JP2020509730A - Ｄｃリンク電流リップルを低減するための駆動システムおよびその動作方法 - Google Patents

Abstract

１つまたは複数のＤＣおよびＡＣ電気ポートに結合可能な駆動システムを動作させるためのシステムおよび方法が開示される。駆動システムは、ＤＣリンクと、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータと、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータと、ＤＣリンクコンデンサと、それらの動作パラメータに基づいて少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの１つまたは複数の互いに対する動作を制御するように構成された制御システムとを含む。少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの１つまたは複数の動作を制御する際に、制御システムは、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング周波数、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号位相、ＤＣ−ＡＣコンバータキャリア信号位相、および少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルの少なくとも１つを制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、一般に、ＡＣ駆動システムにおけるＤＣ−ＤＣおよびＤＣ−ＡＣ電力変換に関し、より具体的には、そのような駆動システムにおけるＤＣリンク電流リップルを低減するためのシステムおよび方法に関する。

純粋な電気車両は、貯蔵された電気エネルギーを使用して電気モータに電力を供給し、電気モータは車両を推進させ、また補助駆動装置を動作させることもできる。純粋な電気車両は、貯蔵された電気エネルギーの１つまたは複数の供給源を使用することができる。例えば、貯蔵された電気エネルギーの第１の供給源を使用してより持続性のエネルギーを提供することができ、貯蔵された電気エネルギーの第２の供給源を使用して、例えば、加速用のより高電力のエネルギーを提供することができる。

ハイブリッド電気車両は、車両を推進させるために、内燃エンジンと、牽引バッテリなどのエネルギー貯蔵装置によって電力を供給される電気モータとを組み合わせることができる。そのような組合せは、燃焼エンジンおよび電気モータが効率の増加したそれぞれの範囲で各々動作することを可能にすることによって全体の燃料効率を高めることができる。電気モータは、例えば、定常始動から加速するのに効率的であり得るが、燃焼エンジンは、高速道路運転などの一定のエンジン動作の持続期間中に効率的であり得る。初期加速をブーストする電気モータを有することによって、ハイブリッド車両の燃焼エンジンをより小型にし、より燃料効率的にすることを可能にする。

ハイブリッドおよび電気車両のエネルギーシステムでは、エネルギーは、エネルギー貯蔵装置からＤＣリンクに伝達され、ＤＣリンクは、ＤＣ−ＡＣインバータおよび電気モータに電気的に結合される。多くの場合、双方向ブーストコンバータがＤＣリンクに結合され、エネルギーシステムの低電圧側のエネルギー貯蔵装置からの電圧をＤＣ−ＡＣインバータに供給するためにエネルギーシステムの高電圧側のより高いレベルの電圧にブーストする。バッテリ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＡＣインバータおよびモータを伴う典型的なシステムが図１に示される。そこに見られるように、ＤＣリンクコンデンサは、ＤＣからＡＣへの反転の間に生じる電流リップルを吸収するために必要とされる。ＤＣリンクコンデンサは、システムの重要かつ嵩張る構成要素であり、ＤＣリンクコンデンサは、典型的には、見られる最大リップル電流に合わせたサイズであり、コンデンサの寿命は、経時的に流れる電流に依存する。周囲温度が高い自動車用途では、コンデンサリップル電流を低減することが重要である。

しかし、低コストでコンパクトな電力変換用途ではコンデンサのサイズを小さくしてその寿命を延ばすことが重要であると認識されているが、ＤＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換方式によるコンデンサの最小化においては研究があまり行われていない。そのようなコンデンサの最小化のために今日までに行われた研究において、従来技術の進歩は、非常に狭い帯域のデューティ比に対してのみリップル低減を達成し、バングバングコントローラを使用してリップル電流を低減し、かつコンデンサのサイズを小さくしたが、ＤＣ電圧リップルが大きくなること、および／または２つのインバータを使用して電流リップルを相殺することにより、セグメント化された巻線を有するモータまたは２つの別々のモータが必要になる。

したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびＤＣ−ＡＣインバータを含む駆動システムにおいてＤＣリンク電流リップルを低減するためのシステムおよび方法を提供することが望ましいであろう。ＤＣリンク電流リップルを低減すると、ＤＣリンクコンデンサのサイズを小さくし、コンデンサの寿命を延ばすことが可能になる。

米国特許出願公開第２０１４／０２３２３０９号明細書

本発明の一態様によれば、１つまたは複数のＤＣ電気ポートから受容される、または１つまたは複数のＤＣ電気ポートに提供される電力を調整する１つまたは複数のＤＣ電気ポートに結合可能であり、かつ１つまたは複数のＡＣ電気ポートに提供される、または１つまたは複数のＡＣ電気ポートから受容される電力を調整する１つまたは複数のＡＣ電気ポートに結合可能である駆動システムが提供される。駆動システムは、ＤＣリンクと、ＤＣリンクにおよび１つまたは複数のＤＣ電気ポートに電気的に結合されてＤＣ−ＤＣ電力変換を実行する少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣリンクにおよび１つまたは複数のＡＣ電気ポートに電気的に結合されてＤＣ−ＡＣ電力変換を実行し、任意選択でＡＣ−ＤＣ電力変換を実行する少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバータとの間のＤＣリンクに電気的に結合されて電流リップルを吸収するＤＣリンクコンデンサと、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびＤＣ−ＡＣコンバータに動作可能に接続された制御システムとを含み、制御システムは、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの各々の動作パラメータに基づいて少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの１つまたは複数の互いに対する動作を制御し、それによりＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルを低減するように構成され、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの各々の動作パラメータは、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの変調方法、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータの多数の位相、１つまたは複数のＡＣ電気ポートの力率、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクル、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数、１つまたは複数のＡＣ電気ポートの基本周波数、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの変調指数、および少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング周波数の１つまたは複数を含む。少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの１つまたは複数の動作を制御する際に、制御システムは、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング周波数、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号位相、ＤＣ−ＡＣコンバータキャリア信号位相、および少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルの少なくとも１つを制御する。

本発明の別の態様によれば、ＤＣリンク電流リップルを低減しながら１つまたは複数のＡＣ電気ポートを駆動するための駆動システムを動作させる方法は、ＤＣリンクに電気的に結合された少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータを動作させてエネルギー源またはエネルギー貯蔵装置から受容される第１のＤＣ電力を修正し、それにより第２のＤＣ電力を出力することを含む。方法はまた、ＤＣリンクに電気的に結合された少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータを動作させて第２のＤＣ電力を１つまたは複数のＡＣ電気ポートに提供されるＡＣ電力に変換することと、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータの各々の動作パラメータに基づいて少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータの１つまたは複数の動作を修正し、それによりＤＣリンク上およびＤＣリンクに結合されたＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルを最小にすることとを含み、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータの１つまたは複数の動作を修正することは、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号とＡＣ−ＤＣインバータキャリア信号との間の位相シフト、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を修正すること、および少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルを修正することの１つまたは複数を実施することを含む。

