JPH06209579A

JPH06209579A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH06209579A
Application number: JP5326601A
Authority: JP
Inventors: Tokunosuke Tanamachi; 棚町　　徳之助; Kiyoshi Nakamura; 中村　　清; Kiyoshi Nakada; 仲田　　清; Yoshio Tsutsui; 筒井　　義雄; Wataru Miyake; 亙三宅; Katsuaki Suzuki; 克明鈴木
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1993-12-01
Filing date: 1993-12-24
Publication date: 1994-07-26

Abstract

(57)【要約】【目的】交流をコンバータにより直流に変換し、これを
インバータにより交流に変換する電力変換装置におい
て、コンバータの整流に起因して発生するインバータの
出力のビート現象を効果的に抑制することを目的とす
る。【構成】コンバータの整流に起因する前記インバータの
直流入力電圧の脈動を検出し、この電圧脈動に対してイ
ンバータの動作周波数値に応じた位相でインバータの出
力周波数を調整する。【効果】インバータ出力のビート現象を効果的に抑制す
ることが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はコンバータ・インバータ
による誘導電動機の制御装置に係り、特にコンバータの
直流出力電圧を入力して、可変電圧・可変周波数の交流
に変換するインバータに好適な制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の制御技術としては、特公
昭61−48356 号公報などが知られている。特公昭61−48
356 号公報には、順変換器（コンバータ）で交流を直流
に変換して、可変電圧・可変周波数のパルス幅変調イン
バータに給電する場合、順変換器の出力電圧つまりイン
バータの入力電圧に脈動分（整流リップル）が含まれる
ため、インバータの出力電圧が脈動し、特にインバー
タの出力周波数がある特定のところで、ビート現象を起
すという問題、この解決法として、インバータの出力
電圧が変動しないように、インバータの入力電圧の変動
に応じて、正弦波信号と三角波の搬送波信号の振幅比つ
まりＰＷＭ信号のパルス幅を調整する制御方式が示され
ている。

【０００３】また、特開昭57−52383 号公報には、やは
り同種の目的を達成するために、パルス処理技術を用い
ることによって、入力電圧の変動に応じてＰＷＭ信号の
パルス幅を調整する制御方式が開示されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、これらの制御
方式は、上述したビート現象を如何に効果的に抑制する
か何ら論述されていない。

【０００５】本発明の目的は、コンバータ出力電圧つま
りインバータ入力電圧に含まれる脈動分に起因するイン
バータ出力電圧及び電動機電流のビート現象を効果的に
抑制する制御装置を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的は、交流を直流
に変換するコンバータと、このコンバータから給電され
るインバータと、前記インバータの出力周波数を制御す
る手段と、前記コンバータの整流に起因する前記インバ
ータの直流入力電圧の脈動を検出する手段と、この電圧
脈動に対して前記インバータの動作周波数値に応じた位
相で前記インバータの出力周波数を調整する手段とを備
えることにより達成される。

【０００７】

【作用】発明者等が行ったシミュレーションによれば、
単に、直流側の脈動を検出して、これに応じてインバー
タ出力周波数を調整するだけでは、ビート現象を効果的
に抑制することができないことが判明した。

【０００８】ビート現象を効果的に抑制するためには、
インバータ出力周波数の調整をインバータ直流入力電圧
の脈動に対して所定の位相関係が無ければならず、しか
も、インバータ動作周波数に対して変化させなければな
らないことが確かめられた。そこで、本発明において
は、コンバータの整流に起因する前記インバータの直流
入力電圧の脈動を検出し、この電圧脈動に対してインバ
ータの動作周波数値に応じた位相でインバータの出力周
波数を調整することによって、ビート現象抑制制度が向
上する。

【０００９】

【実施例】図１は本発明の一実施例を示すコンバータ・
インバータによる誘導電動機の制御装置の回路構成であ
つて、１は交流電源、２は交流電源１を直流に変換する
コンバータ、３は直流電圧を平滑するためのフィルタコ
ンデンサである。４はGTOサイリスタ等の制御スイッチ
ング素子ＵＰ〜ＷＮからなり、直流を交流に変換する可
変電圧・可変周波数のパルス幅変調インバータ、５はイ
ンバータ４により付勢される誘導電動機である。７は搬
送波発生手段７１，変調波発生手段７２，比較手段７３
及びパルス数切換手段７４からなる変調手段で、この変
調手段７の出力により、ゲート信号処理回路６を介し
て、所定の順序でインバータ４の制御スイッチング素子
ＵＰ〜ＷＮのオン・オフ動作を行う。

