JP7623922B2 - インバータ制御装置、ハイブリッドシステム、機電一体ユニット、電動車両システム、インバータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ制御装置、ハイブリッドシステム、機電一体ユニット、電動車両システムおよびインバータ制御方法に関する。

電気自動車やハイブリッド自動車に用いられる駆動用モータと接続され、バッテリから供給される直流電圧を交流電圧に変換して駆動用モータに出力するインバータが広く利用されている。こうしたインバータには、電費向上や搭載空間の制約の観点から、小型・軽量化が求められる。インバータは、パワーモジュール、平滑化キャパシタ、電流センサ、バスバー配線、ゲートドライブ基板、制御基板などを含んで構成される。パワーモジュールは、スイッチング動作により直流電圧をパルス状に変化させることで交流電圧を生成する。平滑化キャパシタは、パワーモジュールのスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動（以下、「キャパシタ電圧リプル」と称する）を平滑化するために、直流電圧源であるバッテリとパワーモジュールの間に設けられている。

キャパシタ電圧リプルは、平滑化キャパシタの静電容量とパワーモジュールのスイッチング周波数に依存して変化する。したがって、平滑化キャパシタの静電容量の大容量化、もしくはスイッチング周波数の高周波数化により、キャパシタ電圧リプルを低減することができる。しかしながら、平滑化キャパシタの静電容量の大容量化は、平滑化キャパシタの体積増加につながり、スイッチング周波数の高周波数化は、スイッチング損失の増加につながる。そのためインバータでは、これら以外の方法でキャパシタ電圧リプルを低減することが求められている。

キャパシタ電圧リプルの低減に関して、特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、三相交流電力のいずれか一相の交流電力を生成させるための基本波指令を生成する基本波生成部１１２と、基本波指令の三倍の周波数の調整波指令を生成する調整波生成部１１３と、基本波指令に調整波指令を重畳した相電圧指令を出力する指令出力部１１４と、基本波指令の周波数の二倍の周波数にて直流母線１４Ｐ，１４Ｎに生じる電圧リプルを減らすように、三相交流電力の力率に基づいて調整波指令の位相を算出する位相演算部１２２と、を有するインバータの制御装置が開示されている。

特開２０１９－１８７１４９号公報

一般に、インバータの入力側回路には、バッテリと平滑化キャパシタの間を接続するバスバー配線のインダクタンスに応じて定まる共振周波数が存在する。特許文献１の技術では、キャパシタ電圧リプルの各次数成分（高調波成分）のうち、特定の次数成分の周波数がこの共振周波数と一致すると、その次数成分が増幅されてしまうため、キャパシタ電圧リブルを十分に抑制することができないという課題がある。

本発明によるインバータ制御装置は、直流電圧を交流電圧に変換してモータに出力するインバータを制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いて電圧指令をパルス幅変調し、前記インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部と、を備え、前記搬送波周波数調整部は、前記直流電圧に重畳される電圧リプルの各次数成分のうちで特定の次数成分の電圧振幅を低減させるための位相シフト量を決定し、決定した前記位相シフト量に従って前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させるように、前記搬送波の周波数を調整する。
本発明によるハイブリッドシステムは、インバータ制御装置と、前記インバータ制御装置に接続された前記インバータと、前記インバータにより駆動される前記モータと、前記モータに接続されたエンジンシステムと、を備える。
本発明による機電一体ユニットは、インバータ制御装置と、前記インバータ制御装置に接続された前記インバータと、前記インバータにより駆動される前記モータと、前記モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、前記モータ、前記インバータおよび前記ギアが一体構造となっている。
本発明による電動車両システムは、インバータ制御装置と、前記インバータ制御装置に接続された前記インバータと、前記インバータにより駆動される前記モータと、を備え、前記モータの回転駆動力を用いて走行する。
本発明によるインバータ制御方法は、直流電圧を交流電圧に変換してモータに出力するインバータを制御する方法であって、搬送波を生成し、前記直流電圧に重畳される電圧リプルの各次数成分のうちで特定の次数成分の電圧振幅を減少させるための位相シフト量を決定し、決定した前記位相シフト量に従って電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させるように、前記搬送波の周波数を調整し、前記搬送波を用いて前記電圧指令をパルス幅変調することで、前記インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。

本発明によれば、キャパシタ電圧リブルを十分に抑制することができる。

本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部のブロック図。 本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部のブロック図。 本発明の基準電圧位相演算の概念図。 キャパシタ電圧リプルの例を示す図。 モータ回転数と各次数成分の周波数との関係の一例を示す図。 変調波に対する搬送波の位相シフト量とｄ軸電圧およびｑ軸電圧の各次数成分との関係の一例を示す図。 １２次成分のマップの一例を示す図。 従来技術と本発明におけるキャパシタ電圧リプルの比較例を示す図。 搬送波の位相をシフトさせる前後でのキャパシタ電圧リプルの比較例を示す図。 本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の第３の実施形態におけるハイブリッドシステムの構成図。 本発明の第４の実施の形態における機電一体ユニットの外観斜視図。 本発明の第５の実施形態に係るハイブリッド自動車システムの構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、モータ駆動システム１００は、インバータ制御装置１、永久磁石同期モータ（以下、単に「モータ」と称する）２、インバータ３、回転位置検出器４、高圧バッテリ５を備える。

インバータ制御装置１は、車両からモータ２に対して要求される目標トルクに応じたトルク指令Ｔ＊に基づいて、インバータ３の動作を制御し、これによってモータ２の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。そして、生成したＰＷＭパルス信号をインバータ３に出力する。なお、インバータ制御装置１の詳細については後で説明する。

インバータ３は、インバータ回路３１、ゲート駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ゲート駆動回路３２は、インバータ制御装置１から入力されるＰＷＭパルス信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのゲート駆動信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ゲート駆動回路３２から入力されたゲート駆動信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。

モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される同期モータであり、固定子および回転子を有する。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた電機子コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各電機子コイルに電機子磁束が発生する。この各電機子コイルの電機子磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、回転子が回転駆動される。

モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ８が取り付けられている。回転位置検出器４は、回転位置センサ８の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器４による回転位置θの演算結果はインバータ制御装置１に入力され、インバータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてＰＷＭパルス信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。

ここで、回転位置センサ８には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。また、回転位置検出器４は、回転位置センサ８からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。

インバータ３とモータ２の間には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はインバータ制御装置１に入力され、インバータ制御装置１が行うＰＷＭパルス信号の生成に利用される。なお、図２では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。

次に、インバータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。図２において、インバータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換電流制御部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧指令変換部１５、搬送波周波数調整部１６、搬送波生成部１７、ＰＷＭ制御部１８の各機能ブロックを有する。インバータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。

