆ）で示した５次高調波と７次高調波とが重なる山の幅に応じて設定することができる。
　また、上記では５次高調波と７次高調波に対応する位相でＰＷＭパルスが出力されるようにＰＷＭパルスの位相を補正することで、５次高調波と７次高調波を抑制する例を説明したが、他の次数の高調波を抑制してもよい。例えば、パルスシフト部２５０において、５次高調波および７次高調波の両方に対応する位相に加えて、１１次高調波および１３次高調波の両方に対応する位相でもさらにＰＷＭパルスが出力されるように、ＰＷＭパルスの位相を補正する。このようにすれば、５次高調波と７次高調波に加えて、１１次高調波と１３次高調波についても抑制することができるため、さらなる電流リプルの低減を図ることが可能となる。
　次に、図６を用いて、本発明の一実施形態におけるキャリア周波数の調整について説明する。
　図６（ａ）は、変調波制御部２２０により生成される台形変調波の一部と、キャリア波生成部２４０によりそれぞれ生成されるキャリア波Ｆｃ１およびＦｃ２とを示している。
図６（ｂ）は、図６（ａ）の台形変調波とキャリア波Ｆｃ１を用いて生成されるＰＷＭパルスを示している。図６（ｃ）は、図６（ａ）の台形変調波とキャリア波Ｆｃ２を用いて生成されるＰＷＭパルスを示している。
　変調率が大きくなって台形変調波のスロープ区間が短くなると、図６（ａ）のキャリア波Ｆｃ１のように、スロープ区間内に変調波とキャリア波の交点が存在しない場合が生じる。この場合、図６（ｂ）に示すように、スロープ区間においてＰＷＭパルスが消失し、矩形波状のＰＷＭパルスとなる。その結果、電圧指令に対するインバータ出力電圧の誤差が大きくなり、電流リプルも増大する。
　そこで本実施形態では、キャリア波生成部２４０において、高い変調率でもスロープ区間内に変調波とキャリア波の交点が生じるように、変調率に応じてキャリア周波数、すなわちキャリア波におけるパルス周期の周波数を調整する。具体的には、例えばキャリア波生成部２４０は、キャリア波Ｆｃ１よりもパルス周期の周波数が高いキャリア波Ｆｃ２を生成する。これにより、図６（ａ）に示すように、台形変調波のスロープ幅がキャリア波Ｆｃ２の周期よりも大きくなるようにして、スロープ区間内に台形変調波とキャリア波Ｆｃ２の交点を生じさせることができるため、図６（ｃ）に示すように、スロープ区間にＰＷＭパルスが入るようになる。その結果、インバータ出力電圧を滑らかに制御して、電流リプルを低減することが可能となる。
　図７は、本発明の一実施形態におけるキャリア周波数ごとの変調率とインバータ損失との関係の一例を示している。図７では、キャリア周波数が６ｋＨｚ，１０ｋＨｚ，１４ｋＨｚの各場合について、変調率が変化したときにインバータ１００においてどの程度のスイッチング損失が発生するかを示している。
　図７に示すように、変調率が１．１５未満の通常変調領域では、変調率が変化してもキャリア周波数ごとのインバータ損失はほぼ一定で変化しない。また、キャリア周波数が高くなるほど、スイッチング回数が増加するため、インバータ損失が大きくなる。一方、変調率が１．１５以上の過変調領域、すなわち台形変調領域では、変調率が高くなるほど変調波が台形波から矩形波に近づくことでスイッチング回数が減少するため、インバータ損失が小さくなる。このときのインバータ損失の減少度合いは、キャリア周波数が高いほど大きくなる。そのため、変調率が高くなるほど、キャリア周波数ごとのインバータ損失の差が小さくなる。換言すると、過変調領域では、キャリア周波数の増加によるインバータ損失への影響が小さくなる。
　そこで本実施形態では、過変調領域ではキャリア波生成部２４０において生成するキャリア波の周波数を上昇させる。これにより、インバータ損失を増大させることなく、台形変調波のスロープ区間におけるＰＷＭパルス数を増加させて、電流リプルを低減することができる。
　なお、上記の説明では非同期ＰＷＭの場合を例としたが、同期ＰＷＭでも同様の手法により、台形変調波を用いたＰＷＭ制御を行うことができる。同期ＰＷＭでは非同期ＰＷＭとは異なり、変調波の位相とキャリア信号の位相との関係が一定に保たれており、変調波の周期は例えばキャリア信号の周期の整数倍に設定されている。この点以外は、同期ＰＷＭでも非同期ＰＷＭでも同様である。
　以上説明したように、本発明の一実施形態では、パルスシフト部２５０により、ＰＷＭ制御の方式が非同期ＰＷＭか同期ＰＷＭかに関わらず、変調波のゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、変調波の所定次数の高調波に対応する位相でＰＷＭパルスが出力されるようにＰＷＭパルスの位相を補正する。その結果、インバータ１００の出力電圧を変えずに、任意の次数の高調波を低減して電流リプルを低減させることができる。
　次に、図８を用いて、本発明の一実施形態に示したインバータ制御装置２００を適用した電動パワーステアリング装置の構成について説明する。
　図８は、本発明の一実施形態に示したインバータ制御装置２００を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。
　電動パワーステアリングの電動アクチュエータは、図８に示すように、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、インバータ１００と、インバータ制御装置２００から構成される。電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。