本発明の様々な他の特徴および利点は、以下の詳細な説明および図面から明らかになるであろう。

図面は、本発明を実施するために現在企図される好適な実施形態を示す。

本発明の一実施形態による、駆動システムの概略図である。 本発明の一実施形態による、電気車両で使用するためなどの牽引駆動システムの概略図である。 図２の牽引駆動システムで使用するためのＤＣ−ＡＣインバータの概略図である。 図２の牽引駆動システムで使用するための単相ＤＣ−ＤＣコンバータの概略図である。 図２の牽引駆動システムで使用するための二相インターリーブＤＣ−ＤＣコンバータの概略図である。 図２の牽引駆動システムで使用するための三相インターリーブＤＣ−ＤＣコンバータの概略図である。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＡＣインバータのキャリアベースのスイッチングを用いた、内部のＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルを最小にするための図２の牽引駆動システムの制御方式を示すブロック概略図である。 異なるコンバータスイッチング周波数およびキャリア信号位相シフトを実施した場合および実施していない場合の、単相、二相、および三相ＤＣ−ＤＣコンバータのＳＶＰＷＭ動作ＤＣ−ＡＣインバータのＤＣコンデンサリップル電流を示すグラフである。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリアがインバータキャリアに対して位相シフトされる、ＤＣ−ＤＣコンバータの所定のデューティ比におけるＤＣ−ＤＣコンバータキャリアの位相シフトを示すグラフである。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＡＣインバータキャリアがコンバータキャリアに対して位相シフトされる、ＤＣ−ＤＣコンバータの所定のデューティ比におけるＤＣ−ＡＣインバータキャリアの位相シフトを示すグラフである。 本発明の一実施形態による、異なる周波数キャリアサイクルの導入を介したインバータキャリアとコンバータキャリアとの間の位相シフトの実施を示すグラフである。 本発明の一実施形態による、キャリア信号位相シフトを実施した場合および実施していない場合の、単相および二相ＤＣ−ＤＣコンバータの不連続ＰＷＭ動作ＤＣ−ＡＣインバータのＤＣコンデンサリップル電流を示すグラフである。 本発明の一実施形態による、キャリア信号位相シフトを実施した場合および実施していない場合の、単相および二相ＤＣ−ＤＣコンバータの不連続ＰＷＭ動作ＤＣ−ＡＣインバータのＤＣコンデンサリップル電流を示すグラフである。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＡＣインバータの非キャリアベースのスイッチングを用いた、内部のＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルを最小にするための図２の牽引駆動システムの制御方式を示すブロック概略図である。 本発明の一実施形態による、６ステップインバータの非キャリアベースのスイッチング方法の６ステップＤＣ−ＡＣインバータおよびＤＣ−ＤＣコンバータ波形を示すグラフである。 本発明の一実施形態による、選択的高調波除去（ＳＨＥ）インバータスイッチングパターンならびにそのようなスイッチングパターンから生じる６０°期間の対応するインバータおよび電流波形を示すグラフである。 本発明の一実施形態による、選択的高調波除去（ＳＨＥ）インバータスイッチングパターンならびにそのようなスイッチングパターンから生じる６０°期間の対応するインバータおよび電流波形を示すグラフである。 本発明の別の実施形態による、電気車両で使用するためなどの牽引駆動システムの概略図である。

本明細書に記載の本発明の実施形態は、駆動システムのＤＣリンクコンデンサにわたるＤＣリンク電流リップルを低減する駆動システムおよびその動作方法に関する。駆動システムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータおよびＤＣ−ＡＣインバータの１つまたは複数の動作は、電流リップルのそのような低減をもたらすように制御され、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号位相、ＡＣ−ＤＣインバータキャリア信号位相、および／またはＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルパルスパターンは、ＤＣリンクコンデンサ電流リップルの低減を達成するために変更または改変される。

本発明の実施形態は、主に自動車環境の牽引駆動システム（すなわち、車両推進システム）で使用される駆動システムの文脈で以下に説明されるが、本発明の実施形態は、様々なタイプの駆動システムと共に使用可能であり、様々なタイプの駆動システムに用いられ得ることが認識される。すなわち、本発明の実施形態は、ＤＣ源から可変電圧および周波数を有するＡＣ波形を生成するためにインバータの使用を必要とする任意のタイプの可変周波数駆動システムを対象とし、そのようなＡＣ波形は、ＡＣ電気機械、グリッド、または他の負荷が接続され得るＡＣ電気ポートに提供される。本発明の実施形態はまた、同じＤＣリンクを使用して複数のＡＣ電気ポートを駆動する複数の駆動システムの任意の組合せを対象とする。さらにまた、本発明の実施形態は、ＡＣ電気ポートから電力を受容する任意のタイプの可変周波数駆動システムを対象とする。一例として、可変周波数駆動システムは、牽引駆動システムと共に使用される回生モードで動作するＡＣ電気機械からＡＣ電力を受容することができ、可変周波数駆動システムは、結合されたエネルギー貯蔵装置を再充電するために、エネルギー貯蔵装置に提供するためのそのようなＡＣ電力を調整する。別の例として、可変周波数駆動システムは、ＡＣ発電機からＡＣ電力を受容することができ、可変周波数駆動システムは、結合されたＤＣ負荷に提供するためのそのようなＡＣ電力を調整する。したがって、本発明の実施形態は、牽引駆動システムでの使用のみに制限されることを意味しないが、本発明の実施形態は、様々なタイプの駆動システムを包含することを理解されたい。

図１は、本発明の一実施形態による駆動システム１０を示す。駆動システム１０は、一般に、１つまたは複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１４と、１つまたは複数のＤＣ−ＡＣコンバータ１６とを含む。本発明の実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣコンバータ１６は、単一の方向のみで電力変換を実行してもよく、または双方向電力変換を実行してもよい（すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４は、双方向ＤＣ−ＤＣ変換を実行してもよく、ＤＣ−ＡＣコンバータは、ＤＣ−ＡＣおよびＡＣ−ＤＣ変換を実行してもよい）。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣコンバータ１６は、駆動システム１０に電気的に結合された１つまたは複数のＤＣ電気ポート１７および１つまたは複数のＡＣ電気ポート１９から受容され、かつ提供される電力を調整し、電力は、ＤＣリンク２０を介して駆動システムで電気ポート１７、１９に伝達される。限定はしないが、再生可能な電源、バッテリ、および／または補助負荷を含む、概して１２で示される１つまたは複数のＤＣ負荷、ＤＣ電源またはＤＣエネルギー貯蔵装置は、１つまたは複数のＤＣ電気ポート１７に結合されてＤＣ電力を提供するか、またはＤＣ電力を受容することができる。限定はしないが、ＡＣ電気機械／モータおよび／またはＡＣ発電機を含む、概して１８で示される１つまたは複数のＡＣ負荷またはＡＣ電源は、１つまたは複数のＡＣ電気ポート１９に結合されてＡＣ電力を受容するか、またはＡＣ電力を提供することができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣコンバータ１６の動作は、（１つまたは複数のコントローラからなる）制御システム２６によって制御され、駆動システム１０の動作中に必要に応じて電力変換および反転を提供することができる。

