WO2013046728A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2013046728A1
WO2013046728A1 PCT/JP2012/006261 JP2012006261W WO2013046728A1 WO 2013046728 A1 WO2013046728 A1 WO 2013046728A1 JP 2012006261 W JP2012006261 W JP 2012006261W WO 2013046728 A1 WO2013046728 A1 WO 2013046728A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
phase
inverter circuit
output
power converter
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/006261
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
越強 周
前田　敏行
Original Assignee
ダイキン工業株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ダイキン工業株式会社 filed Critical ダイキン工業株式会社
Priority to CN201280047903.4A priority Critical patent/CN103858333B/zh
Priority to US14/348,377 priority patent/US9287815B2/en
Publication of WO2013046728A1 publication Critical patent/WO2013046728A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a power converter for switching an input and converting it to an output alternating current having a predetermined frequency and a predetermined voltage.
  • the inverter circuit is a circuit that performs high-efficiency conversion of DC power into AC power of variable frequency and variable voltage by switching control.
  • Such a power conversion device includes a so-called electrolytic capacitor-less inverter circuit that uses a small-capacity smoothing capacitor in a DC link portion (see, for example, Patent Document 1).
  • a smoothing capacitor having a small capacity of about several hundred ⁇ F, for example is provided on the output side of the diode rectifier circuit instead of the conventional large-capacity smoothing capacitor (electrolytic capacitor).
  • the DC link voltage pulsates at a frequency six times that of the power supply (three-phase alternating current), and the basic voltage vector is zero (the motor terminal voltage is zero).
  • overmodulation state When the control state does not include the voltage vector (hereinafter referred to as overmodulation state), problems such as motor vibration and noise occur. Therefore, overmodulation control is usually not performed in a three-phase electrolytic capacitor-less inverter, which causes a decrease in voltage utilization and an increase in device loss in a three-phase electrolytic capacitor-less inverter.
  • the present invention has been made paying attention to the above-mentioned problem.
  • a power converter for switching a pulsating direct current to convert it to an output alternating current of a predetermined frequency and a predetermined voltage and outputting it to a permanent magnet synchronous motor It is also intended to suppress motor vibration and noise caused by pulsation of the DC link voltage even in the state, and to prevent a decrease in voltage utilization rate and an increase in device loss in a three-phase electrolytic capacitorless inverter.
  • the first invention An inverter circuit (4) that switches a DC link voltage (vdc) having a pulsating component to a predetermined frequency and an output AC of a predetermined voltage and outputs it to the permanent magnet synchronous motor (7);
  • vdc DC link voltage
  • the basic voltage vector does not include a zero vector (a voltage vector at which the motor terminal voltage becomes zero)
  • the control unit (5) adjusts the phase of the pulsation of the phase according to any one or both of an index correlated with the torque of the permanent magnet synchronous motor (7) and a rotational speed. .
  • the phase of the pulsation of the phase is adjusted according to the index correlated with the torque or the rotation speed.
  • the control unit (5) controls the inverter circuit (4) so as to output a three-phase alternating current having a continuous energization period of 180 degrees.
  • the inverter circuit (so-called 6-step inverter) that outputs a three-phase alternating current in which the energization period of each phase is 180 degrees, the influence of inconvenience such as pulsation of the output current is reduced, and the voltage utilization rate is improved. Device loss can be reduced.
  • 4th invention is the power converter device of 1st invention.
  • the control unit (5) performs control so that the phase voltage of the output of the inverter circuit (4) is energized 180 degrees, the pulse voltage so as to eliminate the voltage error at the phase voltage switching timing that comes every 180 degrees.
  • the inverter circuit (4) is controlled so that there is a carrier period for outputting the.
  • the output voltage of the inverter circuit (4) can be adjusted by the pulse voltage to be inserted.
  • the control unit (5) varies the phase of the fundamental wave component so that an effective value of an output current of the inverter circuit (4) is reduced.
  • phase of the fundamental wave component is varied using the effective value of the output current as an index.
  • the control unit (5) is characterized in that the phase of the fundamental wave component is varied so that the effective value of the fundamental wave component of the output current of the inverter circuit (4) is reduced.
  • the phase is varied using the effective value of the fundamental component of the output current as an index.
  • the control unit (5) varies the phase of the fundamental wave component so that a peak value of an output current of the inverter circuit (4) is reduced.
  • phase of the fundamental wave component is varied using the peak value of the output current as an index.
  • the eighth invention is In the power conversion device according to any one of the first to fourth inventions,
  • the control unit (5) obtains a torque of the permanent magnet synchronous motor (7), and varies the phase of the fundamental wave component so that the variation of the torque is reduced.
  • phase of the fundamental wave component is varied using the torque of the permanent magnet synchronous motor (7) as an index.
  • the control unit (5) varies the phase of the fundamental wave component so that the power factor of the permanent magnet synchronous motor (7) can be improved.
  • phase of the fundamental wave component is varied using the output power factor of the permanent magnet synchronous motor (7) as an index.
  • the tenth aspect of the invention is In the power conversion device according to any one of the first to fourth inventions, A DC supply unit (2, 3) that converts the input AC into a pulsating DC and supplies it to the inverter circuit (4), The control unit (5) varies the phase of the fundamental wave component so that harmonics of the current input to the DC supply unit (2, 3) are reduced.
  • phase of the fundamental wave component is varied using the harmonics of the current input to the DC supply unit (2, 3) as an index.
  • the pulsation of the output current of the inverter circuit (4) can be reduced, it is possible to reduce overcoming caused by the pulsation of the DC link voltage and to perform overmodulation control.
  • the effect of the first invention can be obtained more effectively.
  • the third invention in the so-called 6-step inverter, it is possible to improve the voltage utilization rate and reduce the device loss.
  • the output voltage of the inverter circuit (4) can be controlled more accurately.
  • the phase fluctuation of the fundamental wave component is determined based on each index, and the problems due to the DC link voltage pulsation of the inverter circuit (4) are reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is an output space vector modulation diagram of the inverter circuit.
  • FIG. 3 is a relationship diagram of each vector of the voltage equation.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of the control unit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating waveforms of output current and the like when the motor is driven without performing voltage phase adjustment by the output voltage phase adjustment unit.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating waveforms of output current and the like when the motor is driven by performing voltage phase adjustment by the output voltage phase adjustment unit.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is an output space vector modulation diagram of the inverter circuit.
  • FIG. 3 is a relationship diagram of each vector of the voltage equation.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration
  • FIG. 7 is a diagram illustrating waveforms of output current and the like when the motor is rotated at a higher speed than in the examples of FIGS. 5 and 6 without performing voltage phase adjustment by the output voltage phase adjustment unit.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating waveforms of output current and the like when the voltage phase is adjusted by the output voltage phase adjustment unit and the motor is driven at the same rotational speed and torque as in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power conversion device (1) according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conversion device (1) includes a converter circuit (2), a DC link unit (3), an inverter circuit (4), and a control unit (5). From the three-phase AC power source (6) The supplied AC power is converted into power having a predetermined frequency and supplied to the motor (7).
  • the motor (7) of the present embodiment is a permanent magnet synchronous motor. More specifically, it is an interior magnet type motor (hereinafter also referred to as an IPM motor; IPM: Interior Permanent Magnet Motor).
  • the motor (7) drives, for example, a compressor provided in the refrigerant circuit of the air conditioner.
  • the converter circuit (2) is connected to the three-phase AC power source (6), and full-wave rectifies the three-phase AC output from the three-phase AC power source (6).
  • the converter circuit (2) is a diode bridge circuit in which a plurality of (six in this embodiment) diodes (D1 to D6) are connected in a bridge shape.
  • the DC link part (3) includes a capacitor (3a).