電流指令生成部１１は、入力されたトルクＴ＊指令と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。

速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。

三相／ｄｑ変換電流制御部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器４が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。

電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換電流制御部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。

ｄｑ／三相電圧指令変換部１５は、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器４１が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。

搬送波周波数調整部１６は、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電流制御部１４が求めたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置検出器４が求めた回転位置θと、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒと、電源電圧Ｈｖｄｃとに基づき、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って搬送波生成部１７が搬送波を生成することで、平滑キャパシタ３３の両端間において発生するキャパシタ電圧リプルを低減できるように、搬送波の周波数が調整される。なお、搬送波周波数調整部１６による搬送波周波数ｆｃの演算方法の詳細については後述する。

搬送波生成部１７は、搬送波周波数調整部１６が演算した搬送波周波数ｆｃに基づき、搬送波信号（三角波信号）Ｔｒを生成する。

ＰＷＭ制御部１８は、搬送波生成部１７から出力される搬送波信号Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相電圧指令変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。具体的には、ｄｑ／三相電圧指令変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、搬送波生成部１７から出力される搬送波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するＰＷＭパルス信号を生成する。このとき、各相の上アームのＰＷＭパルス信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのＰＷＭパルス信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ＰＷＭ制御部１８が生成したＰＷＭパルス信号は、インバータ制御装置１からインバータ３のゲート駆動回路３２に出力され、ゲート駆動回路３２によってゲート駆動信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。

次に、インバータ制御装置１における搬送波周波数調整部１６の動作について説明する。搬送波周波数調整部１６は前述のように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って搬送波生成部１７が生成する搬送波信号Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整する。なお、ここでの所望の関係とは、例えば、インバータ３のスイッチング動作によって生じるキャパシタ電圧リプルの特定次数成分の周波数と、インバータ３の入力側回路の共振周波数とが一致しないような関係のことを指す。

図３は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部１６のブロック図である。搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１、電圧位相演算部１６２、変調率演算部１６３、力率演算部１６４、電圧位相誤差演算部１６５、同期搬送波周波数演算部１６６、搬送波周波数設定部１６７を有する。

同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒに基づき、同期ＰＷＭ制御における電圧波形の１周期に対する搬送波の数を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、例えば３の倍数のうちＮｃ＝３×（２×ｎ―１）の条件式を満たす数を、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選択する。この条件式において、ｎは任意の自然数を表しており、例えばｎ＝１（Ｎｃ＝３）、ｎ＝２（Ｎｃ＝９）、ｎ＝３（Ｎｃ＝１５）などが選ばれることが多い。また、特殊な搬送波を用いることで、例えばＮｃ＝６やＮｃ＝１２など、３の倍数であっても上記の条件式を満たさない数を同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選定することも可能である。なお、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒだけでなく、トルク指令Ｔ＊に基づいて、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択を行ってもよい。また、例えばヒステリシスを設定するなど、回転速度ωｒが上昇するときと下降するときとで、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択基準を変化させてもよい。

電圧位相演算部１６２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、搬送波周波数ｆｃに基づいて、以下の式（１）～（４）により電圧位相θｖを演算する。
θｖ＝θ＋φｖ＋φｄｑｖ＋０．５π ・・・（１）
φｖ＝ωｒ・１．５Ｔｃ ・・・（２）
Ｔｃ＝１／ｆｃ ・・・（３）
φｄｑｖ＝ａｔａｎ（Ｖｑ／Ｖｄ） ・・・（４）

ここで、φｖは電圧位相の演算遅れ補償値を、Ｔｃは搬送波周期を、φｄｑｖはｄ軸からの電圧位相をそれぞれ表すものとする。演算遅れ補償値φｖは、回転位置検出器４が回転位置θを取得してからインバータ制御装置１がインバータ３にＰＷＭパルス信号を出力するまでの間に、１．５制御周期分の演算遅れが発生することを補償する値である。なお、本実施形態では、式（１）右辺の第４項で０．５πを加算している。これは、式（１）右辺の第１項～第３項で演算される電圧位相がｃｏｓ波であるため、これをｓｉｎ波に視点変換するための演算である。

変調率演算部１６３は、以下の式（５）に従い、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、電源電圧Ｈｖｄｃに基づいて変調率Ｈを演算する。なお、変調率Ｈは、高圧バッテリ５からインバータ３に供給される直流電圧と、インバータ３からモータ２に出力される交流電圧との比を表している。
Ｈ＝√（Ｖｄ＾２＋Ｖｑ＾２）／Ｈｖｄｃ ・・・（５）

力率演算部１６４は、以下の式（６）に従い、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に基づいて力率ＰＦを演算する。なお、力率ＰＦは、インバータ３からモータ２に出力される交流電力における電圧ベクトルと電流ベクトルの位相差を表すパラメータであり、モータ２において直流側にどの程度の電流が流れるかを決める重要なパラメータである。平滑キャパシタ３３におけるキャパシタ電圧リプルの傾向は、この力率ＰＦの値によって大きく変化する。
ＰＦ＝ｃｏｓ（ａｔａｎ（－Ｉｄ／Ｉｑ）－ａｔａｎ（－Ｖｄ／Ｖｑ））・・・（６）

電圧位相誤差演算部１６５は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと、電圧位相演算部１６２により演算された電圧位相θｖと、変調率演算部１６３により演算された変調率Ｈと、力率演算部１６４により演算された力率ＰＦと、回転速度ωｒに基づき、電圧位相誤差Δθｖを演算する。電圧位相誤差Δθｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いる搬送波信号Ｔｒとの位相差を表している。電圧位相誤差演算部１６５が所定の演算周期ごとに電圧位相誤差Δθｖを演算することで、搬送波周波数調整部１６において、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させ、これによってキャパシタ電圧リプルを抑制するように、搬送波信号Ｔｒの周波数調整を行うことができる。

同期搬送波周波数演算部１６６は、以下の式（６）に従い、電圧位相誤差演算部１６５により演算された電圧位相誤差Δθｖと、回転速度ωｒと、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づき、同期搬送波周波数ｆｃｓを演算する。
ｆｃｓ＝ωｒ・Ｎｃ・（１＋Δθｖ・Ｋ）／（２π） ・・・（７）

同期搬送波周波数演算部１６６は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御により、式（７）に基づく同期搬送波周波数ｆｃｓを演算することができる。なお、式（７）においてゲインＫは一定値としてもよいし、条件により可変としてもよい。

搬送波周波数設定部１６７は、回転速度ωｒに基づいて、同期搬送波周波数演算部１６６により演算された同期搬送波周波数ｆｃｓと、非同期搬送波周波数ｆｃｎｓとのいずれかを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力する。非同期搬送波周波数ｆｃｎｓは、搬送波周波数設定部１６７において予め設定された一定値である。なお、予め非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを複数用意しておき、その中でいずれかを回転速度ωｒに応じて選択してもよい。例えば、回転速度ωｒの値が大きいほど非同期搬送波周波数ｆｃｎｓの値が大きくなるように、搬送波周波数設定部１６７において非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力することができる。

