WO2022244343A1 - モータ制御装置、機電一体ユニット、ハイブリッドシステム、電動パワーステアリングシステム、およびモータ制御方法 - Google Patents

モータ制御装置、機電一体ユニット、ハイブリッドシステム、電動パワーステアリングシステム、およびモータ制御方法 Download PDF

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WO2022244343A1
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motor
frequency
carrier wave
phase
carrier
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PCT/JP2022/005218
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貴哉 塚越
崇文 原
勝洋 星野
滋久 青柳
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日立Astemo株式会社
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    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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    • B60W20/00—Control systems specially adapted for hybrid vehicles
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    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device, an electromechanical integrated unit, a hybrid system, an electric power steering system, and a motor control method.
  • Permanent magnet synchronous motors do not require mechanical current commutation mechanisms such as brushes or commutators, are easy to maintain, and are compact, lightweight, and have high efficiency and power factor. Widespread.
  • a permanent magnet synchronous motor consists of a stator composed of armature coils and the like, and a rotor composed of permanent magnets, an iron core and the like.
  • An inverter converts a DC voltage supplied from a DC power source such as a battery into an AC voltage, and the AC voltage is used to supply an AC current to an armature coil of a permanent magnet synchronous motor, thereby generating an armature magnetic flux. Magnet torque generated by attraction and repulsion generated between the armature magnetic flux and the magnetic flux of the permanent magnet, and reluctance torque generated to minimize the magnetic resistance of the armature magnetic flux passing through the rotor, A permanent magnet synchronous motor is driven.
  • electromagnetic forces are generated by armature magnetic flux and magnet magnetic flux in the direction of rotation of the motor (circumferential direction) and in the direction perpendicular to the rotation axis of the motor (radial direction).
  • the above torque is obtained by integrating the electromagnetic force in the circumferential direction, and includes torque fluctuation (torque pulsation) caused by the structure of the magnetic circuit of the motor.
  • the electromagnetic force generated in the radial direction of the motor acts as an excitation force (electromagnetic excitation force) that deforms and vibrates the stator and case of the motor.
  • a speed reducer consisting of multiple gears may be attached to the motor.
  • vibration is generated according to the meshing frequency determined by the number of teeth of the gear. Therefore, depending on the rotation speed of the motor, the electromagnetic excitation force or torque pulsation generated in the motor and the vibration generated in the speed reducer may overlap, resulting in large vibration and noise.
  • Patent Document 1 discloses that the output fundamental frequency of a frequency conversion device configured by a converter and an inverter and supplying AC power to an electric motor and the meshing fundamental frequency of a gear reducer that reduces the rotation of the electric motor are set so as not to coincide with each other. A technique for avoiding these resonances is disclosed by setting .
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to effectively suppress vibration and noise generated when a motor and a speed reducer are combined.
  • a motor control device is connected to a power converter that performs power conversion from DC power to AC power, and is driven using the AC power to generate rotational driving force, which is output via a reduction gear. It controls the driving of the motor, and includes a carrier wave generation section that generates a carrier wave, a carrier wave frequency adjustment section that adjusts the frequency of the carrier wave, and a voltage command corresponding to the torque command using the carrier wave for pulse width modulation. and a gate signal generation unit that generates a gate signal for controlling the operation of the power converter, and the carrier wave frequency adjustment unit adjusts the voltage based on the torque command and the rotation speed of the AC motor.
  • the frequency of the carrier wave is changed by changing the phase difference between the command and the carrier wave so that the difference between the meshing frequency of the speed reducer and the harmonic component of the fundamental current corresponding to the voltage command is within a predetermined range. to adjust.
  • the electromechanical integrated unit according to the present invention includes the motor control device, the power converter connected to the motor control device, the AC motor driven by the power converter, and transmitting the rotational driving force of the AC motor.
  • the AC motor, the power converter, and the speed reducer have an integral structure.
  • a hybrid system according to the present invention includes the motor control device, the power converter connected to the motor control device, the AC motor driven by the power converter, and transmitting the rotational driving force of the AC motor. and an engine system connected to the AC motor.
  • An electric power steering system includes: the motor control device; the power converter connected to the motor control device; the AC motor driven by the power converter; and the speed reducer for transmission, and assists the driver's steering operation by using the rotational driving force of the AC motor.
  • a motor control method connects a power converter that performs power conversion from DC power to AC power, and outputs a rotational driving force generated by driving using the AC power through a reduction gear.
  • a method for controlling driving of a motor comprising: generating a voltage command corresponding to a torque command; changing a phase difference between the voltage command and a carrier wave based on the torque command and the rotation speed of the AC motor; The frequency of the carrier wave is adjusted so that the difference between the meshing frequency of the speed reducer and the harmonic component of the fundamental current corresponding to the voltage command is within a predetermined range, and the carrier wave is transmitted at the adjusted frequency. and pulse-width modulates the voltage command with the carrier to generate a gate signal for controlling operation of the power converter.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system including a motor control device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 1 is a block diagram showing the functional configuration of a motor control device according to a first embodiment of the invention
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between voltage waveforms when the phase difference between the modulating wave and the carrier wave is changed
  • FIG. 4 is a diagram showing harmonic components of a U-phase AC voltage when the phase difference between a modulating wave and a carrier wave is changed
  • FIG. 2 is a block diagram of a carrier frequency adjuster according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the relationship between the number of revolutions of the motor, the carrier wave frequency, the meshing frequency of the speed reducer, and the vibration frequency of the motor caused by the sideband wave component.
  • 3 is a block diagram of a voltage phase error calculator according to the first embodiment of the present invention;
  • FIG. 4 is a conceptual diagram of reference voltage phase calculation according to the present invention;
  • FIG. 4 is a diagram showing examples of carrier waves, voltage commands, and PWM pulses;
  • FIG. 4 is an external perspective view of an integrated electromechanical unit according to a second embodiment of the present invention;
  • FIG. 4 is a configuration diagram of a drive control system in an electric power steering system according to a fourth embodiment of the present invention;
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system equipped with a motor control device according to one embodiment of the present invention.
  • a motor drive system 100 has a motor control device 1 , a motor 2 , an inverter 3 , a high voltage battery 5 , a current detector 7 , a speed reducer 8 and a rotational position detector 41 .
  • the rotational position ⁇ of the motor 2 is input from the rotational position detector 41 to the motor control device 1 .
  • Iu, Iv, and Iw representing three-phase alternating currents flowing in the motor 2 are input from the current detection unit 7, and a torque command T* is input from a host controller (not shown).
  • the motor control device 1 generates a gate signal for controlling the driving of the motor 2 based on the input information and outputs it to the inverter 3 . Thereby, the operation of the inverter 3 is controlled, and the drive of the motor 2 is controlled. Details of the motor control device 1 will be described later.
  • the inverter 3 has an inverter circuit 31 , a PWM signal drive circuit 32 and a smoothing capacitor 33 .
  • the PWM signal drive circuit 32 generates a PWM signal for controlling each switching element of the inverter circuit 31 based on the gate signal input from the motor control device 1 and outputs the PWM signal to the inverter circuit 31 .
  • the inverter circuit 31 has switching elements corresponding to upper and lower arms of the U-phase, V-phase, and W-phase, respectively. By controlling these switching elements according to the PWM signal input from the PWM signal drive circuit 32 , the DC power supplied from the high voltage battery 5 is converted into AC power and output to the motor 2 .
  • the smoothing capacitor 33 smoothes the DC power supplied from the high voltage battery 5 to the inverter circuit 31 .
  • the high-voltage battery 5 is a DC voltage source for the motor drive system 100 and outputs power supply voltage Hvdc to the inverter 3 .
  • the power supply voltage Hvdc of the high-voltage battery 5 is converted into a variable voltage, variable frequency pulse-like three-phase AC voltage by the inverter circuit 31 and the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3, and applied to the motor 2 as a line voltage.
  • AC power is supplied from the inverter 3 to the motor 2 based on the DC power of the high-voltage battery 5 .
  • the power supply voltage Hvdc of the high-voltage battery 5 fluctuates according to its state of charge.
  • the motor 2 is a three-phase electric motor that is rotationally driven by AC power supplied from the inverter 3, and has a stator and a rotor.
  • a permanent magnet synchronous motor is used as the motor 2
  • the AC power input from the inverter 3 is applied to the three-phase coils Lu, Lv, and Lw provided in the stator
  • the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw are conducted in the motor 2, and magnetic flux is generated in each coil. occurs.
  • Attractive force and repulsive force are generated between the magnetic flux of each coil and the magnet magnetic flux of the permanent magnet arranged in the rotor, and torque is generated in the rotor, and the motor 2 is rotationally driven.
  • a speed reducer 8 configured by combining a plurality of gears is attached to the rotating shaft of the motor 2 .
  • the torque generated in the rotor of the motor 2 is transmitted to the outside of the motor drive system 100 via the speed reducer 8 from the rotating shaft fixed to the rotor.
  • a rotational position sensor 4 for detecting the rotational position ⁇ of the rotor is attached to the motor 2 .
  • a rotational position detector 41 calculates a rotational position ⁇ from an input signal of the rotational position sensor 4 .
  • a resolver composed of an iron core and windings is more suitable for the rotational position sensor 4, but a sensor using a magnetoresistive element such as a GMR sensor or a Hall element is also acceptable. Any sensor can be used as the rotational position sensor 4 as long as it can measure the magnetic pole position of the rotor.
  • the rotational position detector 41 does not use the input signal from the rotational position sensor 4, but detects the three-phase alternating currents Iu, Iv, and Iw flowing through the motor 2 and the three-phase alternating voltage Vu applied to the motor 2 from the inverter 3. , Vv, and Vw may be used to estimate the rotational position ⁇ .
  • a current detector 7 is arranged on the current path between the inverter 3 and the motor 2 .
  • Current detector 7 detects three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw (U-phase AC current Iu, V-phase AC current Iv, and W-phase AC current Iw) that energize motor 2 .
  • the current detection unit 7 is configured using, for example, a Hall current sensor or the like. The detection results of the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw by the current detection unit 7 are input to the motor control device 1 and used by the motor control device 1 to generate gate signals.