  • the capacitor (3a) is connected in parallel to the output node of the converter circuit (2) via the reactor (L).
  • the capacitor (3a) is connected between the input nodes of the inverter circuit (4), and the DC voltage (DC link voltage (vdc)) generated across the capacitor (3a) is applied to the inverter circuit (4).
  • vdc DC link voltage
  • the capacitor (3a) has a capacitance capable of smoothing only a ripple voltage (voltage fluctuation) generated corresponding to a switching frequency when a switching element (described later) of the inverter circuit (4) performs a switching operation. Yes. That is, the capacitor (3a) is a small-capacitance capacitor that does not have a capacitance that smoothes the voltage rectified by the converter circuit (2) (voltage fluctuation caused by the power supply voltage).
  • the capacitor (3a) is constituted by a film capacitor, for example.
  • the DC link voltage (vdc) output from the DC link unit (3) has a pulsating component. Since the AC power supply (6) is a three-phase AC power supply, the DC link voltage (vdc) pulsates at a frequency six times the power supply frequency (for example, 50 Hz).
  • the DC link section (3) and the converter circuit (2) constitute an example of the DC supply section (2, 3) of the present invention.
  • the inverter circuit (4) switches the output of the DC link section (3) to convert it into a three-phase AC, and supplies it to the connected motor (7).
  • the inverter circuit (4) is configured by a plurality of switching elements being bridge-connected.
  • the switching element (S) is composed of an IGBT (Insulated-gate bipolar transistor).
  • the switching element (S) may be composed of other types of semiconductor elements such as FET (Field Effect Transistor).
  • This inverter circuit (4) has six switching elements (S) because it outputs three-phase alternating current to the motor (7).
  • the inverter circuit (4) includes three switching legs formed by connecting two switching elements in series with each other. In each switching leg, an upper arm switching element (S) and a lower arm switching element (S) Are connected to coils (not shown) of each phase of the motor (7).
  • a free-wheeling diode (D) is connected in antiparallel to each switching element (S).
  • the inverter circuit (4) switches the DC link voltage (vdc) input from the DC link unit (3) and converts it into a three-phase AC voltage by the on / off operation of these switching elements (S).
  • the control unit (5) controls the on / off operation.
  • the control unit (5) includes a microcomputer and a program for operating the microcomputer, and controls the switching by appropriately switching a PWM control mode (PWM: pulse width modulation) and an overmodulation control mode (described later).
  • PWM pulse width modulation
  • the overmodulation control mode is selected when the amplitude of the primary component (also referred to as fundamental wave component) of the output of the inverter circuit (4) is desired to be larger than the DC link voltage (vdc).
  • FIG. 2 is an output space vector modulation diagram of the inverter circuit (4).
  • the basic voltage vector of the inverter circuit which outputs three-phase alternating current is shown.
  • Each basic voltage vector indicates which switching element (S) of the upper arm is to be turned on.
  • the vector (100) indicates that only the U-phase switching element (S) is turned on in the upper arm.
  • a total of eight basic voltages including six basic voltage vectors toward each vertex of the hexagon in FIG. 2 and two zero vectors (000) and (111) having no magnitude.
  • the eight switching states corresponding to each of the vectors are switched to output an alternating current having a desired voltage and phase.
  • the overmodulation control mode in the present embodiment refers to a mode in which the output of the inverter circuit (4) is controlled to a state in which an all-phase high or all-phase low pattern does not appear throughout one cycle of the carrier signal.
  • FIG. 2 it is the area
  • the predetermined switching element (S) is fixed to the on or off state continuously for several carrier periods. Thereby, the fundamental wave component can be made higher than that in the PWM control mode.
  • control unit (5) controls the inverter circuit (4) based on the following idea.
  • FIG. 3 is a relationship diagram of vectors in the voltage equation.
  • the DC link voltage (vdc) pulsates at a frequency that is six times the frequency of the output voltage of the three-phase AC power supply (6) as described above. Then, as can be seen from the voltage equation, the magnitude of the output voltage of the inverter circuit (4) pulsates at a frequency that is six times the frequency of the output voltage of the three-phase AC power supply (6).
  • the voltage applied to the motor (7) can be expressed as ⁇ (vd ⁇ 2 + vq ⁇ 2) using the d-axis and q-axis voltages (vd, vq). Due to the pulsation of the voltage applied to the motor (7), the d-axis and q-axis currents (id, iq) also pulsate. The pulsation of the d-axis current (id) and the q-axis current (iq) causes fluctuations in the output torque of the motor (7) and an increase in the effective output current value.
  • the control unit (5) combines the two voltage vectors of the d-axis voltage vector and the q-axis voltage vector of the motor (7) according to the pulsation of the DC link voltage (vdc).
  • the phase (arctan (vd / vq)) viewed from the q-axis of (V0) is varied (pulsated).
  • the phase of the composite voltage vector (V0) is also simply referred to as voltage phase.
  • the synthesized voltage vector (V0) here takes into account the fundamental wave component.
  • the direction of the N pole of the magnet of the rotor of the motor (7) is defined as the d-axis
  • the direction in which ⁇ / 2 is advanced is defined as the q-axis.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of the control unit (5) in the first embodiment.
  • the control unit (5) includes a DC link voltage detection unit (51), a zero cross detection unit (52), an amplitude / phase detection unit (53), an output pulse detection unit (54), and an output current detection. Unit (55), an output voltage phase adjustment unit (56), and an inverter control signal calculation unit (57).
  • the DC link voltage detector (51) detects the DC link voltage (vdc) and outputs the detection result to the amplitude / phase detector (53) and the inverter control signal calculator (57).
  • the zero cross detector (52) detects the timing (so-called zero cross) when the line voltage of the three-phase AC power supply (6) becomes zero, and outputs the detection result to the amplitude / phase detector (53).
  • the amplitude / phase detector (53) calculates the phase and amplitude of the AC component included in the DC link voltage (vdc).
  • the AC component of the DC link voltage (vdc) has a frequency that is six times the frequency of the voltage (power supply voltage) of the three-phase AC power supply (6).
  • the phase of the power supply voltage and the AC component of the DC link voltage (vdc) There is a relationship between the phases. Therefore, the amplitude / phase detector (53) obtains the phase of the AC component of the DC link voltage (vdc) from the detection result of the zero cross by the zero cross detector (52).
  • the amplitude of the AC component included in the DC link voltage (vdc) is calculated from the DC link voltage (vdc) detected by the DC link voltage detector (51) and the detection result of the zero cross.
  • the output pulse detector (54) detects the pulse width of the voltage (phase voltage (vu, vv, vw)) of each phase (U phase, V phase, W phase) of the inverter circuit (4). It outputs to an inverter control signal calculation part (57).
  • the output current detector (55) detects the current (iu, iv, iw) of each phase (U phase, V phase, W phase) of the inverter circuit (4), and the detected value is the d axis in the motor (7).
  • the current (id) and the q-axis current (iq) are converted and output to the output voltage phase adjustment unit (56) and the inverter control signal calculation unit (57).
  • the output voltage phase adjustment unit (56) has an effective value of the d-axis and q-axis currents (id, iq) (output current of the inverter circuit (4)) (hereinafter referred to as output current effective value) in the overmodulation control mode.
  • the voltage phase is fluctuated (pulsated) in accordance with the pulsation of the DC link voltage (vdc) so as to decrease at. That is, in the overmodulation control mode, the voltage phase is advanced or delayed according to the pulsation of the DC link voltage (vdc). For example, when the voltage phase is advanced, the current (iu, iv, iw) increases, and when the phase is delayed, the current (iu, iv, iw) decreases.
  • the effective value of the output current can be expressed as ⁇ (id ⁇ 2 + iq ⁇ 2). If the values obtained by the output current detector (55) are used as the values of the d-axis and q-axis currents (id, iq), the output current effective value can be calculated.