次に、搬送波周波数調整部１６のうち、電圧位相誤差演算部１６５における電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細について説明する。

図４は、本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部１６５のブロック図である。電圧位相誤差演算部１６５は、基準電圧位相演算部１６５１、次数成分選択部１６５２、固定搬送波位相決定部１６５３、加算部１６５４、減算部１６５５を有する。

基準電圧位相演算部１６５１は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと電圧位相θｖに基づき、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相を固定するための基準電圧位相θｖｂを演算する。

図５は、基準電圧位相演算部１６５１が実施する基準電圧位相演算の概念図である。基準電圧位相演算部１６５１は、例えば図５に示すように、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算する。なお、図５では説明を分かりやすくするため、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが３であるときの例を示しているが、実際には同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃは、前述のようにＮｃ＝３、９または１５とすることが好ましい。あるいは、Ｎｃ＝６または１２としてもよい。

本実施形態では処理負荷低減のため、例えば図５に示すように、三角搬送波が最小値（谷）から最大値（山）まで上昇する区間である谷割り区間でのみ、搬送波周波数調整部１６が搬送波の周波数を調整可能とする。この場合、同期搬送波周波数演算部１６６では後述するように、搬送波の谷割り区間において、電圧位相誤差Δθｖから同期搬送波周波数ｆｃｓを逐次的に演算することで、同期ＰＷＭ制御を実施する。基準電圧位相演算部１６５１は、この電圧位相誤差Δθｖの演算に用いられる基準電圧位相θｖｂを、図５に示すようにπ／３間隔で変化する離散値として算出する。なお、この基準電圧位相θｖｂの間隔は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じて変化する。同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが大きくなるほど、基準電圧位相θｖｂの間隔が小さくなる。

具体的には、基準電圧位相演算部１６５１は、以下の式（８）～（９）に従い、電圧位相θｖ、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づいて基準電圧位相θｖｂを演算する。
θｖｂ＝ｉｎｔ（θｖ／θｓ）・θｓ＋０．５θｓ ・・・（８）
θｓ＝２π／Ｎｃ ・・・（９）

ここで、θｓは搬送波１つあたりの電圧位相θｖの変化幅を表し、ｉｎｔは小数点以下の切り捨て演算を表すものとする。

なお、本実施形態では、三角搬送波が最大値（山）から最小値（谷）まで下降する区間である山割り区間で基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなるように、基準電圧位相演算部１６５１において式（８）～（９）に従い基準電圧位相θｖｂを演算している。しかしながら、基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなる期間は山割り区間に限らない。電圧位相θｖを用いて、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算できれば、式（８）～（９）以外の演算方法により、基準電圧位相演算部１６５１が基準電圧位相θｖｂの演算を行ってもよい。

次数成分選択部１６５２は、回転速度ωｒに基づいて、キャパシタ電圧リプルにおいて電圧振幅を低減させる対象の次数成分（以下、「対象次数成分」と称する）Ｎｒを選択する。インバータ３では、インバータ回路３１の各スイッチング素子のスイッチング動作により、高圧バッテリ５から供給される直流電圧において変動が生じる。この直流電圧変動は平滑キャパシタ３３によって抑制されるが、完全に無くすことはできずに、平滑キャパシタ３３の電圧変動（キャパシタ電圧リプル）となって現れる。こうしたキャパシタ電圧リプルには、三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数を基本波とする各次数成分が含まれている。本実施形態では、次数成分選択部１６５２により、キャパシタ電圧リプルの各次数成分のうち、その周波数がインバータ３の入力側回路の共振周波数と一致する次数成分を、対象次数成分Ｎｒとして選択する。なお、次数成分選択部１６５２における対象次数成分Ｎｒの選択方法の詳細については後述する。

固定搬送波位相決定部１６５３は、次数成分選択部１６５２により選択された対象次数成分Ｎｒと、変調率Ｈおよび力率ＰＦとに基づき、電圧位相誤差Δθｖの演算に用いるために、基準電圧位相θｖｂに対する搬送波の位相差を表す搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定する。ここでは、変調率Ｈと力率ＰＦをパラメータに用いて、対象次数成分Ｎｒの電圧振幅を低減させるのに最適な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定することで、基準電圧位相θｖｂを基準とした搬送波の位相が搬送波位相差Δθｃａｒｒに固定されるようにする。なお、固定搬送波位相決定部１６５３における搬送波位相差Δθｃａｒｒの決定方法の詳細については後述する。

加算部１６５４は、基準電圧位相演算部１６５１にて演算した基準電圧位相θｖｂに、固定搬送波位相決定部１６５３にて決定した搬送波位相差Δθｃａｒｒを加算することで、キャパシタ電圧リプルの対象次数成分Ｎｒの電圧振幅を低減するための補正基準電圧位相θｖｂ２を演算する。

減算部１６５５は、電圧位相θｖから補正基準電圧位相θｖｂ２を減算し、電圧位相誤差Δθｖを演算する。

次に、本発明の特徴である次数成分選択部１６５２および固定搬送波位相決定部１６５３の詳細について、以下に説明する。

まず、本発明において取り上げるキャパシタ電圧リプルについて説明する。本実施形態のモータ駆動システム１００では、高圧バッテリ５から出力される直流電圧をインバータ３によって三相交流電圧に変換し、これをモータ２に出力することで、三相交流電動機であるモータ２を駆動している。インバータ３には、高圧バッテリ５に対してインバータ回路３１と並列に接続された平滑キャパシタ３３が設けられており、この平滑キャパシタ３３の静電容量により、インバータ３の直流側において発生するパルス電圧を平滑化している。このとき、平滑キャパシタ３３と高圧バッテリ５の間には、以下の式（１０）で表される共振周波数ｆｒにおいて共振が発生する。式（１０）において、Ｌは平滑キャパシタ３３と高圧バッテリ５の間の配線インダクタンスを表し、Ｃは平滑キャパシタ３３の静電容量を表している。
ｆｒ＝１／｛２π・√（ＬＣ）｝ ・・・（１０）

一方、インバータ３の直流側には、上記のパルス電圧によってキャパシタ電圧リプルが発生する。このキャパシタ電圧リプルには、回転速度ωｒに応じて定まるモータ２の基本波周波数（三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの基本波成分の周波数）に対して、多数の次数成分（高調波成分）が含まれている。キャパシタ電圧リプルに含まれるこれらの各次数成分のうち、特定の次数成分の周波数が式（１０）の共振周波数ｆｒと合致すると、当該次数成分が共振によって増幅され、キャパシタ電圧リプルの増大につながる。キャパシタ電圧リプルの増大は、高圧バッテリ５とインバータ３の間に流れるリプル電流を増加させるため、高圧バッテリ５の劣化を促進させるおそれがある。また、電源電圧Ｈｖｄｃの変動によって式（５）で表される変調率Ｈの値が急変し、インバータ制御装置１によるインバータ制御が不安定化するおそれもある。

