WO2023127034A1 - 電力変換装置および空気調和機 - Google Patents

電力変換装置および空気調和機 Download PDF

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WO2023127034A1
WO2023127034A1 PCT/JP2021/048610 JP2021048610W WO2023127034A1 WO 2023127034 A1 WO2023127034 A1 WO 2023127034A1 JP 2021048610 W JP2021048610 W JP 2021048610W WO 2023127034 A1 WO2023127034 A1 WO 2023127034A1
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beat
frequency
voltage
phase
current
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PCT/JP2021/048610
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English (en)
French (fr)
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雄紀 谷山
陽祐 蜂矢
健太 湯淺
朱音 本行
裕一 清水
厚司 土谷
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device and an air conditioner that frequency-converts and voltage-converts the power of an AC power source and supplies it to a load.
  • the motor current that is output from the inverter and flows through the motor may contain a pulsation component (hereinafter referred to as beat) that differs from the driving frequency component of the motor due to some factor.
  • beat a pulsation component
  • Some factor is, for example, an electrolytic-capacitor-less inverter in which a large-capacity electrolytic capacitor is not provided for voltage smoothing, and a small-capacity film capacitor or ceramic capacitor is provided in the DC link section of the power conversion device to allow voltage pulsation. is applied.
  • Electrolytic capacitor-less inverters have advantages in terms of the failure risk of electrolytic capacitors, size, and cost. There is a disadvantage that it occurs.
  • Patent Document 1 in an electrolytic capacitorless inverter, two voltage vectors, a d-axis voltage vector and a q-axis voltage vector, of an electric motor are combined according to the pulsation component of a DC link section in order to suppress the beat of the output current of the inverter. Control is performed to pulsate the phase of the voltage vector viewed from the q-axis.
  • Patent Document 1 it is assumed that the phase of the q-axis voltage vector is arbitrarily controlled, but in reality there are operation modes in which the q-axis voltage vector cannot be arbitrarily determined. For example, in an overmodulation operation in which the modulation factor that determines the output voltage of the power conversion device exceeds 1, there are times when the phase of the q-axis voltage vector cannot be arbitrarily determined. Therefore, in such an overmodulation operation, a beat remains in the current output from the inverter.
  • Patent Document 1 Although it is possible to reduce the low-frequency beat generated by the difference frequency obtained by subtracting the absolute value of the pulsation frequency of the DC link voltage and the drive frequency of the motor, It is difficult to reduce the high frequency beat that occurs at the sum frequency obtained by adding the drive frequencies. If beats are included in the motor current, the amplitude of the motor current increases, causing noise and vibration during operation and impairing the reliability of each element of the power converter.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and aims to obtain a power conversion device capable of suppressing the beat of the motor current and suppressing the increase in the amplitude of the motor current.
  • a power conversion device in the present disclosure includes a rectification unit that rectifies an AC voltage input from an AC power supply and converts it into a DC link voltage, and a rectification unit that converts it into a DC link voltage.
  • a capacitor charged with a DC link voltage a power applying unit that switches the DC link voltage charged in the capacitor, converts it to an AC voltage, and outputs the AC voltage to a load, and a control unit that controls the power applying unit.
  • the control unit superimposes on the load current a second beat having a second frequency different from the first beat of the first frequency contained in the load current and having at least one of the amplitude and phase of the first beat. It is characterized by controlling the power applying unit as follows.
  • the power conversion device of the present disclosure it is possible to suppress the beat of the motor current and suppress the increase in the amplitude of the motor current.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing the configuration of a power converter according to Embodiment 1.
  • FIG. 1 In the power conversion device of Embodiment 1, a current waveform when a low frequency beat is superimposed on the motor current of the motor and a current waveform when a low frequency beat and a high frequency beat are superimposed on the motor current of the motor are shown.
  • diagram showing 1 shows a current waveform when a high-frequency beat is superimposed on the motor current of the electric motor and a current waveform when the high-frequency beat and the low-frequency beat are superimposed on the motor current of the electric motor in the power conversion device of the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing the configuration of the power conversion device according to Embodiment 2; Control block diagram showing the configuration of the beat suppression controller of the second embodiment
  • FIG. 8 is a diagram showing waveforms of DC link voltage, motor current, and pulsation phase when there is no beat suppression controller in the power converter of Embodiment 2
  • FIG. 8 is a diagram showing waveforms of DC link voltage, motor current, and pulsation phase when there is a beat suppression controller in the power converter of Embodiment 2
  • FIG. 10 is a diagram showing simulation waveforms of motor currents and their frequency analysis results when no canceling voltage calculator is used in the power converter of Embodiment 2
  • FIG. 10 is a diagram showing simulation waveforms of motor currents and their frequency analysis results when using an offset voltage calculator in the power converter of Embodiment 2; Schematic diagram showing the configuration of the air conditioner of Embodiment 3 FIG. 3 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the control unit of Embodiment 1 and the control unit of Embodiment 2;
  • a power converter according to an embodiment is applied to an electrolytic capacitorless inverter.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing the configuration of a power converter according to Embodiment 1.
  • FIG. 1 the input side of a power conversion device 100 is connected to an AC power supply 1, and the output side is connected to an electric motor 2 as a load.
  • the power conversion device 100 converts the power of the AC power supply 1 into an arbitrary frequency and an arbitrary voltage, and supplies the electric motor 2 as a load.
  • the AC power supply 1 is, for example, a three-phase commercial power supply
  • the electric motor 2 is, for example, a permanent magnet synchronous motor.
  • the power converter 100 includes a rectifying section 3 , a capacitor 4 , a power applying section 5 , a current detecting section 6 , a voltage detecting section 16 and a control section 20 .
  • the power application unit 5 is, for example, an inverter.
  • the control unit 20 has a switching signal generator 7 and a cancellation voltage calculator 8 .
  • the rectifying section 3 rectifies the AC voltage input from the AC power supply 1 and converts it into a DC voltage.
  • the DC voltage rectified by the rectifier 3 contains low-order harmonic components pulsating at a frequency six times the voltage frequency of the AC power supply 1 .
  • the rectifying section 3 is composed of, for example, a full bridge circuit including six rectifying diodes.
  • a switching element such as a transistor may be used instead of the rectifying diode.
  • the capacitor 4 is connected to the DC link section of the power converter 100 .
  • a capacitor 4 charges the DC voltage converted by the rectifier 3 .
  • the DC link section is the DC circuit portion of the power converter 100 .
  • the purpose of the capacitor 4 is to smooth the DC link voltage.
  • the DC link voltage is the voltage of the DC circuit that connects the rectifying section 3 and the power application section 5 .
  • the DC link voltage has harmonic components that are smoothed and harmonic components that are not smoothed according to the capacitance of the capacitor 4 .
  • a beat is superimposed on the motor current output from the power applying unit 5 due to the harmonic components that are not smoothed.
  • the voltage detection unit 16 detects the voltage across the capacitor 4, that is, the DC link voltage.
  • the power application unit 5 converts the DC voltage rectified by the rectification unit 3 into AC voltage and outputs it to the electric motor 2 .
  • the power application unit 5 is composed of, for example, a full bridge circuit including six IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors). A freewheeling diode is connected in anti-parallel to each IGBT. Each IGBT performs an on/off operation independently according to a switching signal output by a switching signal generator 7, which will be described later. This on/off operation converts a DC voltage into an AC voltage.