　電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令として操作量指令器９０３にて作成される。トルク指令τ＊により駆動される電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力が軽減される。インバータ制御装置２００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するように、インバータ１００の動作を制御してモータ３００に流れる電流を制御する。
　モータ３００のロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達する。ラック９１０に伝達されたトルクにより、運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）が電動力にて軽減（アシスト）され、車輪９２０，９２１の操舵角が操作される。
　このアシスト量は次のようにして決定される。すなわち、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクが検出され、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊が算出される。
　本発明の一実施形態によるインバータ制御装置２００は、モータ３００が高速回転した場合にも、インバータ１００の出力電圧の平均化により、低振動・低騒音化できる利点がある。
　図９は、本発明によるインバータ制御装置２００が適用された電動車両６００を示す図である。電動車両６００は、モータ３００をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。
　電動車両６００のフロント部には、前輪車軸６０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸６０１の両端には、前輪６０２，６０３が設けられている。電動車両６００のリア部には、後輪車軸６０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸６０４の両端には後輪６０５，６０６が設けられている。
　前輪車軸６０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア６１１が設けられており、エンジン６１０から変速機６１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸６０１に分配するようになっている。エンジン６１０とモータ３００とは、エンジン６１０のクランクシャフトに設けられたとモータ３００の回転軸に設けられたプーリーの間に架け渡されたベルトを介して機械的に連結されている。
　これにより、モータ３００の回転駆動力がエンジン６１０に、エンジン６１０の回転駆動力がモータ３００にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ３００は、インバータ制御装置２００の制御に応じてインバータ１００から出力された３相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、３相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
　すなわち、モータ３００は、インバータ制御装置２００によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン６１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、３相交流電力を発生する発電機として動作する。
　インバータ１００は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ６２２から供給された直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置とに基づいて、モータ３００のステータコイルに流れる３相交流電流を制御する。
　モータ３００によって発電された３相交流電力は、インバータ１００によって直流電力に変換されて高圧バッテリ６２２を充電する。高圧バッテリ６２２にはＤＣ－ＤＣコンバータ６２４を介して低圧バッテリ６２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ６２３は、電動車両６００の低電圧（１４ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン６１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ６２５，ラジオ，ライトなどの電源に用いられている。
　電動車両６００が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン６１０を停止させ、再発車時にエンジン６１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ１００でモータ３００を駆動し、エンジン６１０を再始動させる。
　なお、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ６２２の充電量が不足している場合や、エンジン６１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン６１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン６１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ３００を駆動させて補機類を駆動する。