なお、一般的なキャパシタ電圧リプルの対策としては、平滑キャパシタ３３の静電容量を増大させることである。しかしながら、平滑キャパシタ３３の静電容量を増大させると、それに応じて平滑キャパシタ３３の体積も増大する。平滑キャパシタ３３は、インバータ３に搭載される各部品の中でも比較的大きな体積を占める部品であるため、小型化に対する要求は大きい。そこで、平滑キャパシタ３３の静電容量を増大させる以外の方法で、キャパシタ電圧リプルを抑制することが求められている。

図６は、キャパシタ電圧リプルの例を示す図である。図６では、モータ２の極数が８、回転速度がωｒ＝６０００［ｒｐｍ］であり、高圧バッテリ５の電圧がＨｖｄｃ＝３２５［Ｖｄｃ］である場合に、インバータ３において発生するキャパシタ電圧リプル波形とその周波数解析結果の例を、図６（ａ）、図６（ｂ）にそれぞれ示している。

上記の条件でモータ２を駆動させたときのモータ２の基本波周波数は、以下の式（１１）により、ｆ１＝４００［Ｈｚ］と求められる。したがって、このときのモータ２における電気角の１周期は、１／ｆ１＝２．５［ｍｓ］となる。なお、式（１１）において、Ｐはモータ２の極数を表す。
ｆ１＝（ωｒ／６０）・（Ｐ／２） ・・・（１１）

図６（ｂ）に示すキャパシタ電圧リプルの周波数解析結果では、前述の条件でモータ２を駆動させたときに、モータ２の基本波周波数ｆ１に対する各次数成分のキャパシタ電圧リプルにおける電圧振幅の大きさを表している。この周波数解析結果から、前述の条件でモータ２を駆動させたときに生じるキャパシタ電圧リプルの主要次数成分は、モータ２の基本波周波数ｆ１に対して６の倍数にあたる各次数成分であり、特に１２次成分の電圧振幅が大きく支配的であることが分かる。この理由としては、共振周波数ｆｒの近傍に１２次成分が存在し、共振によって１２次成分が増幅されたためと考えられる。

そこで、本実施形態のモータ駆動システム１００では、モータ２の回転速度ωｒに応じてその周波数が変化するモータ２の基本波の各次数成分のうち、特定の次数成分（例えば６の倍数の次数成分）と共振周波数ｆｒとの周波数差が所定値未満になると、インバータ制御装置１においてキャパシタ電圧リプルの低減制御を行う。このキャパシタ電圧リプルの低減制御では、インバータ制御装置１は、搬送波周波数調整部１６内の電圧位相誤差演算部１６５により、キャパシタ電圧リプルにおいて当該次数成分の電圧振幅を低減させるように電圧位相誤差Δθｖを設定する。

具体的には、電圧位相誤差演算部１６５内の次数成分選択部１６５２により、当該次数成分を対象次数成分Ｎｒとして選択する。そして、固定搬送波位相決定部１６５３により、この対象次数成分Ｎｒの電圧振幅を低減させるような搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定する。これにより、キャパシタ電圧リプルにおいて対象次数成分Ｎｒの電圧振幅を低減させるような補正基準電圧位相θｖｂ２が設定され、これに応じた電圧位相誤差Δθｖが計算されて搬送波周波数ｆｃが設定されるように、搬送波周波数調整部１６を動作させることができる。

図７は、モータ回転数と各次数成分の周波数との関係の一例を示す図である。図７において、横軸はモータ２の回転数（回転速度ωｒ）を表し、縦軸はモータ２の基本波成分および６の倍数の各次数成分の周波数を表している。なお、図６の場合と同様に、図７ではモータ２の極数をＰ＝８としている。

ここで、平滑キャパシタ３３の静電容量をＣ＝１０００［μＦ］とし、平滑キャパシタ３３と高圧バッテリ５の間の配線インダクタンスをＬ＝２［μＨ］とすると、前述の式（１０）より、共振周波数はｆｒ≒３．５［ｋＨｚ］と計算できる。図７では、この共振周波数ｆｒ＝３．５［ｋＨｚ］付近を、共振周波数帯域７０としてハッチングで示している。

図７より、回転速度ωｒが９０００［ｒｐｍ］以下の範囲において、６次、１２次、１８次、２４次の各次数成分のいずれかについて、その周波数が共振周波数帯域７０と重なる領域が存在することが分かる。なお、共振周波数帯域７０と重なる次数成分がどの次数成分であるかは、回転速度ωｒに応じて定まる。したがって、モータ２が取り得る回転速度ωｒの全域でキャパシタ電圧リプルの効果的な低減を図るためには、図７のような各次数成分の周波数と共振周波数ｆｒとの関係性を考慮して、対象次数成分Ｎｒを選択する必要がある。

具体的には、次数成分選択部１６５２では、回転速度ωｒに基づき、式（１１）を用いて基本波周波数ｆ１を算出する。そして、この基本波周波数ｆ１に基づいて各次数成分の周波数を計算し、いずれかの次数成分の周波数と予め定められた共振周波数ｆｒとの差が所定値未満であれば、その次数成分を対象次数成分Ｎｒとして選択する。なお、各次数成分の周波数を計算する代わりに、回転速度ωｒと各次数成分の周波数との関係を示したマップ等の情報を予め記憶しておくことで、回転速度ωｒに基づいて対象次数成分Ｎｒを選択できるようにしてもよい。これ以外にも、任意の方法により対象次数成分Ｎｒを選択することが可能である。

続いて、固定搬送波位相決定部１６５３の動作について説明する。本発明に先立ち、発明者は、搬送波周波数ｆｃと基本波周波数ｆ１との比、すなわち同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが９以上の場合に、搬送波の位相を変調波に対してシフトさせると、パルス幅変調によって得られる三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの基本波成分の電圧振幅を維持しつつ、その位相シフト量に応じてキャパシタ電圧リプルの各次数成分の電圧振幅を変化できることを見出した。固定搬送波位相決定部１６５３では、このような原理を利用して、変調率Ｈとおよび力率ＰＦに基づき、対象次数成分Ｎｒの振幅を最小化するような位相シフト量が得られるように搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定する。