【００１０】図１において、誘導電動機５の回転周波数
ｆ_nを検出手段８で検出し、これにすべり周波数指令ｆ
_sを加減算手段９で、力行時には加算し、回生時には減
算する。これがインバータ４の出力周波数の基準指令ｆ
₀(＝ｆ_n±ｆ_s）となる。すべり周波数指令ｆ_sは誘導電
動機５の電流を検出手段１０で検出した値Ｉ_Mとその指
令値Ｉ_Pを比較手段１１で比較して、その偏差により、
すべり周波数制御手段１２を介して与えられる。

【００１１】一方、ＰＷＭ変調手段７では、インバータ
４の出力周波数指令ｆとして、その基準指令である加減
算手段９の出力ｆ₀が与えられた場合、変調波発生手段
７２は図２（Ａ）の（ロ),（ハ),（ニ）に示すように
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の正弦波を発生し、また搬送波発生手段７
１は図２（Ａ）の（イ）に示す三角波を発生する。この
三角波と正弦波を比較手段７３で比較して、図２（Ｂ）
のように制御スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ用パル
スを出力する。なお、図２（Ｂ）の反転したものが負側
の制御スイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ用パルスとな
る。

【００１２】このようにして得られるインバータ４の出
力電圧は、図２（Ｃ）のようにパルス幅変調（ＰＷＭ）
されたものとなる。ここで、インバータ４の入力電圧Ｅ
を脈動分ΔＥ₀のない直流分Ｅ₀のみとすると、インバ
ータ４の出力電圧(Ｕ−Ｖ間)波形は図２（Ｃ）に示すよ
うに常に一定の波高値となり、正と負の各半サイクル間
でアンバランスは生じない。そして、インバータ４の出
力電圧は、図２（Ｂ）の幅θc を変化させて制御するよ
うに、図２（Ａ）の正弦波の波高値を変化させてる。

【００１３】また、半サイクルに含まれるインバータ４
の出力電圧のパルス数（図２（Ｃ）では３パルス）は、
図２（Ａ）の三角波（イ）と正弦波（ロ），(ハ），
(ニ）の周波数比を切換えるように、三角波の周波数を
パルス数切換手段７４で切換えることにより制御する。
このパルス数Ｎ_Pはインバータ４の出力周波数ｆの基準
指令ｆ₀である加減算手段９の出力に対して、パルス数
切換手段７４により、例えば図３のように、２７−１５
−９−５−３−１と切換える。また、インバータ４の出
力電圧Ｖ_Mは、インバータ４の出力周波数ｆ(基準指令
ｆ₀)に対して、図３に示すように制御される。すなわ
ち、周波数ｆ₀₁以下では、インバータの出力電圧が出力
周波数に比例するように可変電圧・可変周波数(ＶＶＶ
Ｆ)制御を行い、周波数ｆ₀₁以上では、出力電圧を一定
値に固定する定電圧・可変周波数(CVVVF)制御を行う。
このＶＶＶＦ制御領域では、電圧制御手段１３により、
図２（Ａ）の正弦波の波高値と三角波の波高値の比つま
り変調率γを演算して、正弦波（図２のＧ_U，Ｇ_V，
Ｇ_W）の波高値を制御する。なお、パルス数が３パルス
から１パルスに切換わる時に、インバータ４の出力電圧
Ｖ_Mが跳躍している。これは制御スイッチング素子ＵＰ
〜ＷＮが消弧するのにある時間が必要なため、図２(Ｂ)
の幅θc を０まで、つまりインバータ４の出力電圧Ｖ_M
が最大となる１パルスまで連続して制御できないためで
ある。