  • the current detection unit 7 is composed of three current detectors, the number of current detectors is two, and the remaining one-phase alternating currents are three-phase alternating currents Iu, Iv, It may be calculated from the fact that the sum of Iw is zero. Also, a pulsed DC current flowing from the high-voltage battery 5 to the inverter 3 is detected by a shunt resistor or the like inserted between the smoothing capacitor 33 and the inverter 3, and this DC current and the inverter 3 are applied to the motor 2. The three-phase AC currents Iu, Iv, Iw may be obtained based on the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of the motor control device 1 according to the first embodiment of the invention.
  • the motor control device 1 includes a current command generation unit 11, a speed calculation unit 12, a three-phase/dq conversion unit 13, a current control unit 14, a dq/three-phase voltage conversion unit 15, and a carrier wave frequency adjustment unit. It has functional blocks of a section 16 , a triangular wave generation section 17 and a gate signal generation section 18 .
  • the motor control device 1 is composed of, for example, a microcomputer, and can realize these functional blocks by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, some or all of these functional blocks may be implemented using hardware circuits such as logic ICs and FPGAs.
  • the current command generator 11 calculates a d-axis current command Id* and a q-axis current command Iq* based on the input torque command T* and power supply voltage Hvdc.
  • the d-axis current commands Id*, q Obtain the shaft current command Iq*.
  • the speed calculation unit 12 calculates a motor rotation speed ⁇ r representing the rotation speed (number of rotations) of the motor 2 from the time change of the rotation position ⁇ .
  • the motor rotation speed ⁇ r may be a value represented by either angular velocity (rad/s) or rotation speed (rpm). Also, these values may be converted to each other and used.
  • the three-phase/dq conversion unit 13 performs dq conversion on the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw detected by the current detection unit 7 based on the rotational position ⁇ obtained by the rotational position detector 41 to obtain d-axis currents. A value Id and a q-axis current value Iq are calculated.
  • the current control unit 14 generates a d-axis current command Id* and a q-axis current command Iq* output from the current command generation unit 11, and a d-axis current value Id and a q-axis current output from the three-phase/dq conversion unit 13. Based on the deviation from the value Iq, the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* corresponding to the torque command T* are calculated such that these values match each other.
  • the d-axis voltage command Vd* corresponding to the deviation between the d-axis current command Id* and the d-axis current value Id, the q-axis current command Iq* and the q-axis current value Iq are calculated by a control method such as PI control.
  • a q-axis voltage command Vq* corresponding to the deviation is obtained.
  • the dq/three-phase voltage conversion unit 15 converts the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* calculated by the current control unit 14 into three-phase conversion based on the rotational position ⁇ obtained by the rotational position detector 41. to calculate three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* (U-phase voltage command value Vu*, V-phase voltage command value Vv* and W-phase voltage command value Vw*). Thereby, three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* corresponding to the torque command T* are generated.
  • the carrier wave frequency adjuster 16 adjusts the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* generated by the current command generator 11, the rotational position ⁇ obtained by the rotational position detector 41, and the rotational speed obtained by the speed calculator 12. Based on ⁇ r and the torque command T*, a carrier wave frequency fc representing the frequency of the carrier wave used to generate the gate signal is calculated. The details of the calculation method of the carrier wave frequency fc by the carrier wave frequency adjustment unit 16 will be described later.
  • the triangular wave generator 17 generates a triangular wave signal (carrier signal) Tr for each of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* based on the carrier frequency fc calculated by the carrier frequency adjuster 16.
  • the gate signal generation unit 18 uses the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generation unit 17 to convert the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* output from the dq/three-phase voltage conversion unit 15 into pulse widths. It modulates and generates a gate signal for controlling the operation of the inverter 3 . Specifically, U A pulse-like voltage is generated for each of phase, V-phase, and W-phase. Then, based on the generated pulse-shaped voltage, a pulse-shaped gate signal for the switching element of each phase of the inverter 3 is generated.
  • the gate signals Gup, Gvp, and Gwp of the upper arm of each phase are logically inverted to generate the gate signals Gun, Gvn, and Gwn of the lower arm.
  • the gate signal generated by the gate signal generator 18 is output from the motor control device 1 to the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3 and converted into a PWM signal by the PWM signal drive circuit 32 . Thereby, each switching element of the inverter circuit 31 is on/off controlled, and the output voltage of the inverter 3 is adjusted.
  • the carrier wave frequency adjustment unit 16 calculates the carrier wave frequency fc based on the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq*, the rotational position ⁇ , the rotational speed ⁇ r, and the torque command T*. .
  • the voltage waveforms of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* corresponding to the torque command T* are adjusted so that the cycle and phase of the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave, have the desired relationship.
  • the desired relationship here means electromagnetic excitation force or torque pulsation generated in the motor 2 by the harmonic current caused by the switching operation of the inverter 3 by the PWM signal, and the vibration generated by the meshing of the gears in the reduction gear 8. and are in the same cycle and in opposite phases. As a result, vibration and noise generated in the motor drive system 100 configured by combining the motor 2 and the speed reducer 8 are suppressed.
  • FIG. 3 shows these changes when the phase difference between the U-phase voltage command Vu*, which is the modulated wave, and the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave (hereinafter referred to as "modulated wave/carrier wave phase difference") is changed.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship of voltage waveforms; FIG. 3(a) shows the voltage waveforms of the carrier wave and the modulated wave when the modulated wave/carrier phase difference is ⁇ 90 deg, and FIG. 3(b) shows the carrier wave and the modulated wave when the modulated wave/carrier phase difference is 0 deg.
  • FIG. 3(a) shows the voltage waveforms of the carrier wave and the modulated wave when the modulated wave/carrier phase difference is ⁇ 90 deg
  • FIG. 3(b) shows the carrier wave and the modulated wave when the modulated wave/carrier phase difference is 0 deg.
  • 3(c) shows the voltage waveforms of the carrier wave and the modulated wave when the phase difference between the modulated wave and the carrier wave is 90 degrees.
  • the triangular wave which is the carrier wave
  • the triangular wave becomes a trough when the modulated wave rises to zero crosses
  • the triangular wave becomes a mountain at the zero-cross rise of the modulated wave.
  • FIGS. 3(a) to 3(c) the frequency ratio between the modulated wave and the carrier wave is 15 for convenience of explanation, but the present invention is not limited to this.
  • 3(a) to 3(c) show the U-phase voltage command Vu* as an example of the modulated wave.
  • Vw* it is possible to freely change the phase of harmonic components other than the fundamental wave component by setting the modulation wave/carrier wave phase difference in the same manner as in FIG.
  • FIG. 4 shows harmonic components of the U-phase AC voltage Vu output from the inverter 3 to the motor 2 when the phase difference between the U-phase voltage command Vu*, which is the modulated wave, and the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave, is changed. It is a figure which shows.
  • FIG. 4B shows the phase of each harmonic component of the U-phase AC voltage Vu at each of these phase differences.
  • 4(a) and 4(b) respectively show the amplitude and phase of the fundamental wave component as the primary component of the U-phase AC voltage Vu.
  • the phases of the fundamental wave components of the 11th, 13th, 17th, 19th, 29th, and 31st harmonic components having relatively large amplitudes in FIG. 4(a) are Each figure shows the phase when ⁇ 135 deg.
  • the phase of each harmonic component of the three-phase AC voltage output from the inverter 3 can be changed while maintaining the torque output value of the motor 2. becomes possible. Therefore, after making the electromagnetic excitation force or torque pulsation generated in the motor 2 by the harmonic current caused by the switching operation of the inverter 3 by the PWM signal the same period as the vibration generated by the meshing of the gears in the reduction gear 8, By setting the value of the modulating wave/carrier wave phase difference so that they are in opposite phases to each other, the above-described desired relationship can be satisfied.
  • the vibration generated in the speed reducer 8 can be canceled by the electromagnetic excitation force and torque pulsation due to the carrier wave used in the pulse width modulation, and the vibration and noise generated in the motor drive system 100 can be reduced.
  • FIG. 5 is a block diagram of the carrier frequency adjusting section 16 according to the first embodiment of the present invention.
  • the carrier frequency adjuster 16 has a synchronous PWM carrier number selector 161 , a voltage phase calculator 162 , a voltage phase error calculator 164 , a synchronous carrier frequency calculator 165 and a carrier frequency setter 166 .
  • a synchronous PWM carrier wave number selector 161 selects a synchronous PWM carrier wave representing the number of carrier waves for one period of the voltage waveform in synchronous PWM control, that is, the multiplier of the carrier wave frequency fc to the frequency of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*. Choose a number Nc.
  • the synchronous PWM carrier number selection unit 161 selects the synchronous PWM carrier number Nc such that, for example, the value of Nc ⁇ 3 or Nc ⁇ 2 matches the order of meshing pulsation generated in the speed reducer 8 .
  • the order of the pulsation (sideband wave component) of the harmonic current due to pulse width modulation is expressed as Nc ⁇ 2, Nc ⁇ 4, and Nc ⁇ 2 ⁇ 1 using the synchronous PWM carrier wave number Nc.
  • the orders of the electromagnetic excitation force and torque pulsation generated in the motor 2 by these sideband wave components are Nc ⁇ 3 and Nc ⁇ 2.
  • the speed reducer 8 transmits the rotational driving force of the motor 2 with a speed reduction ratio corresponding to the gear ratio between the gears by rotating with a plurality of gears meshing with each other. At this time, pulsation occurs in the output of the speed reducer 8 due to the meshing of the gears, causing the speed reducer 8 to vibrate.
  • the frequency of pulsation due to meshing in the speed reducer 8 (meshing frequency) is proportional to the rotation speed ⁇ r of the motor 2 . Also, the order of the meshing frequency based on the frequency of the fundamental wave current of the motor 2 is determined according to the gear ratio of the speed reducer 8 . Therefore, in order to suppress the vibration of the speed reducer 8, the synchronous PWM carrier wave number Nc is set such that the values of Nc ⁇ 3 and Nc ⁇ 2 match the order of the meshing frequency as described above. It is preferable to adjust the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave, so that the desired relationship described above is satisfied. As a result, the vibration generated in the speed reducer 8 is offset by the electromagnetic excitation force and torque pulsation due to the carrier wave used in the pulse width modulation, and the vibration and noise generated in the motor drive system 100 can be suppressed.