  • the control unit (5) performs feedback control to search for a fluctuation range when changing the voltage phase.
  • the inverter control signal calculation unit (57) receives the output of the DC link voltage detection unit (51) and the output of the output pulse detection unit (54), and on the basis of these outputs, each switching element ( A gate signal (G) for driving S) is generated. For example, in the overmodulation control mode, the inverter control signal calculation unit (57) turns on each switching element (S) so that the voltage phase fluctuates with the amplitude obtained by the output voltage phase adjustment unit (56). Or the timing which turns off is calculated
  • ⁇ Operation of power converter (1)> The operation in the PWM control mode is the same as that of a general inverter circuit.
  • the amplitude / phase detector (53) obtains the phase and amplitude of the AC component included in the DC link voltage (vdc).
  • the output voltage phase adjustment unit (56) the effective value of the output current is obtained, and a new amplitude of the voltage phase is obtained so that the value is smaller than the current value.
  • switching of the inverter circuit (4) is controlled by the inverter control signal calculation unit (57) so that the voltage phase fluctuates with a new amplitude according to the pulsation of the DC link voltage (vdc).
  • FIG. 5 is a diagram showing waveforms of output current and the like when the motor (7) is driven without performing voltage phase adjustment by the output voltage phase adjustment unit (56).
  • the voltage phase adjustment waveform in FIG. 5 shows the control state of the pulsation of the voltage phase by the output voltage phase adjustment unit (56).
  • the voltage phase adjustment waveform is flat, and this voltage phase adjustment waveform indicates that the voltage phase adjustment is not performed by the output voltage phase adjustment unit (56).
  • the output current waveform is modulated and has a large undulation.
  • FIG. 6 is a diagram showing waveforms of output current and the like when the motor (7) is driven by performing voltage phase adjustment by the output voltage phase adjustment unit (56).
  • the voltage phase adjustment waveform is pulsated to advance or delay the voltage phase according to the pulsation of the DC link voltage (vdc).
  • the waveform of the output current has no “swell” as in the example of FIG.
  • the DC link voltage (vdc) is a pulsation peak at time (t1), and the phase of the voltage phase adjustment waveform is approximately 0 ° at that timing.
  • FIG. 7 shows waveforms of output current and the like when the motor (7) is rotated at a higher speed than the examples of FIGS. 5 and 6 without performing voltage phase adjustment by the output voltage phase adjustment unit (56).
  • FIG. 7 shows waveforms of output current and the like when the motor (7) is rotated at a higher speed than the examples of FIGS. 5 and 6 without performing voltage phase adjustment by the output voltage phase adjustment unit (56).
  • the torque of the motor (7) is reduced.
  • the output current waveform is modulated and becomes a wavy waveform.
  • FIG. 8 is a diagram showing waveforms of output current and the like when the voltage phase is adjusted by the output voltage phase adjustment unit (56) and the motor (7) is driven at the same rotational speed and torque as in FIG.
  • the voltage phase adjustment waveform is pulsated, and the voltage phase is advanced or delayed in accordance with the pulsation of the DC link voltage (vdc).
  • the amplitude of the voltage phase adjustment waveform (that is, the fluctuation range of the phase) is larger than that in the example of FIG. That is, the amplitude of the voltage phase adjustment waveform is appropriately adjusted according to the rotation speed and torque.
  • the waveform of the output current has no undulation (see FIGS. 7 and 8).
  • the DC link voltage (vdc) is at the bottom of pulsation at time (t1), and the phase of the voltage phase adjustment waveform is substantially 0 ° at that timing. That is, the phase of the voltage phase adjustment waveform is different from the example of FIG. In other words, it is preferable that the voltage phase adjustment waveform is adjusted in amplitude and phase in accordance with changes in the rotational speed and torque of the motor (7).
  • the control unit (5) extracts the fundamental wave component of the output current and controls the voltage phase so that the effective value of the fundamental wave component (hereinafter also referred to as the output current fundamental wave effective value) is reduced. May be. By doing so, the capacity of the inverter circuit (4) can be reduced. In addition, the loss of the motor (7) can be reduced.
  • the control unit (5) may control the voltage phase so that the peak value of the output current is reduced. By doing so, the power device can be miniaturized.
  • Embodiment 2 of the Invention controls the voltage phase using the output torque of the motor (7) as an index instead of using the output current as an index.
  • the motor output torque of the motor (7) can also be obtained from the outer product of the current vector (i) and the armature flux linkage vector. Specifically, the output torque can be expressed by the following equation.
  • the power converter (1) of the present embodiment controls the voltage phase using the output torque of the motor (7) as an index instead of using the output current as an index.
  • the motor output torque is determined by the motor voltage, current, and rotation speed. Therefore, the torque can be controlled by controlling the voltage phase. More specifically, the output voltage phase adjustment unit (56) performs feedbook control to change the voltage phase.
  • the output torque can be stabilized by controlling the output torque of the motor (7). As a result, vibration and sound of the motor (7) can be suppressed.
  • Embodiment 3 of the Invention controls the voltage phase using the output power factor of the inverter circuit (4) as an index instead of using the output current as an index.
  • the output power factor is determined by the relationship between the phase of the combined voltage vector (V0) and the phase of the current vector (i). Therefore, the output power factor can be controlled by controlling the voltage phase. Specifically, it is realized by performing feedback control in the output voltage phase adjustment unit (56) to vary the voltage phase.
  • the inverter circuit (4) and the motor (7) can be downsized.
  • Embodiment 4 of the Invention The input current to the inverter circuit (4) includes harmonic components. Therefore, the power converter (1) of the fourth embodiment adjusts the voltage phase fluctuation width and timing using the harmonic level of the input current of the inverter circuit (4) as an index instead of using the output current as an index. .
  • Embodiment 5 of the Invention In order to extract the alternating current component in the amplitude / phase detector (53), the power supply frequency needs to be known. However, this power supply frequency may vary and varies from country to country. Therefore, the control unit (5) may obtain the power supply frequency by counting the intervals of zero crosses detected by the zero cross detection unit (52).
  • the amplitude / phase detection unit (53) may estimate the phase and amplitude of the AC component of the DC link unit (3) several cycles ahead.
  • the control unit (5) includes a microcomputer, but a predetermined time is required for calculation in the microcomputer. If this calculation time becomes long, there is a possibility that the difference between the phase and amplitude of the AC component at the timing of actually controlling the voltage phase and the phase and amplitude detected by the amplitude / phase detection unit (53) becomes large.
  • the voltage phase controllability is configured by configuring the amplitude / phase detection unit (53) so as to estimate the phase and amplitude of the AC component of the DC link unit (3) in several carrier cycles ahead. It becomes possible to improve.
  • phase and amplitude of the AC component of the DC link unit (3) described above is an example.
  • the phase and amplitude of the AC component may be detected by extracting an AC component from the DC link voltage (vdc) and obtaining a timing at which the AC component becomes the minimum voltage.
  • the detection of the phase and amplitude of the AC component included in the DC link voltage (vdc) may be a combination of a plurality of methods such as obtaining the average of the results by a plurality of methods.
  • the power conversion device (1) may be configured such that the inverter circuit (4) operates as a so-called 6-step inverter.
  • the so-called 6-step inverter outputs an alternating current in which the energization period of each phase is 180 degrees. This control may be performed by the control unit (5).
  • the output of the inverter circuit (4) has a predetermined width. It is preferable to control the inverter circuit (4) so that the pulse voltage is inserted. For example, if the output switching timing (phase) of the inverter circuit (4) deviates from the phase of the carrier signal, an error may occur in the output voltage. Therefore, a pulse having a predetermined width is output from the inverter circuit (4) for voltage adjustment.