  • the power application unit 5 may use a switching element such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) instead of the IGBT.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the current detection unit 6 detects the motor current, which is the load current flowing through the motor 2, and outputs the detected motor current.
  • the current detection unit 6 is, for example, a current sensor using a current transformer for instrument called a CT (Current Transformer).
  • CT Current Transformer
  • the current detection unit 6 means called a 1-shunt current detection method using a shunt resistor provided in the negative side DC link unit of the power conversion device 100, or a means called a 1-shunt current detection method using a shunt resistor provided in the negative side DC link unit of the power conversion device 100, or A means called a three-shunt current detection system using a provided shunt resistor may be used.
  • the offset voltage calculator 8 detects the frequency of the first beat superimposed on the motor current and at least one of the amplitude and the phase based on the detected value of the motor current input from the current detector 6. , a cancellation voltage is calculated such that the amplitude of the motor current can be reduced by superimposing a beat of a second frequency different from the detected first beat. That is, the offset voltage calculator 8 calculates a second beat to be superimposed that has at least one of the same amplitude and phase as the detected first beat, and converts the voltage command including the calculated second beat to the offset voltage. , to the switching signal generator 7 .
  • the canceling voltage calculator 8 may output the canceling current corresponding to the calculated canceling voltage to the switching signal generator 7, or may output the canceling voltage and the canceling current to the switching signal generator 7. .
  • the switching signal generator 7 receives an externally input operation command such as a speed command or a torque command, the motor current detected by the current detection unit 6, the DC link voltage detected by the voltage detection unit 16, and the offset voltage. Control calculation is performed based on the offset voltage output from the calculator 8, and a switching signal for controlling on/off of the plurality of switching elements included in the power application unit 5 is generated and output.
  • the switching signal generator 7 performs, for example, vector control that feedback-controls the current flowing through the electric motor 2 using the dq coordinate system to control speed and torque.
  • the switching signal generator 7 converts the voltage command calculated in the dq coordinate system into a three-phase coordinate system including U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the switching signal generator 7 generates a PWM signal for PWM (Pulse Width Modulation) control of the switching elements of the power applying unit 5 based on the voltage command in the three-phase coordinate system and the DC link voltage.
  • the switching signal generator 7 outputs the generated PWM signal to the power applying section 5 .
  • the switching signal generator 7 may perform V/f constant control for outputting a voltage proportional to the operating frequency of the electric motor 2 and direct torque control for controlling the magnetic flux and torque of the electric motor 2 .
  • the switching signal generator 7 adds, for example, the offset voltage input from the offset voltage calculator 8 to the voltage command calculated in the dq coordinate system, so that the beat current of the first frequency included in the motor current differs from the The voltage command is corrected so that the beat current of the second frequency is superimposed on the load current.
  • the switching signal generator 7 may correct the current command by using the canceling voltage or canceling current input from the canceling voltage calculator 8 .
  • the current beat of the difference frequency component is a frequency component lower than the driving frequency of the electric motor 2
  • the current beat of the sum frequency component is a frequency component higher than the driving frequency of the electric motor 2 . Therefore, these beats are called a low-frequency beat and a high-frequency beat, respectively.
  • a means for preventing the amplitude of the electric motor current from increasing is proposed. do. A plurality of methods of canceling out the beats are conceivable.
  • At least one of the amplitude and phase is calculated using some method with respect to the low-frequency beat component included in the motor current, and the high-frequency beat having at least one of the calculated amplitude and phase is superimposed.
  • a method can be considered.
  • some method for example, a method using Fourier series expansion or using a band-pass filter can be considered. The same applies to canceling out high frequency beats with low frequency beats.
  • the low-frequency beat and the high-frequency beat can be canceled by aligning at least one of the amplitude and phase of the pulsation of the d-axis current and the pulsation component contained in the q-axis current.
  • the d-axis current and the q-axis current pulsate at the same frequency as the pulsation frequency of the capacitor voltage.
  • the low frequency beat of the motor current when considered on the UVW axis. Since at least one of the amplitude and phase of high frequency beats can be aligned, current beats can be canceled.
  • the drive frequency component of the electric motor 2 is Asin( ⁇ i t)
  • the low frequency beat is Bsin ⁇ ( ⁇ b ⁇ i )t+ ⁇ .
  • A is the amplitude of the driving frequency component of the electric motor 2
  • B is the amplitude of the low-frequency beat
  • ⁇ i is the driving frequency of the electric motor
  • ⁇ b is the pulsation frequency of the DC link voltage
  • ⁇ is the low frequency component for the driving frequency component of the electric motor 2.
  • the motor current of the motor 2 is superimposed with the low-frequency beat in this way, a high-frequency beat having at least one of the same amplitude and phase as the low-frequency beat is superimposed.
  • the high-frequency beat is B sin ⁇ ( ⁇ b + ⁇ i )t+ ⁇
  • the motor current can be expressed as the following equation (1) using the sum-product formula.
  • ⁇ is the phase change that occurs when Asin( ⁇ i t) and P are added.
  • B is the phase change that occurs when Asin( ⁇ i t) and P are added.
  • the amplitude B of the low-frequency beat is as small as about 1/10 of the amplitude A of the driving frequency component of the electric motor 2 .
  • the current amplitude can be reduced by superimposing a high-frequency beat when a low-frequency beat is superimposed on the motor current.
  • a sin ( ⁇ i t) 50 sin (357 ⁇ 2 ⁇ t) for the drive frequency component of the motor
  • B sin ⁇ ( ⁇ b - ⁇ i ) t + ⁇ 5 sin ⁇ (360-357)
  • ⁇ 2 ⁇ t ⁇ 5 sin for the low frequency beat.
  • 3 ⁇ 2 ⁇ t the sine waves are superimposed.
  • FIG. 2 shows a current waveform when a low-frequency beat is superimposed on the motor current of the electric motor 2, and a low-frequency beat and a high-frequency beat when the motor current of the electric motor 2 is superimposed in the power conversion device 100 of the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a current waveform when the The upper waveform in FIG. 2 is a current waveform when the low-frequency beat is superimposed on the motor current of the motor 2, and is a waveform of 50 sin (357 ⁇ 2 ⁇ t)+5 sin (3 ⁇ 2 ⁇ t).
  • the waveform on the lower side of FIG. 2 is a current waveform when the low-frequency beat and the high-frequency beat are superimposed on the motor current of the motor 2. ). It can be seen that the lower waveform has a reduced beat and a smaller amplitude than the upper waveform. Thus, the increase in current peaks due to low frequency beats can be offset by high frequency beats.
  • FIG. 3 shows a current waveform when a high-frequency beat is superimposed on the motor current of the electric motor 2, and a waveform when the high-frequency beat and the low-frequency beat are superimposed on the motor current of the electric motor 2 in the power converter 100 of Embodiment 1. It is a figure which shows a current waveform when it is.
  • the upper waveform in FIG. 3 is a current waveform when a high-frequency beat is superimposed on the motor current of the motor 2, and is a waveform of 50 sin (357 ⁇ 2 ⁇ t)+5 sin (717 ⁇ 2 ⁇ t).
  • the waveform on the lower side of FIG. 3 is a current waveform when the high-frequency beat and the low-frequency beat are superimposed on the motor current of the motor 2. ). It can be seen that the lower waveform has a reduced beat and a smaller amplitude than the upper waveform. Thus, the increase in current peaks due to high frequency beats can be offset by low frequency beats.