  • FIG. 6 shows the relationship between the rotation speed of the motor 2 and the carrier wave frequency fc, the meshing frequency fg of the speed reducer 8, and the frequency of the vibration (electromagnetic excitation force, torque pulsation) of the motor 2 due to the sideband wave component of the fundamental current.
  • f1 the frequency of the fundamental wave current
  • fc the frequency of vibration due to the sideband wave component
  • fc the frequency of vibration due to the sideband wave component
  • both the carrier wave frequency fc and the fundamental wave current frequency f1 change in proportion to the rotation speed of the motor 2 . Therefore, as shown in FIG.
  • the frequency fc ⁇ 3 ⁇ f1 of the vibration due to the sideband wave component also changes in proportion to the rotation speed of the motor 2.
  • FIG. The meshing frequency fg also changes in proportion to the rotation speed (rotational speed ⁇ r) of the motor 2 as described above.
  • the vibration of the speed reducer 8 caused by the meshing of the gears becomes the sideband wave component is canceled by the vibration of the motor 2 caused by Therefore, vibration of the speed reducer 8 can be suppressed.
  • the synchronous PWM carrier number selection unit 161 selects the value of the synchronous PWM carrier number Nc. At this time, the value of the synchronous PWM carrier number Nc to be selected may be changed according to the rotation speed ⁇ r.
  • the order of the meshing frequency is set to is set. For example, any even or odd number, number with decimal places, etc. can be set as the order of the mesh frequency.
  • the synchronous PWM carrier wave number Nc must be adjusted according to the order of the meshing frequency. Must be set.
  • the voltage phase calculator 162 calculates the following equations (1) to (4): Calculate the voltage phase ⁇ v.
  • Voltage phase ⁇ v represents the phase of three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw*, which are voltage commands for inverter 3 .
  • ⁇ v ⁇ + ⁇ v+ ⁇ dqv+0.5 ⁇ (1)
  • ⁇ v ⁇ r ⁇ 1.5Tc (2)
  • Tc 1/fc (3)
  • ⁇ dqv atan(Vq/Vd) (4)
  • ⁇ v represents the calculated delay compensation value of the voltage phase
  • Tc represents the carrier wave cycle
  • ⁇ dqv represents the voltage phase from the d-axis.
  • ⁇ v a calculation delay of 1.5 control cycles occurs from when the rotational position detector 41 acquires the rotational position ⁇ to when the motor control device 1 outputs the gate signal to the inverter 3. It is a value that compensates for In this embodiment, 0.5 ⁇ is added to the fourth term on the right side of equation (1). Since the voltage phases calculated by the first to third terms on the right side of the equation (1) are cosine waves, this is a calculation for converting them into sinusoidal waves.
  • the voltage phase error calculator 164 calculates the synchronous PWM carrier number Nc selected by the synchronous PWM carrier number selector 161, the voltage phase ⁇ v calculated by the voltage phase calculator 162, the rotational speed ⁇ r, and the torque command T*. Based on this, the voltage phase error ⁇ v is calculated.
  • the voltage phase error ⁇ v represents the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw*, which are voltage commands for the inverter 3, and the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave used for pulse width modulation.
  • the voltage phase error calculator 164 calculates the voltage phase error ⁇ v for each predetermined calculation cycle, so that the carrier wave frequency adjuster 16 changes the phase difference between the voltage command for the inverter 3 and the carrier wave used for pulse width modulation. In addition, frequency adjustment of the triangular wave signal Tr can be performed. The details of how the voltage phase error calculator 164 calculates the voltage phase error ⁇ v will be described later.
  • the synchronous carrier frequency calculator 165 calculates the voltage phase error ⁇ v calculated by the voltage phase error calculator 164, the rotation speed ⁇ r, and the synchronous PWM selected by the synchronous PWM carrier number selector 161 according to the following equation (5).
  • the synchronous carrier frequency calculation unit 165 can calculate the synchronous carrier frequency fcs based on Equation (5), for example, by PLL (Phase Locked Loop) control. Note that the gain K in equation (5) may be a constant value, or may be variable depending on the conditions.
  • the carrier frequency setting unit 166 selects either the synchronous carrier frequency fcs calculated by the synchronous carrier frequency calculation unit 165 or the asynchronous carrier frequency fcns based on the rotational speed ⁇ r, and outputs it as the carrier frequency fc.
  • the asynchronous carrier frequency fcns is a constant value preset in the carrier frequency setting section 166 .
  • a plurality of asynchronous carrier frequencies fcns may be prepared in advance, and one of them may be selected according to the rotational speed ⁇ r.
  • the carrier frequency setting unit 166 can select the asynchronous carrier frequency fcns and output it as the carrier frequency fc so that the value of the asynchronous carrier frequency fcns increases as the value of the rotation speed ⁇ r increases.
  • FIG. 7 is a block diagram of the voltage phase error calculator 164 according to the first embodiment of the present invention.
  • Voltage phase error calculator 164 has carrier phase shift amount calculator 1641 , reference voltage phase calculator 1642 , and adder 1643 .
  • a carrier phase shift amount calculator 1641 calculates a carrier phase shift amount ⁇ cs based on the rotational speed ⁇ r and the torque command T*.
  • the carrier phase shift amount ⁇ cs is the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* to the inverter 3 and the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave used for pulse width modulation. is set to a value that can reduce
  • the carrier phase shift amount ⁇ cs capable of reducing the meshing pulsation generated in the speed reducer 8 is, as described above, the electromagnetic excitation force and torque pulsation generated in the motor 2 due to the harmonics of the fundamental current, corresponds to the value of the modulated wave/carrier wave phase difference at which the vibration caused by the meshing of the gears has opposite phases, which is determined according to the rotational speed ⁇ r and the torque command T*. Therefore, for example, for various combinations of the rotation speed ⁇ r and the torque command T*, the optimum carrier phase shift amount ⁇ cs is determined in advance by actual measurement or simulation, and the values are tabulated to calculate the carrier phase shift amount. It is stored in the unit 1641 .
  • the carrier phase shift amount calculator 1641 when the values of the current rotational speed ⁇ r and the torque command T* are input to the carrier phase shift amount calculator 1641, the value of the carrier phase shift amount ⁇ cs corresponding to these combinations is read from the table and obtained.
  • the carrier phase shift amount ⁇ cs can be calculated based on the rotational speed ⁇ r and the torque command T*.
  • the reference voltage phase calculator 1642 fixes the phase of the carrier wave in the synchronous PWM control based on the synchronous PWM carrier number Nc, the voltage phase ⁇ v, and the carrier phase shift amount ⁇ cs obtained by the carrier phase shift amount calculator 1641. , the reference voltage phase ⁇ vb of is calculated.
  • the electromagnetic excitation force and torque pulsation generated in the motor 2 by the harmonics of the fundamental wave current and the vibration generated by the meshing of the gears in the reduction gear 8 can be such that the desired relationship described above is satisfied between .
  • FIG. 8 is a conceptual diagram of the reference voltage phase calculation performed by the reference voltage phase calculator 1642.
  • the reference voltage phase calculator 1642 calculates a reference voltage phase ⁇ vb that changes stepwise from 0 to 2 ⁇ in steps according to the number of synchronous PWM carriers Nc.
  • FIG. 8 shows an example in which the number of synchronous PWM carriers Nc is 3 in order to make the explanation easier to understand.
  • the synchronous carrier frequency calculator 165 performs synchronous PWM control by sequentially calculating the synchronous carrier frequency fcs from the voltage phase error ⁇ v in the trough section of the carrier.
  • the reference voltage phase calculator 1642 calculates the reference voltage phase ⁇ vb used for calculating the voltage phase error ⁇ v as a discrete value that changes at intervals of ⁇ /3 as shown in FIG.
  • the interval of the reference voltage phase ⁇ vb changes according to the synchronous PWM carrier wave number Nc. As the synchronous PWM carrier number Nc increases, the interval of the reference voltage phase ⁇ vb decreases.
  • the order of the meshing frequency of the speed reducer 8 is set as a number including an odd number or a value below the decimal point as described above, in order for the values of Nc ⁇ 3 and Nc ⁇ 2 to match this order, , the number of synchronous PWM carriers Nc may have to be set to a number including fractional values. In such a case, it is necessary to change the initial phase of the triangular carrier wave by changing the initial value of the reference voltage phase ⁇ vb for each voltage command cycle.
  • ⁇ s represents the variation width of the voltage phase ⁇ v per carrier wave
  • int represents the rounding-off operation after the decimal point.
  • Nd represents the value of the decimal part of the synchronous PWM carrier wave number Nc
  • n represents a count value that increases by 1 from 0 for each cycle of the voltage command.
  • the reference voltage phase calculator 1642 may calculate the reference voltage phase ⁇ vb by a calculation method other than formulas (6) to (7).
  • the adder 1643 calculates the voltage phase error ⁇ v by adding the reference voltage phase ⁇ vb calculated by the reference voltage phase calculator 1642 to the voltage phase ⁇ v.
  • the voltage phase error calculator 164 calculates the voltage phase error ⁇ v as described above. As a result, based on the synchronous PWM carrier wave number Nc, voltage phase ⁇ v, rotational speed ⁇ r, and torque command T*, pulsation due to meshing of the gears of the speed reducer 8 is converted into torque pulsation and electromagnetic excitation due to the carrier wave used in pulse width modulation. The voltage phase error ⁇ v can be determined to be force canceled. As a result, the carrier wave frequency fc is set by changing the phase difference between the voltage command for the inverter 3 and the carrier wave used for pulse width modulation so as to reduce torque pulsation or electromagnetic excitation force generated in the motor drive system 100. can be done.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a carrier wave (triangular wave signal Tr) and a voltage command in the motor control device 1 of this embodiment, and a PWM pulse generated by comparing them.