  • the IPM motor used as the motor (7) is an example.
  • a so-called SPM motor Surface Permanent Magnet Motor
  • SPM motor Surface Permanent Magnet Motor
  • the present invention is useful as a power conversion device that switches an input and converts it into an output alternating current having a predetermined frequency and a predetermined voltage.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

電力変換装置において、直流リンク電圧の脈動に起因して生ずるモータの振動や騒音を抑制する。脈動成分を有する直流リンク電圧（vdc）を交流に変換して永久磁石同期電動機（7）に出力するインバータ回路（4）を設ける。ベクトル制御によってインバータ回路（4）を制御し、基本電圧ベクトルがゼロベクトル（モータ端子電圧がゼロとなる電圧ベクトル）を含まない制御状態においては、脈動に応じて永久磁石同期電動機（7）のｄ軸電圧ベクトルとｑ軸電圧ベクトルの２つの電圧ベクトルの合成電圧ベクトル（V0）のｑ軸から見た位相を脈動させる制御部（5）を設ける。

Description

電力変換装置
　本発明は、入力をスイッチングして所定周波数、及び所定電圧の出力交流に変換する電力変換装置に関するものである。
　従来より、インバータ回路を有した電力変換装置が知られている。インバータ回路は、スイッチング制御により、直流電力を可変周波数・可変電圧の交流電力に高効率変換する回路である。
　このような電力変換装置には、直流リンク部に小容量の平滑コンデンサを用いるいわゆる電解コンデンサレスインバータ回路がある（例えば特許文献１を参照）。電解コンデンサレスインバータ回路では、ダイオード整流回路の出力側に、従来の大容量の平滑コンデンサ（電解コンデンサ）に代えて、例えば数百μＦ程度の小容量に構成される平滑コンデンサを設けている。三相交流が全波整流されて入力される電解コンデンサレスインバータ回路では、直流リンク電圧が電源（三相交流）の６倍周波数で脈動し、基本電圧ベクトルがゼロベクトル（モータ端子電圧がゼロとなる電圧ベクトル）を含まない制御状態（以下過変調状態）のときにモータの振動、音などの不具合が発生する。そのため通常、３相の電解コンデンサレスインバータでは過変調制御を行われておらず、３相の電解コンデンサレスインバータでの電圧利用率低下、デバイス損失増加の原因となっている。
特開２００２－５１５８９号公報
　本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、脈動する直流をスイッチングして所定周波数、及び所定電圧の出力交流に変換して永久磁石同期電動機に出力する電力変換装置において、過変調状態においても直流リンク電圧の脈動に起因して生ずるモータの振動や騒音を抑制すること、３相の電解コンデンサレスインバータにおける、電圧利用率低下、デバイス損失の増大を防ぐことにある。
　前記の課題を解決するため、第１の発明は、
　脈動成分を有する直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして所定周波数、及び所定電圧の出力交流に変換して永久磁石同期電動機（7）に出力するインバータ回路（4）と、
　基本電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングを制御するベクトル制御によって前記インバータ回路（4）を制御し、前記基本電圧ベクトルがゼロベクトル（モータ端子電圧がゼロとなる電圧ベクトル）を含まない制御状態においては、前記脈動成分に応じて前記永久磁石同期電動機（7）のｄ軸電圧ベクトルとｑ軸電圧ベクトルの２つの電圧ベクトルの合成電圧ベクトル（V0）のｑ軸から見た位相を脈動させる制御部（5）と、
　を備えたことを特徴とする。
　この構成では、過変調状態において、インバータ回路（4）の出力の基本波成分の位相を、前記脈動に応じて変動させるので、インバータ回路（4）の直流リンク電圧脈動の影響を低減し、過変調制御を可能にすることができ、ひいては電圧利用率低下、デバイス損失の増大を防ぐことが出来る。
　また、第２の発明は、
　第１の発明の電力変換装置において、
　前記制御部（5）は、前記永久磁石同期電動機（7）のトルクに相関する指標、回転数の何れか一つもしくは両方に応じて、前記位相の脈動の位相を調整することを特徴とする。
　この構成では、トルクに相関する指標、又は回転数に応じて、前記位相の脈動の位相が調整される。
　また、第３の発明は、
　第１又は第２の発明の電力変換装置において、
　前記制御部（5）は、連続通電期間が１８０度となる３相交流を出力するように、前記インバータ回路（4）の制御を行うことを特徴とする。
　この構成では、各相の通電期間が１８０度となる３相交流を出力するインバータ回路（いわゆる６ステップインバータ）において、出力電流の脈動などの不都合による影響を小さくした上で電圧利用率の向上、デバイス損失削減することが可能になる。
　また、第４の発明は
　第１の発明の電力変換装置において、
　前記制御部（5）は、前記インバータ回路（4）の出力の相電圧が１８０度通電となるように制御するとき、１８０度毎に訪れる相電圧切替えタイミングにおいて、電圧誤差を無くすようにパルス電圧を出力するキャリア周期を存在させるように、前記インバータ回路（4）の制御を行うことを特徴とする。
　この構成では、挿入するパルス電圧によってインバータ回路（4）の出力電圧を調整できる。
　また、第５の発明は、
　第１から第４の発明の何れかの電力変換装置において、
　前記制御部（5）は、前記インバータ回路（4）の出力電流の実効値が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする。
　この構成では、出力電流の実効値を指標として、基本波成分の位相が変動させられる。
　また、第６の発明は、
　第１から第４の発明の何れかの電力変換装置において、
　前記制御部（5）は、前記インバータ回路（4）の出力電流の基本波成分の実効値が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする。
　この構成では、出力電流の基本波成分の実効値を指標として、前記位相が変動させられる。
　また、第７の発明は、
　第１から第４の発明の何れかの電力変換装置において、
　前記制御部（5）は、前記インバータ回路（4）の出力電流のピーク値が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする。
　この構成では、出力電流のピーク値を指標として、基本波成分の位相が変動させられる。
　また、第８の発明は、
　第１から第４の発明の何れかの電力変換装置において、
　前記制御部（5）は、前記永久磁石同期電動機（7）のトルクを求め、該トルクの変動が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする。
　この構成では、永久磁石同期電動機（7）のトルクを指標として、基本波成分の位相が変動させられる。
　また、第９の発明は、
　第１から第４の発明の何れかの電力変換装置において、
　前記制御部（5）は、前記永久磁石同期電動機（7）の力率が改善できるように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする。
　この構成では、永久磁石同期電動機（7）の出力力率を指標として、基本波成分の位相が変動させられる。
　また、第１０の発明は、
　第１から第４の発明の何れかの電力変換装置において、
　入力された交流を脈動する直流に変換して前記インバータ回路（4）に供給する直流供給部（2,3）を備え、
　前記制御部（5）は、前記直流供給部（2,3）へ入力される電流の高調波が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする。
　この構成では、直流供給部（2,3）へ入力される電流の高調波を指標として、基本波成分の位相が変動させられる。
　第１の発明によれば、インバータ回路（4）の出力電流の脈動を小さくするできるので、直流リンク電圧の脈動に起因して生ずる不具合を低減して過変調制御を可能にする。
　第２の発明によれば、第１の発明の効果をより効果的に得ることが可能になる。
　また、第３の発明によれば、いわゆる６ステップインバータにおいて、電圧利用率向上とデバイス損失の削減を実現可能になる。
　また、第４の発明によれば、インバータ回路（4）の出力電圧をより正確に制御できる。
　また、第５から１０の発明では、それぞれの指標に基づいて、基本波成分の位相変動が決定され、インバータ回路（4）の直流リンク電圧脈動による不具合が低減する。
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、インバータ回路の出力空間ベクトル変調図である。 図３は、電圧方程式の各ベクトルの関係図である。 図４は、実施形態１における制御部の構成を説明するブロック図である。 図５は、出力電圧位相調整部による電圧位相調整を行わずにモータを駆動した場合の出力電流等の波形を示す図である。 図６は、出力電圧位相調整部による電圧位相調整を行ってモータを駆動した場合の出力電流等の波形を示す図である。 図７は、出力電圧位相調整部による電圧位相調整を行わずに、図５，６の例よりもモータをより高速回転させた場合の出力電流等の波形を示す図である。 図８は、出力電圧位相調整部による電圧位相調整を行って、図７と同回転数、同トルクでモータを駆動した場合の出力電流等の波形を示す図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