システム１０のＤＣ電気ポート１７およびＡＣ電気ポート１９に関して、本出願における用語「ポート」の使用は、ＤＣ−ＡＣコンバータ１６とＡＣ電気機械／モータおよび／またはＡＣ発電機１８との間、およびＤＣ−ＤＣコンバータ１４とＤＣ負荷、ＤＣ電源またはＤＣエネルギー貯蔵装置１２との間など、システムに提供される電気接続を単に指すことを意味することを理解されたい。したがって、ＤＣ電気ポート１７およびＡＣ電気ポート１９は、物理的なポートまたはレセプタクルに限定されることを意味していないが、システム１０の構成要素の間の電気接続を提供するすべてのタイプの接続および配線を含むことが認識される。

ここで図２を参照すると、本発明の一実施形態による車両推進システム１０が示されており、そのような一実施形態は、そのようなシステムのＤＣリンクコンデンサにわたるＤＣリンク電流リップルを低減する可変速度駆動システムの動作をさらに例示するために使用される。車両推進システム１０は、電気またはハイブリッド車両用途に使用することができ、一般に、対応するＤＣ電気ポート１７に接続された１つまたは複数のエネルギー源またはエネルギー貯蔵装置１２と、１つまたは複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１４と、１つまたは複数のＤＣ−ＡＣインバータ１６と、システム１０の対応するＡＣ電気ポート１９に接続された１つまたは複数の負荷１８とを含む。図１の実施形態では、バッテリの形態のエネルギー貯蔵装置１２は、推進システム１０のＤＣ電力を提供する。しかし、ウルトラコンデンサ、燃料電池、フライホイールなどのような別のタイプのエネルギー貯蔵装置１２も企図されることが認識される。エネルギー貯蔵装置１２は、ＤＣリンク２０を介してＤＣ−ＤＣコンバータ１４、ＤＣ−ＡＣインバータ１６、および負荷１８に結合される。負荷１８は、ＡＣモータであることが好ましいが、これに限定されない。図示されていないが、複数のモータ１８の各々は、それぞれの車輪または他の負荷に結合されてもよく、または各モータ１８は、回転電力を車輪または他の負荷に分配するための差動装置に結合されてもよく、追加のＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６は、そのようなモータで動作するために推進システム１０に含まれてもよいことを理解されたい。

加速モードでの推進システム１０の動作において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４は、推進システム１０の低電圧側（概して２２で示す）によって提供される電圧を推進システム１０の高電圧側（概して２４で示す）にブーストするように作用する。すなわち、推進システム１０の低電圧側２２でＤＣリンク２０を介して提供される電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４によってブーストされ、それによって推進システム１０の高電圧側２４でＤＣリンク２０に提供される電圧が増加され、電圧がモータ１８の動作レベルにブーストされる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４によって出力されたブーストされたＤＣ電力はその後、ＤＣリンク２０を介してＤＣ−ＡＣインバータ１６に提供されてモータ１８を駆動する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６の動作は、（１つまたは複数のコントローラからなる）制御システム２６によって制御され、モータ１８の動作のために必要に応じて電力変換および反転を提供することができる。

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６に関して、これらの構成要素の構造および動作は、本発明の実施形態に従って変わり得ることが認識される。したがって、図２は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６の例示的な実施形態を示し、図３〜図５は、推進システム１０に含まれてもよく、その動作が制御システム２６によって制御され得るＤＣ−ＤＣコンバータ１４の様々な実施形態を示す。

図３を参照すると、ＤＣ−ＡＣインバータ１６は、当技術分野で知られているように、可変速度ドライブ（ＶＳＤ）または可変周波数ドライブ（ＶＦＤ）として動作可能であり、６つの絶縁ゲートバイポーラトランジスタスイッチ３０（ＩＧＢＴ）およびダイオード３２の構成などの一連のＩＧＢＴ３０および逆並列ダイオード３２からなり、モータなどの負荷に送達するために所望の周波数および振幅にＡＣ電圧波形をまとめて合成する。ＤＣ−ＡＣインバータは、逆並列ダイオード３２と組み合わせてＩＧＢＴ３０を含むように示されているが、本発明の他の実施形態は、例えば、逆並列ダイオード３２を有するまたは有さないＭＯＳＦＥＴなど、当技術分野で知られている他の電力スイッチング装置を企図していることが認識される。ＤＣ−ＡＣインバータの動作は、制御システム２６を介して行われ、制御システム２６は、例えば、空間ベクトル変調、ＤＣリンク電圧デカップリング、および保護などの高速動作を実行する。制御システム２６は、ゲート駆動信号を介してＤＣ−ＡＣインバータ１６にインターフェースし、ＤＣリンク電圧の変化を感知することができるようにＤＣリンク電圧および極電流を感知する。これらの電圧変化は、過渡的な負荷状態として解釈することができ、ほぼ定常状態の負荷状態が維持されるように、スイッチ３０のスイッチングを制御するために使用される。ゲート駆動信号を介して制御システム２６をＤＣ−ＡＣインバータ１６にインターフェースするために、ゲートドライバ（図示せず）がインバータの各位相電力構造に設置される。ゲートドライバの各々は、制御システム２６の信号発生器から低電力入力信号を受容し、その対応するＩＧＢＴ３０のゲートのための増幅された高電流駆動入力を発生し、それによりその効率的なスイッチングを容易にする。本発明の実施形態によれば、制御システム２６は、正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）、空間ベクトルＰＷＭおよび不連続ＰＷＭを含むキャリアベースのスイッチング技術、ならびに６ステップインバータおよび選択的高調波除去（ＳＨＥ）インバータ動作などの非キャリアベースのスイッチング技術を含む、多数の異なる制御または変調方式に従ってＤＣ−ＡＣインバータを動作させることができる。

図４〜図６を参照すると、様々なＤＣ−ＤＣコンバータ構造が示されている。図４では、一対のスイッチ３６、３８および一対のダイオード４０、４２を含む単相レッグに結合されたインダクタ３４を含む単相ＤＣ−ＤＣコンバータ１４が示されている。各スイッチ３６、３８は、それぞれのダイオード４０、４２に結合され、各スイッチ／ダイオード対は、それぞれの半位相モジュール４４、４６を形成する。例示の目的で、スイッチ３６、３８は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）として示されている。しかし、本発明の実施形態は、ＩＧＢＴに限定されない。例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、および金属酸化膜半導体制御サイリスタ（ＭＣＴ）などの任意の適切な電子スイッチを使用することができる。コンバータ電流は、パルスで構成され、スイッチ３６、３８のコンバータスイッチング周波数（ｆ_ｃｏｎｖ）に等しい基本周波数を有する。

図５では、各々が一対のスイッチ３６、３８および一対のダイオード４０、４２を含む一対の位相レッグの各々に結合されたインダクタ３４を含む二相インターリーブＤＣ−ＤＣコンバータ１４が示されている。二相レッグのインダクタ３４は、結合されていなくてもよいし、または磁気的に結合されてもよい。コンバータ電流の実効周波数は、コンバータスイッチ３６、３８のスイッチング周波数の２倍であり、それによってＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６のスイッチング周波数は、インバータの支配的な高調波と同じ周波数のＤＣ電流を得るために同じにすることができる。