  • the above processing may be performed either during power running driving of the motor 2 or during regenerative driving.
  • the torque command T* takes a positive value during power running driving, and takes a negative value during regenerative driving. Therefore, the carrier wave frequency adjustment unit 16 determines whether the motor 2 is driven by the power running or the regenerative drive from the value of the torque command T*.
  • the phase error calculation unit 164 By performing this operation in the phase error calculation unit 164, the voltage phase error ⁇ v is changed so that the vibration generated in the speed reducer 8 is canceled by the electromagnetic excitation force and torque pulsation due to the carrier wave used in the pulse width modulation, and the carrier wave frequency fc is changed. can be set.
  • the motor control device 1 is connected to an inverter 3 that performs power conversion from DC power to AC power, and outputs rotational driving force generated by driving using the AC power through a speed reducer 8 .
  • the drive of the motor 2 is controlled by a triangular wave generator 17 that generates a triangular wave signal Tr as a carrier wave, a carrier frequency adjuster 16 that adjusts a carrier wave frequency fc representing the frequency of the triangular wave signal Tr, and a triangular wave signal Tr.
  • a gate signal generation unit 18 for pulse width modulating the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* corresponding to the torque command T* using .
  • the carrier wave frequency adjustment unit 16 changes the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the triangular wave signal Tr based on the torque command T* and the rotational speed ⁇ r of the motor 2, thereby
  • the carrier wave frequency fc is adjusted so that the difference between the meshing frequency and the harmonic components of the fundamental wave current corresponding to the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* is within a predetermined range. Since it did in this way, the vibration and noise which generate
  • the carrier frequency adjuster 16 adjusts the carrier frequency fc so that the synchronous PWM carrier number Nc, which represents the magnification of the carrier frequency fc with respect to the frequencies of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*, is constant. do. Since this is done, the period and phase of the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave, are adjusted to have desired relationships with respect to the voltage waveforms of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*, and the synchronous PWM control is performed. can be done reliably.
  • the carrier wave frequency adjustment unit 16 calculates the reference voltage phase ⁇ vb by equations (6) and (7),
  • the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the triangular wave signal Tr is calculated by shifting the initial phase of the triangular wave signal Tr by 2 ⁇ Nd for each cycle of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw*. change.
  • the period and the phase of the triangular wave signal Tr which is the carrier wave, have a desired relationship. Vibration and noise generated when the motor 2 and the speed reducer 8 are combined can be effectively suppressed.
  • FIG. 10 is an external perspective view of the electromechanical integrated unit 71 in the second embodiment.
  • the electromechanical integrated unit 71 includes the motor drive system 100 (motor control device 1, motor 2, inverter 3, and speed reducer 8) described in the first embodiment.
  • Motor 2 and inverter 3 are connected at joint 713 via bus bar 712 .
  • the output of the motor 2 is transmitted to a differential gear (not shown) through a gear 711 of the speed reducer 8, and transmitted to the axle.
  • illustration of the motor control device 1 is omitted in FIG. 10, the motor control device 1 can be arranged at an arbitrary position.
  • the feature of this electromechanical integrated unit 71 is the structure in which the motor 2, the inverter 3, and the speed reducer 8 including the gear 711 are integrated.
  • the electromechanical integrated unit 71 due to such an integrated structure, when resonance occurs between the vibration/noise caused by the time harmonics generated in the motor 2 and the vibration/noise caused by the meshing of the gear 711 in the speed reducer 8, In that case, the vibration and noise will get worse.
  • these can be suppressed by canceling each other out, so a low-vibration, low-noise electromechanical integrated unit can be realized.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the hybrid system 72 in the third embodiment.
  • the hybrid system 72 includes the motor drive system 100 (motor control device 1, motor 2, inverter 3, high-voltage battery 5, current detector 7, reduction gear 8, rotation position detector 41) and a similar motor drive system 101 (motor control device 1, motor 2a, inverter 3a, high voltage battery 5, current detector 7a, speed reducer 8a, rotational position detector 41a). Configured. Motor drive systems 100 and 101 share motor control device 1 and high-voltage battery 5 .
  • a rotational position sensor 4a for detecting the rotational position ⁇ a of the rotor is attached to the motor 2a.
  • the rotational position detector 41 a calculates the rotational position ⁇ a from the input signal of the rotational position sensor 4 a and outputs it to the motor control device 1 .
  • a current detector 7a is arranged between the inverter 3a and the motor 2a.
  • a speed reducer 8a configured by combining a plurality of gears is attached to the rotating shaft of the motor 2a. The torque generated in the rotor of the motor 2a is transmitted to the outside of the motor drive system 101 via the speed reducer 8a from the rotating shaft fixed to the rotor.
  • the inverter 3a has an inverter circuit 31a, a PWM signal drive circuit 32a and a smoothing capacitor 33a.
  • the PWM signal drive circuit 32a is connected to the motor control device 1 in common with the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3. Based on the gate signal input from the motor control device 1, each switching element of the inverter circuit 31a is activated. generates a PWM signal for controlling and outputs it to the inverter circuit 31a.
  • Inverter circuit 31 a and smoothing capacitor 33 a are connected to common high-voltage battery 5 with inverter circuit 31 and smoothing capacitor 33 .
  • a torque command T* for the motor 2 and a torque command Ta* for the motor 2a are input to the motor control device 1 .
  • the motor control device 1 Based on these torque commands, the motor control device 1 generates gate signals for controlling the driving of the motors 2 and 2a by the method described in the first embodiment, and outputs them to the inverters 3 and 3a. do. That is, the voltage phase error calculator 164 of the carrier wave frequency adjuster 16 of the motor controller 1 controls the vibration generated in the motor drive systems 100 and 101 configured by combining the motors 2 and 2a and the reducers 8 and 8a, respectively. and noise, the frequency of the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave, is adjusted by calculating the voltage phase error ⁇ v.
  • the carrier phase shift amount calculator 1641 may set different carrier phase shift amounts ⁇ cs for each of the inverters 3 and 3a.
  • An engine system 721 and an engine control unit 722 are connected to the motor 2 .
  • the engine system 721 is driven under the control of the engine control section 722 to rotate the motor 2 .
  • the motor 2 is rotationally driven by the engine system 721 to operate as a generator and generate AC power.
  • AC power generated by the motor 2 is converted into DC power by the inverter 3 and charged in the high-voltage battery 5 .
  • This allows the hybrid system 72 to function as a series hybrid system.
  • the engine system 721 and the engine control unit 722 may be connectable to the motor 2a.
  • the hybrid system 72 of FIG. 11 is realized using the motor control device 1 described in the first embodiment, so that the motors 2, 2a and the speed reducers 8, 8a are respectively combined.
  • FIG. 12 is a diagram showing the configuration of an electric power steering system according to the fourth embodiment of the invention.
  • the electric power steering system 61 has a drive control system 75 including the motor control device 1 and the speed reducer 8 described in the first embodiment, and redundant drive systems 102A and 102B.
  • the electric power steering system 61 detects the rotational torque of the steering wheel 62 with a torque sensor 63 and operates the drive control system 75 based on the rotational torque.
  • the rotational driving force of the motor 2 of the drive control system 75 is used to generate an assist torque corresponding to the input of the steering wheel 62 , and the assist torque is output to the steering mechanism 65 via the speed reducer 8 and the steering assist mechanism 64 . This assists the steering operation of the driver.
  • the tires 66 are steered by the steering mechanism 65 to control the traveling direction of the vehicle.
  • the electric power steering system of a vehicle is directly connected to the driver via the steering wheel, so vibration and noise are easily transmitted to the driver, and the required specifications for vibration and noise are high.
  • the operation of the motor and speed reducer is dominant as a cause of vibration and noise compared to other causes.
  • the electric power steering system 61 of the present embodiment can effectively reduce the vibration while the driver is rotating the steering wheel 62 at high speed. can be realized.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of the drive control system 75 in the electric power steering system 61 according to the fourth embodiment of the invention.
  • the motor control device 1, the motor 2, the high voltage battery 5 and the speed reducer 8 are commonly connected to the redundant drive systems 102A and 102B.
  • the motor 2 has two winding systems 21 and 22, one winding system 21 constitutes the drive system 102A, and the other winding system 22 constitutes the drive system 102B. .
  • the drive system 102A has an inverter 3 and a rotational position detector 41, and a rotational position sensor 4 for detecting the rotational position ⁇ of the rotor corresponding to the winding system 21 is attached to the motor 2.
  • the AC power generated by the inverter 3 flows through the winding system 21 of the motor 2 and drives the motor 2 to rotate.
  • a current detector 7 is arranged between the inverter 3 and the motor 2 in the drive system 102A.
  • the drive system 102B has an inverter 3a and a rotational position detector 41a, and a rotational position sensor 4a for detecting the rotational position ⁇ a of the rotor corresponding to the winding system 22 is attached to the motor 2.
  • the AC power generated by the inverter 3a flows through the winding system 22 of the motor 2 and drives the motor 2 to rotate.
  • a current detector 7a is arranged between the inverter 3a and the motor 2 in the drive system 102B.
  • the inverter 3a, the rotational position detector 41a, the rotational position sensor 4a, and the current detector 7a are the same as those shown in FIG. 11 described in the third embodiment.
  • a torque command T* for the motor 2 is input to the motor control device 1 .
  • the motor control device 1 Based on the input torque command T*, the motor control device 1 generates a gate signal for controlling the driving of the motor 2 by the method described in the first embodiment, and outputs it to the inverters 3 and 3a. do. That is, the voltage phase error ⁇ v is calculated by the voltage phase error calculator 164 of the carrier wave frequency adjuster 16 of the motor control device 1 so that the vibration and noise generated between the drive systems 102A and 102B and the speed reducer 8 can be suppressed. is calculated to adjust the frequency of the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave.
  • the carrier phase shift amount calculator 1641 may set different carrier phase shift amounts ⁇ cs for each of the inverters 3 and 3a.