図８は、変調波に対する搬送波の位相シフト量とｄ軸電圧およびｑ軸電圧の各次数成分との関係の一例を示す図である。図８では、変調率をＨ＝１．１５、同期ＰＷＭ搬送波数をＮｃ＝９としたときに、変調波に対する搬送波の位相シフト量と、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧のそれぞれにおける０次、６次、１２次、１８次、２４次の各次数成分との関係を、図８（ａ）～図８（ｆ）にそれぞれ示している。

図８（ａ）、（ｂ）にそれぞれ示すｄ軸電圧とｑ軸電圧の０次成分や、図８（ｃ）、（ｄ）にそれぞれ示すｄ軸電圧とｑ軸電圧の６次成分では、位相シフト量を変化させても、これらの電圧振幅の変動を±２Ｖ以下の範囲に抑制できることが分かる。一方で、図８（ｃ）、（ｄ）にそれぞれ示すｄ軸電圧とｑ軸電圧の１２次成分や、図８（ｅ）、（ｆ）にそれぞれ示すｄ軸電圧とｑ軸電圧の２４次成分では、位相シフト量を変化させると、これらの電圧振幅が大きく変動することが分かる。

ここで、図８に示したｄ軸、ｑ軸電圧の各次数成分の電圧振幅は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調することで得られた各相のＰＷＭパルス信号の波形を、回転位置θに基づいてｄｑ変換することによりｄ軸、ｑ軸電圧に変換して得られたものである。インバータ３に入力される直流電圧および直流電流と、インバータ３から出力されるｄｑ軸電圧およびｄｑ軸電流との間には、周知の関係式によって表される一定の関係が成り立ち、ｄｑ軸電圧が小さくなれば直流電圧も小さくなる。そのため、ｄｑ軸電圧の特定次数成分の合計を小さくすることができれば、キャパシタ電圧リプルの当該次数成分も小さくすることができる。

本実施形態では、このような特徴に着目し、固定搬送波位相決定部１６５３において、キャパシタ電圧リプルの対象次数成分Ｎｒの電圧振幅を抑制するように、位相シフト量に相当する搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を設定している。

ただし、図８に示したような位相シフト量と各次数成分の振幅との関係は、変調率Ｈや力率ＰＦの値に応じて変化する。そこで、固定搬送波位相決定部１６５３では、変調率Ｈと力率ＰＦをパラメータに用いて、これらのパラメータ値の組み合わせに応じて対象次数成分Ｎｒの電圧振幅を抑制するのに最適な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を選択し、位相シフト量を設定するようにしている。

具体的には、例えば固定搬送波位相決定部１６５３には、対象次数成分Ｎｒに選択される可能性がある各次数成分について、変調率Ｈと力率ＰＦの組み合わせごとに最適な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を示したマップが予め記憶されている。固定搬送波位相決定部１６５３は、変調率演算部１６３と力率演算部１６４でそれぞれ演算された変調率Ｈと力率ＰＦの値をパラメータにして、対象次数成分Ｎｒに対応するマップを参照し、搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を取得する。これにより、搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定することができる。

図９は、１２次成分のマップの一例を示す図である。図９のマップ例では、変調率Ｈ＝０，０．１，０．２，０．３，０．４，０．５，０．６，０．７，０．８，０．９，１，１．１．１．１５の各値と、力率ＰＦ＝１．００，０．９８，０．９４，０．８７，０．７７の各値との組み合わせごとに、１２次成分の電圧振幅を抑制するのに最適な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値が１５度刻みで記載されている。固定搬送波位相決定部１６５３は、Ｎｒ＝１２である場合には、例えばこのようなマップにおいて、そのときの変調率Ｈと力率ＰＦの値に最も近い組み合わせの値を参照することで、搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定することができる。なお、図９では１２次成分のマップ例のみを示したが、他の次数成分についても同様のマップが固定搬送波位相決定部１６５３に記憶されている。

あるいは、マップ以外の方法で搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定してもよい。例えば、対象次数成分Ｎｒの値ごとに、変調率Ｈおよび力率ＰＦと搬送波位相差Δθｃａｒｒとの関係を演算式で表し、この演算式を用いて搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定するようにしてもよい。これ以外にも、対象次数成分Ｎｒ、変調率Ｈおよび力率ＰＦに基づいて適切な搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を決定できれば、固定搬送波位相決定部１６５３は任意の方法を用いて搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定することができる。

図１０は、従来技術と本発明におけるキャパシタ電圧リプルの比較例を示す図である。図１０では、本発明を適用しない従来のインバータを用いた場合と、本発明のインバータ３を用いて搬送波の位相を変調波に対してシフトさせることでキャパシタ電圧リプルの特定次数成分を低減した場合とで、変調率と力率をそれぞれ変化させたときのキャパシタ電圧リプルの電圧振幅の大きさをシミュレーションで求めた例を示している。図１０（ａ）は力率ＰＦ＝１．００、図１０（ｂ）は力率ＰＦ＝０．９８、図１０（ｃ）は力率ＰＦ＝０．９４、図１０（ｄ）は力率ＰＦ＝０．８７、図１０（ｅ）は力率ＰＦ＝０．７７の場合のシミュレーション結果をそれぞれ示しており、横軸は変調率Ｈ、縦軸はキャパシタ電圧リプルの電圧振幅をそれぞれ表す。

図１０の各シミュレーション結果から、いずれの場合であっても、本発明の適用により搬送波の位相を変調波に対してシフトさせ、これによりキャパシタ電圧リプルの特定次数成分を低減することで、キャパシタ電圧リプルを抑制できることが分かる。

図１１は、インバータ３において搬送波の位相をシフトさせる前後でのキャパシタ電圧リプルの比較例を示す図である。図１１（ａ）は搬送波の位相シフト前におけるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波信号Ｔｒの波形例を、図１１（ｂ）は搬送波の位相シフト前におけるキャパシタ電圧リプルの波形例を、図１１（ｃ）は図１１（ｂ）の周波数解析結果をそれぞれ示している。なお、図１１（ｂ）、図１１（ｃ）は、前述の図６（ａ）、図６（ｂ）とそれぞれ同一である。一方、図１１（ｄ）は搬送波の位相シフト後におけるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波信号Ｔｒの波形例を、図１１（ｅ）は搬送波の位相シフト後におけるキャパシタ電圧リプルの波形例を、図１１（ｆ）は図１１（ｅ）の周波数解析結果をそれぞれ示している。なお、図１１（ｄ）、図１１（ｅ）、図１１（ｆ）では、固定搬送波位相決定部１６５３において搬送波位相差Δθｃａｒｒの値を２４５［ｄｅｇ］に設定した場合の例をそれぞれ示している。