図６では、各々が一対のスイッチ３６、３８および一対のダイオード４０、４２を含む３つの位相レッグの各々に結合されたインダクタ３４を含む三相インターリーブＤＣ−ＤＣコンバータ１４が示されている。三相レッグのインダクタ３４は、結合されていなくてもよいし、または結合されてもよい。コンバータ電流の実効周波数は、コンバータスイッチ３６、３８のスイッチング周波数の３倍であり、それによってＤＣ−ＤＣコンバータ１４のスイッチング周波数は、インバータの支配的な高調波と同じ周波数のＤＣ電流を得るためにＤＣ−ＡＣインバータスイッチング周波数の２／３である。

ここで図２（および図１）に戻って参照すると、推進システムがＤＣリンク２０に結合されるＤＣリンクコンデンサ４８をさらに含むことが示されている。コンデンサ４８は、ＤＣ電力からＤＣ電力への変換の間、およびＤＣからＡＣ電力への反転の間に生じるＤＣリンク２０上の電流リップルを吸収するように作用する。コンデンサ４８は、電流がエネルギー貯蔵装置１２からコンデンサ４８に流れるので、電流がＤＣ−ＡＣインバータ１６に流れていないときに充電され、コンデンサ４８は、電流がコンデンサ４８からＤＣ−ＡＣインバータ１６に流れると放電される。ＤＣ−ＡＣインバータ１６の動作、例えば、インバータのＰＷＭ制御では、コンデンサ４８が１サイクルの動作中に充電と放電とを交互に繰り返すことで、コンデンサ電流がパルス化される。このコンデンサ電流のパルス化は、電流リップルと呼ばれ、電流リップルは、コンデンサ４８に熱を生成し、ＤＣ−ＡＣインバータ１６に適用される電圧の変動を引き起こす可能性があることが認識される。ＤＣリンクコンデンサ４８は、典型的には、見られるリップル電流に合わせたサイズであり、コンデンサ４８の寿命は、経時的に流れる電流に依存する。周囲温度が高い用途では、コンデンサリップル電流を低減することが重要である。

本発明の実施形態によれば、制御システム２６は、ＤＣリンクコンデンサ４８を通る電流リップルを低減するように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６を動作させるようにプログラムおよび構成される。制御システム２６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６に動作可能に接続され、それによって制御システム２６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６に関する動作および構造データ、すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６の「動作パラメータ」を受容することができ、そして制御システム２６は、これらの動作パラメータに基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ１４および／またはＤＣ−ＡＣインバータ１６の動作を修正するように機能する。以下により詳細に説明されるように、制御システム２６によって監視される動作パラメータは、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータ１６の変調方法、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータ１４の多数の位相、ＡＣ電気機械１８の力率、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータ１４のデューティサイクル、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータ１４のスイッチング周波数、ＡＣ電気機械１８の基本周波数、および／またはＤＣ−ＡＣインバータ１６の変調指数の１つまたは複数であってもよく、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４および／またはＤＣ−ＡＣインバータ１６の動作の修正は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４のスイッチング周波数、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号位相、ＡＣ−ＤＣインバータキャリア信号位相、および／またはＤＣ−ＤＣコンバータ１４の可変デューティサイクルパルスパターンの１つまたは複数を修正することを含む。制御システム２６によるＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６の特定の制御に関して、本発明の様々な実施形態を以下に記載する。

ここで図７を参照し、続けて図２を参照すると、ＤＣ−ＡＣインバータ１６がキャリアベースの制御方法に従って動作するときに使用するために、ＤＣリンクコンデンサ４８にわたる電流リップルを最小にするための制御方式５０を示すブロック概略図が示されており、実施形態は、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）方式について説明される。そこに示すように、制御システム２６に提供される動作パラメータは、ＤＣ−ＡＣインバータ１６の変調方法、すなわち、ＳＶＰＷＭ、ならびにインバータスイッチング周波数ｆ_ｉｎｖ、およびＤＣ−ＤＣコンバータ１４のデューティ比の形態である。これらの動作パラメータ入力に基づいて、制御システム２６は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６の動作と組み合わせて、ＤＣリンクコンデンサ４８にわたる電流リップルを最小にするように働くＤＣ−ＤＣコンバータスイッチングパターンを決定する。図７に示すように、制御システム２６によって実行されるＤＣ−ＤＣコンバータ１４の制御は、ＤＣ−ＤＣコンバータ周波数ｆ_ｃｏｎｖ、およびＤＣ−ＤＣコンバータ１４に提供されるキャリア信号の位相を設定する。

以下の表１および表２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４のスイッチング周波数および実施されるキャリア信号位相シフトは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の位相の数に依存し、実施される位相シフトもまた、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４のデューティ比に依存し、位相シフトは、デューティ比の予め設定された値でコンバータキャリアとインバータキャリアとの間で実施され、そして電流が相殺されることでリップルが低減される。デューティ比は、次のように定義される：
ｄ＝１−供給源電圧／出力電圧。

最小の電流リップルを得るためのスイッチング周波数の間の関係は、次の通りである：
インバータスイッチング周波数＝ｆ_ｉｎｖ
インバータ電流周波数＝２ｆ_ｉｎｖ。

したがって、スイッチング周波数およびコンバータ電流周波数を表１に示す。

インバータキャリアとコンバータキャリアとの間の位相シフト、および異なるＤＣ−ＤＣコンバータトポロジの遷移デューティ比を表２に記載する。

ここで図８を参照すると、異なるコンバータスイッチング周波数およびキャリア信号位相シフトを実施した場合および実施していない場合の、単相、二相、および三相ＤＣ−ＤＣコンバータのＳＶＰＷＭ動作ＤＣ−ＡＣインバータのＤＣコンデンサリップル電流を示すグラフが示されている。

単相レッグを有するＤＣ−ＤＣコンバータ１４の場合、コンバータのスイッチング周波数がインバータのスイッチング周波数の２倍にされると、線５２、５４を比較することによって示されるように、同じ周波数のパルスが得られ、ある程度のリップル低減が達成される。

二相インターリーブＤＣ−ＤＣコンバータ１４の場合、コンバータ電流の実効周波数は、ここではコンバータのスイッチング周波数の２倍であり、したがってコンバータおよびインバータのスイッチング周波数は同じであり得、２つのコンバータレッグの間の位相差は、πラジアンである。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４のデューティ比がゼロと０．５の間にあるとき、コンバータからのリップルは低く、コンバータ位相キャリアおよびインバータキャリアの一方は、同相であり、同じ周波数を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４のデューティ比が０．５よりも高いとき、コンバータのゼロ状態とインバータ電流とは重ならない。これに対抗するために、π／２ラジアンの位相シフトがインバータキャリアとコンバータキャリアとの間に導入される場合、線５６、５８を比較することによって示されるように、リップル電流は著しく低減される。