  • the electric power steering system 61 of FIG. It is possible to obtain the effect of reducing the generated vibration and noise. Therefore, an electric power steering system with low vibration and low noise can be realized.
  • each configuration (FIGS. 2, 5, 7, etc.) in the motor control device 1 implements the function of each configuration by means of a CPU and a program, regardless of the hardware configuration. You may do so.
  • this program can be stored in advance in a storage medium of the motor control device and provided. Alternatively, the program can be stored and provided in an independent storage medium, or the program can be recorded and stored in the storage medium of the motor control device via a network line. It may be supplied as a computer readable computer program product in various forms such as a data signal (carrier wave).
  • the present invention is not limited to the above embodiments, and other forms conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention as long as the features of the present invention are not impaired. . Moreover, it is good also as a structure which combined above-mentioned several embodiment.

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Abstract

モータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動することで生成した回転駆動力を減速機を介して出力する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記搬送波周波数調整部は、前記トルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させて、前記減速機の噛合い周波数と前記電圧指令に応じた基本波電流の高調波成分との差が所定の範囲内となるように、前記搬送波の周波数を調整する。

Description

モータ制御装置、機電一体ユニット、ハイブリッドシステム、電動パワーステアリングシステム、およびモータ制御方法
　本発明は、モータ制御装置、機電一体ユニット、ハイブリッドシステム、電動パワーステアリングシステム、およびモータ制御方法に関する。
　永久磁石同期モータは、ブラシや整流子といった機械的な電流の整流機構を必要とせず保守が容易な上、小型軽量で効率、力率ともに高いため、電気自動車の駆動・発電等の用途に広く普及している。一般的に永久磁石同期モータは、電機子コイル等で構成される固定子と、永久磁石や鉄心等で構成される回転子から成る。バッテリ等の直流電源から供給される直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、この交流電圧を用いて永久磁石同期モータの電機子コイルに交流電流を流すことにより、電機子磁束が発生する。この電機子磁束と永久磁石の磁石磁束との間に生じる吸引力・反発力によって発生するマグネットトルクや、回転子を透過する電機子磁束の磁気抵抗を最小化するために発生するリラクタンストルクにより、永久磁石同期モータが駆動される。
　永久磁石同期モータには、モータの回転方向（周方向）と、モータの回転軸に対して垂直な方向（径方向）とで、電機子磁束と磁石磁束による電磁力がそれぞれ発生する。上記のトルクは、周方向の電磁力を積分したものであり、これにはモータの磁気回路の構造に起因するトルクの揺らぎ（トルク脈動）が含まれている。一方、モータの径方向に生じる電磁力は、モータの固定子やケースを変形・振動させる加振力（電磁加振力）として作用する。
　電気自動車やハイブリッド自動車のような永久磁石同期モータを使用する環境対応自動車では、複数の歯車（ギア）からなる減速機がモータに取り付けられる場合がある。この減速機では、ギアの歯数により定まる噛合い周波数に応じた振動が発生する。そのため、モータの回転数によっては、モータに生じる電磁加振力やトルク脈動と、減速機に生じる振動とが重なり合い、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。
　本願発明の関連技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。特許文献１には、コンバータとインバータで構成されて電動機に交流電力を供給する周波数変換装置の出力基本周波数と、電動機の回転を減速する歯車減速機の噛合い基本周波数とを、互いに一致しないように設定することで、これらの共振を回避する技術が開示されている。
日本国特開昭６１－２２７６４９号公報
　電気自動車やハイブリッド自動車のような永久磁石同期モータを使用する環境対応自動車では、広い範囲の回転数において振動・騒音が課題となる。しかしながら、特許文献１に開示された方法では、広い範囲の回転数において、モータと減速機の相互作用による振動や騒音の発生を効果的に抑制することができない。
　本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、モータと減速機を組み合わせた場合に発生する振動や騒音を効果的に抑制することを目的とする。
　本発明によるモータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動することで生成した回転駆動力を減速機を介して出力する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記搬送波周波数調整部は、前記トルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させて、前記減速機の噛合い周波数と前記電圧指令に応じた基本波電流の高調波成分との差が所定の範囲内となるように、前記搬送波の周波数を調整する。
　本発明による機電一体ユニットは、前記モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータの回転駆動力を伝達する前記減速機と、を備え、前記交流モータ、前記電力変換器および前記減速機が一体構造となっている。
　本発明によるハイブリッドシステムは、前記モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータの回転駆動力を伝達する前記減速機と、前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備える。
　本発明による電動パワーステアリングシステムは、前記モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータの回転駆動力を伝達する前記減速機と、を備え、前記交流モータの回転駆動力を用いて運転者のステアリング操作をアシストする。
　本発明によるモータ制御方法は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動することで生成した回転駆動力を減速機を介して出力する交流モータの駆動を制御する方法であって、トルク指令に応じた電圧指令を生成し、前記トルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記電圧指令と搬送波の位相差を変化させて、前記減速機の噛合い周波数と前記電圧指令に応じた基本波電流の高調波成分との差が所定の範囲内となるように、前記搬送波の周波数を調整し、調整された周波数で前記搬送波を生成し、前記搬送波を用いて前記電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成する。
　本発明によれば、モータと減速機を組み合わせた場合に発生する振動や騒音を効果的に抑制できる。
本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 変調波と搬送波の位相差を変化させた場合の電圧波形の関係を示す図。 変調波と搬送波の位相差を変化させた場合のＵ相交流電圧の高調波成分を示す図。 本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部のブロック図。 モータの回転数と、搬送波周波数、減速機の噛合い周波数および側帯波成分によるモータの振動周波数との関係の一例を示す図。 本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部のブロック図。 本発明の基準電圧位相演算の概念図。 搬送波、電圧指令およびＰＷＭパルスの例を示す図。 本発明の第２の実施形態における機電一体ユニットの外観斜視図。 本発明の第３の実施形態におけるハイブリッドシステムの構成図。 本発明の第４の実施形態における電動パワーステアリングシステムの構成図。 本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステムにおける駆動制御システムの構成図。
［第１の実施形態]
　以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、モータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、減速機８、回転位置検出器４１を有している。
　モータ制御装置１には、回転位置検出器４１からモータ２の回転位置θが入力される。また、電流検出部７から、モータ２に流れる三相の交流電流をそれぞれ表すＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力され、図示省略した上位制御装置よりトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、これらの入力情報を基に、モータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３に出力する。これにより、インバータ３の動作を制御し、モータ２の駆動を制御する。なお、モータ制御装置１の詳細については後で説明する。
　インバータ３は、インバータ回路３１、ＰＷＭ信号駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ＰＷＭ信号駆動回路３２から入力されたＰＷＭ信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。
　高圧バッテリ５は、モータ駆動システム１００の直流電圧源であり、インバータ３へ電源電圧Ｈｖｄｃを出力する。高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、インバータ３のインバータ回路３１とＰＷＭ信号駆動回路３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。これにより、高圧バッテリ５の直流電力を基に、インバータ３からモータ２へ交流電力が供給される。なお、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、その充電状態に応じて変動する。
　モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される三相電動機であり、固定子（ステータ）および回転子（ロータ）を有する。本実施形態では、モータ２として永久磁石同期モータを用いる例を説明するが、例えば誘導モータやシンクロナスリラクタンスモータなど、他の方式のモータ２を用いても構わない。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた三相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各コイルに磁束が発生する。この各コイルの磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、モータ２が回転駆動される。
　モータ２の回転軸には、複数の歯車を組み合わせて構成された減速機８が取り付けられている。モータ２の回転子において発生したトルクは、回転子に固定された回転軸から減速機８を介して、モータ駆動システム１００の外部へと伝達される。
　モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４が取り付けられている。回転位置検出器４１は、回転位置センサ４の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器４１による回転位置θの演算結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてパルス状のゲート信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。
　ここで、回転位置センサ４には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。回転子の磁極位置を測定することができれば、任意のセンサを回転位置センサ４として用いることができる。また、回転位置検出器４１は、回転位置センサ４からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。
　インバータ３とモータ２の間の電流経路には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１が行うゲート信号の生成に利用される。なお、図１では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。
　次に、モータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。
　図２に示されるように、モータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧変換部１５、搬送波周波数調整部１６、三角波生成部１７、ゲート信号生成部１８の各機能ブロックを有する。モータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