　《発明の実施形態１》
　〈全体構成〉
　図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、インバータ回路（4）、及び制御部（5）を備え、三相交流電源（6）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ（7）に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ（7）は、永久磁石同期電動機である。より具体的には、埋込磁石型モータ（以下、ＩＰＭモータともいう。ＩＰＭ：Interior Permanent Magnet Motor)である。モータ（7）は、例えば空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する。
　〈コンバータ回路（2）〉
　コンバータ回路（2）は、三相交流電源（6）に接続され、三相交流電源（6）が出力した三相交流を全波整流する。この例では、コンバータ回路（2）は、複数（本実施形態では６つ）のダイオード（D1～D6）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。
　〈直流リンク部（3）〉
　直流リンク部（3）は、コンデンサ（3a）を備えている。コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）の出力ノードにリアクトル（L）を介して並列接続されている。また、コンデンサ（3a）は、インバータ回路（4）の入力ノード間に接続され、該コンデンサ（3a）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧（vdc））が、インバータ回路（4）に印加されている。
　コンデンサ（3a）は、インバータ回路（4）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。コンデンサ（3a）は、例えばフィルムコンデンサによって構成する。
　コンデンサ（3a）をこのような静電容量とすることで、直流リンク部（3）が出力する直流リンク電圧（vdc）は脈動成分を有することになる。交流電源（６）は、三相交流電源なので、直流リンク電圧（vdc）は、電源周波数（例えば５０Ｈｚ）の６倍の周波数で脈動する。この直流リンク部（3）と前記コンバータ回路（2）とで、本発明の直流供給部（2,3）の一例を構成している。
　〈インバータ回路（4）〉
　インバータ回路（4）は、直流リンク部（3）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（7）に供給するようになっている。インバータ回路（4）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。スイッチング素子（S）は、ＩＧＢＴ（Insulated-gate bipolar transistor）で構成されている。勿論、スイッチング素子（S）は、例えばＦＥＴ（Field effect transistor）等の他の種類の半導体素子で構成してもよい。
　このインバータ回路（4）は、三相交流をモータ（7）に出力するので、６個のスイッチング素子（S）を備えている。詳しくは、インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（S）と下アームのスイッチング素子（S）との中点が、それぞれモータ（7）の各相のコイル（図示は省略）に接続されている。
　また、各スイッチング素子（S）には、還流ダイオード（D）が逆並列に接続されている。そして、インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（S）のオンオフ動作によって、直流リンク部（3）から入力された直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部（5）が行う。
　〈制御部（5）〉
　制御部（5）は、マイクロコンピュータとそれを動作させるプログラムを含み、ＰＷＭ制御モード（ＰＷＭ：pulse width modulation）、過変調制御モード（後述）を適宜切り換えて前記スイッチングを制御する。過変調制御モードは、インバータ回路（4）の出力の一次成分（基本波成分ともいう）の振幅を、直流リンク電圧（vdc）よりも大きくしたい場合に選択される。
　制御部（5）は、ベクトル制御によってインバータ回路（4）におけるスイッチングを制御する。図２は、インバータ回路（4）の出力空間ベクトル変調図である。図２では、３相交流を出力するインバータ回路の基本電圧ベクトルを示している。各基本電圧ベクトルは、上アームの何れのスイッチング素子（S）をオンにするかを示している。例えば、ベクトル（１００）は上アームではＵ相のスイッチング素子（S）のみをオンにすることを示している。３相インバータ回路のＰＷＭ制御モードでは、図２の六角形の各頂点に向かう６つの基本電圧ベクトル、及び、大きさを持たない２つのゼロベクトル（０００）、（１１１）の合計８つの基本電圧ベクトルのそれぞれに対応する８つのスイッチング状態を切替えて、所望の電圧及び位相の交流を出力する。
　一方、本実施形態における過変調制御モードは、インバータ回路（4）の出力が、キャリア信号の１周期を通して、全相ハイ、或いは全相ローのパターンが現れない状態に制御するモードをいう。図２では、斜線で示した領域である。過変調制御モードでは、数キャリア周期連続して、所定のスイッチング素子（S）をオン或いはオフ状態に固定する。これにより、前記基本波成分をＰＷＭ制御モード時よりも高くすることが可能になる。
　過変調制御モードでは、制御部（5）は、以下の考えに基づいて、インバータ回路（4）を制御する。
　次に示す式は、ＩＰＭモータの電圧方程式である。また、図３は、電圧方程式の各ベクトルの関係図である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　直流リンク電圧（vdc）は、既述の通り、三相交流電源（6）の出力電圧の周波数６倍の周波数で脈動する。そうすると、前記電圧方程式から分かるように、インバータ回路（4）の出力電圧の大きさが、三相交流電源（6）の出力電圧の周波数６倍の周波数で脈動する。モータ（7）に印加される電圧は、ｄ軸及びｑ軸電圧（vd,vq）を用いて、√（ｖｄ＾２＋ｖｑ＾２）と表せる。モータ（7）に印加される電圧の脈動の影響で、ｄ軸及びｑ軸電流（id,iq）も脈動する。そして、ｄ軸電流（id）やｑ軸電流（iq）の脈動は、モータ（7）の出力トルク変動、出力電流実効値の増大の原因となる。
　そこで、制御部（5）では、過変調制御モードにおいて、直流リンク電圧（vdc）の脈動に応じて、モータ（7）のｄ軸電圧ベクトルとｑ軸電圧ベクトルの２つの電圧ベクトルの合成電圧ベクトル（V0）のｑ軸から見た位相（ａｒｃｔａｎ（ｖｄ／ｖｑ））を変動（脈動）させる。以下では、合成電圧ベクトル（V0）の位相のことを単に電圧位相とも呼ぶ。なお、ここでの合成電圧ベクトル（V0）は、基本波成分を考慮している。また、モータ（7）の回転子の磁石のＮ極の向きをｄ軸と定義し、それよりもπ／２を前進する方向をｑ軸に定義する。モータ（7）の固定子（コイル）の電流、及び電圧（ｕ，ｖ，ｗ）を回転子の位置（θ）に合わせて変換すると、それぞれｄ，ｑ軸電流、及びｄ，ｑ軸電圧となる。
　図４は、実施形態１における制御部（5）の構成を説明するブロック図である。図４に示すように、制御部（5）は、直流リンク電圧検出部（51）、ゼロクロス検出部（52）、振幅・位相検出部（53）、出力パルス検出部（54）、出力電流検出部（55）、出力電圧位相調整部（56）、及びインバータ制御信号算出部（57）を備えている。
　－直流リンク電圧検出部（51）、ゼロクロス検出部（52）－
　直流リンク電圧検出部（51）は、直流リンク電圧（vdc）を検出し、検出結果を振幅・位相検出部（53）及びインバータ制御信号算出部（57）に出力する。ゼロクロス検出部（52）は、三相交流電源（6）の線間電圧がゼロになるタイミング（いわゆるゼロクロス）を検出し、検出結果を振幅・位相検出部（53）に出力する。
　－振幅・位相検出部（53）－
　振幅・位相検出部（53）は、直流リンク電圧（vdc）に含まれる交流成分の位相及び振幅を算出する。直流リンク電圧（vdc）の交流成分は、三相交流電源（6）の電圧(電源電圧)の周波数の６倍の周波数を有し、前記電源電圧の位相と直流リンク電圧（vdc）の交流成分の位相とは相間関係がある。そこで、振幅・位相検出部（53）は、ゼロクロス検出部（52）によるゼロクロスの検出結果から、直流リンク電圧（vdc）の交流成分の位相を求める。
　また、直流リンク電圧（vdc）に含まれる交流成分の振幅は、直流リンク電圧検出部（51）が検出した直流リンク電圧（vdc）と前記ゼロクロスの検出結果から算出する。
　－出力パルス検出部（54）－
　出力パルス検出部（54）は、インバータ回路（4）の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧(相電圧（vu,vv,vw）)のパルス幅を検出し、検出結果をインバータ制御信号算出部（57）に出力するようになっている。
　－出力電流検出部（55）－
　出力電流検出部（55）は、インバータ回路（4）の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電流（iu,iv,iw）を検出し、検出値をモータ（7）におけるｄ軸電流（id）とｑ軸電流（iq）に変換して出力電圧位相調整部（56）及びインバータ制御信号算出部（57）に出力するようになっている。
　－出力電圧位相調整部（56）－