三相インターリーブＤＣ−ＤＣコンバータ１４の場合、コンバータ電流の実効周波数は、ここではコンバータスイッチング周波数の３倍であり、３つのコンバータレッグの間の位相差は、２π／３ラジアンである。コンバータに使用されるスイッチング周波数は、インバータと同じ周波数のＤＣ電流を得るためにインバータスイッチング周波数の２／３倍である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４のデューティ比が１／３〜２／３であるとき、リップル電流は高いレベルにあるので、線６０、６２を比較することによって示されるように、リップル電流を低減するためにインバータキャリアとコンバータキャリアとの間にπ／３ラジアンの位相シフトを実施することが望ましい。しかし、１／３よりも小さく２／３よりも大きいデューティ比では、線６０、６２を比較することによって再び示されるように、位相シフトの実施はリップル電流を増加させるので、リップル電流は位相シフトが望ましくないようなものである。

インバータキャリアとコンバータキャリアとの間の位相シフトの実施に関して、そのようなシフトは、多くの方法で、すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリアを位相シフトすることによって、ＤＣ−ＡＣインバータキャリアを位相シフトすることによって、または所望の位相シフトが達成されるまで異なる周波数キャリアを導入し、次にコンバータまたはインバータの通常のスイッチング周波数キャリアを再開することによって実施され得ることが認識される。

図９は、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリアがインバータキャリアに対して位相シフトされる、ＤＣ−ＤＣコンバータの所定のデューティ比におけるＤＣ−ＤＣコンバータキャリアの位相シフトを示す。シフトされたキャリアは定義されたデューティ比の範囲内でのみ適用されるか、位相シフトは元のキャリアに戻るために除去される。キャリアのシフトは１ステップで実施することもでき、またはシフトは複数のキャリアサイクルにわたって追加することもできる。図９に見られるように、位相シフトを実施するとＩ_ｉｎｖとＩ_ｃｏｎｖが調節され、それによりＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルを低減する。

図１０は、インバータキャリアがコンバータキャリアに対して位相シフトされる、ＤＣ−ＡＣインバータキャリアの位相シフトを示す。シフトされたキャリアは定義されたデューティ比の範囲内でのみ適用されるか、位相シフトは元のキャリアに戻るために除去される。キャリアのシフトは１ステップで実施することもでき、またはシフトは複数のキャリアサイクルにわたって追加することもでき、また変調用のスイッチングパターンを変更して電流パルスを調節し、リップルを相殺することもできる。図１０に見られるように、位相シフトを実施するとＩ_ｉｎｖとＩ_ｃｏｎｖがリップルの相殺を導入するように調節され、それによってＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルを低減する。

図１１は、異なる周波数キャリアサイクルの導入を介したインバータキャリアとコンバータキャリアとの間の位相シフトの実施を示す。すなわち、この技術では、デューティ比によるコンバータキャリア信号周波数の変化はないが、位相シフトを導入するために中間で低周波数キャリアサイクルが導入され得る。低周波数キャリアの導入は、所望の位相シフトが達成されるまで継続することができ、その時点で通常のキャリア周波数が再開する。デューティ比が再び臨界点に遷移すると、高周波数キャリアサイクルが導入されてインバータキャリアに対する位相シフトが除去される。低または高周波数キャリアサイクルの適用および結果として生じる位相シフトは、任意の数の修正されたキャリア周波数サイクルで実施することができる。位相シフトは、所望の位相シフトが達成されるまでインバータキャリアに高周波数キャリアサイクルを導入することによっても実施することができ、その時点で通常のキャリア周波数が再開する。位相シフトを除去するために、インバータキャリアの低周波数キャリアまたはコンバータの高周波数キャリアを導入することができる。高周波数キャリアを使用することは、インダクタの飽和を避けるために有益であり得る。

図７〜図１１から、ＳＶＰＷＭのようなキャリアベースのインバータＰＷＭ方法では、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリアは、インバータキャリアと位相ロックされ、関係は、デューティ比およびコンバータ位相の数に依存することがしたがって分かる。ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を改変し、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号とＤＣ−ＡＣインバータキャリア信号との間に位相シフトを導入するために制御システム２６によって実施される技術は、パルスの低下が生じる過変調領域でも機能する。

追加の実施形態によれば、ＤＣリンク電流リップルの低減はまた、他の変調戦略においても実施され得、いくつかの修正がＤＣ−ＤＣコンバータ１４およびＤＣ−ＡＣインバータ１６の制御に関して加えられる。例えば、ＤＣ−ＡＣインバータ１６の動作には不連続ＰＷＭ方法が使用され得る。一般化された不連続ＰＷＭ制御方式では、異なる３次高調波波形を生成し、力率に基づいてスイッチング損失を低減するために使用することができる変調器位相角ψ_ｍが定義される。角度ψ_ｍは、ＤＣレールにクランプされる基準電圧の部分を定義するために使用される。不連続ＰＷＭ制御方式の場合、ＤＣ−ＡＣインバータ電流パターンは、基本モータ電流サイクルの６０°間隔ごとに交互に繰り返される。１〜６の６つの６０°セクタは、電圧角θと変調器位相角ψ_ｍの差を使用して定義され得る。ＳＶＰＷＭの場合とは異なり、不連続ＰＷＭ制御方式におけるインバータ電流は、インバータスイッチング周波数にある（すなわち、インバータ電流周波数およびインバータスイッチング周波数＝ｆ_ｉｎｖ）。

以下の表３および表４に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４のスイッチング周波数は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の位相の数に依存し、実施される位相シフトは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の位相の数、ＡＣ電気機械１８の動作セクタ、およびＤＣ−ＤＣコンバータ１４のデューティ比に依存し、位相シフトは、デューティ比の予め設定された値で、かつ特定のセクタにおいてコンバータキャリアとインバータキャリアとの間で実施され、そして電流が相殺されることでリップルが低減される。

表３に示すように、最小の電流リップルを得るためのスイッチング周波数の間の関係は、次の通りである：

異なるコンバータトポロジおよび異なる動作セクタにおける遷移デューティ比に関するインバータキャリアとコンバータキャリアとの間の位相シフトは、表４に記載する。

表４に見られるように、単相レッグを有するＤＣ−ＤＣブーストコンバータ１４の場合、コンバータキャリア信号とインバータのキャリア信号との間のキャリア信号シフトは、ＡＣ電気機械１８の動作セクタのみに依存し、キャリア信号シフトは、奇数セクタの場合はπであり、偶数セクタの場合は０である。二相インターリーブＤＣ−ＤＣコンバータ１４の場合、コンバータキャリア信号とインバータのキャリア信号との間のキャリア信号シフトは、動作セクタおよびデューティ比に依存し、キャリア信号シフトは、デューティ比が０．５未満のとき、奇数セクタの場合はπ／２であり、偶数セクタの場合は０であり、デューティ比が０．５よりも大きいとき、偶数セクタの場合はπ／２であり、奇数セクタの場合は０である。

