JPH02119573A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電力変換装置に係り、特にコンバータと、その
直流出力電圧を入力して、可変電圧・可変周波数の交流
に変換するインバータを備えた交流−交流電力変換装置
に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種の制御技術としては、第１に、特公昭６１
−４８３５６号公報が知られている。

特公昭６１−Ｌ４ｇ３５６号公報には、順変換器（コン
バータ）で交流を直流に変換して、可変電圧・可変周波
数のパルス幅変調インバータに給電する場合、順変換器
の出力電圧つまりインバータの入力電圧に脈動分（整流
リップル）が含まれるため、■インバータの出力電圧が
脈動し、特にインバー夕の出力周波数がある特定のとこ
ろで、ビート現象を起すという問題、■この解決法とし
て、インバータの出力電圧が変動しないように、インバ
ータの入力電圧の変動に応じて、正弦波信号と三角波の
搬送波信号の振幅比つまりＰＷＭ信号のパルス幅を調整
する制御方式が示されている。

また、特開昭５７−５２３８３号公報には、やはり同種
の目的を達成するために、パルス処理技術を用いること
によって、入力電圧の変動に応じてＰＷＭ信号のパルス
幅を調整する制御方式が開示されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、これらの制御方式は、インバータの出力電圧が
最大となり、電圧制御ができない領域、例えば、ＰＷＭ
インバータの出力電圧の半サイクルに含まれるパルス数
が１パルスでかつ最大の一定電圧領域では適用できない
という問題がある。

本発明の目的は、コンバータの出力電圧つまりインバー
タの入力電圧に含まれる整流リップルに起因するインバ
ータのビート現象を抑制できる電力変換装置を提供する
ことにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のある一面においては、交流を直流に変換するコ
ンバータと、このコンバータから給電されるインバータ
と、前記インバータの直流入力電圧の脈動度合を導出す
る手段と、この直流入力電圧の脈動度合に応じた周波数
脈動度合をもつように前記インバータの出力周波数を調
整する手段を備える。

〔作用〕

本発明においては、コンバータによる整流リップル（つ
まりインバータの入力電圧）の脈動度合に応じてインバ
ータの動作周波数の脈動度合を調整する。このため、イ
ンバータの入力電圧に脈動が在れば、インバータの動作
周波数が過渡的に変化しく定常的には変化しない）、各
半サイクル毎の出力電圧の時間幅（周期）が調整される
。従って、正負各半すイクル当りのインバータ出力電圧
の電圧・時間積のアンバランスが補償され、ビート現象
が抑制される。

このように、インバータ動作（出力）周波数従って各半
サイクル当りの周期を過渡的に調整するものであるため
、ＰＷＭインバータを採用した場合、その半サイクル当
りの出力電圧が１パルスとなって、もはや、変調度の制
御によってはその時間幅が調整できなくなった制御モー
ドにおいても、効果的にビート現象が抑制される。

しかも、入力電圧の脈動度合に応じてインバータ出力周
波数の脈動度合を調整することにより、ビート現象抑制
精度が向上する。

〔実施例〕

第１図は本発明の一実施例を示すコンバータ・インバー
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成であって、１
は交流電源、２は交流を直流に変換するコンバータ、３
は直流電圧を平滑するためのフィルタコンデンサである
。４はＧＴＯサイリスタ等の制御スイッチング素子ＵＰ
−ＷＮからなり、直流を交流に変換する可変電圧・可変
周波数のパルス幅変調インバータ、５はインバータ４に
より付勢される誘導電動機である。７は搬送波発生手段
７１．変調波発生手段７２．比較手段７３及びパルス数
切換手段７４からなる変調手段で、この変調手段７の出
力により、ゲート信号処理回路６を介して、所定の順序
でインバータ４の制御スイッチング素子ＵＰ−ＷＮのオ
ン・オフ制御を行う。