　出力電圧位相調整部（56）は、ｄ軸及びｑ軸電流（id,iq）（インバータ回路（4）の出力電流）の実効値(以下、出力電流実効値と呼ぶ)が、過変調制御モードにおいて小さくなるように、直流リンク電圧（vdc）の脈動に応じて、前記電圧位相を変動（脈動）させる。すなわち、過変調制御モードでは、直流リンク電圧（vdc）の脈動に合わせて、前記電圧位相を進めたり遅らせたりする。例えば、前記電圧位相を進めると、電流（iu,iv,iw）は増加し、位相を遅らせると電流（iu,iv,iw）は、減少する。
　ここで、前記出力電流実効値は、√（ｉｄ＾２＋ｉｑ＾２）と表せる。ｄ軸及びｑ軸電流（id,iq）の値として、出力電流検出部（55）で求めた値を使用すれば、前記出力電流実効値を算出できる。本実施形態では、制御部（5）においてフィードバック制御を行って、電圧位相を変動させる際の変動幅を探索する。
　－インバータ制御信号算出部（57）－
　インバータ制御信号算出部（57）は、直流リンク電圧検出部（51）の出力、出力パルス検出部（54）の出力を受け、これらの出力に基づいて、インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）を駆動するゲート信号（G）を生成する。例えば、過変調制御モードでは、インバータ制御信号算出部（57）は、前記電圧位相が、出力電圧位相調整部（56）で求めた振れ幅で変動するように、各スイッチング素子（S）をオン或いはオフにするタイミングを求め、各スイッチング素子（S）に対するゲート信号（G）を生成する。
　〈電力変換装置（1）の動作〉
　ＰＷＭ制御モードにおける動作は、一般的なインバータ回路と同様である。一方、過変調制御モードでは、振幅・位相検出部（53）において、直流リンク電圧（vdc）に含まれる交流成分の位相及び振幅を求める。さらに出力電圧位相調整部（56）において、前記出力電流実効値を求めるとともに、その値が現状よりも小さくなるように、新たな前記電圧位相の振幅を求める。そして、電圧位相が、直流リンク電圧（vdc）の脈動の応じ、新たな振幅で変動するように、インバータ制御信号算出部（57）によって、インバータ回路（4）のスイッチングを制御する。
　図５は、出力電圧位相調整部（56）による電圧位相調整を行わずにモータ（7）を駆動した場合の出力電流等の波形を示す図である。図５における電圧位相調整波形は、出力電圧位相調整部（56）による、前記電圧位相の脈動の制御状態を示している。この例では、電圧位相調整波形がフラットであり、この電圧位相調整波形は、出力電圧位相調整部（56）によって電圧位相調整が行われていないことを示している。このように、前記電圧位相を変動（脈動）させないと、出力電流波形は、変調されて、大きなうねりを有する波形となっている。
　一方、図６は、出力電圧位相調整部（56）による電圧位相調整を行ってモータ（7）を駆動した場合の出力電流等の波形を示す図である。図６に示すように、この例では電圧位相調整波形が、脈動させられて、直流リンク電圧（vdc）の脈動に合わせて、前記電圧位相を進めたり遅らせたりしている。このように前記電圧位相を脈動させることで、出力電流の波形は、図５の例のような「うねり」がなくなっている。なお、図６の例では、時刻（t1）では、直流リンク電圧（vdc）は、脈動のピークであり、そのタイミングでは、電圧位相調整波形は概ね位相が０°となっている。
　また、図７は、出力電圧位相調整部（56）による電圧位相調整を行わずに、図５,６の例よりもモータ（7）をより高速回転させた場合の出力電流等の波形を示す図である。この場合は、モータ（7）のトルクは低下している。図７の例においても、直流リンク電圧（vdc）の脈動に応じて、前記電圧位相を変動（脈動）させないと、出力電流波形は、変調されて大きくうねった波形となる。
　図８は、出力電圧位相調整部（56）による電圧位相調整を行って、図７と同回転数、同トルクでモータ（7）を駆動した場合の出力電流等の波形を示す図である。図８の例でも、電圧位相調整波形が、脈動させられて、直流リンク電圧（vdc）の脈動に合わせて、前記電圧位相を進めたり遅らせたりしている。また、電圧位相調整波形の振幅(すなわち位相の変動幅)は、図６の例よりも大きくなっている。つまり、回転数やトルクに応じて、電圧位相調整波形の振幅を適宜調整するのである。このようにして、前記電圧位相を脈動させることで、出力電流の波形には、うねりがなくなっている（図７，図８を参照）。そして、図８の例では、時刻（t1）では、直流リンク電圧（vdc）は、脈動のボトムであり、そのタイミングでは、電圧位相調整波形も概ね位相が０°となっている。すなわち、図６の例とは、電圧位相調整波形の位相が異なっている。つまり、電圧位相調整波形は、モータ（7）の回転数やトルクの変更に合わせて、振幅や位相を調整してやるのが好適である。
　なお、電圧位相調整波形の振幅や位相を決定するためには、必ずしもモータ（7）のトルクを検出する必要はない。例えば、出力電流、電圧、或いは電力など、モータ（7）のトルクに相関する指標を用いればよい。また、必ずしも、モータ（7）のトルクに相関する指標、及び回転数の両方を用いる必要はなく、何れか一方に基づいて、電圧位相調整波形振幅や位相を調整することも可能である。
　〈本実施形態における効果〉
　このように、前記電圧位相を制御して前記出力電流実効値が小さくなれば、インバータ回路（4）の出力電流に含まれる出力周波数以外の成分が小さくなる。また、前記出力電流実効値が小さくなれば、インバータ回路（4）の小容量化が可能になる。また、モータ（7）の損失の低減も可能になる。
　〈実施形態１の変形例〉
　なお、制御部（5）では、出力電流の基本波成分を抽出し、その基本波成分の実効値(以下、出力電流基本波実効値とも呼ぶ)が低減するように、前記電圧位相を制御してもよい。こうすることで、インバータ回路（4）の小容量化が可能になる。また、モータ（7）の損失の低減も可能になる。
　また、制御部（5）では、出力電流のピーク値が低減するように、前記電圧位相を制御してもよい。こうすることで、パワーデバイスの小型化可能となる。
　《発明の実施形態２》
　実施形態２の電力変換装置（1）は、出力電流を指標とする代わりに、モータ（7）の出力トルクを指標として前記電圧位相を制御する。
　モータ（7）のモータの出力トルクは、電流ベクトル（i）と電機子鎖交磁束ベクトルの外積でも求めることができる。具体的には、出力トルクは、下記の式で示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　本実施形態の電力変換装置（1）は、出力電流を指標とする代わりに、モータ（7）の出力トルクを指標として、前記電圧位相を制御する。モータ出力トルクは、モータ電圧、電流、回転速度で定まる。そのため、電圧位相を制御すれば、トルクの制御が可能となる。具体的には、出力電圧位相調整部（56）においてフィードブック制御を行なって前記電圧位相を変動させることで実現する。
　〈本実施形態の効果〉
　以上のように、モータ（7）の出力トルクを制御することで、出力トルクの安定化が可能になる。その結果、モータ（7）の振動、音を抑制することが可能になる。
　《発明の実施形態３》
　実施形態３の電力変換装置（1）は、出力電流を指標とする代わりに、インバータ回路（4）の出力力率を指標として前記電圧位相を制御する。出力力率は、合成電圧ベクトル（V0）の位相と電流ベクトル（i）の位相との関係で定まる。そのため、前記電圧位相を制御すれば出力力率の制御が可能になる。具体的には、出力電圧位相調整部（56）においてフィードバック制御を行って前記電圧位相を変動させることで実現する。
　出力力率が改善できれば、インバータ回路（4）、モータ（7）の小型化が可能になる。
　《発明の実施形態４》
　インバータ回路（4）への入力電流には、高調波成分が含まれる。そこで、実施形態４の電力変換装置（1）は、出力電流を指標にする代わりに、インバータ回路（4）の入力電流の高調波のレベルを指標として前記電圧位相の変動幅とタイミングを調整する。
　こうすることで、電流高調波による電源への影響を低減できる。
　《発明の実施形態５》
　振幅・位相検出部（53）における交流成分の抽出には、電源周波数が既知である必要がある。しかしながら、この電源周波数は、ばらつく場合があるし国によって異なる。そこで、制御部（5）では、ゼロクロス検出部（52）で検出したゼロクロスの間隔をカウントすることで電源周波数を求めるようにしてもよい。
　また、振幅・位相検出部（53）では、数キャリア周期先における、直流リンク部（3）の交流成分の位相、振幅を推定するようにしてもよい。制御部（5）は、既述の通り、マイクロコンピュータを備えているが、該マイクロコンピュータにおける演算では所定の時間が必要になる。この演算時間が長くなると、前記電圧位相を実際に制御するタイミングにおける交流成分の位相、振幅と、振幅・位相検出部（53）で検出した位相、振幅とのずれが大きくなる可能性がある。そこで、このように、数キャリア周期先における、直流リンク部（3）の交流成分の位相、振幅を推定するように振幅・位相検出部（53）を構成することで、前記電圧位相の制御性を向上させることが可能になる。
　前述した直流リンク部（3）の交流成分の位相・振幅の検出方法は例示である。その他にも、例えば直流リンク電圧（vdc）から交流成分を抽出し、その交流成分が最小電圧となるタイミングを求めることで、該交流成分の位相及び振幅を検出してもよい。
　なお、直流リンク電圧（vdc）に含まれる交流成分の位相及び振幅の検出は、複数種類の方法による結果の平均を求めるなど、複数の方法を組み合わせてもよい。
　《その他の実施形態》
　〈１〉なお、電力変換装置（1）は、インバータ回路（4）が、いわゆる６ステップインバータとして動作するように構成してもよい。いわゆる６ステップインバータでは、各相の通電期間が１８０度となる交流を出力する。この制御は、制御部（5）で行えばよい。