ここで図１２および図１３を参照すると、キャリア信号位相シフトを実施した場合および実施していない場合の、単相および二相ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の不連続ＰＷＭ動作ＤＣ−ＡＣインバータ１６のＤＣコンデンサリップル電流を示すグラフが示されている。図１２では、ＤＣリンクコンデンサ４８にわたる電流リップルは、動作のセクタに従ってキャリア信号位相シフトがある場合とない場合の基本モータ電流サイクルについて示されている。実線は、リップル電流を軽減する方式が実施されていない場合のリップル電流を示す。破線は、表４のように位相シフトを実施したときに得られる低減されたリップル電流を示す。図１３では、ＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルは、変調器位相角ψ_ｍが、奇数セクタキャリア信号位相シフト６３、偶数セクタキャリア信号位相シフト６５、およびゼロキャリア信号位相シフト６７の場合にπ／３である基本サイクルに対して示されている。グラフは、低減された電流リップルを得るために、キャリア信号位相シフトがセクタおよびデューティ比と共に変わることを示している。

追加の実施形態によれば、ＤＣリンク電流リップルの低減はまた、異なる導通間隔で動作可能な６ステップインバータに対しても実施され得る。１８０°の導通間隔を有する６ステップインバータでは、各スイッチは１８０°導通する。６ステップインバータでは、インバータ電流は、基本モータ周波数の６倍である。したがって、あるレベルのリップル電流の低減をもたらすために、制御システム２６は、コンバータ電流周波数が基本周波数の６倍６ｆ_ｆｕｎｄ、または６ｆ_ｆｕｎｄの整数倍ｎになるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１４を動作させることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ電流パルスをＤＣ−ＡＣインバータ電流の位相遷移、または最大電流振幅と調節することによって、リップル電流をさらに低減することができる。デューティ比ｄに依存するシフトがコンバータキャリア信号で実施される場合、パルスがセンタリングされるのではなく位相遷移と調節されるため、大幅なリップルの低減が達成される。これにより、ＤＣリンク電流の遷移数が減少し、低力率の場合のリップル電流のＲＭＳも減少する。力率に基づいて、シフトは遅れるか、または先行する必要がある。力率を遅らせるためには、コンバータキャリアをｄπだけ遅らせることが望ましく、力率を先行させるためには、コンバータキャリアをｄπだけ先行させることが望ましい。デューティに基づいてシフトを連続的に変更することが実現不可能である場合、それでもリップルの低減をもたらす固定シフトを実施することができる。力率が１に近い場合、最大振幅は６０°セクタの中心付近で発生するため、コンバータ電流をシフトしても大きな値が加わることはない。しかし、力率が低い場合、位相シフトを実施することの利点を見ることができる。

１２０°の導通間隔を有する６ステップインバータでは、各スイッチは１２０°導通し、残りの時間はＯＦＦである。各スイッチの点弧角φはターンオンが発生する瞬間であり、これが電流波形の形状を左右する。ほとんどのリップル相殺は、モータ位相電圧を基準にしてコンバータキャリアをｄπ＋６ｎφシフトすることによって達成され得る。力率が遅れている場合、コンバータ位相は−（ｄπ＋６ｎφ）だけシフトされ、力率が先行している場合、コンバータ位相はｄπ＋６ｎφだけシフトされる。

さらに追加の実施形態によれば、ＤＣリンク電流リップルの低減はまた、６ステップインバータおよび選択的高調波除去（ＳＨＥ）インバータを用いた実施を含む、多種多様な非キャリアベースのスイッチング方法に対しても実施され得る。ここで図１４を参照し、続けて図２を参照すると、ＤＣ−ＡＣインバータ１６が非キャリアベースのスイッチング方法に従って動作するときに使用するために、ＤＣリンクコンデンサ４８にわたる電流リップルを最小にするための制御方式６４を示すブロック概略図が示されており、方法は、単相または多相ＤＣ−ＤＣコンバータ１４を用いて実施可能である。そこに示すように、制御システム２６に提供される動作パラメータは、ＤＣ−ＡＣインバータ１６の変調指数、ならびにＤＣ−ＡＣインバータ１６のスイッチング角α_ｎおよび１次高調波ｆ_ｈ１を決定することができる基本周波数ｆ_ｆｕｎｄの形態である。制御システム２６に提供される動作パラメータは、ＡＣ電気機械１８の力率およびＤＣ−ＤＣコンバータ１４のデューティ比をさらに含む。これらの動作パラメータ入力に基づいて、制御システム２６は、ＤＣ−ＡＣインバータ１６の動作と組み合わせて、ＤＣリンクコンデンサ４８にわたる電流リップルを最小にするように働くＤＣ−ＤＣコンバータスイッチングパターンを決定する。図１４に示すように、制御システム２６によって実行されるＤＣ−ＤＣコンバータ１４の制御は、ＤＣ−ＤＣコンバータスイッチ３６、３８（図４〜図６）のスイッチング角β_１…β_ｍ、ならびに多数のスイッチングサイクルの各々のデューティ比ｄ_１…ｄ_ｍを設定し、６０°のコンバータスイッチングサイクルの数は、ｍ＝ｆ_ｃｏｎｖ／６ｆ_ｆｕｎｄである。

６ステップまたは予めプログラムされたＰＷＭ方法の場合、スイッチング角は、変調指数に基づいて知られている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の力率およびデューティ比に基づいて、ＤＣリンクリップル電流を最小にするために最適なコンバータ電流波形を発生させることができる。三相平衡システムでは、システムの性質上、基本サイクルの１／６の波形が繰り返される。したがって、６０°期間では、その期間の平均デューティ比を維持しながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４のスイッチング周波数およびデューティ比を変えることによって最小化を行うことができる。

スイッチング方法によっては、インバータ電流の１次主要高調波ｆ_ｈ１が変わることがある。コンバータ周波数ｆ_ｃｏｎｖは、実現可能性に応じてｆ_ｈ１またはｆ_ｈ１の整数倍に等しくする必要がある。コンバータ電流の場合、スイッチング角がβ_１、β_２…β_ｍによって示されると仮定され、ｄは、考慮されるセクタの平均デューティ比である。各スイッチングサイクルは、それらの平均がｄとなるように異なるデューティ比ｄ_１、ｄ_２…ｄ_ｍを有することができる。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の変調指数（インバータスイッチング角）、力率、およびスイッチング周波数（ｍで表される）に基づいて、リップル電流を最小にするβ_１、β_２…β_ｍおよびｄ_１、ｄ_２…ｄ_ｍを決定することが可能である。一実施形態によれば、これらの値は、ルックアップテーブルにプログラムすることができる。

上述し図１４に示した制御方式の例として、６０°間隔における力率０．８の６ステップインバータ波形を以下に説明する。波形は、６０°ごとに周期的である。ｍ＝３と仮定すると、リップル電流ＲＭＳが次の条件で最小になるようにβ_１、β_２、β_３およびｄ_１、ｄ_２、ｄ_３を見つける：
Ｍｉｎｉｍｕｍ ｄｕｔｙ≦ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３≦Ｍａｘｉｍｕｍ ｄｕｔｙ
ｄ_３＝３ｄ−ｄ_１−ｄ_２
β_１＜β_２＜β_３
Ｔ_１＋Ｔ_２＋Ｔ_３＝Ｔ_ｆｕｎｄ／６