【００１４】ところで、コンバータ２の出力側に直流電
圧平滑用のフィルタコンデンサ３を設けても、インバー
タ４の入力電圧Ｅには整流リップルに起因する脈動分Δ
Ｅ₀が生じる。この脈動分ΔＥ₀はフィルタコンデンサ
３の容量を大きくすれば、小さくなるが、完全に除去す
ることはできない。またフィルタコンデンサ３が大形化
する問題がある。従って、脈動分ΔＥ₀を考慮したイン
バータ４の入力電圧Ｅ（＝直流分Ｅ₀＋脈動分ΔＥ₀）
と出力電圧（線間）Ｖ_Mの関係は、図３のCVVF領域（パ
ルス数が１パルス、つまり図２の（Ａ）において変調率
γ≧１）においては、図４のようになる。図４(Ａ）
は、脈動分ΔＥ₀の周波数ｆ_e（これは整流リップルに
起因するので一定）≫加減算手段９の出力ｆ₀の場合、
図４（Ｃ）は脈動分ΔＥ₀の周波数ｆ_e≪加減算手段９
の出力ｆ₀の場合であつて、両者共インバータ４の出力
電圧には、正と負の各半サイクル間でアンバランスはほ
とんど生じない。なお、脈動分ΔＥ₀の周波数ｆ_e≫イ
ンバータ指令ｆ₀となるのは低速域であり、パルス数は
図３からも分るように通常多い。この場合でも、インバ
ータ出力電圧には正と負の各半サイクル間でアンバラン
スが生じないことは、図４（Ａ）から容易に推察でき
る。

【００１５】図４（Ｂ）は、インバータ周波数指令ｆ₀
が整流リップル周波数ｆ_eに近づいた状態、すなわち、
「脈動分ΔＥ₀の周波数ｆ_e≒インバータ周波数ｆ（＝
周波数基準指令ｆ₀）」の場合であつて、インバータ出
力電圧（電圧・時間積）には、正と負の各半サイクル間
でアンバランスが生じる。この様子を図４(Ｂ),（ロ)に
表している。このアンバランスの大きさは、脈動分ΔＥ
₀の周波数ｆ_eとインバータ４の出力周波数ｆの差の周
波数で変化、つまりインバータ４の出力電圧がビート現
象を起す。

【００１６】そこで、本実施例においては、以下に述べ
るように、整流リップルに基づく脈動度合に応じてイン
バータの動作周波数脈動度合を調整して、上記アンバラ
ンスの発生を抑えてビート減少を抑制する。

【００１７】まず、インバータ入力電圧Ｅの直流分Ｅ₀
を検出手段１４２で検出し、またインバータ４の入力電
圧Ｅの脈動分ΔＥ₀を、所定の位相差αをもって検出手
段１４１で検出する。この検出手段１４１の出力Δ
Ｅ₀′（｜ΔＥ₀′|＝｜ΔＥ₀｜で位相が異なる）を、検
出手段１４２の出力Ｅ₀で、割算手段１４３によって割
算し、電圧脈動度合ΔＥ₀′／Ｅ₀を求める。さらにその
割算手段１４３の出力を掛算手段１４４によって加減算
手段９の出力ｆ₀と掛算して、インバータ周波数の調整
分Δｆ₀(＝ΔＥ₀′ｆ₀／Ｅ₀)を出力する。

【００１８】今、掛算手段１７へ与えられる補正係数Ｋ
_cを１としてΔｆ₀′＝Δｆ₀とみなせば、インバータ動
作周波数指令ｆ₀をその調整分Δｆ₀によって修正す
る。

【００１９】すなわち、調整分Δｆ₀を、加減算手段９
の出力ｆ₀に、加算手段１５によって加算して、インバ
ータ周波数指令ｆ（＝ｆ₀＋Δｆ₀）とするのである。

【００２０】ここで、インバータ入力電圧Ｅの脈動率が
Ｋで、かつその脈動分ΔＥ₀が周波数ｆ_eでもって正弦
波状に脈動するものとすると、インバータ入力電圧Ｅと
周波数指令ｆは次式で表わされる。