第１図において、誘導電動機５の回転周波数ｆ、を検出
手段８で検出し、これにすべり周波数指令ｆ５を加減算
手段９でカ行時には加算し、回生時には減算する。これ
がインバータ周波数の基準指令ｆｏ（＝ｆｎ：ｌ：ｆｓ
）となる。すベリ周波数指令ｆｓは、誘導電動ｖ＆５の
電流を検出手段１０で検出した値ＩＭとその指令値Ｉｐ
　を比較手段１１で比較して、その偏差により、すべり
周波数制御手段１２を介して与えられる。

一方、ＰＷＭ変調手段７では、インバータ周波数指令ｆ
として、その基準指令である加減算手段９の出力ｆｏが
与えられた場合、変調波発生手段７２は第２図（Ａ）の
Ｇｕ　、Ｇｖ、Ｇｗに示すようにＵ、Ｖ、Ｗ相の正弦波
を発生し、また搬送波発生手段７１は第２図（Ａ）の（
Ｔ）に示す三角波を発生する。この三角波と正弦波を比
較手段７３で比較して、第２図（Ｂ）のように正側の制
御スイッチング素子ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ用パルスを出力す
る。なお、第２図（Ｂ）を反転したものが負側の制御ス
イッチング素子ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ用パルスとなる。

このようにして得られるインバータ４の出方電圧は、第
２図（Ｃ）のようにパルス幅変調（ＰＷＭ）されたもの
となる。ここで、インバータ４の入力電圧Ｅを脈動分へ
Ｅｏのない直流分Ｅｏのみとすると、インバータ４の出
力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第２図ＣＣ”）に示すように
常に一定の波高値となり、正と負の各半サイクル間でア
ンバランスは生じない。そして、インバータ４の出力電
圧は。

第２図（Ｂ）の幅Ｏｃ　を変化させて制御するように、
第２図（Ａ）の正弦波の波高値を変化させる。

また、半サイクルに含まれるインバータ４の出力電圧の
パルス数（第２図（Ｃ）では３パルス）は、第２図（Ａ
）の三角波Ｔと正弦波Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗの周波数比を切
換えるように、三角波の周波数をパルス数切換手段７４
で切換えることにより制御する。このパルス数Ｎｐはイ
ンバータ周波数Ｊの基準指令ｉｏである加減算手段９の
出力に対して、パルス数切換手段７４により、例えば第
３図のように、２７−１５−９−５−３−１と切換える
。

また、インバータ４の出力電圧ＶＭは、インバータ周波
数ｆ（基準指令ｆｏ）に対して、第３図に示すように制
御される。すなわち、周波数ｆａｘ以下では、インバー
タの出力電圧が出力周波数に比例するように可変電圧・
可変周波数（ＶＶＶＦ）制御を行い、周波数ｆｏ１以上
では、出力電圧を一定値に固定する定電圧・可変周波数
（ＣＶＶＦ）制御を行う。このＶＶＶＦ制御領域では、
電圧制御手段１３により、第２図（Ａ）の正弦波の波高
値と三角波の波高値の比つまり変調率γを演算して、正
弦波（第２図のＧｕ、Ｇｖ、Ｇｗ）の波高値を制御する
。なお、パルス数が３パルスから１パルスに切換ねる時
に、インバータ４の出力電圧ＶＭが跳踊している。これ
は制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮが消弧するのにある
時間が必要なため、第２図（Ｂ）の幅θＣを０まで、つ
まりインバータ４の出力電圧ＶＭが最大となる１パルス
まで連続して制御できないためである。