ここで、ｄ_１、ｄ_２、およびｄ_３は、０〜０．６２の間で変わり得る。周波数範囲を維持するために必要である場合、βに追加の制限を課すことができる。ｍが力率またはデューティによって変わる可能性がある場合、別の自由度が追加される。

図１５は、それぞれ６６および６８で示される６ステップＤＣ−ＡＣインバータおよびＤＣ−ＤＣコンバータ波形を示す。そのような制御方式を使用すると、制御方式が実施されなかった場合と比較して電流リップルが減少する。

特定の高調波が電流波形から減少する選択的高調波除去方法の場合、Ｎが９０°におけるスイッチング角の数である場合、Ｎ−１の低次高調波が排除されることが認識される。インバータ電流の１次主要高調波は、次の式によって与えられる：
奇数Ｎの場合、ｆ_ｈ１＝３Ｎ＋３
偶数Ｎの場合、ｆ_ｈ１＝３Ｎ

コンバータ電流周波数は、インバータ電流の１次主要高調波周波数に等しくなければならない。インバータ電流波形は６０°ごとに繰り返すため、１つの６０°間隔を考慮すると、その中のコンバータ電流サイクルの数は、次の通りである：
Ｎ_ｃ＝ｆ_ｈ１／６

Ｎ_ｃが許容可能なコンバータ周波数の範囲外の場合、Ｎ_ｃの整数倍ｍを使用する必要がある。これは、考慮している６０°の基本期間にｍ個のスイッチング事象があることを意味する。

単相のチョッピング角は、α_１、α_２、…α_Ｎによって与えられる。他の位相のチョッピング角は、位相Ａの角度に１２０°および２４０°を加えることによって得ることができる。インバータ電流は、すべてのチョッピング角の累積効果により位相遷移またはゼロ状態になる。ＳＨＥ動作に最適な波形（６ステップの実施の場合と同様）は、β_１、β_２…β_ｍおよびｄ_１、ｄ_２…ｄ_ｍを決定することによって得ることができ、これはリップル電流を最小にする。

ＳＨＥ動作の例として、次のようなＳＨＥ波形を考慮する：
Ｎ＝２
チョッピング角、α_１＝１５．４２°；α_２＝８７．３９°
ｆ_ｈ１＝３＊２＝６
Ｎ_ｃ＝１；

ｍ＝３と仮定し、上記と同じ制約を有すると、リップルを最小にする最適なＤＣ−ＤＣコンバータ波形を決定することが可能である。ＳＨＥスイッチングパターンは図１６に示されており、図１７は、それぞれ７０および７２で示される、６０°期間のインバータ電流波形と、対応する最適化されたコンバータ電流とを示す。

本発明の実施形態は、単一のＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＡＣインバータおよび負荷を含む牽引または推進システムに関して上記に示され説明されているが、牽引／推進システムは複数のＤＣ−ＤＣコンバータおよび／またはＤＣ−ＡＣインバータを含む（すなわち、複数の駆動システムを有する）ことができる。すなわち、図１８に示すように、２つ以上のＤＣ−ＤＣコンバータ１４が存在するシステム７４において、各コンバータ１４は、異なるスイッチング周波数および異なるデューティ比、ならびに異なる電力流の方向を有することができる。１つまたは複数のインバータ１６がシステム７４に存在することができ、各々がそれ自体の変調方式で動作する。正味のＤＣリンクリップル電流は、これらすべての供給源からのリップル成分で構成される。すべてのインバータ１６からのインバータ電流は、ＤＣリンク電流を最小にするためにコンバータ１４によって整合される必要があるものとみなすことができる。各コンバータ１４の制約内で、存在するコンバータ１４の各々についてデューティ比パターンを生成するために（制御システム２６を介して）最適な信号／パターン発生器を使用して、全体のＤＣリンク電流を減少させる最適な正味のコンバータ電流波形を発生させることができる。使用される変調方式およびコンバータ１４のデューティ比に応じて、リップルを低減するために、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリアの間の位相シフトおよび／またはＤＣ−ＤＣコンバータキャリアとインバータキャリアとの間の位相シフトを実施すること、および／またはＤＣ−ＤＣコンバータ１４のスイッチング周波数を修正することが適切である。

したがって、有益には、本発明の実施形態は、駆動システムのＤＣリンクコンデンサにわたるＤＣリンク電流リップルを低減するためのコントローラ実施技術を提供する。駆動システムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータおよびＤＣ−ＡＣインバータの１つまたは複数の動作は、電流リップルのそのような低減をもたらすように制御され、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号位相、ＡＣ−ＤＣインバータキャリア信号位相、および／またはＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルパルスパターンは、ＤＣリンクコンデンサ電流リップルの低減を達成するために変更または改変される。

したがって、本発明の一実施形態によれば、１つまたは複数のＤＣ電気ポートから受容される、または１つまたは複数のＤＣ電気ポートに提供される電力を調整する１つまたは複数のＤＣ電気ポートに結合可能であり、かつ１つまたは複数のＡＣ電気ポートに提供される、または１つまたは複数のＡＣ電気ポートから受容される電力を調整する１つまたは複数のＡＣ電気ポートに結合可能である駆動システムが提供される。駆動システムは、ＤＣリンクと、ＤＣリンクにおよび１つまたは複数のＤＣ電気ポートに電気的に結合されてＤＣ−ＤＣ電力変換を実行する少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣリンクにおよび１つまたは複数のＡＣ電気ポートに電気的に結合されてＤＣ−ＡＣ電力変換を実行し、任意選択でＡＣ−ＤＣ電力変換を実行する少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＡＣコンバータとの間のＤＣリンクに電気的に結合されて電流リップルを吸収するＤＣリンクコンデンサと、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびＤＣ−ＡＣコンバータに動作可能に接続された制御システムとを含み、制御システムは、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの各々の動作パラメータに基づいて少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの１つまたは複数の互いに対する動作を制御し、それによりＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルを低減するように構成され、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの各々の動作パラメータは、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの変調方法、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータの多数の位相、１つまたは複数のＡＣ電気ポートの力率、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクル、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数、１つまたは複数のＡＣ電気ポートの基本周波数、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの変調指数、および少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング周波数の１つまたは複数を含む。少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータの１つまたは複数の動作を制御する際に、制御システムは、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数、少なくとも１つのＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング周波数、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号位相、ＤＣ−ＡＣコンバータキャリア信号位相、および少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルの少なくとも１つを制御する。