  • the offset voltage calculator 8 calculates a high-frequency beat whose amplitude and/or phase is aligned with the low-frequency beat or high-frequency beat included in the motor current, according to the low-frequency beat or high-frequency beat included in the motor current. Or with the ability to calculate low frequency beats.
  • the canceling voltage calculator 8 needs to detect the frequency of the beat contained in the motor current and at least one of its amplitude and phase.
  • a plurality of methods are conceivable for detecting at least one of the amplitude and phase of the beat contained in the motor current. may be calculated by subtracting from the motor current of , or may be detected using Fourier series expansion.
  • the canceling voltage calculator 8 according to the detected low-frequency beat or high-frequency beat, determines a high-frequency beat or low-frequency beat to be superimposed that is aligned with at least one of the amplitude and phase of the detected low-frequency beat or high-frequency beat.
  • a voltage command including the determined high-frequency beat or low-frequency beat is output to the switching signal generator 7 as an offset voltage.
  • the switching signal generator 7 adds the offset voltage input from the offset voltage calculator 8 to the voltage command, so that if the motor current contains a low frequency beat, at least one of the low frequency beat, the amplitude and the phase A high-frequency beat with one side aligned is superimposed, and when a high-frequency beat is included in the motor current, the voltage command is corrected so that a low-frequency beat with at least one of amplitude and phase aligned with the high-frequency beat is superimposed.
  • Embodiment 1 when the motor current includes a low-frequency beat, a high-frequency beat having at least one of the same amplitude and phase with the low-frequency beat is superimposed, and the motor current includes the high-frequency beat.
  • the voltage command is corrected so that a low-frequency beat having at least one of the same amplitude and phase with the high-frequency beat is superimposed. can drive. Therefore, noise and vibration during operation can be suppressed. Also, by suppressing the increase in the amplitude of the current, the reliability of each element of the power conversion device 100 can be improved.
  • Embodiment 2 the canceling voltage calculator 8 is used to improve the effect of the beat suppression controller 11 in order to further suppress the increase in the amplitude of the motor current.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram showing the configuration of the power converter according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a control block diagram showing the configuration of the beat suppression controller 11 according to the second embodiment.
  • a speed estimator 9 a pulsation detector 10 and a beat suppression controller 11 are added to the configuration of FIG. Also, the controller 20 is replaced with a controller 30 .
  • the speed estimator 9 estimates the rotational speed and magnetic pole position of the rotor of the electric motor 2 based on the detected value of the motor current, which is the output value of the current detector 6, and the voltage command input from the switching signal generator 7. presume. As a method of estimation, it is common to calculate from the speed electromotive force of the electric motor 2 . For example, there is a method called arctangent method or a method called adaptive magnetic flux observer method.
  • the speed estimator 9 outputs the estimated magnetic pole position, that is, the estimated phase to the beat suppression controller 11 .
  • the pulsation detector 10 detects the pulsation frequency based on the DC link voltage detected by the voltage detection unit 16 and outputs the detected pulsation frequency to the beat suppression controller 11 .
  • the capacitor 4 has a small capacity, so the DC link voltage pulsates at a frequency that is approximately six times the voltage frequency of the AC power supply 1 .
  • the pulsation detector 10 accurately determines the pulsation frequency of this DC link voltage.
  • Methods for obtaining the pulsation frequency include, for example, passing the detected DC link voltage value through a band-pass filter, and subtracting the result of passing the DC link voltage value through a notch filter from the original DC link voltage value. be.
  • the beat suppression controller 11 adjusts the estimated phase output from the speed estimator 9 so as to suppress pulsation of the motor current.
  • the beat suppression controller 11 has a gain applying section 12, an integrator 13, and an adder 14, as shown in FIG.
  • the gain applying unit 12 multiplies the pulsation frequency, which is the output value of the pulsation detector 10, by the gain K.
  • FIG. The integrator 13 integrates the output of the gain imparting section 12 .
  • the adder 14 adds the estimated phase, which is the output value of the speed estimator 9, to the output of the integrator 13 to calculate the adjusted phase.
  • Beat suppression controller 11 outputs the calculated adjustment phase to switching signal generator 7 .
  • the gain K may be determined according to the voltage frequency of the AC power supply 1 and the magnitude of the DC link voltage. A predetermined fixed value may be used for the gain K, or a variable value may be used depending on the states of the AC power supply 1 and the electric motor 2 .
  • the switching signal generator 7 has a dq three-phase coordinate conversion unit 15, changes the adjusted phase, which is the output value of the beat suppression controller 11, using the offset voltage of the offset voltage calculator 8, and converts the changed adjusted phase , the voltage command calculated in the dq coordinate system is converted to the UVW three-phase coordinate system.
  • FIG. 6 is a diagram showing waveforms of the DC link voltage, the motor current, and the pulsation phase when the beat suppression controller 11 is not provided in the power converter 500 of the second embodiment.
  • the horizontal axis is time.
  • a DC link voltage contains a pulsating component.
  • the switching signal generator 7 uses the estimated phase estimated by the speed estimator 9 to perform coordinate transformation from the dq coordinate system to the three-phase coordinate system.
  • the voltage applied to the electric motor 2 is affected by the pulsating component of the DC link voltage.
  • a large current beat appears when the operating frequency of the electric motor 2 and the pulsating frequency of the DC link voltage are close to each other.
  • FIG. 7 is a diagram showing waveforms of the DC link voltage, the motor current, and the pulsation phase when the beat suppression controller 11 is present in the power converter 500 of Embodiment 2.
  • the switching signal generator 7 uses the adjusted phases calculated by the beat suppression controller 11 to perform coordinate conversion between the dq coordinate system and the three-phase coordinate system. In this case, since the influence of the pulsating component of the DC link voltage can be canceled out from the voltage applied to the electric motor 2, the beat of the electric current flowing through the electric motor 2 can be suppressed.
  • the presence of the cancellation voltage calculator 8 allows the high frequency beat to be used to reduce the amplitude of the motor current.
  • the low-frequency beat and the high-frequency beat cannot be canceled if at least one of the amplitude and the phase is not aligned as shown in equations (1) and (2). Therefore, the amplitude of the motor current is affected by both the low-frequency beat and the high-frequency beat, resulting in a large increase.
  • the offset voltage of the offset voltage calculator 8 is used to change the adjustment phase calculated by the beat suppression controller 11, so that the amplitude and amplitude of the low frequency beat and the high frequency beat superimposed on the motor current At least one of the phases can be adjusted to match.
  • FIG. 8 is a diagram showing a simulation waveform of the motor current and its frequency analysis result when the canceling voltage calculator 8 is not used in the power converter 500 of Embodiment 2.
  • FIG. The upper diagram of FIG. 8 shows the simulated waveform of the motor current, and the lower diagram of FIG. 8 shows the frequency analysis result of the simulated waveform of the motor current.
  • FIG. 9 is a diagram showing simulation waveforms of motor currents and their frequency analysis results when using the canceling voltage calculator 8 in the power converter 500 of the second embodiment.
  • the upper diagram of FIG. 9 shows the simulated waveform of the motor current, and the lower diagram of FIG. 9 shows the frequency analysis result of the simulated waveform of the motor current.
  • the adjustment phase of the beat suppression controller 11 is changed according to the output from the offset voltage calculator 8, so the amplitude of the motor current can be further suppressed.
  • Embodiment 3 applies the power converter 100 of Embodiment 1 or the power converter 500 of Embodiment 2 to an air conditioner.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing the configuration of an air conditioner according to Embodiment 3.