ところで、コンバータ２の出力側に直流電圧平滑用のフ
ィルタコンデンサ３を設けても、インバータ４の入力電
圧Ｅには整流リップルに起因する脈動分へＥＯが生じる
。この脈動分ΔＥｏはフィルタコンデンサ３の容量を大
きくすれば、小さくなるが、完全に除去することはでき
ない。またフィルタコンデンサ３が大形化する問題があ
る。従って、脈動分ΔＥｏを考慮したインバータ４の入
力電圧Ｅ　（＝直流分Ｅｏ十脈動分ΔＥｏ）と出力電圧
（線間）Ｖｓの関係は、第３図のＣＶＶＦ制御領域（パ
ルス数が１パルス、つまり第２図の（Ａ）において変調
率γ≧１）においては、第４図のようになる。第４図（
Ａ）は、脈動分ΔＥｏの周波数ｆｅ（これは整流リップ
ルに起因するので一定））インバータ周波数指令ｉｏの
場合、第４図（Ｃ）は脈動分ΔＥｏの周波数ｆｅ＜イン
バータ周波数指令ｆａの場合であって、両者共インバー
タ出力電圧には、正と負の各半サイクル間でアンバラン
スはほとんど生じない。なお、脈動分ΔＥｏの周波数ｆ
ｅ＞インバータ周波数指令ｆａとなるのは低速域であり
、パルス数は第３図からも分るように通常多い。この場
合でも、インバータ出力電圧には正と負の各半サイクル
間でアンバランスが生じないことは、第４図（Ａ）から
容易に推察できる。

第４図（Ｂ）は、インバータ周波数指令ｉｏが、整流リ
ップル周波数ｆｅに近づいた状態、すなわち、「脈動分
ΔＥｏの周波数ｊｅ＃インバータ周波数ｆ　（＝周波数
基準指令ｆ　ｏ）Ｊの場合であって、インバータ出力電
圧（電圧・時間積）には、正と負の各半サイクル間でア
ンバランスが生じる。この様子を第４図（Ｂ）、（ロ）
に表わしている。

このアンバランスの大きさは、脈動分ΔＥｏの周波数ｆ
ｅとインバータ周波数ｆの差の周波数で変化する。つま
りインバータ４の出力電圧がビー１〜現象を起す。

そこで１本実施例においては、以下に述べるように、整
流リップルに基づく脈動度合に応じてインバータの動作
周波数脈動度合を調整して、上記アンバランスの発生を
抑えビー１〜現象を抑制する。

まず、インバータ入力電圧Ｅの直流分Ｅｏ　を検出手段
１４２で検出し、またインバータ４の入力電圧Ｅの脈動
分ΔＥｏを、所定の位相差αをもって検出手段１４１で
検出する。この検出手段１４１の出力ΔＥｏ’（ＩΔＥ
ｏ　　ｌ＝ｌΔＥｏｌで位相が異なる。）を、検出手段
１４２の出力Ｅｏで、割算手段１４３によって割算し、
電圧脈動割合をΔＥｏ’／Ｅｏを求める。さらにその割
算手段１４３の出力を掛算手段１４４によって加減算手
段９の出力ｆｏと掛算して、インバータ周波数の調整骨
Δｆｏｃ＝ΔＥｏ’　　ｆｏ／Ｅｏ）を出力する。

今、掛算手段１７へ与えられる補正係数Ｋｃを１として
Δｆｏ’　＝Δｆｏとみなせば、インバータ動作周波数
指令ｉｏをその調整骨Δｆｏによって修正する。すなわ
ち調整骨Δｆｏを、加減算手段９の出力ｉｏに、加算手
段１５によって加算して、インバータ周波数指令ｆ　Ｃ
−ｆｏ＋Δｆｏ）とするのである。

ここで、インバータ入力電圧Ｅの脈動率がＫで、かつそ
の脈動分ΔＥｏが、周波数ｆ、でもって正弦波状に脈動
するものとすると、インバータ入力電圧Ｅと周波数指令
ｊは次式で表わされる。

Ｅ”Ｅｏ＋ΔＥｏ＝　Ｅｏ＋　ＫＥｏ　５ｉｎ（２πｆ
　ｅ　ｔ　ｌ・１ｌ）ｆ＝ｉｏ＋Δｆｏ＝ｆｏ＋ΔＥｏ
’　　ｆｏ／Ｅ。

＝ｆａ＋Ｋｆｏｓｉｎ（２πｆｅｔ、＋ａ）　　−（２
）ここで、α：脈動分実際値ΔＥｏと検出値ΔＥｏ’間
の位相差 また、（２）式のインバータ４の出力周波数指令Ｊが変
調手段７に与えられると、変調波発生手段７２は次式で
表わされるＵ、Ｖ、Ｗ相の変調波信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ
を出力する。