本発明の別の実施形態によれば、ＤＣリンク電流リップルを低減しながら１つまたは複数のＡＣ電気ポートを駆動するための駆動システムを動作させる方法は、ＤＣリンクに電気的に結合された少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータを動作させてエネルギー源またはエネルギー貯蔵装置から受容される第１のＤＣ電力を修正し、それにより第２のＤＣ電力を出力することを含む。方法はまた、ＤＣリンクに電気的に結合された少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータを動作させて第２のＤＣ電力を１つまたは複数のＡＣ電気ポートに提供されるＡＣ電力に変換することと、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータの各々の動作パラメータに基づいて少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータの１つまたは複数の動作を修正し、それによりＤＣリンク上およびＤＣリンクに結合されたＤＣリンクコンデンサにわたる電流リップルを最小にすることとを含み、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータおよび少なくとも１つのＤＣ−ＡＣインバータの１つまたは複数の動作を修正することは、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号とＡＣ−ＤＣインバータキャリア信号との間の位相シフト、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を修正すること、および少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルを修正することの１つまたは複数を実施することを含む。

本発明を限られた数の実施形態のみに関して詳細に説明してきたが、本発明がこのような開示された実施形態に限定されないことは容易に理解されよう。むしろ、本発明は、これまでに説明していないが、本発明の精神および範囲に相応する、任意の数の変形、変更、置換または等価な構成を組み込むように修正されてもよい。また、本発明の様々な実施形態を説明してきたが、本発明の態様は、説明した実施形態のうちの一部のみを含んでもよいことが理解されよう。したがって、本発明は、前述の説明によって限定されるとみなされるべきではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ限定される。

１０ 駆動システム、車両推進システム
１２ ＤＣ負荷、ＤＣ電源／ＤＣエネルギー貯蔵装置
１４ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１６ ＤＣ−ＡＣコンバータ／ＤＣ−ＡＣインバータ
１７ ＤＣ電気ポート
１８ ＡＣ負荷、ＡＣ電源、モータ／ＡＣ電気機械、ＡＣ発電機
１９ ＡＣ電気ポート
２０ ＤＣリンク
２２ 低電圧側
２４ 高電圧側
２６ 制御システム
３０ 絶縁ゲートバイポーラトランジスタスイッチ（ＩＧＢＴ）
３２ 逆並列ダイオード
３４ インダクタ
３６ ＤＣ−ＤＣコンバータスイッチ
３８ ＤＣ−ＤＣコンバータスイッチ
４０ ダイオード
４２ ダイオード
４４ 半位相モジュール
４６ 半位相モジュール
４８ ＤＣリンクコンデンサ
５０ 制御方式
５２ 線
５４ 線
５６ 線
５８ 線
６０ 線
６２ 線
６３ 奇数セクタキャリア信号位相シフト
６４ 制御方式
６５ 偶数セクタキャリア信号位相シフト
６６ ６ステップＤＣ−ＡＣインバータ
６７ ゼロキャリア信号位相シフト
６８ ６ステップＤＣ−ＤＣコンバータ
７０ ６０°期間のインバータ電流波形
７２ 最適化されたコンバータ電流
７４ システム
θ 電圧角
φ 点弧角
ψ_ｍ 変調器位相角

Claims (15)

1. 直流（ＤＣ）リンク（２０）と、
   前記ＤＣリンク（２０）に結合されたＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）と、
   前記ＤＣリンク（２０）に結合されたＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）と、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）と前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）との間の前記ＤＣリンク（２０）に結合され、電流リップルの影響を受けやすいＤＣリンクコンデンサ（４８）と、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）のスイッチング周波数、前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）のスイッチング周波数、ＤＣ−ＤＣコンバータキャリア信号位相、ＤＣ−ＡＣコンバータキャリア信号位相、および前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）のデューティサイクルの少なくとも１つを制御することによって前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）および前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の互いに対する動作を制御し、それにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）および前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）に関する電流構成要素が互いに相殺するように構成された制御システム（２６）と、
   を備える、駆動システム（１０）。
2. 前記制御システム（２６）が、前記ＤＣリンクコンデンサ（４８）にわたる電流リップルを低減するために、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）および前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の動作パラメータに基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）および前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の互いに対する動作を制御するように構成される、請求項１に記載の駆動システム（１０）。
3. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）の前記動作パラメータが、多数の位相、デューティサイクル、およびスイッチング周波数の少なくとも１つを含む、請求項２に記載の駆動システム（１０）。
4. 前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の前記動作パラメータが、変調方法、変調指数、およびスイッチング周波数の少なくとも１つを含む、請求項２に記載の駆動システム（１０）。
5. 前記制御システム（２６）が、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）の多数の位相に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）の前記スイッチング周波数を制御するように構成される、請求項１に記載の駆動システム（１０）。
6. 前記制御システム（２６）が、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）のデューティサイクルに基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）または前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の前記キャリア信号位相を制御するように構成される、請求項１に記載の駆動システム（１０）。
7. 前記制御システム（２６）が、前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）に結合された１つまたは複数のＡＣ電気ポート（１９）の電流サイクルの間隔に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）または前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の前記キャリア信号位相を制御するように構成される、請求項１に記載の駆動システム（１０）。
8. 前記電流サイクルが、電圧角（θ）と変調器位相角（ψ_ｍ）との間の差によって定義される６つの６０度セクタを含む、請求項７に記載の駆動システム（１０）。
9. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）または前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の前記キャリア信号位相が、前記電流サイクルの第１、第３、および第５のセクタに対してπラジアンだけシフトされ、前記電流サイクルの第２、第４、および第６のセクタに対して０ラジアンだけシフトされる、請求項８に記載の駆動システム（１０）。
10. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）または前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の前記キャリア信号位相が、前記電流サイクルの第１、第３、および第５のセクタに対してπ／２ラジアンだけシフトされ、前記電流サイクルの第２、第４、および第６のセクタに対して０ラジアンだけシフトされる、請求項８に記載の駆動システム（１０）。
11. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）または前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の前記キャリア信号位相が、前記電流サイクルの第２、第４、および第６のセクタに対してπ／２ラジアンだけシフトされ、前記電流サイクルの第１、第３、および第５のセクタに対して０ラジアンだけシフトされる、請求項８に記載の駆動システム（１０）。
12. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）または前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の前記キャリア信号位相が、前記電流サイクルの第１、第３、および第５のセクタに対してπ／３ラジアンだけシフトされ、前記電流サイクルの第２、第４、および第６のセクタに対して０ラジアンだけシフトされる、請求項８に記載の駆動システム（１０）。
13. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）または前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）の前記キャリア信号位相が、前記電流サイクルの第２、第４、および第６のセクタに対してπ／３ラジアンだけシフトされ、前記電流サイクルの第１、第３、および第５のセクタに対して０ラジアンだけシフトされる、請求項８に記載の駆動システム（１０）。
14. 前記制御システム（２６）が、前記ＤＣ−ＡＣコンバータ（１６）に結合された１つまたは複数のＡＣ電気ポート（１９）の力率に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（１４）の前記キャリア信号位相を制御するように構成される、請求項１に記載の駆動システム（１０）。
15. 前記制御システム（２６）が、前記力率が先行しているときは先行位相シフトを実施し、前記力率が遅れているときは遅れ位相シフトを実施するように構成される、請求項１４に記載の駆動システム（１０）。

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