  • Air conditioner 400 includes refrigeration cycle device 300 and fan 401 .
  • Refrigeration cycle device 300 includes refrigerant compression device 200 , condenser 301 , expansion valve 302 and evaporator 303 .
  • Refrigerant compression device 200 includes compressor 201 and power conversion device 100 of the first embodiment or power conversion device 500 of the second embodiment.
  • the compressor 201 and the condenser 301 are connected by piping. Similarly, pipes are connected between the condenser 301 and the expansion valve 302 , between the expansion valve 302 and the evaporator 303 , and between the evaporator 303 and the compressor 201 . Thereby, the refrigerant circulates through the compressor 201 , the condenser 301 , the expansion valve 302 and the evaporator 303 .
  • the electric motor 2 shown in FIG. 10 is an electric motor that is variable speed controlled by the power converters 100 and 500 in order to compress the refrigerant gas into a high-pressure gas in the compressor 201 .
  • the processes of refrigerant evaporation, compression, condensation, and expansion are repeatedly performed.
  • the refrigerant changes from liquid to gas, and further changes from gas to liquid, whereby heat is exchanged between the refrigerant and outside air. Therefore, the air conditioner 400 can be configured by combining the refrigeration cycle device 300 and the blower 401 that circulates the outside air.
  • the beat suppression controller 11 when the electric motor 2 of the compressor 201 is driven using an electrolytic capacitorless inverter, if the beat suppression controller 11 is not provided, a large current beat occurs when the operating frequency of the electric motor 2 and the pulsation frequency of the DC link voltage are close to each other. appears. As a result, vibration and noise are generated from the compressor 201 or the pipes connected to the compressor 201, and the user's comfort of the air conditioner 400 is impaired. Furthermore, since the amount of work performed by the electric motor 2 is affected by the pulsation, the compression efficiency of the refrigerant gas is also lowered. In addition, if the operation frequency that causes current beat is avoided, the refrigeration cycle device 300 cannot be operated optimally, resulting in a decrease in cycle efficiency.
  • the power conversion device 100, 500 applied to the air conditioner 400 is an electrolytic capacitor-less inverter, the beat suppression controller 11 and the offset voltage calculator 8 are provided, so that a low cost and comfortable operation can be achieved. Moreover, it is possible to provide the air conditioner 400 with high efficiency.
  • the third embodiment has the beat suppression controller 11 and the canceling voltage calculator 8, it can be operated without avoiding the operating frequency at which the current beat occurs, and the operating range is widened. Moreover, vibration and noise can be suppressed without adding an extra structure through piping. Therefore, in addition to the effects of Embodiments 1 and 2, it is possible to realize efficient operation of air conditioner 400 .
  • the air conditioner 400 was explained as an application example of the power converters 100, 500, but it goes without saying that it can also be used for other machines.
  • the power conversion device of the present application may be applied to a mechanical device such as a fan or a pump.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a hardware configuration that implements the control unit 20 of the first embodiment and the control unit 30 of the second embodiment.
  • the control units 20 and 30 are realized by a processor 91 and a memory 92.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a hardware configuration that implements the control unit 20 of the first embodiment and the control unit 30 of the second embodiment.
  • the control units 20 and 30 are realized by a processor 91 and a memory 92.
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)) or system LSI (Large Scale Integration).