前述のように、モータ２の基本波の１２次成分が共振周波数ｆｒの近傍にある場合、インバータ制御装置１では、次数成分選択部１６５２により、回転速度ωｒに基づいて１２次成分が対象次数成分Ｎｒとして選択される。そして、固定搬送波位相決定部１６５３により、変調率Ｈおよび力率ＰＦに基づいて、対象次数成分Ｎｒである１２次成分を低減するような搬送波位相差Δθｃａｒｒが決定される。この搬送波位相差Δθｃａｒｒに従って搬送波信号Ｔｒを生成することで、図１１（ａ）、図１１（ｄ）に示すように、変調波に対する搬送波の位相がシフトされる。

上記のような位相シフト後の搬送波を用いて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づくパルス幅変調を行うことにより、ＰＷＭパルス信号が生成される。このようにすることで、図１１（ｃ）、図１１（ｆ）に示すように、キャパシタ電圧リプルにおいて共振により増大していた１２次成分の電圧を、７．４［Ｖ］から０．７［Ｖ］まで低減できる。その結果、図１１（ｂ）、図１１（ｅ）に示すように、キャパシタ電圧リプルの電圧振幅（ピークトゥーピーク）を、２８．５［Ｖ］から１３．３［Ｖ］まで抑制することが可能となる。

なお、本実施形態で説明したキャパシタ電圧リプルの抑制方法では、抑制可能な電圧振幅の大きさが変調率Ｈや力率ＰＦの影響を強く受けるため、モータ２の回転速度域の全てでキャパシタ電圧リプルを低減しようとすると、目標を十分に達成できない懸念がある。そのため、本実施形態のキャパシタ電圧リプルの抑制方法と、平滑キャパシタ３３の静電容量の増加とを組み合わせて用いることにより、目標を達成できるようにすることが望ましい。

また、モータ２の回転速度ωｒやトルク指令Ｔ＊が急激に変化しているときに、本実施形態のキャパシタ電圧リプルの抑制方法を実施すると、搬送波の位相シフト量が指令値に十分に追従できないことが懸念される。そのため、例えば回転速度ωｒが所定の加速度以上で変化している場合、すなわち、回転速度ωｒの変化レートが所定値以上のときには、搬送波位相差Δθｃａｒｒを変化させずに一定とすることで、搬送波の位相シフト量を変更しないこととしてもよい。そして、回転速度ωｒの変化レートが所定値未満になったら、その時点の変調率Ｈや力率ＰＦの値に基づいて搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定し、目標とする位相シフト量に変更することで、キャパシタ電圧リプルを抑制する。なお、回転速度ωｒが変化しないときには、搬送波位相差Δθｃａｒｒが一定となるため、この場合にも搬送波の位相シフト量は変更されずに一定となる。

また、モータ２の回転状態の変化、例えば変調率Ｈ、力率ＰＦ、回転速度ωｒのいずれか少なくとも一つの変化に応じて、固定搬送波位相決定部１６５３で選択された搬送波位相差Δθｃａｒｒの値が変化した場合には、その変化の前後で電圧位相誤差演算部１６５からそれぞれ出力される電圧位相誤差Δθｖの値をステップ状に切り替えるのではなく、連続的に変化させてもよい。例えば、電圧位相誤差演算部１６５から出力される電圧位相誤差Δθｖを、一時遅れフィルタを介して同期搬送波周波数演算部１６６へ入力することにより、電圧位相誤差Δθｖを連続的に変化させることができる。このようにすれば、キャパシタ電圧リプルの抑制を目的として搬送波の位相シフト量を変更した場合に、モータ２のトルクや回転速度が急変するのを防ぐことができる。

電圧位相誤差演算部１６５では、以上説明したようにして、電圧位相誤差Δθｖが演算される。これにより、回転速度ωｒ、変調率Ｈ、力率ＰＦに基づき、高圧バッテリ５から供給される電源電圧Ｈｖｄｃに重畳されるキャパシタ電圧リプルの各次数成分のうちで特定の次数成分の電圧振幅を低減させるための位相シフト量を決定し、決定した位相シフト量に従って三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と搬送波信号Ｔｒの位相差を変化させるように、電圧位相誤差Δθｖを決定することができる。その結果、キャパシタ電圧リプルを抑制するように、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させて、搬送波周波数ｆｃを設定することができる。

なお、搬送波周波数調整部１６において、上記の処理はモータ２の力行駆動時、回生駆動時のどちらで行ってもよい。力行駆動時はトルク指令Ｔ＊が正の値となり、回生駆動時にはトルク指令Ｔ＊が負の値となる。したがって、搬送波周波数調整部１６では、トルク指令Ｔ＊の値よりモータ２が力行駆動または回生駆動のいずれであるかの判断を実施し、その判断の結果に基づいて上述のような演算処理を電圧位相誤差演算部１６５において行うことにより、キャパシタ電圧リプルを抑制するように、電圧位相誤差Δθｖを変化させて搬送波周波数ｆｃを設定することができる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）インバータ制御装置１は、直流電圧Ｈｖｄｃを交流電圧に変換してモータ２に出力するインバータ３を制御するものであって、搬送波信号Ｔｒを生成する搬送波生成部１７と、搬送波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６と、搬送波信号Ｔｒを用いて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部１８とを備える。搬送波周波数調整部１６は、直流電圧Ｈｖｄｃに重畳されるキャパシタ電圧リプルの各次数成分のうちで特定の次数成分の電圧振幅を低減させるための位相シフト量を表す搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定し、決定した搬送波位相差Δθｃａｒｒに従って三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と搬送波信号Ｔｒの位相差を表す電圧位相誤差Δθｖを変化させるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。このようにすることで、キャパシタ電圧リブルを十分に抑制することができる。

（２）搬送波周波数調整部１６は、直流電圧Ｈｖｄｃと交流電圧の比である変調率Ｈと、交流電圧とインバータ３からモータ２に出力される交流電流との位相差を表す力率ＰＦとに基づいて、搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定する。このようにしたので、変調率Ｈや力率ＰＦの影響を強く受けるキャパシタ電圧リブルに対して、これを十分に抑制可能な搬送波位相差Δθｃａｒｒを決定することができる。

（３）搬送波周波数調整部１６は、モータ２の回転数を表す回転速度ωｒに基づいて、キャパシタ電圧リプルにおいて電圧振幅を低減させる対象とする特定の次数成分（対象次数成分Ｎｒ）を選択する。具体的には、搬送波周波数調整部１６は、回転速度ωｒに応じて周波数が変化する電圧リプルの各次数成分のうち、直流電圧Ｈｖｄｃの入力経路におけるインバータ３の共振周波数ｆｒとの周波数差が所定値未満となる次数成分を、対象次数成分Ｎｒとして選択する。このようにしたので、共振によって増幅される次数成分を対象次数成分Ｎｒとして選択できるため、キャパシタ電圧リブルを効果的に抑制することが可能となる。