【００２１】

【数１】Ｅ＝Ｅ₀＋ΔＥ₀＝Ｅ₀＋ＫＥ₀sin(２πｆ_et) …（数１）

【００２２】

【数２】ｆ＝ｆ₀＋Δｆ₀＝ｆ₀＋ΔＥ₀′ｆ₀／Ｅ₀ ＝ｆ₀＋Ｋｆ₀sin(２πｆ_et＋α) …（数２）ここで、α：脈動分実際値ΔＥ₀と検出値ΔＥ₀′間の
位相差また、（数２）式のインバータ４の出力周波数指令ｆが
ＰＷＭ変調手段７に与えられると、変調波発生手段７２
は次式で表わされるＵ，Ｖ，Ｗ相の変調波信号Ｇ_U，
Ｇ_V，Ｇ_Wを出力する。

【００２３】

【数３】

【００２４】

【数４】

【００２５】そして、インバータ４の入力電圧Ｅ，イン
バータ周波数の調整分Δｆ₀及び変調波発生手段７２の
出力（Ｇ_U，Ｇ_V）の関係は、例えば、図５のようにな
る。ここではインバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ₀
の周波数ｆ_e＝加減算手段９の出力ｆ₀，脈動分ΔＥ₀と
その検出値ΔＥ₀′(｜ΔＥ₀′｜＝｜ΔＥ₀｜)の位相差
α＝０としている。変調波発生手段７２の出力は、（数
４）式の第２項つまりインバータ周波数の調整分Δｆ₀
により、図５（Ｃ）の点線から実線となる。その結果、
インバータ４の出力電圧は、パルス数＝１パルス（図２
（Ａ）において変調率γ＝正弦波の波高値／三角波の波
高値≧１，図３のＣＶＶＦ制御領域）の場合、図５
（Ｄ）の点線から実線となって、正と負の各半サイクル
間のアンバランスが大幅に小さくなる。

【００２６】ここで、インバータ４の出力電圧の正と負
の各サイクルのアンバランス量について、図５により数
式的に説明する。

【００２７】図５（Ｃ）において、変調波発生手段７２
の出力が点線のＧ_U′，Ｇ_V′の場合、Ｇ_U′とＧ_V′が０
となるＴ_U′とＴ_V′は、

【００２８】

【数５】

【００２９】であり、また変調波発生手段７２の出力が
実線のＧ_U，Ｇ_Vになると、Ｇ_UとＧ_Vが０となるＴ_UとＴ_V
は、

【００３０】

【数６】

【００３１】となる。その（数６）式のΔＴ_UとΔＴ_V
は、（数３）〜（数６）式より、

【００３２】

【数７】

【００３３】となる。

【００３４】（１）本発明によるビートレス制御を行わない場合インバータ４の出力周波数の調整分Δｆ₀がない場合、
つまり図５（Ｃ）の点線の変調波Ｇ_U′，Ｇ_V′に対応し
た図５（Ｄ）の点線のインバータ４の出力電圧の半サイ
クルの電圧時間積ＥＴ′は、（数１）式を定積分して、

【００３５】

【数８】

【００３６】ここに、

【００３７】

【数９】

【００３８】となる。この（数８）式と（数９）式よ
り、インバータ４の出力電圧の正と負の各半サイクル間
のアンバランス量ΔＥＴ′(＝(ＥＴ′(Ｎ)−ＥＴ′(Ｎ
＋１)）／２）は周波数指令９の出力ｆ₀がインバータ入
力電圧の脈動周波数ｆ_eの近傍のところで、大きさ｜
Ｋ′｜であり、周波数(ｆ₀−ｆ_e)で変動（つまりビー
ト）する。この大きさ｜Ｋ′｜は、（数８）式の第１項
（Ｅ₀／３ｆ₀）に対して小さくても、その周波数(ｆ₀−
ｆ_e)が小さいところでは、誘導電動機５のインピーダン
スが小さくなるため、誘導電動機５に過大な電流が流
れ、インバータ４の転流失敗や破損の原因となり、また
誘導電動機５のトルクも大きく脈動することになる。（２）本発明によるビートレス制御の場合インバータ４の出力周波数の調整手段１４を設けた場
合、つまり図５（Ｃ）の実線の変調波Ｇ_U，Ｇ_Vに対応し
た図５（Ｄ）の実線のインバータ４の出力電圧の半サイ
クルの電圧時間積ＥＴは、（数１）式を定積分して、