  • the memory 92 is a nonvolatile or volatile memory such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory). can be exemplified. Also, the memory 92 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • the configuration shown in the above embodiment shows an example of the content of the present disclosure, and can be combined with another known technology. It is also possible to omit or change the part.

Landscapes

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Abstract

電力変換装置（１００）は、交流電源（１）から入力される交流電圧を整流して直流リンク電圧に変換する整流部（３）と、整流部（３）で変換された直流リンク電圧が充電されるコンデンサ（４）と、コンデンサ（４）に充電された直流リンク電圧をスイッチングして交流電圧に変換して電動機（２）に出力する電力印加部（５）と、電力印加部（５）を制御する制御部（２０）と、を備える。制御部（２０）は、電動機電流に含まれる第１周波数の第１ビートと異なる第２周波数であって、第１ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った第２ビートが電動機電流に重畳されるように電力印加部（５）を制御する。

Description

電力変換装置および空気調和機
　本開示は、交流電源の電力を周波数変換および電圧変換して負荷に供給する電力変換装置および空気調和機に関するものである。
　電力変換装置においては、インバータから出力されて電動機を流れる電動機電流に、何らかの要因により、電動機の駆動周波数成分とは異なる脈動成分（以下、ビートと呼称する）が、含まれることがある。何らかの要因とは、例えば、電力変換装置の直流リンク部に、電圧平滑用として大容量の電解コンデンサを設けず、電圧脈動を許容する程度に小容量のフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサを設ける電解コンデンサレスインバータが適用される場合である。電解コンデンサレスインバータは、電解コンデンサの故障リスク、サイズ、およびコストの面でメリットがある一方で、直流リンク電圧の脈動を平滑しないため、電動機電流にビートが重畳して、電動機で振動および騒音が発生するというデメリットがある。
　特許文献１では、電解コンデンサレスインバータにおいて、インバータの出力電流のビートを抑制するために、直流リンク部の脈動成分に応じて電動機のｄ軸電圧ベクトルとｑ軸電圧ベクトルの２つの電圧ベクトルの合成電圧ベクトルのｑ軸から見た位相を脈動させる制御を行っている。
特開２０１３－８５４５５号公報
　特許文献１においては、ｑ軸電圧ベクトルの位相を任意に制御することを前提にしているが、実際にはｑ軸電圧ベクトルを任意に決定できない動作モードが存在する。例えば、電力変換装置の出力電圧を決定する変調率が１を超えるような過変調動作においては、ｑ軸電圧ベクトルの位相を任意に決めることができないタイミングがある。したがって、このような過変調動作においては、インバータから出力される電流にビートが残存してしまう。
　さらに、特許文献１においては、直流リンク電圧の脈動周波数と電動機の駆動周波数の減算の絶対値で求められる差周波数で生じる低周波数のビートに関しては低減できるものの、直流リンク電圧の脈動周波数と電動機の駆動周波数の加算で得られる和周波数で生じる高周波数のビートに関しては低減することが困難である。電動機電流にビートが含まれる場合、電動機電流の振幅が増大して、運転中の騒音、振動の原因となり、電力変換装置の各素子の信頼性が損なわれる。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであり、電動機電流のビートを抑制して、電動機電流の振幅の増大を抑制することができる電力変換装置を得ることを目的としている。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示における電力変換装置は、交流電源から入力される交流電圧を整流して直流リンク電圧に変換する整流部と、整流部で変換された直流リンク電圧が充電されるコンデンサと、コンデンサに充電された直流リンク電圧をスイッチングして交流電圧に変換して負荷に出力する電力印加部と、電力印加部を制御する制御部と、を備える。制御部は、負荷電流に含まれる第１周波数の第１ビートと異なる第２周波数であって、第１ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った第２ビートが負荷電流に重畳されるように電力印加部を制御することを特徴とする。
　本開示における電力変換装置によれば、電動機電流のビートを抑制して、電動機電流の振幅の増大を抑制することができるという効果を奏する。
実施の形態１の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図 実施の形態１の電力変換装置において、電動機の電動機電流に低周波ビートが重畳しているときの電流波形と、電動機の電動機電流に低周波ビートおよび高周波ビートが重畳しているときの電流波形を示す図 実施の形態１の電力変換装置において、電動機の電動機電流に高周波ビートが重畳しているときの電流波形と、電動機の電動機電流に高周波ビートおよび低周波ビートが重畳しているときの電流波形を示す図 実施の形態２の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図 実施の形態２のビート抑止制御器の構成を示す制御ブロック図 実施の形態２の電力変換装置において、ビート抑止制御器がない場合の直流リンク電圧と電動機電流と脈動位相との波形を示す図 実施の形態２の電力変換装置において、ビート抑止制御器がある場合の直流リンク電圧と電動機電流と脈動位相との波形を示す図 実施の形態２の電力変換装置において、相殺電圧計算器を用いない場合の電動機電流のシミュレーション波形とその周波数解析結果とを示す図 実施の形態２の電力変換装置において、相殺電圧計算器を用いる場合の電動機電流のシミュレーション波形とその周波数解析結果とを示す図 実施の形態３の空気調和機の構成を示す概略図 実施の形態１の制御部、実施の形態２の制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図
　以下に、実施の形態にかかる電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。実施の形態にかかる電力変換装置は、電解コンデンサレスインバータに適用される。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。図１において、電力変換装置１００の入力側は交流電源１に接続され、出力側は負荷としての電動機２に接続されている。電力変換装置１００は、交流電源１の電力を任意の周波数および任意の電圧に変換して、負荷である電動機２に供給する。交流電源１は、例えば、三相の商用電源であり、電動機２は、例えば、永久磁石同期電動機である。電力変換装置１００は、整流部３と、コンデンサ４と、電力印加部５と、電流検出部６と、電圧検出部１６と、制御部２０とを備える。電力印加部５は、例えばインバータである。制御部２０は、スイッチング信号生成器７および相殺電圧計算器８を有する。
　整流部３は、交流電源１から入力される交流電圧を整流して直流電圧に変換する。整流部３によって整流された直流電圧は、交流電源１の電圧周波数の６倍の周波数で脈動する低次高調波成分を含んでいる。整流部３は、例えば、６つの整流用ダイオードを備えたフルブリッジ回路から構成される。なお、整流部３としては、整流用ダイオードの代わりに、トランジスタなどのスイッチング素子を用いてもよい。
　コンデンサ４は、電力変換装置１００の直流リンク部に接続されている。コンデンサ４は、整流部３で変換された直流電圧を充電する。直流リンク部は、電力変換装置１００の直流回路の部分である。コンデンサ４の目的は直流リンク電圧の平滑化であるが、コンデンサ４の容量によっては、整流部３によって整流された直流電圧に高調波成分が残存する場合がある。直流リンク電圧は、整流部３と電力印加部５とを接続している直流回路の電圧である。直流リンク電圧には、コンデンサ４の容量に応じて平滑される高調波成分と平滑されない高調波成分が存在する。平滑されない高調波成分によって、電力印加部５から出力される電動機電流にビートが重畳する。電圧検出部１６は、コンデンサ４の両端にかかる電圧、すなわち直流リンク電圧を検出する。
　電力印加部５は、整流部３によって整流された直流電圧を交流電圧に変換し、電動機２に出力する。電力印加部５は、例えば、６つのＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）を備えたフルブリッジ回路から構成される。また、それぞれのＩＢＧＴには、還流用ダイオードが逆並列で接続される。それぞれのＩＧＢＴは、後述するスイッチング信号生成器７が出力するスイッチング信号に従って、独立にオンオフ動作を行う。このオンオフ動作により、直流電圧が交流電圧に変換される。なお、電力印加部５は、ＩＧＢＴの代わりに、ＭＯＳＦＥＴ（Metal－Oxide－Semiconductor　Field－Effect　Transistor）などのスイッチング素子を用いてもよい。