　電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとモータトルクの関係を表す数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。
　速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。
　三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器４１が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。
　電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。
　ｄｑ／三相電圧変換部１５は、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器４１が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。
　搬送波周波数調整部１６は、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、回転位置検出器４１が求めた回転位置θ、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊に基づき、ゲート信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを演算する。なお、搬送波周波数調整部１６による搬送波周波数ｆｃの演算方法の詳細については後述する。
　三角波生成部１７は、搬送波周波数調整部１６が演算した搬送波周波数ｆｃに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれについて三角波信号（搬送波信号）Ｔｒを生成する。
　ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成する。具体的には、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するパルス状のゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１８が生成したゲート信号は、モータ制御装置１からインバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２に出力され、ＰＷＭ信号駆動回路３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。
　次に、モータ制御装置１における搬送波周波数調整部１６の動作について説明する。搬送波周波数調整部１６は前述のように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、トルク指令Ｔ＊とに基づき、搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って三角波生成部１７が生成する三角波信号Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整する。なお、ここでの所望の関係とは、ＰＷＭ信号によるインバータ３のスイッチング動作が原因の高調波電流によってモータ２に生じる電磁加振力またはトルク脈動と、減速機８において歯車の噛合いにより生じる振動とが、同周期かつ逆位相となるような関係のことを指す。これにより、モータ２と減速機８を組み合わせて構成されたモータ駆動システム１００において発生する振動や騒音を抑制するようにしている。
　本実施形態における減速機８の振動の抑制方法の基本的な考え方について、図３、図４を参照して以下に説明する。図３は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの間の位相差（以下、「変調波／搬送波位相差」と称する）を変化させた場合の、これらの電圧波形の関係を示した図である。図３（ａ）は、変調波／搬送波位相差を－９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図３（ｂ）は、変調波／搬送波位相差を０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図３（ｃ）は、変調波／搬送波位相差を９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形をそれぞれ示している。図３（ａ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に搬送波である三角波は谷となり、図３（ｂ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波はゼロクロス立ち下がりとなり、図３（ｃ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波は山となっている。このように、変調波／搬送波位相差を変化させることで、以下で説明するように、ＰＷＭ制御によって得られるＵ相交流電圧Ｖｕの振幅を一定としたままで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることができる。
　なお、図３（ａ）～図３（ｃ）では、説明の都合上、変調波と搬送波の周波数比を１５としているが、本発明はこれに限定されない。また、図３（ａ）～図３（ｃ）では、変調波の例としてＵ相電圧指令Ｖｕ＊を示しているが、他相の電圧指令、すなわちＶ相電圧指令Ｖｖ＊やＷ相電圧指令Ｖｗ＊についても、図３と同様に変調波／搬送波位相差を設定することで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることが可能である。
　図４は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を変化させた場合に、インバータ３からモータ２へ出力されるＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分を示す図である。図４（ａ）では、図３（ａ）～図３（ｃ）に示した変調波／搬送波位相差、すなわち－９０ｄｅｇ、０ｄｅｇ、９０ｄｅｇの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの振幅を示し、図４（ｂ）では、これらの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの位相を示している。なお、図４（ａ）、図４（ｂ）では、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次成分として、基本波成分の振幅と位相をそれぞれ示している。また、図４（ｂ）では、図４（ａ）において振幅が比較的大きい１１次、１３次、１７次、１９次、２９次、３１次の各高調波成分について、基本波成分の位相を－１３５ｄｅｇとしたときの位相をそれぞれ示している。
　図４（ａ）より、変調波／搬送波位相差を変更しても、インバータ３から出力されるＵ相交流電圧Ｖｕにおいて、１次（基本波）を含む各次数成分の振幅は変化しないことが確認される。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させても、モータ２のトルク出力値は変わらないことが分かる。一方、図４（ｂ）より、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次（基本波）成分以外の各高調波成分の位相は、変調波／搬送波位相差に応じて変化することが分かる。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させることは、Ｕ相交流電圧Ｖｕの基本波成分以外の高調波成分の位相を変化させることと等価と言える。
　なお、図４（ａ）、図４（ｂ）では、インバータ３から出力される三相交流電圧のうち、Ｕ相交流電圧Ｖｕの周波数解析結果を示しているが、他相の交流電圧、すなわちＶ相交流電圧ＶｖやＷ相交流電圧Ｖｗについても、図４（ａ）、図４（ｂ）と同様の周波数解析結果が得られる。したがって、変調波／搬送波位相差を変化させることにより、インバータ３から出力される三相交流電圧の基本波成分以外の高調波成分の位相を任意に変化させることが可能となる。
　以上説明したように、変調波／搬送波位相差を変更することで、モータ２のトルク出力値を維持しつつ、インバータ３から出力される三相交流電圧の各高調波成分の位相を変化させることが可能となる。したがって、ＰＷＭ信号によるインバータ３のスイッチング動作が原因の高調波電流によってモータ２に生じる電磁加振力またはトルク脈動と、減速機８において歯車の噛合いにより生じる振動とを同周期とした上で、これらが互いに逆位相となるように変調波／搬送波位相差の値を設定することで、前述した所望の関係が満たされるようにすることができる。その結果、減速機８において生じる振動を、パルス幅変調で用いられる搬送波による電磁加振力やトルク脈動で相殺し、モータ駆動システム１００において生じる振動や騒音を低減できることが分かる。
　図５は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部１６のブロック図である。搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１、電圧位相演算部１６２、電圧位相誤差演算部１６４、同期搬送波周波数演算部１６５、搬送波周波数設定部１６６を有する。
　同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、同期ＰＷＭ制御における電圧波形の１周期に対する搬送波の数、すなわち、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数に対する搬送波周波数ｆｃの倍率を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は例えば、Ｎｃ±３やＮｃ×２の値が、減速機８において生じる噛合い脈動の次数と一致するように、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。
　パルス幅変調による高調波電流の脈動（側帯波成分）の次数は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを用いて、Ｎｃ±２、Ｎｃ±４、Ｎｃ×２±１と表される。これらの側帯波成分によりモータ２に生じる電磁加振力とトルク脈動の次数は、Ｎｃ±３、Ｎｃ×２となる。一方、減速機８は複数の歯車が互いに噛み合って回転することで、これらの歯車間の歯数比に応じた減速比によりモータ２の回転駆動力を伝達する。このとき、減速機８の出力には各歯車の噛合いによる脈動が生じ、減速機８において振動を引き起こす。
　減速機８における噛合いによる脈動の周波数（噛合い周波数）は、モータ２の回転速度ωｒに比例する。また、モータ２の基本波電流の周波数を基準とした噛合い周波数の次数は、減速機８の歯数比に応じて定まる。そのため、減速機８の振動を抑制するためには、上記のようにＮｃ±３やＮｃ×２の値が噛合い周波数の次数と一致するように同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを設定することで、前述した所望の関係が満たされるように、搬送波である三角波信号Ｔｒを調整することが好ましい。これにより、減速機８において生じる振動を、パルス幅変調で用いられる搬送波による電磁加振力やトルク脈動で相殺し、モータ駆動システム１００において生じる振動や騒音を抑制することが可能となる。
　図６は、モータ２の回転数と搬送波周波数ｆｃ、減速機８の噛合い周波数ｆｇおよび基本波電流の側帯波成分によるモータ２の振動（電磁加振力、トルク脈動）の周波数との関係の一例を示す図である。基本波電流の周波数をｆ１とすると、側帯波成分による振動の周波数はｆｃ±３×ｆ１で表される。同期ＰＷＭ制御では、搬送波周波数ｆｃと基本波電流の周波数ｆ１は、いずれもモータ２の回転数に比例して変化する。そのため、図６に示すように、側帯波成分による振動の周波数ｆｃ±３×ｆ１もモータ２の回転数に比例して変化する。また、噛合い周波数ｆｇについても、前述のようにモータ２の回転数（回転速度ωｒ）に比例して変化する。
　ここで、例えばＮｃ－３の値が噛合い周波数ｆｇの次数と一致するように同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを設定し、これに応じて搬送波周波数ｆｃを調整すると、図６に示すように、ｆｇ＝ｆｃ－３×ｆ１となる。このようにして、側帯波成分による振動の周波数を噛合い周波数ｆｇと一致させた上で、これらが互いに逆位相となるようにすると、歯車の噛合いによって生じる減速機８の振動が側帯波成分によるモータ２の振動で相殺される。したがって、減速機８の振動を抑制することができる。なお、Ｎｃ－３の値が噛合い周波数ｆｇの次数と完全には一致しなくても、その差が所定の範囲内に収まっていれば、減速機８の振動を側帯波成分によるモータ２の電磁加振力やトルク脈動によって相殺し、これを抑制することが可能である。
　同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、以上を踏まえて、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの値を選択する。このとき、回転速度ωｒに応じて選択する同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの値を変えるようにしてもよい。
　なお、一般的に減速機８では、モータ２の基本波電流による電磁加振力やトルク脈動との共振が発生しないように、これらの次数（６の倍数）を避けて噛合い周波数の次数が設定されている。例えば任意の偶数または奇数、小数点以下の値を含む数などが、噛合い周波数の次数として設定され得る。上記のように、減速機８の振動を側帯波成分によるモータ２の電磁加振力やトルク脈動によって相殺するためには、このような噛合い周波数の次数に合わせて、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを設定する必要がある。
　例えば噛合い周波数の次数が奇数の場合や、小数点以下の値を含む数に相当する場合には、これに合わせて設定される同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの値は、噛合い周波数の次数を極対数で除算した値とする必要があるため整数とはならずに、小数点以下の値（０．５、０．２５等）を含むことがある。具体的には、例えばＮｃ＝３．２５、Ｎｃ＝９．２５等の値が、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１において同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの値として選択され得る。
　電圧位相演算部１６２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、搬送波周波数ｆｃに基づいて、以下の式（１）～（４）により電圧位相θｖを演算する。電圧位相θｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の位相を表している。
　θｖ＝θ＋φｖ＋φｄｑｖ＋０．５π　・・・（１）
　φｖ＝ωｒ・１．５Ｔｃ　・・・（２）
　Ｔｃ＝１／ｆｃ　・・・（３）
　φｄｑｖ＝ａｔａｎ（Ｖｑ／Ｖｄ）　・・・（４）