【００３９】

【数１０】

【００４０】となる。この（数１０）式は、インバータ
４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ₀と出力周波数の調整分Δ
ｆ₀の位相差αを０とすると、第２項と第３項が打ち消
しあって、（Ｅ₀／３ｆ₀）となる。すなわち、インバ
ータ４の出力電圧の正と負のサイクルのアンバランス量
（＝（ＥＴ(Ｎ)−ＥＴ(Ｎ＋１)）／２）は０となり、イ
ンバータ４の出力電圧のビート現象が抑制される。

【００４１】ところで、特に、鉄道電車では、インバー
タに使用するＧＴＯサイリスタの耐圧利用率を高めるた
め、図３に示すように、電車の定格速度ｎ₀の半分程度
の速度ｎ₀₁に対応する周波数でインバータを最大電圧に
飽和させ、それ以上の速度では周波数のみを調整してい
る。このため、図示するように、電車の定格速度ｎ₀の
半分程度の速度ｎ₀₁以上では、インバータの出力電圧の
調整が不可能な１パルス制御となる。一方、インバータ
周波数は、全速度域に亘って、連続的に変化させる。

【００４２】従って、図１の交流電源１が単相５０Ｈｚ
とすれば、コンバータ２の整流リップルの周波数ｆ_eは
１００Ｈｚであり、この周波数をインバータ周波数が通
過する速度域では、既に、インバータ４は１パルス制御
（図３ＣＶＶＦ制御領域）に入っている。

【００４３】このような場合に、上述した原理によっ
て、コンバータ２の整流リップル周波数ｆ_eに、インバ
ータ周波数ｆが近づいたとき発生しようとするビート現
象を効果的に抑制し、インバータ電車の円滑な速度制御
を実現する。

【００４４】次に、以上述べた方式の有効性を確認する
ため、誘導電動機５の容量が１３０ＫＷ（定格：電圧１
１００Ｖ，電流８６.７Ａ，周波数７５Ｈｚ）で、その
すべり周波数指令ｆｓを一定（３Ｈｚ）とし、インバー
タ４の入力電圧Ｅを（数１）式（直流分Ｅ₀＝１５００
Ｖ，脈動率Ｋ＝６％，脈動分ΔＥ₀の周波数ｆ_e＝１０
０Ｈｚ）とし、大形電子計算機によりディジタル・シミ
ュレーションを行った結果について、以下述べる。

【００４５】図６はインバータ周波数の基準指令ｆ₀を
１０３Ｈｚ（誘導電動機５の回転周波数ｆ_n＝１００Ｈ
ｚ）とした場合のシミュレーション結果である。図６
（Ａ）は、インバータ周波数の調整分Δｆ₀がない場合
である。これにより、前述のようにインバータ４の出力
電圧の正と負のサイクルのアンバランスにより、誘導電
動機５の電流が周波数（ｆ₀−ｆ_e）＝３Ｈｚで大きくビ
ートし、また誘導電動機５のトルクもインバータ４の入
力電圧Ｅの脈動分ΔＥ₀の周波数ｆ_e(＝１００Hz)で大き
く脈動していることが分る。図６（Ｂ）は前述のよう
に、インバータ４の出力周波数指令ｆを、（数２）式
で、α＝０として、インバータ４の出力周波数調整手段
１４の出力Δｆ₀により調整した場合である。

【００４６】これより、誘導電動機５の電流のビート現
象はほとんどなくなり、また誘導電動機のトルクの脈動
は多少あるが、図６（Ａ）に比べて大幅に小さくなって
いることが分る。図６（Ｃ）は、誘導電動機５のトルク
の脈動をさらに小さくするため、（数２）式のαを種々
変えて、α＝−５°とした場合である。

【００４７】これより、誘導電動機５の電流は図６
（Ｂ）とほとんど変らないで、誘導電動機５のトルクの
脈動がほとんどなくなっていることが分る。すなわち、
誘導電動機５のトルクの脈動の点からは（数２）式のα
を適切に設定すれば良いことが分った。