　電流検出部６は、電動機２に流れる負荷電流である電動機電流を検出し、検出された電動機電流を出力する。電流検出部６は、例えば、ＣＴ（Current　Transformer）と呼ばれる計器用変流器を用いた電流センサである。なお、電流検出部６としては、電力変換装置１００の負側直流リンク部に設けられるシャント抵抗を用いた１シャント電流検出方式と呼ばれる手段、あるいは電力印加部５の下側のスイッチング素子と直列に設けられるシャント抵抗を用いた３シャント電流検出方式と呼ばれる手段を用いてもよい。
　相殺電圧計算器８は、電流検出部６から入力される電動機電流の検出値に基づいて、電動機電流に重畳されている第１ビートの周波数と、振幅および位相の少なくともいずれか一方とを検出し、検出された第１ビートとは異なる第２周波数のビートを重畳することで電動機電流の振幅が低減できるような相殺電圧を計算する。すなわち、相殺電圧計算器８は、検出した第１ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った、重畳すべき第２ビートを計算し、計算された第２ビートを含む電圧指令を相殺電圧としてスイッチング信号生成器７に出力する。なお、相殺電圧計算器８は、計算された相殺電圧に対応する相殺電流をスイッチング信号生成器７に出力してもよいし、相殺電圧および相殺電流をスイッチング信号生成器７に出力してもよい。
　スイッチング信号生成器７は、外部から入力される速度指令またはトルク指令などの運転指令と、電流検出部６によって検出された電動機電流と、電圧検出部１６によって検出された直流リンク電圧と、相殺電圧計算器８から出力される相殺電圧とに基づいて制御演算を行い、電力印加部５が有する複数のスイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング信号を生成して出力する。スイッチング信号生成器７は、例えば、ｄｑ座標系を用いて電動機２に流れる電流をフィードバック制御するベクトル制御を行い、速度およびトルクを制御する。スイッチング信号生成器７は、ｄｑ座標系で計算された電圧指令をＵ相、Ｖ相、Ｗ相を含む三相座標系に変換する。スイッチング信号生成器７は、三相座標系の電圧指令および直流リンク電圧に基づいて、電力印加部５のスイッチング素子をＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御するためのＰＷＭ信号を生成する。スイッチング信号生成器７は、生成されたＰＷＭ信号を電力印加部５に出力する。スイッチング信号生成器７では、電動機２の運転周波数に比例した電圧を出力するＶ／ｆ一定制御、電動機２の磁束およびトルクを制御する直接トルク制御を行ってもよい。
　スイッチング信号生成器７は、例えば、相殺電圧計算器８から入力される相殺電圧をｄｑ座標系で計算された電圧指令に加算することで、電動機電流に含まれる第１周波数のビート電流とは異なる第２周波数のビート電流が負荷電流に重畳するように電圧指令を補正する。なお、スイッチング信号生成器７は、相殺電圧計算器８から入力される相殺電圧、または相殺電流によって、電流指令を補正してもよい。
　相殺電圧によって電圧指令を補正することの意義を説明する。電動機電流に含まれているビートと異なる周波数のビートを重畳することで、ビートによる電動機電流の振幅の増大を低減することができる。例えば、直流リンク部のコンデンサ電圧が脈動し、インバータの出力電流に電流ビートが発生しているときのことを考える。先述の通り、直流リンク部のコンデンサ電圧は、交流電源１が三相交流であるとき、交流電源１の電圧周波数の６倍の周波数で脈動する。このとき、電動機電流にはコンデンサ電圧の脈動周波数と、電動機２の駆動周波数の差の周波数成分を持つ電流ビートと、これらの和の周波数成分をもつ電流ビートとが重畳する。差の周波数成分の電流ビートは、電動機２の駆動周波数よりも低い周波数成分であり、和の周波数成分の電流ビートは、電動機２の駆動周波数よりも高い周波数成分である。そのため、これらのビートをそれぞれ低周波ビート、高周波ビートと呼ぶ。本開示における電力変換装置１００においては、電動機２の駆動周波数に低周波ビートと高周波ビートの何れか一方、または両方が重畳しているときに、電動機電流の振幅が増大することを防ぐ手段を提案する。ビート同士を相殺する方法は複数考えられる。例えば、モータ電流に含まれる低周波ビートの成分に関して、何らかの方法を用いて振幅および位相の少なくとも一方を計算し、計算して得られた振幅および位相の少なくとも一方が揃っている高周波ビートを重畳するという方法が考えられる。ここで、何らかの方法とは、例えばフーリエ級数展開を利用した手法やバンドパスフィルタを使うことが考えられる。高周波ビートを低周波ビートで相殺する場合も同様である。他の方法としては、ｄ軸電流の脈動とｑ軸電流に含まれる脈動成分の振幅および位相の少なくとも一方を揃えることで、低周波ビートと高周波ビートを相殺できることがある。直流リンク部のコンデンサ電圧が脈動しているとき、ｄ軸電流およびｑ軸電流はコンデンサ電圧の脈動周波数と同じ周波数で脈動する。この時、ｄ軸電流およびｑ軸電流に含まれるコンデンサ電圧の脈動周波数と同じ周波数の成分に関して、振幅および位相の少なくとも一方を揃えることで、ＵＶＷ軸で考えた際にモータ電流の低周波ビートと高周波ビートの振幅および位相の少なくとも一方を揃えることができるため、電流ビートを相殺できる。
　まず、電動機２の電動機電流に低周波ビートが重畳しているときに、低周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った高周波ビートを新たに重畳することで、電流振幅の増大を低減できることを説明する。振幅が揃ったとは、振幅が等しい状態を表すのみならず、電流振幅の増大を低減できれば、振幅がある程度異なることも含む。位相が揃ったとは、位相が等しい状態を表すのみならず、電流振幅の増大を低減できれば、位相がある程度異なることも含む。電動機電流は正弦波の加算で表現することが可能であるため、一般的な正弦波の加算を考える。電動機２の駆動周波数成分をＡｓｉｎ（ωｉｔ）、低周波ビートをＢｓｉｎ｛（ωｂ－ωｉ）ｔ＋α｝とする。ただし、Ａは電動機２の駆動周波数成分の振幅、Ｂは低周波ビートの振幅、ωｉは電動機２の駆動周波数、ωｂは直流リンク電圧の脈動周波数、αは電動機２の駆動周波数成分に対する低周波ビートの位相である。このように、電動機２の電動機電流に低周波ビートが重畳しているときに、低周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った高周波ビートを重畳したとする。高周波ビートをＢｓｉｎ｛（ωｂ＋ωｉ）ｔ＋α｝とすると、電動機電流は、和積の公式などを使って、以下の式（１）のように記載できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　Ｐ，Ｑを上式のように定義すると、φはＡｓｉｎ（ωｉｔ）とＰとを加算した際に生じる位相変化である。ここで、Ｂの大きさがＡに対して十分に小さいとき、以下の式（２）ように近似することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　具体的には、電動機２の駆動周波数成分の振幅Ａに対して、低周波ビートの振幅Ｂが１／１０程度に小さいときに近似することが可能である。例えば、Ａ＝５０、Ｂ＝５のとき、Ｑは最大で５０．０６２５で、最小で４９．９３７５であるため、約５０と見なすことができる。以上のように、電動機電流に低周波ビートが重畳しているとき、低周波ビートと振幅及び位相が揃った高周波ビートを重畳することで、低周波ビートによる電流振幅の増大を小さくすることが可能である。
　次に電動機電流に低周波ビートが重畳しているときに、高周波ビートを重畳することで電流振幅が低減できることを時系列波形から確認する。例えば、電動機の駆動周波数成分をＡｓｉｎ（ωｉｔ）＝５０ｓｉｎ（３５７×２πｔ）、低周波ビートをＢｓｉｎ｛（ωｂ－ωｉ）ｔ＋α｝＝５ｓｉｎ｛（３６０－３５７）×２πｔ｝＝５ｓｉｎ（３×２πｔ）と仮定して、正弦波を重ね合わせる。この時、高周波ビートは、低周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃ったＢｓｉｎ｛（ωｂ＋ωｉ）ｔ＋α｝＝５ｓｉｎ｛（３６０＋３５７）×２πｔ｝＝５ｓｉｎ（７１７×２πｔ）とする。
　図２は、実施の形態１の電力変換装置１００において、電動機２の電動機電流に低周波ビートが重畳しているときの電流波形と、電動機２の電動機電流に低周波ビートおよび高周波ビートが重畳しているときの電流波形を示す図である。図２の上側の波形は、電動機２の電動機電流に低周波ビートが重畳しているときの電流波形であり、５０ｓｉｎ（３５７×２πｔ)＋５ｓｉｎ（３×２πｔ)の波形である。図２の下側の波形は、電動機２の電動機電流に低周波ビートおよび高周波ビートが重畳しているときの電流波形であり、５０ｓｉｎ（３５７×２πｔ)＋５ｓｉｎ（３×２πｔ)＋５ｓｉｎ（７１７×２πｔ)の波形である。上側の波形よりも下側の波形の方が、ビートが低減され、振幅が小さいことがわかる。このように、低周波ビートによる電流ピークの増加を高周波ビートによって相殺することができる。