（４）搬送波周波数調整部１６は、例えば、６の倍数の次数成分を対象次数成分Ｎｒとして選択する。このようにしたので、キャパシタ電圧リプルの主要次数成分である６の倍数の次数成分を対象次数成分Ｎｒとして選択し、この対象次数成分Ｎｒの電圧振幅を低減することが可能となるため、キャパシタ電圧リブルを確実に抑制できる。

（５）搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを所定の整数値に選択することで、搬送波周波数ｆｃが三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数の整数倍となるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。具体的には、例えば同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを３の倍数に選択することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期当たりの搬送波の数が３の倍数となるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。このようにしたので、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整し、同期ＰＷＭ制御を確実に行うことができる。

（６）搬送波周波数調整部１６は、回転速度ωｒが変化しないときや、回転速度ωｒの変化レートが所定値以上のときには、搬送波位相差Δθｃａｒｒを変化させずに一定としてもよい。このようにすれば、制御の追従性を維持しつつ、キャパシタ電圧リブルを抑制することができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。

図１２は、本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動システムの全体構成図である。図１２において、モータ駆動システム７５は、冗長化された駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂを有しており、これらの駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂには、インバータ制御装置１、モータ２および高圧バッテリ５が共通に接続されている。本実施形態では、モータ２が２つの巻線系統２１，２２を有しており、一方の巻線系統２１が駆動系統１０２Ａを構成し、もう一方の巻線系統２２が駆動系統１０２Ｂを構成する。

駆動系統１０２Ａは、インバータ３および回転位置検出器４を有しており、巻線系統２１に対応する回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ８がモータ２に取り付けられている。インバータ３により生成された交流電力は、モータ２の巻線系統２１に流れてモータ２を回転駆動させる。駆動系統１０２Ａにおいて、インバータ３とモータ２の間には、電流検出部７が配置されている。

駆動系統１０２Ｂは、インバータ３ａおよび回転位置検出器４ａを有しており、巻線系統２２に対応する回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ８ａがモータ２に取り付けられている。インバータ３ａにより生成された交流電力は、モータ２の巻線系統２２に流れてモータ２を回転駆動させる。駆動系統１０２Ｂにおいて、インバータ３ａとモータ２の間には、電流検出部７ａが配置されている。

本実施形態のインバータ制御装置１は、インバータ３，３ａと接続されている。インバータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊が入力される。インバータ制御装置１は、入力されたトルク指令Ｔ＊に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、インバータ制御装置１が有する搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６５により、駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂに発生するキャパシタ電圧リプルをそれぞれ抑制できるように、搬送波位相差Δθｃａｒｒを設定し、これに基づいて電圧位相誤差Δθｖを演算することで、搬送波信号Ｔｒの周波数を調整する。このとき、固定搬送波位相決定部１６５３では、駆動系統１０２Ａと駆動系統１０２Ｂで別々のマップを参照し、それぞれで発生するキャパシタ電圧リプルを最も効果的に低減できるように、駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂに対する搬送波位相差Δθｃａｒｒの値をそれぞれ設定することが好ましい。もしくは、駆動系統１０２Ａと駆動系統１０２Ｂのキャパシタ電圧リプルの総和が最も効果的に低減できるように、駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂに対する搬送波位相差Δθｃａｒｒの値をそれぞれ設定してもよい。

本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したインバータ制御装置１を用いて、図１２のモータ駆動システム７５が実現されることで、駆動系統１０２Ａと駆動系統１０２Ｂのそれぞれに対して、キャパシタ電圧リプルの抑制という効果が得られる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。

図１３は、本発明の第３の実施形態におけるハイブリッドシステム７２の構成図である。

図１３に示すように、ハイブリッドシステム７２は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（インバータ制御装置１、モータ２、インバータ３、回転位置検出器４、高圧バッテリ５、電流検出部７）と、これと同様のモータ駆動システム１０１（インバータ制御装置１、モータ２ａ、インバータ３ａ、回転位置検出器４ａ、高圧バッテリ５、電流検出部７ａ）とを含んで構成される。モータ駆動システム１００，１０１は、インバータ制御装置１と高圧バッテリ５を共有している。

モータ２ａには、回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ８ａが取り付けられている。回転位置検出器４ａは、回転位置センサ８ａの入力信号から回転位置θａを演算し、インバータ制御装置１に出力する。インバータ３ａとモータ２ａの間には、電流検出部７ａが配置されている。モータ２ａの回転子において発生したトルクは、回転子に固定された回転軸からモータ駆動システム１０１の外部へと伝達される。

インバータ３ａは、インバータ回路３１ａ、ゲート駆動回路３２ａおよび平滑キャパシタ３３ａを有する。ゲート駆動回路３２ａは、インバータ３のゲート駆動回路３２と共通のインバータ制御装置１に接続されており、インバータ制御装置１から入力されるＰＷＭパルス信号に基づいて、インバータ回路３１ａが有する各スイッチング素子を制御するためのゲート駆動信号を生成し、インバータ回路３１ａに出力する。インバータ回路３１ａおよび平滑キャパシタ３３ａは、インバータ回路３１および平滑キャパシタ３３と共通の高圧バッテリ５に接続されている。

インバータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊と、モータ２ａに対するトルク指令Ｔａ＊とが入力される。インバータ制御装置１は、これらのトルク指令に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２，２ａの駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号をそれぞれ生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、インバータ制御装置１が有する搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６５により、モータ駆動システム１００，１０１に発生するキャパシタ電圧リプルをそれぞれ抑制できるように、電圧位相誤差Δθｖを演算して搬送波信号Ｔｒの周波数を調整する。なお、電圧位相誤差演算部１６５において、固定搬送波位相決定部１６５３は、インバータ３，３ａのそれぞれに対して別々の値で搬送波位相差Δθｃａｒｒを設定してもよい。

モータ２には、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２が接続されている。エンジンシステム７２１は、エンジン制御部７２２の制御により駆動し、モータ２を回転駆動させる。モータ２は、エンジンシステム７２１により回転駆動されることで発電機として動作し、交流電力を発生する。モータ２が発生した交流電力は、インバータ３により直流電力に変換され、高圧バッテリ５に充電される。これにより、ハイブリッドシステム７２をシリーズハイブリッドシステムとして機能させることができる。なお、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２は、モータ２ａに接続可能としてもよい。

本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したインバータ制御装置１を用いて、図１３のハイブリッドシステム７２が実現されることで、第２の実施形態と同様に、モータ駆動システム１００とモータ駆動システム１０１のそれぞれに対して、キャパシタ電圧リプルの抑制という効果が得られる。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。