【００４８】そこで、誘導電動機５の電流及びトルクに
関する記号を図７のように定義、つまりインバータ４の
入力電圧Ｅに脈動分ΔＥ₀がない場合の誘導電動機５の
ピーク電流をｉ_Pn，トルクの平均値をＴ_aV（図７
（Ａ））とする。また、インバータ４の入力電圧Ｅの脈
動分ΔＥ₀による誘導電動機５のピーク電流の増加分を
Δｉ_PW（＝ｉ_PW−ｉ_Pn），トルクの脈動分をΔＴ_b（図
７（Ｂ））として、インバータ周波数の基準指令ｆ₀を
種々変えた場合のΔｉ_Pb（ｉ_Pn）とΔＴ_b(Ｔ_aV）のシミ
ュレーション結果を図８と図９にそれぞれ示す。

【００４９】図８及び図９より、誘導電動機５のピーク
電流の増加分Δｉ_Pb（図８）及びトルクの脈動分ΔＴ_b
(図９）は、インバータ周波数の調整分Δｆ₀がない場
合、二点鎖線のように、インバータ周波数の基準指令ｆ
₀≒インバータ入力電圧の脈動周波数ｆ_e(＝１００Ｈ
ｚ）のところで最も大きくなることが分る。このΔｉ_Pb
及びΔＴ_bは、インバータ周波数指令ｆを、前述のよう
に、（数２）式でα＝０°として、インバータ周波数調
整量Δｆ₀により調整すると、一点鎖線（図８，図９）
の如く大幅に小さくなる。しかし、ｆ₀とｆ_e（＝１００
Ｈｚ）の差が大きいところでは、ｆ₀≒ｆ_eのところと比
べて、多少大きいことが分った。

【００５０】これを改善するため、周波数調整量補正手
段１６を設け、その出力(補正係数)Ｋ_cを掛算する。す
なわち、インバータ周波数指令ｆを、

【００５１】

【数１１】ｆ＝ｆ₀＋Δｆ′＝ｆ₀＋Ｋ_cΔｆ₀ ＝ｆ₀＋Ｋ_cＫｆ₀sin(２πｆ_et＋α) …（数１１）の如く調整するようにして、α＝０で、Ｋ_cを種々変え
てシミュレーションを行った。

【００５２】その結果、Ｋ_cは、インバータ入力電圧Ｅ
の脈動分ΔＥ₀の周波数ｆ_eを誘導電動機５の回転周波
数ｆ_nで割算手段１６１で割算し、その出力を掛算手段
162で２乗、つまり、

【００５３】

【数１２】Ｋ_c＝(ｆ_e／ｆ_n)²…（数１２）とすれば、誘導電動機５のピーク電流の増加分Δｉ_Pb及
びトルクの脈動分ΔＴ_bは、図８及び図９の点線のよう
に改善されることが分った。

【００５４】また、図６で述べたように、トルクの脈動
分ΔＴ_bをさらに改善するため、（数１１）式，（数１
２）式で、αをインバータ周波数の基準指令ｆ₀に対し
て、図９に示すように変えたところ、そのΔＴ_bは図９
の実線のようにほとんど生じなくなった。

【００５５】このとき、誘導電動機５のピーク電流の増
加分Δｉ_Pbは図８の実線のように余り変化しない。

【００５６】以上のシミュレーション結果は、インバー
タ４の出力電圧のパルス数が１パルス（図５参照）、つ
まり電圧制御手段１３の出力（変調率）γが１つの場合
であったが、パルス数が多パルス(γ＜１)の場合でも同
様な結果（効果）が得られ、この場合は、インバータ周
波数の調整量Δｆ₀を補正する補正係数Ｋ_cが、

【００５７】

【数１３】

【００５８】なるように、掛算手段１６２の出力を変調
率γで割算すれば、より効果的であることをシミュレー
ションで確認している。なお、誘導電動機５の起動時及
び低速時においては（数１２）式，（数１３）式から分
るように、Ｋ_cが大きくなりすぎるので、Ｋ_cにリミッ
トをかけるのが得策である。