　ここで、φｖは電圧位相の演算遅れ補償値を、Ｔｃは搬送波周期を、φｄｑｖはｄ軸からの電圧位相をそれぞれ表すものとする。演算遅れ補償値φｖは、回転位置検出器４１が回転位置θを取得してからモータ制御装置１がインバータ３にゲート信号を出力するまでの間に、１．５制御周期分の演算遅れが発生することを補償する値である。なお、本実施形態では、式（１）右辺の第４項で０．５πを加算している。これは、式（１）右辺の第１項～第３項で演算される電圧位相がｃｏｓ波であるため、これをｓｉｎ波に視点変換するための演算である。
　電圧位相誤差演算部１６４は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと、電圧位相演算部１６２により演算された電圧位相θｖと、回転速度ωｒと、トルク指令Ｔ＊に基づき、電圧位相誤差Δθｖを演算する。電圧位相誤差Δθｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いる搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を表している。電圧位相誤差演算部１６４が所定の演算周期ごとに電圧位相誤差Δθｖを演算することで、搬送波周波数調整部１６において、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させるように、三角波信号Ｔｒの周波数調整を行うことができる。なお、電圧位相誤差演算部１６４による電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細は後述する。
　同期搬送波周波数演算部１６５は、以下の式（５）に従い、電圧位相誤差演算部１６４により演算された電圧位相誤差Δθｖと、回転速度ωｒと、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づき、同期搬送波周波数ｆｃｓを演算する。
　ｆｃｓ＝ωｒ・Ｎｃ・（１＋Δθｖ・Ｋ）／（２π）・・・（５）
　同期搬送波周波数演算部１６５は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）制御により、式（５）に基づく同期搬送波周波数ｆｃｓを演算することができる。なお、式（５）においてゲインＫは一定値としてもよいし、条件により可変としてもよい。
　搬送波周波数設定部１６６は、回転速度ωｒに基づいて、同期搬送波周波数演算部１６５により演算された同期搬送波周波数ｆｃｓと、非同期搬送波周波数ｆｃｎｓとのいずれかを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力する。非同期搬送波周波数ｆｃｎｓは、搬送波周波数設定部１６６において予め設定された一定値である。なお、予め非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを複数用意しておき、その中でいずれかを回転速度ωｒに応じて選択してもよい。例えば、回転速度ωｒの値が大きいほど非同期搬送波周波数ｆｃｎｓの値が大きくなるように、搬送波周波数設定部１６６において非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力することができる。
　次に、搬送波周波数調整部１６のうち、電圧位相誤差演算部１６４における電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細について説明する。
　図７は、本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部１６４のブロック図である。電圧位相誤差演算部１６４は、キャリア位相シフト量演算部１６４１、基準電圧位相演算部１６４２、加算部１６４３を有する。
　キャリア位相シフト量演算部１６４１は、回転数ωｒとトルク指令Ｔ＊に基づいてキャリア位相シフト量θｃｓを演算する。キャリア位相シフト量θｃｓは、インバータ３に対する三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いる搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差であり、減速機８に生じる噛合い脈動を低減できる値に設定される。
　ここで、減速機８に生じる噛合い脈動を低減できるキャリア位相シフト量θｃｓとは、前述のように、基本波電流の高調波によってモータ２に生じる電磁加振力やトルク脈動と、減速機８において歯車の噛合いにより生じる振動とが、互いに逆位相となるような変調波／搬送波位相差の値に相当し、これは回転数ωｒとトルク指令Ｔ＊に応じて定まる。そのため例えば、回転数ωｒとトルク指令Ｔ＊の様々な組み合わせについて、予め実測やシミュレーション等により、最適なキャリア位相シフト量θｃｓの値を決定しておき、その値をテーブル化してキャリア位相シフト量演算部１６４１に記憶させておく。そして、現在の回転数ωｒとトルク指令Ｔ＊の値がキャリア位相シフト量演算部１６４１に入力されると、これらの組み合わせに対応するキャリア位相シフト量θｃｓの値をテーブルから読み出して取得する。これにより、回転数ωｒとトルク指令Ｔ＊に基づいてキャリア位相シフト量θｃｓを演算することができる。
　基準電圧位相演算部１６４２は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃおよび電圧位相θｖと、キャリア位相シフト量演算部１６４１により求められたキャリア位相シフト量θｃｓとに基づき、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相を固定するための基準電圧位相θｖｂを演算する。基準電圧位相演算部１６４２により基準電圧位相θｖｂの演算が行われることで、基本波電流の高調波によってモータ２に生じる電磁加振力やトルク脈動と、減速機８において歯車の噛合いにより生じる振動との間に、前述した所望の関係が満たされるようにすることができる。
　図８は、基準電圧位相演算部１６４２が実施する基準電圧位相演算の概念図である。基準電圧位相演算部１６４２は、例えば図８に示すように、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算する。なお、図８では説明を分かりやすくするため、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが３であるときの例を示している。
　本実施形態では処理負荷低減のため、例えば図８に示すように、三角搬送波が最小値（谷）から最大値（山）まで上昇する区間である谷割り区間でのみ、搬送波周波数調整部１６が搬送波の周波数を調整可能とする。この場合、同期搬送波周波数演算部１６５では、搬送波の谷割り区間において、電圧位相誤差Δθｖから同期搬送波周波数ｆｃｓを逐次的に演算することで、同期ＰＷＭ制御を実施する。基準電圧位相演算部１６４２は、この電圧位相誤差Δθｖの演算に用いられる基準電圧位相θｖｂを、図８に示すようにπ／３間隔で変化する離散値として算出する。なお、この基準電圧位相θｖｂの間隔は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じて変化する。同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが大きくなるほど、基準電圧位相θｖｂの間隔が小さくなる。
　ただし、前述のように減速機８の噛合い周波数の次数が奇数や小数点以下の値を含む数で設定されていると、Ｎｃ±３やＮｃ×２の値がこの次数と一致するためには、小数点以下の値を含む数で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを設定しなければならない場合がある。このような場合には、電圧指令周期ごとに基準電圧位相θｖｂの初期値を変化させることで、三角搬送波の初期位相を変化させる必要がある。
　具体的には、基準電圧位相演算部１６４２は、以下の式（６）～（７）に従い、電圧位相θｖ、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃ、キャリア位相シフト量θｃｓに基づいて基準電圧位相θｖｂを演算する。
　θｖｂ＝ｉｎｔ（θｖ／θｓ）・θｓ＋０．５θｓ－２π／Ｎｃ・ｎ・Ｎｄ＋θｃｓ　・・・（６）
　θｓ＝２π／Ｎｃ　・・・（７）
　ここで、θｓは搬送波１つあたりの電圧位相θｖの変化幅を表し、ｉｎｔは小数点以下の切り捨て演算を表すものとする。また、Ｎｄは同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの小数部分の値を表し、ｎは０から電圧指令の周期ごとに１ずつ増加するカウント値を表している。
　なお、本実施形態では、電圧位相θｖに基づき、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化するとともに、電圧指令周期ごとにその初期値が変化する基準電圧位相θｖｂを演算できれば、式（６）～（７）以外の演算方法により、基準電圧位相演算部１６４２が基準電圧位相θｖｂの演算を行ってもよい。
　加算部１６４３は、電圧位相θｖに、基準電圧位相演算部１６４２にて演算した基準電圧位相θｖｂを加算することで、電圧位相誤差Δθｖを演算する。
　電圧位相誤差演算部１６４では、以上説明したようにして、電圧位相誤差Δθｖが演算される。これにより、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃ、電圧位相θｖ、回転速度ωｒ、トルク指令Ｔ＊に基づき、減速機８の歯車の噛合いによる脈動が、パルス幅変調で用いられる搬送波によるトルク脈動や電磁加振力で相殺されるように、電圧位相誤差Δθｖを決定することができる。その結果、モータ駆動システム１００において生じるトルク脈動または電磁加振力を低減させるように、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させて、搬送波周波数ｆｃを設定することができる。
　図９は、本実施形態のモータ制御装置１における搬送波（三角波信号Ｔｒ）および電圧指令と、これらの比較により生成されるＰＷＭパルスとの例を示す図である。図９（ａ）では、Ｎｃ＝３．２５、θｃｓ＝０の場合における各信号の例を示しており、図９（ｂ）では、Ｎｃ＝３．２５、θｃｓ＝９０ｄｅｇの場合における各信号の例を示している。これらの例において、前述の式（６）、（７）におけるＮｄの値は、Ｎｄ＝０．２５である。
　図９（ａ）、（ｂ）のいずれにおいても、式（６）、（７）に従って電圧指令周期ごとに基準電圧位相θｖｂの初期値を変化させることで、各電圧指令周期での三角搬送波Ｔｒの初期位相が、２π×Ｎｄ＝０．５π（９０ｄｅｇ）ずつ変化していることが分かる。すなわち、１／Ｎｄ＝４周期分の電圧指令を１セットとして、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差がキャリア位相シフト量θｃｓとなるように、三角波信号Ｔｒの周波数が調整される。
　なお、搬送波周波数調整部１６において、上記の処理はモータ２の力行駆動時、回生駆動時のどちらで行ってもよい。力行駆動時はトルク指令Ｔ＊が正の値となり、回生駆動時にはトルク指令Ｔ＊が負の値となる。したがって、搬送波周波数調整部１６では、トルク指令Ｔ＊の値よりモータ２が力行駆動または回生駆動のいずれであるかの判断を実施し、その判断の結果に基づいて上述のような演算処理を電圧位相誤差演算部１６４において行うことにより、減速機８において生じる振動を、パルス幅変調で用いられる搬送波による電磁加振力やトルク脈動で相殺するように、電圧位相誤差Δθｖを変化させて搬送波周波数ｆｃを設定することができる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）モータ制御装置１は、直流電力から交流電力への電力変換を行うインバータ３と接続され、その交流電力を用いて駆動することで生成した回転駆動力を減速機８を介して出力するモータ２の駆動を制御するものであって、搬送波である三角波信号Ｔｒを生成する三角波生成部１７と、三角波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６と、三角波信号Ｔｒを用いてトルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。搬送波周波数調整部１６は、トルク指令Ｔ＊と、モータ２の回転速度ωｒとに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を変化させて、減速機８の噛合い周波数と三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じた基本波電流の高調波成分との差が所定の範囲内となるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。このようにしたので、モータ２と減速機８を組み合わせた場合に発生する振動や騒音を効果的に抑制することができる。
（２）搬送波周波数調整部１６は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数に対する搬送波周波数ｆｃの倍率を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが一定数となるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。このようにしたので、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整し、同期ＰＷＭ制御を確実に行うことができる。
（３）同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが整数部分Ｎｉと小数部分Ｎｄからなる一定数である場合、搬送波周波数調整部１６は、式（６）、（７）により基準電圧位相θｖｂを演算することで、三角波信号Ｔｒの初期位相を三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周期ごとに２π×Ｎｄずつずらして、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を変化させる。このようにしたので、減速機８の噛合い周波数の次数が奇数や小数点以下の値を含む数で設定されている場合でも、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整し、モータ２と減速機８を組み合わせた場合に発生する振動や騒音を効果的に抑制することができる。
［第２の実施形態]
　次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１０は、第２の実施形態における機電一体ユニット７１の外観斜視図である。
　機電一体ユニット７１は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１、モータ２、インバータ３および減速機８）を含んで構成される。モータ２とインバータ３はバスバー７１２を介して結合部７１３で接続される。モータ２の出力は減速機８が有するギア７１１を介して、図示省略したディファレンシャルギアへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図１０ではモータ制御装置１の図示を省略しているが、モータ制御装置１は任意の位置に配置することができる。