　〈２〉また、各相の通電期間が１８０度となる交流を出力するようにインバータ回路（4）を制御部（5）によって制御する場合には、インバータ回路（4）の出力に所定幅のパルス電圧が挿入されるように、インバータ回路（4）の制御を行うのが好ましい。例えば、インバータ回路（4）の出力の切り換わりタイミング（位相）と、キャリア信号の位相とがずれると、出力電圧に誤差を生ずる可能性がある。そこで、電圧調整用として、インバータ回路（4）から所定幅のパルスを出力させるのである。
　〈３〉また、モータ（7）として用いたＩＰＭモータは例示である。その他にも、いわゆるＳＰＭモータ（Surface Permanent Magnet Motor）を用いてもよい。
　本発明は、入力をスイッチングして所定周波数、及び所定電圧の出力交流に変換する電力変換装置として有用である。
　１　　　電力変換装置
　２　　　コンバータ回路
　３　　　直流リンク部
　４　　　インバータ回路
　５　　　制御部
　７　　　モータ（永久磁石同期電動機）

Claims (10)

  1.  脈動成分を有する直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして所定周波数、及び所定電圧の出力交流に変換して永久磁石同期電動機（7）に出力するインバータ回路（4）と、
    　基本電圧ベクトルを組み合わせてスイッチングを制御するベクトル制御によって前記インバータ回路（4）を制御し、前記基本電圧ベクトルがゼロベクトル（モータ端子電圧がゼロとなる電圧ベクトル）を含まない制御状態においては、前記脈動成分に応じて前記永久磁石同期電動機（7）のｄ軸電圧ベクトルとｑ軸電圧ベクトルの２つの電圧ベクトルの合成電圧ベクトル（V0）のｑ軸から見た位相を脈動させる制御部（5）と、
    　を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１の電力変換装置において、
    　前記制御部（5）は、前記永久磁石同期電動機（7）のトルクに相関する指標、回転数の何れか一つもしくは両方に応じて、前記位相の脈動の位相を調整することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１又は請求項２の電力変換装置において、
    　前記制御部（5）は、連続通電期間が１８０度となる３相交流を出力するように、前記インバータ回路（4）の制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１の電力変換装置において、
    　前記制御部（5）は、前記インバータ回路（4）の出力の相電圧が１８０度通電となるように制御するとき、１８０度毎に訪れる相電圧切替えタイミングにおいて、電圧誤差を無くすようにパルス電圧を出力するキャリア周期を存在させるように、前記インバータ回路（4）の制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１から請求項４の何れかの電力変換装置において、
    　前記制御部（5）は、前記インバータ回路（4）の出力電流の実効値が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１から請求項４の何れかの電力変換装置において、
    　前記制御部（5）は、前記インバータ回路（4）の出力電流の基本波成分の実効値が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１から請求項４の何れかの電力変換装置において、
    　前記制御部（5）は、前記インバータ回路（4）の出力電流のピーク値が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項１から請求項４の何れかの電力変換装置において、
    　前記制御部（5）は、前記永久磁石同期電動機（7）のトルクを求め、該トルクの変動が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項１から請求項４の何れかの電力変換装置において、
    　前記制御部（5）は、前記永久磁石同期電動機（7）の力率が改善できるように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１から請求項４の何れかの電力変換装置において、
    　入力された交流を脈動する直流に変換して前記インバータ回路（4）に供給する直流供給部（2,3）を備え、
    　前記制御部（5）は、前記直流供給部（2,3）へ入力される電流の高調波が低減するように、前記基本波成分の位相を変動させることを特徴とする電力変換装置。
PCT/JP2012/006261 2011-09-30 2012-09-28 電力変換装置 WO2013046728A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201280047903.4A CN103858333B (zh) 2011-09-30 2012-09-28 电力转换装置
US14/348,377 US9287815B2 (en) 2011-09-30 2012-09-28 Power converter

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011216911 2011-09-30
JP2011-216911 2011-09-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013046728A1 true WO2013046728A1 (ja) 2013-04-04

Family

ID=47994802

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/006261 WO2013046728A1 (ja) 2011-09-30 2012-09-28 電力変換装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9287815B2 (ja)
JP (1) JP5304937B2 (ja)
CN (1) CN103858333B (ja)
WO (1) WO2013046728A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016524450A (ja) * 2013-06-26 2016-08-12 ポスコエナジー株式会社Ｐｏｓｃｏ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 系統低電圧発生による系統連系インバータの保護装置及びその方法
WO2019082316A1 (ja) * 2017-10-25 2019-05-02 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP2020127361A (ja) * 2016-05-17 2020-08-20 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6278622B2 (ja) * 2012-07-31 2018-02-14 キヤノン株式会社 モータ制御装置およびモータ制御方法
US10008972B2 (en) * 2015-11-23 2018-06-26 Regal Beloit America, Inc. Systems and methods for determining loss of phase for power provided to an electric motor
US10370960B2 (en) * 2015-12-29 2019-08-06 Schlumberger Technology Corporation Reducing electromagnetic noise detected in surface measurements
JP6195003B1 (ja) * 2016-09-30 2017-09-13 ダイキン工業株式会社 インバータ装置
JP6369517B2 (ja) * 2016-09-30 2018-08-08 ダイキン工業株式会社 電力変換器の制御装置
CN106559026B (zh) * 2016-11-30 2019-02-05 广东美的制冷设备有限公司 一种电机驱动系统的控制方法、控制装置和变频空调器
CN106788027B (zh) * 2016-12-16 2018-11-30 华中科技大学 一种基于最优二矢量组合的模型预测控制方法及系统
US9912357B1 (en) * 2016-12-19 2018-03-06 Intel IP Corporation Digital polar transmitter having a digital front end
KR101888842B1 (ko) * 2017-01-02 2018-08-16 엘지전자 주식회사 모터 제어 장치 및 모터 제어 장치의 제어 방법
US11482961B2 (en) * 2017-01-30 2022-10-25 Hitachi Astemo, Ltd. Inverter control device
US10425032B2 (en) * 2017-03-03 2019-09-24 General Electric Company Drive system and method of operation thereof for reducing DC link current ripple
WO2019039168A1 (ja) * 2017-08-24 2019-02-28 サンデンホールディングス株式会社 電力変換装置
JP6982448B2 (ja) * 2017-08-24 2021-12-17 サンデンホールディングス株式会社 電力変換装置