【００５９】最後に、インバータ４の入力電圧Ｅの直流
分Ｅ₀の検出手段１４２とその脈動分ΔＥ₀の検出手段
１４１の一具体例を図１０に示す。

【００６０】すなわち、インバータ４の入力電圧Ｅの直
流分Ｅ₀の検出手段１４２は、演算増幅器ＯＰ２と抵抗
Ｒ_e２１，Ｒ_e２２及びＲ_e２３並びにコンデンサＣ２か
らなる平滑回路で、そのゲイン(＝Ｒ_e２３／Ｒ_e２１）
を１とし、時定数（＝Ｒ_e２３×Ｃ２)を大きく設定す
る。また、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ₀の
検出手段１４１は、演算増幅器ＯＰ１と抵抗Ｒ_e１１〜
Ｒ_e１５並びにコンデンサＣ１１，Ｃ１２からなるバン
ドパス回路である。この回路１４１のゲイン及び位相特
性は、図１１に示すように、インバータ４の入力電圧Ｅ
の脈動分ΔＥ₀の周波数ｆ_eのところで、ゲインが１
（入力ΔＥ₀の大きさ≒出力ΔＥ₀′の大きさ）で、か
つ入力位相つまり脈動分ΔＥ_０と周波数調整量Δｆ₀
の位相差αが、図９で述べたように、インバータ周波数
基準指令ｆ₀に対して適切な値となるように、基準指令
ｆ₀の大きさに応じてスイッチＳ１〜Ｓ３により切換え
る。

【００６１】以上のように、図１の実施例によれば、イ
ンバータ４の入力電圧Ｅに含まれる脈動分ΔＥ₀(コンバ
ータ２の整流リップル）に起因するインバータ４の出力
電圧及び誘導電動機５の電流のビート現象を抑制できる
ので、誘導電動機５に過大な電流が流れることがなくな
り、インバータ４の転流失敗や破損を防止でき、また誘
導電動機５のトルク脈動も抑制され、誘導電動機５を円
滑に運転できるという効果がある。

【００６２】なお、図１の実施例の説明は、インバータ
４の出力電圧のパルス数が１パルス（図５参照）の場合
を対象としたが、パルス数が多パルスの場合でも、前述
の効果が損なわれるものではないということはもちろん
である。

【００６３】

【発明の効果】本発明によれば、インバータの入力電圧
に含まれる脈動分（コンバータの整流リップル）に起因
するインバータの出力電圧及び誘導電動機の電流のビー
ト現象を効果的に抑制できるので、誘導電動機に過大
な電流が流れることがなくなり、インバータの転流失
敗や破損を防止でき、トルク脈動も抑制でき誘導電動
機を円滑に運転できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すコンバータ・インバー
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成図。

【図２】正弦波の三角波の比較によるパルス幅変調の動
作説明図。

【図３】インバータの出力周波数の基準指令に対するパ
ルス数及びインバータ出力電圧の関係図。

【図４】インバータの入力電圧と出力電圧の波形関係
図。

【図５】インバータ出力電圧のビート現象の抑制の説明
図。

【図６】誘導電動機の電流及びトルクのシミュレーショ
ン波形図。

【図７】誘導電動機の電流及びトルクに関する記号の定
義図。

【図８】誘導電動機のピーク電流に関するシミュレーシ
ョン結果。

【図９】誘導電動機のトルク脈動に関するシミュレーシ
ョン結果。

【図１０】インバータ入力電圧の直流分と脈動分を検出
する手段の具体例。

【図１１】インバータ入力電圧の脈動分を検出する手段
のゲイン及び位相特性図である。

【符号の説明】

１…交流電源、３…フィルタコンデンサ、４…パルス幅
変調インバータ、７…変調手段、９…加減算手段、１４
…インバータ出力周波数の調整手段、１５…加算手段、
１６…インバータ出力周波数の調整量の補正手段、１
７，１４４，162…掛算手段、１４３，１６１，１６３
…割算手段。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者筒井義雄茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者三宅亙茨城県勝田市市毛1070番地株式会社日立製作所水戸工場内 (72)発明者鈴木克明東京都千代田区神田駿河台四丁目６番地株式会社日立製作所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流を直流に変換するコンバータと、この
コンバータから給電されるインバータと、前記インバー
タの出力周波数を制御する手段と、前記コンバータの整
流に起因する前記インバータの直流入力電圧の脈動を検
出する手段と、この電圧脈動に対して前記インバータの
動作周波数値に応じた位相で前記インバータの出力周波
数を調整する手段とを備えた電力変換装置。