　電動機電流に高周波ビートが重畳しているときに、低周波ビートを重畳する場合も同様である。例えば、電動機２の駆動周波数成分をＡｓｉｎ（ωｉｔ）＝５０ｓｉｎ（３５７×２πｔ）、高周波ビートをＢｓｉｎ｛（ωｂ＋ωｉ）ｔ＋α｝＝５ｓｉｎ｛（３６０＋３５７）×２πｔ｝＝５ｓｉｎ（７１７×２πｔ）と仮定して、正弦波を重ね合わせる。この時、低周波ビートはＢｓｉｎ｛（ωｂ－ωｉ）ｔ＋α｝＝５ｓｉｎ｛（３６０－３５７）×２πｔ｝＝５ｓｉｎ（３×２πｔ）とする。
　図３は、実施の形態１の電力変換装置１００において、電動機２の電動機電流に高周波ビートが重畳しているときの電流波形と、電動機２の電動機電流に高周波ビートおよび低周波ビートが重畳しているときの電流波形を示す図である。図３の上側の波形は、電動機２の電動機電流に高周波ビートが重畳しているときの電流波形であり、５０ｓｉｎ（３５７×２πｔ)＋５ｓｉｎ（７１７×２πｔ)の波形である。図３の下側の波形は、電動機２の電動機電流に高周波ビートおよび低周波ビートが重畳しているときの電流波形であり、５０ｓｉｎ（３５７×２πｔ)＋５ｓｉｎ（７１７×２πｔ)＋５ｓｉｎ（３×２πｔ）の波形である。上側の波形よりも下側の波形のほうが、ビートが低減され、振幅が小さいことがわかる。このように、高周波ビートによる電流ピークの増加を低周波ビートによって相殺することができる。
　このように相殺電圧計算器８は、電動機電流に含まれる低周波ビートまたは高周波ビートに応じて、電動機電流に含まれる低周波ビートまたは高周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った高周波ビートまたは低周波ビートを計算する機能を持つ。そのためには、相殺電圧計算器８は、電動機電流に含まれるビートの周波数と、振幅および位相の少なくともいずれか一方とを検出する必要がある。電動機電流に含まれるビートの振幅および位相の少なくともいずれか一方を検出する方法は複数考えられるが、たとえば、バンドパスフィルタを用いて検出してもよいし、ノッチフィルタを用いて検出した値を元の電動機電流から減算して算出してもよいし、フーリエ級数展開を用いて検出してもよい。
　相殺電圧計算器８は、検出した低周波ビートまたは高周波ビートに応じて、検出した低周波ビートまたは高周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った、重畳すべき高周波ビートまたは低周波ビートを決定し、決定した高周波ビートまたは低周波ビートを含む電圧指令を相殺電圧としてスイッチング信号生成器７に出力する。スイッチング信号生成器７は、相殺電圧計算器８から入力される相殺電圧を電圧指令に加算することで、電動機電流に低周波ビートが含まれた場合は低周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った高周波ビートが重畳され、電動機電流に高周波ビートが含まれた場合は高周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った低周波ビートが重畳されるように電圧指令を補正する。
　このように実施の形態１では、電動機電流に低周波ビートが含まれた場合は低周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った高周波ビートが重畳され、電動機電流に高周波ビートが含まれた場合は高周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った低周波ビートが重畳されるように電圧指令を補正するようにしているので、電動機電流の振幅の増大を抑制して電動機２を運転することができる。このため、運転中の騒音、振動を抑えることができる。また、電流の振幅の増大を抑制することで、電力変換装置１００の各素子の信頼性を向上することもできる。
実施の形態２．
　実施の形態２では、電動機電流の振幅の増大をさらに抑制するために、相殺電圧計算器８を用いてビート抑止制御器１１の作用効果を向上させている。図４は、実施の形態２の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。図５は、実施の形態２のビート抑止制御器１１の構成を示す制御ブロック図である。
　図４に示される実施の形態２の電力変換装置５００においては、図１の構成に、速度推定器９、脈動検出器１０およびビート抑止制御器１１が追加されている。また、制御部２０が制御部３０に置換されている。
　速度推定器９は、電流検出部６の出力値である電動機電流の検出値と、スイッチング信号生成器７から入力される電圧指令に基づいて、電動機２の回転子の回転速度と磁極位置とを推定する。推定する方法としては、電動機２の速度起電力から算出するのが一般的である。例えば、アークタンジェント法と呼ばれる方法、または適応磁束オブザーバ方式と呼ばれる方法がある。速度推定器９は、推定した磁極位置、すなわち推定位相を、ビート抑止制御器１１へ出力する。
　脈動検出器１０は、電圧検出部１６が検出した直流リンク電圧に基づいて脈動周波数を検出し、検出し脈動周波数をビート抑止制御器１１へ出力する。前述したとおり、コンデンサ４は小容量であるため、直流リンク電圧は、交流電源１の電圧周波数の約６倍の周波数で脈動している。脈動検出器１０は、この直流リンク電圧の脈動周波数を正確に求めるものである。脈動周波数を求める手法としては、例えば、検出した直流リンク電圧の値をバンドパスフィルタに通す方法、直流リンク電圧の値をノッチフィルタに通した結果を元の直流リンク電圧の値から減算する方法がある。
　ビート抑止制御器１１は、電動機電流の脈動を抑制するように速度推定器９から出力される推定位相を調整する。ビート抑止制御器１１は、図５に示すように、ゲイン付与部１２、積分器１３、および加算器１４を有する。ゲイン付与部１２は、脈動検出器１０の出力値である脈動周波数にゲインＫを乗じる。積分器１３は、ゲイン付与部１２の出力を積分する。加算器１４は、積分器１３の出力に速度推定器９の出力値である推定位相を加算して、調整位相を計算する。ビート抑止制御器１１は、計算された調整位相をスイッチング信号生成器７に出力する。ゲインＫは、交流電源１の電圧周波数、直流リンク電圧の大きさに応じて決定すればよい。ゲインＫは、予め決定された固定値を用いてもよいし、交流電源１および電動機２の状態によって可変の値としてもよい。
　スイッチング信号生成器７は、ｄｑ三相座標変換部１５を有し、ビート抑止制御器１１の出力値である調整位相を相殺電圧計算器８の相殺電圧を用いて変化させ、変化させた調整位相に応じて、ｄｑ座標系で計算された電圧指令をＵＶＷの三相座標系に変換する。
　ここで、ビート抑止制御器１１の意義を説明する。図６は、実施の形態２の電力変換装置５００において、ビート抑止制御器１１がない場合の直流リンク電圧と電動機電流と脈動位相との波形を示す図である。横軸は時間である。直流リンク電圧には脈動成分が含まれている。ビート抑止制御器１１がない場合、スイッチング信号生成器７は、速度推定器９で推定された推定位相を用いて、ｄｑ座標系から三相座標系への座標変換を行う。この場合、電動機２に印加される電圧が、直流リンク電圧の脈動成分の影響を受けるため、電動機２に流れる電動機電流にビートが重畳している。特に、電動機２の運転周波数と、直流リンク電圧の脈動周波数が近いときに、大きな電流ビートが現れる。
　図７は、実施の形態２の電力変換装置５００において、ビート抑止制御器１１がある場合の直流リンク電圧と電動機電流と脈動位相との波形を示す図である。ビート抑止制御器１１がある場合、スイッチング信号生成器７は、ビート抑止制御器１１で計算された調整位相を用いて、ｄｑ座標系と三相座標系との座標変換を行う。この場合、電動機２に印加される電圧から、直流リンク電圧の脈動成分の影響を打ち消すことができるため、電動機２に流れる電流のビートを抑止できる。
　しかしながら、ビート抑止制御器１１を用いたとしても、低周波ビートが残存するケースがある。そのような場合でも、相殺電圧計算器８が存在すれば、高周波ビートを用いて電動機電流の振幅を低減できる。先述した通り、例えば、直流リンク電圧が交流電源１の周波数の６倍周波数で脈動している場合には、低周波ビートと高周波ビートの両方が電動機電流に重畳されている。しかしながら、低周波ビートと高周波ビートは式（１）および式（２）で示したように、振幅および位相の少なくともいずれか一方がそろっていない場合には相殺することができない。そのため、電動機電流の振幅は、低周波ビートと高周波ビートの両方の影響を受けて、大幅に増加してしまう。実施の形態２では、相殺電圧計算器８の相殺電圧を用いて、ビート抑止制御器１１で計算される調整位相を変化させることで、電動機電流に重畳される低周波ビートと高周波ビートの振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃うように調整することができる。
　図８は、実施の形態２の電力変換装置５００において、相殺電圧計算器８を用いない場合の電動機電流のシミュレーション波形とその周波数解析結果とを示す図である。図８の上図に、電動機電流のシミュレーション波形を示し、図８の下図に電動機電流のシミュレーション波形の周波数解析結果を示している。また、図９は、実施の形態２の電力変換装置５００において、相殺電圧計算器８を用いる場合の電動機電流のシミュレーション波形とその周波数解析結果とを示す図である。図９の上図に、電動機電流のシミュレーション波形を示し、図９の下図に電動機電流のシミュレーション波形の周波数解析結果を示している。