図１４は、本発明の第４の実施の形態における機電一体ユニット７１の外観斜視図である。機電一体ユニット７１は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（インバータ制御装置１、モータ２およびインバータ３）を含んで構成される。モータ２とインバータ３はバスバー７１２を介して結合部７１３で接続される。モータ２の出力がギア７１１を介し、図示省略したディファレンシャルギアへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図１４ではインバータ制御装置１の図示を省略しているが、インバータ制御装置１は任意の位置に配置することができる。

この機電一体ユニット７１の特徴は、モータ２とインバータ３とギア７１１とが一体となった構造である。機電一体ユニット７１では、このような一体構造による小型化が強く求められることから、インバータ３の内部で多くのスペースを占める平滑キャパシタ３３のサイズ低減が必要となる。そこで、第１の実施形態で説明したインバータ制御装置１を用いることにより、平滑キャパシタ３３の静電容量を削減して小型化を図りつつ、キャパシタ電圧リプルを抑制することができる。そのため、小型の機電一体ユニットを実現できる。

（第５の実施形態）
次に、図１５を用いて、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００を車両に適用した実施形態を説明する。

図１５は、本発明の第５の実施形態に係るハイブリッド自動車システムの構成図である。本実施形態ハイブリッド自動車システムは、図１５に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。

図１５に示すハイブリッド自動車システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。

前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるディファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。

エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリーとモータ２の回転軸に設けられたプーリーとがベルトを介して機械的に連結されている。

これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、インバータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。

すなわち、モータ２は、インバータ制御装置１の制御によってインバータ３から出力される三相交流電力を用いて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。

インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置に従って、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。

モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、自動車の低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。

車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。

加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などの回生モードを行う。

第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００を用いて実現される図１５のハイブリッド自動車システムでは、回転速度ωｒ、変調率Ｈ、力率ＰＦに基づき、キャパシタ電圧リプルの各次数成分のうちで特定の次数成分の電圧振幅を低減させるための位相シフト量を決定し、決定した位相シフト量に従って三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と搬送波信号Ｔｒの位相差を変化させるように、電圧位相誤差Δθｖを決定する。その結果、キャパシタ電圧リプルを抑制できるため、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車で使用されるバッテリの劣化を防ぐとともに、モータ制御を安定化させることが可能となる。

なお、以上説明した各実施形態において、インバータ制御装置１内の各構成（図２、図３、図４など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。インバータ制御装置１内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めインバータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをインバータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。

なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

１…インバータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置検出器、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…回転位置センサ、１１…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換電流制御部、１４…電流制御部、１５…ｄｑ／三相電圧指令変換部、１６…搬送波周波数調整部、１７…搬送波生成部、１８…ＰＷＭ制御部、３１…インバータ回路、３２…ゲート駆動回路、３３…平滑キャパシタ、７１…機電一体ユニット、７２…ハイブリッドシステム、７５，１００，１０１…モータ駆動システム、１０２Ａ，１０２Ｂ…駆動系統、１６１…同期ＰＷＭ搬送波数選択部、１６２…電圧位相演算部、１６３…変調率演算部、１６４…力率演算部、１６５…電圧位相誤差演算部、１６６…同期搬送波周波数演算部、１６７…搬送波周波数設定部、１６５１…基準電圧位相演算部、１６５２…次数成分選択部、１６５３…固定搬送波位相決定部、１６５４…加算部、１６５５…減算部、７１１…ギア、７１２…バスバー、７１３…結合部、８００…車体、８０１…前輪車軸、８０２…前輪、８０３…前輪、８０４…後輪車軸、８０５…後輪、８０６…後輪、８１０…エンジン、８１１…ディファレンシャルギア、８１２…変速機、８２３…低圧バッテリ、８２４…ＤＣ－ＤＣコンバータ、８２５…スタータ

Claims (15)

1. 直流電圧を交流電圧に変換してモータに出力するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
   搬送波を生成する搬送波生成部と、
   前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、
   前記搬送波を用いて電圧指令をパルス幅変調し、前記インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部と、を備え、
   前記搬送波周波数調整部は、前記直流電圧に重畳される電圧リプルの各次数成分のうちで特定の次数成分の電圧振幅を低減させるための位相シフト量を決定し、決定した前記位相シフト量に従って前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させるように、前記搬送波の周波数を調整するインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記直流電圧と前記交流電圧の比である変調率と、前記交流電圧と前記インバータから前記モータに出力される交流電流との位相差を表す力率と、に基づいて、前記位相シフト量を決定するインバータ制御装置。
3. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記モータの回転数に基づいて、前記特定の次数成分を選択するインバータ制御装置。
4. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記モータの回転数に応じて周波数が変化する前記電圧リプルの各次数成分のうち、前記直流電圧の入力経路における前記インバータの共振周波数との周波数差が所定値未満となる次数成分を、前記特定の次数成分として選択するインバータ制御装置。
5. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、６の倍数の次数成分を前記特定の次数成分として選択するインバータ制御装置。
6. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記搬送波の周波数が前記電圧指令の周波数の整数倍となるように、前記搬送波の周波数を調整するインバータ制御装置。
7. 請求項６に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記電圧指令の１周期当たりの前記搬送波の数が３の倍数となるように、前記搬送波の周波数を調整するインバータ制御装置。
8. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記モータの回転数が変化しないときには、前記位相シフト量を変化させずに一定とするインバータ制御装置。
9. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記搬送波周波数調整部は、前記モータの回転数の変化レートが所定値以上のときには、前記位相シフト量を変化させずに一定とするインバータ制御装置。
10. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    前記搬送波周波数調整部は、前記モータの回転状態の変化に応じて前記位相差を連続的に変化させるインバータ制御装置。
11. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    複数の前記インバータと接続されて前記ＰＷＭパルス信号を各インバータに出力するインバータ制御装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
    前記インバータ制御装置に接続された前記インバータと、
    前記インバータにより駆動される前記モータと、
    前記モータに接続されたエンジンシステムと、を備えるハイブリッドシステム。
13. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
    前記インバータ制御装置に接続された前記インバータと、
    前記インバータにより駆動される前記モータと、
    前記モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、
    前記モータ、前記インバータおよび前記ギアが一体構造となった機電一体ユニット。
14. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
    前記インバータ制御装置に接続された前記インバータと、
    前記インバータにより駆動される前記モータと、を備え、
    前記モータの回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。
15. 直流電圧を交流電圧に変換してモータに出力するインバータを制御する方法であって、
    搬送波を生成し、
    前記直流電圧に重畳される電圧リプルの各次数成分のうちで特定の次数成分の電圧振幅を減少させるための位相シフト量を決定し、
    決定した前記位相シフト量に従って電圧指令と前記搬送波の位相差を変化させるように、前記搬送波の周波数を調整し、
    前記搬送波を用いて前記電圧指令をパルス幅変調することで、前記インバータの動作を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するインバータ制御方法。

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