　加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ３００を駆動させてエンジン６１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ６２２の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン６１０によってモータ３００を発電させて高圧バッテリ６２２を充電する。すなわち、モータ３００は、電動車両６００の制動時や減速時などでは回生運転される。
　電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するインバータ制御装置２００と、生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ１００と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備えている。インバータ制御装置２００は、前述したようなパルスシフト部２５０の処理により、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、変調波のゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、変調波の所定次数の高調波を低減するように、ＰＷＭパルスを調整する。これにより、ゼロクロス近傍領域において発生する電流リプルを低減し、電動車両６００のＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧を調整してインバータ１００の出力範囲を拡大する制御を安定的に行うことができる。
　以上説明した本発明によるインバータ制御装置によれば、以下のような作用効果を奏する。
（１）本発明のインバータ制御装置２００は、電圧指令に基づく変調率と所定周波数のパルス周期とを用いて、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルスを生成するパルス生成部２３０と、電圧指令に基づく変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、変調波の所定次数の高調波に対応する位相でＰＷＭパルスが出力されるように、ＰＷＭパルスの位相を補正するパルスシフト部２５０とを備える。このようにしたので、ゼロクロス近傍領域において発生する電流リプルを低減することができる。その結果、モータを高速回転まで安定して制御することができる。
（２）本発明のインバータ制御装置２００において、パルスシフト部２５０は、パルス生成部２３０が生成したＰＷＭパルスの位相と、高調波に対応する位相との差が所定の上限シフト量θｍａｘ以上のときには、ＰＷＭパルスの位相を補正しないことが好ましい。このようにすれば、過補償を抑制し、電圧指令に対するインバータ出力電圧の誤差を低減することができる。
（３）本発明のインバータ制御装置２００において、上記の上限シフト量θｍａｘは、変調波の５次高調波と７次高調波とが重なる山の幅に応じて設定される。このようにしたので、上限シフト量θｍａｘを適切に設定することができる。
（４）本発明のインバータ制御装置２００において、パルスシフト部２５０は、変調波の５次高調波および７次高調波の両方に対応する位相でＰＷＭパルスが出力されるように、ＰＷＭパルスの位相を補正することができる。このようにすれば、電流リプルへの影響が大きい５次高調波および７次高調波を効果的に抑制することができる。
（５）本発明のインバータ制御装置２００において、パルス生成部２３０は、ゼロクロス近傍領域においてＰＷＭパルスを２つ以上生成することができる。この場合、パルスシフト部２５０は、変調波の５次高調波および７次高調波の両方に対応する位相と、変調波の１１次高調波および１３次高調波の両方に対応する位相とでＰＷＭパルスがそれぞれ出力されるように、ＰＷＭパルスの位相を補正することができる。このようにすれば、５次高調波および７次高調波に加えて、１１次高調波と１３次高調波についても抑制することができるため、さらなる電流リプルの低減を図ることが可能となる。
（６）本発明のインバータ制御装置２００において、パルス生成部２３０は、ゼロクロス近傍領域においてＰＷＭパルスを２つ以上生成することができる。この場合、パルスシフト２５０部は、変調波の５次高調波に対応する位相と、変調波の７次高調波に対応する位相とでＰＷＭパルスがそれぞれ出力されるように、ＰＷＭパルスの位相を補正することもできる。このようにすれば、電流リプルへの影響が大きい５次高調波および７次高調波をより効果的に抑制することができるため、さらなる電流リプルの低減を図ることが可能となる。
（７）本発明のインバータ制御装置２００において、パルスシフト部２５０は、変調波が台形波となる過変調領域においてＰＷＭパルスの位相を補正する。このようにしたので、高調波が発生して電流リプルが増大する過変調領域において、電流リプルを効果的に低減することができる。
（８）本発明のインバータ制御装置２００は、所定周波数のパルス周期のキャリア波を生成するキャリア波生成部２４０をさらに備える。キャリア波生成部２４０は、過変調領域においてキャリア波の周波数を上昇させる。具体的には、台形波のスロープ幅がキャリア波の周期よりも大きくなるように、キャリア波の周波数を調整する。このようにしたので、電圧指令に対するインバータ出力電圧の誤差が大きくなって電流リプルが増大する過変調領域において、インバータ出力電圧を滑らかに制御し、電流リプルを低減することが可能となる。