US20190140569A1 (en) * 2017-11-09 2019-05-09 General Electric Company DFIG Converter Overmodulation
WO2022085187A1 (ja) * 2020-10-23 2022-04-28 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置の制御装置
EP4280445A4 (en) 2021-01-14 2024-03-06 Mitsubishi Electric Corporation POWER CONVERTER
DE112021008565T5 (de) 2021-12-27 2024-10-10 Mitsubishi Electric Corporation Leistungsumwandlungsvorrichtung und klimaanlage

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0191667A (ja) * 1987-09-30 1989-04-11 Isao Takahashi 周波数変換装置
JPH06153534A (ja) * 1992-10-30 1994-05-31 Alex Denshi Kogyo Kk コンデンサレス・インバータ装置とその制御方法
JP2002051589A (ja) * 2000-07-31 2002-02-15 Isao Takahashi モータ駆動用インバータの制御装置
JP2002223599A (ja) * 2000-11-22 2002-08-09 Isao Takahashi インバータ制御方法およびその装置
JP2005130666A (ja) * 2003-10-27 2005-05-19 Daikin Ind Ltd インバータ制御方法及び多相電流供給回路
JP2009273193A (ja) * 2008-04-30 2009-11-19 Daikin Ind Ltd インバータ装置及びそれを搭載した空気調和装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5481451A (en) 1992-10-30 1996-01-02 Arex Electronics Corporation AC-to-AC power inverter apparatus functioning without smoothing capacitor, and control method thereof
JP3980005B2 (ja) * 2003-03-28 2007-09-19 松下電器産業株式会社 モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機
WO2006069568A1 (en) * 2004-12-27 2006-07-06 Danfoss Drives A/S Method for detecting earth-fault conditions in motor a controller
US7164254B2 (en) * 2005-02-28 2007-01-16 Rockwell Automation Technologies, Inc. Modulation methods and apparatus for reducing common mode voltages
US7649756B2 (en) * 2006-05-17 2010-01-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Common mode noise reduction in converter systems through modification of single phase switching signal
EP2075906A4 (en) * 2006-10-19 2013-09-11 Mitsubishi Electric Corp VECTOR CONTROL OF A PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR
JP5146478B2 (ja) * 2010-03-18 2013-02-20 株式会社デンソー 回転機の制御装置
JP5661008B2 (ja) * 2011-09-06 2015-01-28 トヨタ自動車株式会社 モータ制御システム
JP5720644B2 (ja) * 2012-08-29 2015-05-20 トヨタ自動車株式会社 車両

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0191667A (ja) * 1987-09-30 1989-04-11 Isao Takahashi 周波数変換装置
JPH06153534A (ja) * 1992-10-30 1994-05-31 Alex Denshi Kogyo Kk コンデンサレス・インバータ装置とその制御方法
JP2002051589A (ja) * 2000-07-31 2002-02-15 Isao Takahashi モータ駆動用インバータの制御装置
JP2002223599A (ja) * 2000-11-22 2002-08-09 Isao Takahashi インバータ制御方法およびその装置
JP2005130666A (ja) * 2003-10-27 2005-05-19 Daikin Ind Ltd インバータ制御方法及び多相電流供給回路
JP2009273193A (ja) * 2008-04-30 2009-11-19 Daikin Ind Ltd インバータ装置及びそれを搭載した空気調和装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016524450A (ja) * 2013-06-26 2016-08-12 ポスコエナジー株式会社Ｐｏｓｃｏ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 系統低電圧発生による系統連系インバータの保護装置及びその方法
US9793789B2 (en) 2013-06-26 2017-10-17 Posco Energy., Ltd. Apparatus and method for protecting grid-connected inverter from occurrence of low grid voltage
JP2020127361A (ja) * 2016-05-17 2020-08-20 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
WO2019082316A1 (ja) * 2017-10-25 2019-05-02 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN103858333B (zh) 2016-06-15
JP2013085455A (ja) 2013-05-09
JP5304937B2 (ja) 2013-10-02
CN103858333A (zh) 2014-06-11
US9287815B2 (en) 2016-03-15
US20140232309A1 (en) 2014-08-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5304937B2 (ja) 電力変換装置
JP6566105B2 (ja) 電力変換装置
AU2012208179B2 (en) Power conversion apparatus
JP5288009B2 (ja) 電力変換装置
JP5928647B2 (ja) 電力変換装置
JP2008113514A (ja) 電源回路、及びこれに用いる制御回路
JP2011061887A (ja) 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、および空気調和機
JP6369517B2 (ja) 電力変換器の制御装置
JP5813934B2 (ja) 電力変換装置
JP4065375B2 (ja) モータ駆動装置及びモータ駆動方法
AU2020371391B2 (en) Power conversion device
JP5196269B2 (ja) 電動機の制御装置
Neubert et al. Performance comparison of inverter and drive configurations with open-end and star-connected windings
JP4439846B2 (ja) 多相電流供給回路
JP6024262B2 (ja) 電力変換装置
JP2006141175A (ja) 交流交流直接変換器の電動機制御装置
WO2023127034A1 (ja) 電力変換装置および空気調和機
JP2018186595A (ja) 電力変換装置及び空調機
KR101911267B1 (ko) 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기
JP6330572B2 (ja) 電力変換装置
JP2018121524A (ja) 電力変換装置
JP2018121524A5 (ja)
JP2014072907A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12835319

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14348377

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12835319

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1