　この機電一体ユニット７１の特徴は、モータ２とインバータ３とギア７１１を含む減速機８とが一体となった構造である。機電一体ユニット７１では、このような一体構造により、モータ２で発生した時間高調波に起因した振動・騒音と、減速機８におけるギア７１１の噛合いによる振動・騒音との間で共振が生じる場合があり、その場合には振動・騒音が悪化する。しかしながら、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いてモータ２の駆動を制御することで、これらを互いに相殺して抑制できるため、低振動・低騒音な機電一体ユニットを実現できる。
［第３の実施形態]
　次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１１は、第３の実施形態におけるハイブリッドシステム７２の構成図である。
　図１１に示すように、ハイブリッドシステム７２は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、減速機８、回転位置検出器４１）と、これと同様のモータ駆動システム１０１（モータ制御装置１、モータ２ａ、インバータ３ａ、高圧バッテリ５、電流検出部７ａ、減速機８ａ、回転位置検出器４１ａ）とを含んで構成される。モータ駆動システム１００，１０１は、モータ制御装置１と高圧バッテリ５を共有している。
　モータ２ａには、回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ４ａが取り付けられている。回転位置検出器４１ａは、回転位置センサ４ａの入力信号から回転位置θａを演算し、モータ制御装置１に出力する。インバータ３ａとモータ２ａの間には、電流検出部７ａが配置されている。モータ２ａの回転軸には、複数の歯車を組み合わせて構成された減速機８ａが取り付けられている。モータ２ａの回転子において発生したトルクは、回転子に固定された回転軸から減速機８ａを介して、モータ駆動システム１０１の外部へと伝達される。
　インバータ３ａは、インバータ回路３１ａ、ＰＷＭ信号駆動回路３２ａおよび平滑キャパシタ３３ａを有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２ａは、インバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２と共通のモータ制御装置１に接続されており、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１ａが有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１ａに出力する。インバータ回路３１ａおよび平滑キャパシタ３３ａは、インバータ回路３１および平滑キャパシタ３３と共通の高圧バッテリ５に接続されている。
　モータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊と、モータ２ａに対するトルク指令Ｔａ＊とが入力される。モータ制御装置１は、これらのトルク指令に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２，２ａの駆動を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、モータ制御装置１が有する搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６４により、モータ２，２ａと減速機８，８ａとをそれぞれ組み合わせて構成されたモータ駆動システム１００，１０１で発生する振動や騒音をそれぞれ抑制できるように、電圧位相誤差Δθｖを演算して搬送波である三角波信号Ｔｒの周波数を調整する。なお、電圧位相誤差演算部１６４において、キャリア位相シフト量演算部１６４１は、インバータ３，３ａのそれぞれに別のキャリア位相シフト量θｃｓを設定してもよい。
　モータ２には、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２が接続されている。エンジンシステム７２１は、エンジン制御部７２２の制御により駆動し、モータ２を回転駆動させる。モータ２は、エンジンシステム７２１により回転駆動されることで発電機として動作し、交流電力を発生する。モータ２が発生した交流電力は、インバータ３により直流電力に変換され、高圧バッテリ５に充電される。これにより、ハイブリッドシステム７２をシリーズハイブリッドシステムとして機能させることができる。なお、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２は、モータ２ａに接続可能としてもよい。
　本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いて、図１１のハイブリッドシステム７２が実現されることで、モータ２，２ａと減速機８，８ａとをそれぞれ組み合わせたときに生じる振動・騒音の低減という効果が得られる。そのため、従来のハイブリッドシステムでは振動・騒音対策のために必要であった制振材や吸音材などを削減できる。
［第４の実施形態]
　次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態では、電動パワーステアリングシステムへの適用例を説明する。
　図１２は、本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステムの構成を示す図である。電動パワーステアリングシステム６１は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１および減速機８と、冗長化された駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂとを含む駆動制御システム７５を有している。電動パワーステアリングシステム６１は、ステアリングホイール６２の回転トルクをトルクセンサ６３により検知し、その回転トルクに基づいて駆動制御システム７５を動作させる。これにより、駆動制御システム７５が有するモータ２の回転駆動力を用いて、ステアリングホイール６２の入力に応じたアシストトルクを発生し、減速機８およびステアリングアシスト機構６４を介してステアリング機構６５へ出力することで、運転者のステアリング操作をアシストする。その結果、ステアリング機構６５によってタイヤ６６が転舵され、車両の進行方向が制御される。
　一般的に車両の電動パワーステアリングシステムは、ステアリングホイールを介してドライバに直結しているため、振動や騒音がドライバに伝わりやすく、振動や騒音に対する要求仕様が高い。特に、ドライバがステアリングホイールを高速で回転している状態では、他の発生要因と比較して、モータや減速機の動作が振動や騒音の原因として支配的となる。これに対して、本実施形態の電動パワーステアリングシステム６１は、ドライバがステアリングホイール６２を高速で回転している状態での振動を効果的に低減できるため、低振動かつ低騒音な電動パワーステアリングシステムを実現できる。
　図１３は、本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステム６１における駆動制御システム７５の構成を示す図である。駆動制御システム７５において、冗長化された駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂには、モータ制御装置１、モータ２、高圧バッテリ５および減速機８が共通に接続されている。本実施形態では、モータ２が２つの巻線系統２１，２２を有しており、一方の巻線系統２１が駆動系統１０２Ａを構成し、もう一方の巻線系統２２が駆動系統１０２Ｂを構成する。
　駆動系統１０２Ａは、インバータ３および回転位置検出器４１を有しており、巻線系統２１に対応する回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４がモータ２に取り付けられている。インバータ３により生成された交流電力は、モータ２の巻線系統２１に流れてモータ２を回転駆動させる。駆動系統１０２Ａにおいて、インバータ３とモータ２の間には、電流検出部７が配置されている。
　駆動系統１０２Ｂは、インバータ３ａおよび回転位置検出器４１ａを有しており、巻線系統２２に対応する回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ４ａがモータ２に取り付けられている。インバータ３ａにより生成された交流電力は、モータ２の巻線系統２２に流れてモータ２を回転駆動させる。駆動系統１０２Ｂにおいて、インバータ３ａとモータ２の間には、電流検出部７ａが配置されている。なお、インバータ３ａ、回転位置検出器４１ａ、回転位置センサ４ａおよび電流検出部７ａは、第３の実施形態で説明した図１１のものとそれぞれ同様である。
　モータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、入力されたトルク指令Ｔ＊に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、モータ制御装置１が有する搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６４により、駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂと減速機８の間で発生する振動や騒音をそれぞれ抑制できるように、電圧位相誤差Δθｖを演算して搬送波である三角波信号Ｔｒの周波数を調整する。なお、電圧位相誤差演算部１６４において、キャリア位相シフト量演算部１６４１は、インバータ３、３ａのそれぞれに別のキャリア位相シフト量θｃｓを設定してもよい。
　本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いて、図１２の電動パワーステアリングシステム６１が実現されることで、モータ２と減速機８とを組み合わせたときに生じる振動・騒音の低減という効果が得られる。そのため、低振動かつ低騒音な電動パワーステアリングシステムを実現できる。
　なお、以上説明した各実施形態において、モータ制御装置１内の各構成（図２、図５、図７など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。モータ制御装置１内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めモータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをモータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。
　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の複数の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。
　１…モータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置センサ、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…減速機、１１…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換部、１４…電流制御部、１５…ｄｑ／三相電圧変換部、１６…搬送波周波数調整部、１７…三角波生成部、１８…ゲート信号生成部、３１…インバータ回路、３２…ＰＷＭ信号駆動回路、３３…平滑キャパシタ、４１…回転位置検出器、６１…電動パワーステアリングシステム、７１…機電一体ユニット、７２…ハイブリッドシステム、７５…駆動制御システム、１００，１０１…モータ駆動システム、１０２Ａ，１０２Ｂ…駆動系統、１６１…同期ＰＷＭ搬送波数選択部、１６２…電圧位相演算部、１６４…電圧位相誤差演算部、１６５…同期搬送波周波数演算部、１６６…搬送波周波数設定部、１６４１…キャリア位相シフト量演算部、１６４２…基準電圧位相演算部、１６４３…加算部

Claims (7)

  1. 　直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動することで生成した回転駆動力を減速機を介して出力する交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
    　搬送波を生成する搬送波生成部と、
    　前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、
    　前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、
    　前記搬送波周波数調整部は、前記トルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させて、前記減速機の噛合い周波数と前記電圧指令に応じた基本波電流の高調波成分との差が所定の範囲内となるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記搬送波周波数調整部は、前記電圧指令の周波数に対する前記搬送波の周波数の倍率が一定数となるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ制御装置において、
    　前記倍率は、整数部分Ｎｉと小数部分Ｎｄからなる一定数であり、
    　前記搬送波周波数調整部は、前記搬送波の初期位相を前記電圧指令の周期ごとに２π×Ｎｄずつずらして、前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させるモータ制御装置。
  4. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    　前記交流モータの回転駆動力を伝達する前記減速機と、を備え、
    　前記交流モータ、前記電力変換器および前記減速機が一体構造となった機電一体ユニット。
  5. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    　前記交流モータの回転駆動力を伝達する前記減速機と、
    　前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備えるハイブリッドシステム。
  6. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    　前記交流モータの回転駆動力を伝達する前記減速機と、を備え、
    　前記交流モータの回転駆動力を用いて運転者のステアリング操作をアシストする電動パワーステアリングシステム。
  7. 　直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動することで生成した回転駆動力を減速機を介して出力する交流モータの駆動を制御する方法であって、
    　トルク指令に応じた電圧指令を生成し、
    　前記トルク指令と、前記交流モータの回転速度とに基づき、前記電圧指令と搬送波の位相差を変化させて、前記減速機の噛合い周波数と前記電圧指令に応じた基本波電流の高調波成分との差が所定の範囲内となるように、前記搬送波の周波数を調整し、
    　調整された周波数で前記搬送波を生成し、
    　前記搬送波を用いて前記電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するモータ制御方法。
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