θ＝２ｘｆ　ｆｄ　ｔ＝２πｆｏｔ、＋２ｔｃ　ｆΔｆ
ｅｄ　ｔｅ ここで、γ：変調率（変調波の波高値）そして、インバ
ータ４の入力電圧Ｅ、インバータ周波数の調整骨Δｆｏ
及び変調波発生手段７２の出力（Ｇｕ、Ｇｖ）の関係は
、例えば第５図のようになる。ここでは、インバータ４
の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥｏの周波数ｆ、＝加減算手段
９の出力ｉｏ、脈動分ΔＥｏとその検出値ΔＥｏ’　（
ｌΔＥｏ’　ｌ＝１ΔＥｏｌ）の位相差α＝０としてい
る。変調波発生手段７２の出力は、（４）式の第２項つ
まりインバータ周波数の調整骨Δｆｏにより、第５図（
Ｃ）の点線から実線に変る。その結果、インバータ４の
出力電圧は、パルス数＝１パルス（第２図（Ａ）におい
て変調率γ＝正弦波の波高値／三角波の波高値≧１゜第
３図のＣＶＶＦ制御領域）の場合、第５図（Ｄ）の点線
から実線となって、正と負の各半サイクル間のアンバラ
ンスが大幅に小さくなる。

ここで、インバータ４の出力電圧の正と負の各半サイク
ル間のアンバランス量について、第５図により数式的に
説明する。

第５図（Ｃ）において、変調波発生手段７２の出力が点
線のＧυ′、Ｇｖ′　の場合、Ｇυ′とＧｖ’がＯとな
るＴｕ’　とＴｖ’　は、 であり、また変調波発生手段７２の出力が実線のＧｕ、
Ｇｖになると、ＧｕとＧｖが０となるＴＩＪとＴｖは。

となる。その（６）式のΔＴｕとΔＴｖは、（３）　〜
（６）式より、 （Ｎ＝０．１，２．・・・）・・（７）となる。

（１）０本発明によるビートレス制御を行わない場合。

インバータ４の出力周波数の調整分Δｆ０がない場合、
つまり第５図（Ｃ）の点線の変調波Ｇυ′Ｇｖ’　に対
応した第５図（Ｄ）の点線のインバータ４の出力電圧の
半サイクルの電圧時間積ＥＴ’　は、（１）式を定積分
して、 Ｎ＝１．３，５．・・・：負の半サイクルとなる。この
（８）式と（９）式より、インバータ４の出力電圧の正
と負の各半サイクル間のアンバラは１周波数指令９の出
力ｊＯがインバータ入力電圧の脈動周波数Ｊ８の近傍の
ところで、大きさＩＫ′　１であり、周波数＜ｆｏ−ｆ
ｅ）で変動（つまりビート）する。この大きさＩＫ′　
１は、（８）−ｃｏｓ（２ｘ　ｆ　ｅＴｕ’　）） ・・・（８） ここに、 Ｎ＝０．２，４．・・・：正の半サイクル数（ｆｏ−ｆ
＝）が小さいところでは、誘導電動機５のインピーダン
スが小さくなるため、誘導電動機５に過大な電流が流れ
、インバータ４の転流失敗や破損の原因となり、また誘
導電動機５の１〜ルクも大きく脈動することになる。

（２）本発明によるビートレス制御の場合。

インバータ４の出力周波数の調整手段１４を設けた場合
、つまり第５図（Ｃ）の実線の変調波Ｇｕ。

Ｇｖに対応した第５図（Ｄ）の実線のインバータ４の出
力電圧の半サイクルの電圧時間積ＥＴは、（１）式を定
積分して、 ＝　　　　　　　　（ｃｏｓ（２ｘ　ｆ　ａ（Ｔｖ’＋
ΔＴｖ））３ｆｏ　　２πｆ８ 十ΔＴｖ）　＋　ａ　）　−ｃｏｓ（２７Ｃｆｅ（Ｔｕ
’＋ΔＴｕ）　＋　ａ　）：］・＝　（ｌ　Ｏ）ここに
、Ｎ＝０．２，４．・・・：正の半サイクルＮ＝１．３
，５．・・・：負の半サイクルとなる。この（１０）式
は、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥｏと出力周
波数の調整分Δｆｏの位相差αを０とすると、第２項と
第３項が打ち消４の出力電圧の正と負の各半サイクル間
のアンバリ、インバータ４の出力電圧のビート現象が抑
制される。