　図８および図９に示されるように、相殺電圧計算器８を用いない場合と比較して、相殺電圧計算器８を用いた場合には電動機電流の振幅の増大が低減していることがわかる。周波数解析結果を見ると、相殺電圧計算器８を用いない場合も用いる場合も、低周波ビート成分と高周波ビート成分に大きな違いは見られない。それでも相殺電圧計算器８を用いた場合の方が電動機電流の振幅を小さく抑えられているのは、相殺電圧計算器８を用いた場合には低周波ビートと高周波ビートの振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃うように調整しているためである。
　このように実施の形態２によれば、ビート抑止制御器１１の調整位相を、相殺電圧計算器８からの出力によって変化させているので、電動機電流の振幅をより小さく抑えることができる。
実施の形態３．
　実施の形態３は、実施の形態１の電力変換装置１００または実施の形態２の電力変換装置５００を空気調和機に適用するものである。図１０は、実施の形態３の空気調和機の構成を示す概略図である。空気調和機４００は、冷凍サイクル装置３００と送風機４０１を備えている。冷凍サイクル装置３００は、冷媒圧縮装置２００、凝縮器３０１、膨張弁３０２および蒸発器３０３を備える。冷媒圧縮装置２００は、圧縮機２０１と、実施の形態１の電力変換装置１００または実施の形態２の電力変換装置５００を備える。
　図１０に示すように、圧縮機２０１と凝縮器３０１との間は配管で接続される。同様に、凝縮器３０１と膨張弁３０２との間、膨張弁３０２と蒸発器３０３との間、蒸発器３０３と圧縮機２０１との間は配管で接続される。これにより、圧縮機２０１、凝縮器３０１、膨張弁３０２および蒸発器３０３には冷媒が循環する。
　図１０に示す電動機２は、圧縮機２０１において、冷媒ガスを圧縮して高圧のガスにするために、電力変換装置１００，５００によって可変速制御される電動機である。冷凍サイクル装置３００では、冷媒の蒸発、圧縮、凝縮、膨張という工程が繰り返し行われる。冷媒は、液体から気体へ変化し、さらに気体から液体へ変化することにより、冷媒と機外空気との間で熱交換が行われる。したがって、冷凍サイクル装置３００と機外空気を循環させる送風機４０１とを組み合わせることで、空気調和機４００を構成することができる。
　たとえば、電解コンデンサレスインバータを用いて圧縮機２０１の電動機２を駆動させた場合、ビート抑止制御器１１を持たないと、電動機２の運転周波数と直流リンク電圧の脈動周波数が近いときに大きな電流ビートが現れる。この結果、圧縮機２０１または圧縮機２０１に接続されている配管から振動、騒音が発生し、空気調和機４００のユーザーの快適性を損ねる。さらに、電動機２の行う仕事量に脈動がのることになるため、冷媒ガスの圧縮効率も低下する。また、電流ビートの発生する運転周波数を避けて運転をした場合、冷凍サイクル装置３００の最適な運転ができず、サイクル効率の低下を招く。
　しかし、空気調和機４００に適用される電力変換装置１００，５００が電解コンデンサレスインバータである場合であっても、ビート抑止制御器１１および相殺電圧計算器８が備わっていることで、安価かつ快適かつ高効率の空気調和機４００を提供することが可能となる。
　実施の形態３においては、ビート抑止制御器１１および相殺電圧計算器８を有しているため、電流ビートの発生する運転周波数を避けることなく運転でき、運転領域が広くなる。また、配管を通じた余計な構成を追加することなく、振動、騒音を抑制することができる。よって、実施の形態１、２の効果に加え、空気調和機４００の効率よい運転を実現することを可能とする。
　ところで上記説明では、電力変換装置１００，５００の応用例として空気調和機４００を説明したが、その他の機械にも利用できることは、言うまでもない。例えば、ファンまたはポンプといった機械装置に本願の電力変換装置を適用しても良い。
　次に、実施の形態１の制御部２０と実施の形態２の制御部３０のハードウェア構成について説明する。図１１は、実施の形態１の制御部２０、実施の形態２の制御部３０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部２０，３０は、プロセッサ９１及びメモリ９２により実現される。　
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、又はシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read－Only　Memory）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、又はＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。
　以上の実施の形態に示した構成は、本開示の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本開示の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　電動機、３　整流部、４　コンデンサ、５　電力印加部、６　電流検出部、７　スイッチング信号生成器、８　相殺電圧計算器、９　速度推定器、１０　脈動検出器、１１　ビート抑止制御器、１２　ゲイン付与部、１３　積分器、１４　加算器、１５　ｄｑ三相座標変換部、１６　電圧検出部、２０，３０　制御部、９１　プロセッサ、９２　メモリ、１００，５００　電力変換装置、２００　冷媒圧縮装置、２０１　圧縮機、３００　冷凍サイクル装置、３０１　凝縮器、３０２　膨張弁、３０３　蒸発器、４００　空気調和機、４０１　送風機。

Claims (7)

  1. 　交流電源から入力される交流電圧を整流して直流リンク電圧に変換する整流部と、
    　前記整流部で変換された直流リンク電圧が充電されるコンデンサと、
    　前記コンデンサに充電された直流リンク電圧をスイッチングして交流電圧に変換して負荷に出力する電力印加部と、
    　前記電力印加部を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、負荷電流に含まれる第１周波数の第１ビートと異なる第２周波数であって、前記第１ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った第２ビートが前記負荷電流に重畳されるように前記電力印加部を制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、
    　前記負荷電流に含まれる第１ビートの振幅および位相の少なくともいずれか一方を検出し、検出した第１ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃った第２ビートを計算し、計算された第２ビートを含む電圧指令を相殺電圧として出力する相殺電圧計算器と、
    　前記相殺電圧計算器から入力される相殺電圧に基づいて、前記第２ビートが重畳されるように指令値を補正するスイッチング信号生成器と、
    　を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記相殺電圧計算器は、前記第１ビートが低周波ビートである場合、前記低周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃っている高周波ビートを前記第２ビートとして計算し、計算された前記第２ビートを含む前記電圧指令を前記相殺電圧として前記スイッチング信号生成器に出力することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記相殺電圧計算器は、前記第１ビートが高周波ビートである場合、前記高周波ビートと振幅および位相の少なくともいずれか一方が揃っている低周波ビートを前記第２ビートとして計算し、計算された前記第２ビートを含む前記電圧指令を前記相殺電圧として前記スイッチング信号生成器に出力することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記低周波ビートの周波数は、前記負荷の駆動周波数と前記直流リンク電圧の脈動周波数との差の周波数であり、前記高周波ビートの周波数は、前記負荷の駆動周波数と前記直流リンク電圧の脈動周波数との和の周波数であることを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御部は、
    　前記負荷電流に基づいて前記負荷の推定位相を求める速度推定器と、
    　前記直流リンク電圧に基づいて脈動周波数を検出する脈動検出器と、
    　前記負荷電流の脈動を抑制するように前記速度推定器から出力される推定位相を調整して調整位相を出力するビート抑止制御器と、
    　をさらに備え、
    　前記スイッチング信号生成器は、ビート抑止制御器から入力される調整位相と、前記相殺電圧計算器から入力される相殺電圧に基づいて、前記第２ビートが重畳されるように指令値を補正することを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置と、冷凍サイクル装置と、送風機と、を備えたことを特徴とする空気調和機。
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