（９）本発明のインバータ制御装置２００において、パルスシフト部２５０は、ゼロクロス点から所定の位相シフト量θｓだけずれた位相でＰＷＭパルスが出力されるように、ＰＷＭパルスの位相を補正する。このときの位相シフト量θｓは、電気角で（（１８０－α）／１４）度以上、（（１８０＋α）／１０）度以下の値である。このようにしたので、５次高調波のピークと７次高調波のピークに合わせてＰＷＭパルスを出力することができる。その結果、電流リプルへの影響が大きい５次高調波および７次高調波を効果的に抑制し、電流リプルの低減を図ることが可能となる。
　なお、一実施形態の電動車両６００はハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。
　また、上述の実施形態では、インバータ制御装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータとが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータとが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。
　なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
　　１…モータ装置
　　２…バッテリ
１００…インバータ
２００…インバータ制御装置
２１０…電流制御部
２２０…変調波制御部
２３０…パルス生成部
２４０…キャリア波生成部
２５０…パルスシフト部
２６０…ドライブ信号生成部
２７０…回転位置検出部
２８０…電流検出部
３００…モータ
３２０…回転位置センサ
６００…電動車両

Claims (10)

  1. 　電圧指令に基づく変調率と所定周波数のパルス周期とを用いて、インバータを制御するためのＰＷＭパルスを生成するパルス生成部と、
    　前記電圧指令に基づく変調波が０を跨いで変化するゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、前記変調波の所定次数の高調波に対応する位相で前記ＰＷＭパルスが出力されるように、前記ＰＷＭパルスの位相を補正するパルスシフト部と、を備えるインバータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスシフト部は、前記パルス生成部が生成した前記ＰＷＭパルスの位相と、前記高調波に対応する位相との差が所定値以上のときには、前記ＰＷＭパルスの位相を補正しないインバータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のインバータ制御装置において、
    　前記所定値は、前記変調波の５次高調波と７次高調波とが重なる山の幅に応じて設定されるインバータ制御装置。
  4. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスシフト部は、前記変調波の５次高調波および７次高調波の両方に対応する位相で前記ＰＷＭパルスが出力されるように、前記ＰＷＭパルスの位相を補正するインバータ制御装置。
  5. 　請求項４に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルス生成部は、前記ゼロクロス近傍領域において前記ＰＷＭパルスを２つ以上生成し、
    　前記パルスシフト部は、前記変調波の５次高調波および７次高調波の両方に対応する位相と、前記変調波の１１次高調波および１３次高調波の両方に対応する位相とで前記ＰＷＭパルスがそれぞれ出力されるように、前記ＰＷＭパルスの位相を補正するインバータ制御装置。
  6. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルス生成部は、前記ゼロクロス近傍領域において前記ＰＷＭパルスを２つ以上生成し、
    　前記パルスシフト部は、前記変調波の５次高調波に対応する位相と、前記変調波の７次高調波に対応する位相とで前記ＰＷＭパルスがそれぞれ出力されるように、前記ＰＷＭパルスの位相を補正するインバータ制御装置。
  7. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスシフト部は、前記変調波が台形波となる過変調領域において前記ＰＷＭパルスの位相を補正するインバータ制御装置。
  8. 　請求項７に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルス周期のキャリア波を生成するキャリア波生成部をさらに備え、
    　前記キャリア波生成部は、前記過変調領域において前記キャリア波の周波数を上昇させるインバータ制御装置。
  9. 　請求項８に記載のインバータ制御装置において、
    　前記キャリア波生成部は、前記台形波のスロープ幅が前記キャリア波の周期よりも大きくなるように、前記キャリア波の周波数を調整するインバータ制御装置。
  10. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記パルスシフト部は、前記ゼロクロス点から所定の位相シフト量だけずれた位相で前記ＰＷＭパルスが出力されるように、前記ＰＷＭパルスの位相を補正し、
    　前記位相シフト量は、電気角で（（１８０－α）／１４）度以上、（（１８０＋α）／１０）度以下の値であるインバータ制御装置。
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