ところで、特に、鉄道電車では、インバータに使用する
ＧＴＯサイリスタの耐圧利用率を高めるため、第３図に
示すように、電車の定格速度ｎ。

の半分程度の速度ｎｏ１に対応する周波数でインバータ
を最大電圧に飽和させ、それ以上の速度では周波数のみ
を調整している。このため、図示するように、電車の定
格速度ｎｏの半分程度の速度ｎｏｔ以上では、インバー
タの出力電圧の調整が不可能な１パルス制御となる。一
方、インバータ周波数は、全速度域に亘って、連続的に
変化させる。

従って、第１図の交流電源１が単相５０Ｈｚとすれば、
コンバータ２の整流リップルの周波数ｆ６は１００Ｈｚ
であり、この周波数をインバータ周波数が通過する速度
域では、既に、インバータ４は１パルス制御（第３図の
ＣＶＶＦ制御領域）に入っている。

このよ・うな場合に、上述した原理によって、コンバー
タ２の整流リップル周波数ｆｅに、インバータ周波数ｆ
が近づいたとき発生しようとするビート現象を効果的に
抑制し、インバータ電車の円滑な速度制御を実現する。

次に、以上述べた方式の有効性を確認するため、誘導電
動機５の容量が１３０ＫＷ（定格：電圧１１００Ｖ、電
流８６．７Ａ　、周波数７５Ｈｚ）で、そのすベリ周波
数指令ｆｓを一定（３Ｈｚ）とし、インバータ４の入力
電圧Ｅを（１）式（直流分Ｅｏ＝１５００Ｖ、脈動率に
＝６％、脈動分ΔＥｏの周波数ｆｅ＝１００Ｈｚ）とし
、大形電子計算機によりディジタル・シミュレーション
を行った結果について、以下述べる。

第６図はインバータ周波数の基準指令ｆｏを１０３Ｈｚ
　（誘導電動機５の回転周波数ｆｎ＝１００Ｈｚ）とし
た場合のシミュレーション結果である。第６図（Ａ）は
、インバータ周波数の調整量Δｆｏがない場合である。

これにより、前述のようにインバータ４の出力電圧の正
と負のサイクルのアンバランスにより、誘導電動４５１
５の電流が周波数Ｃｆｏ−ｆｅ）＝３Ｈｚで大きくビー
トし、また誘導電動機５のトルクもインバータ４の入力
電圧Ｅの脈動分ΔＥｏの周波数ｆｅ（＝１００Ｈｚ）で
大きく脈動していることが分る。第６図（Ｂ）は前述の
ように、インバータ周波数指令Ｊを、（２）式で、α＝
０として、インバータ周波数調整手段１４の出力Δｆｏ
により調整した場合である。

これより、誘導電動機５の電流のビート現象はほとんど
なくなり、また誘導電動機のトルクの脈動は、第６図（
Ａ）に比べて大幅に小さくなっていることが分る。第６
図（Ｃ）は、誘導電動機５のトルクの脈動をさらに小さ
くするため、（２）式のαを種々変えて、α＝−５°と
した場合である。

これより、誘導電動機５の電流は第６図（Ｂ）とほとん
ど変らないで、誘導電動機５のトルクの脈動がほとんど
なくなっていることが分る。すなわち、誘導電動機５の
トルクの脈動の点からは（２）式のαを適切に設定すれ
ば良いことが分った。

そこで、誘導電動機５の電流及びトルクに関する記号を
第７図のように定義、つまりインバータ４の入力電圧Ｅ
に脈動分ΔＥｏがない場合の誘導電動機５のピーク電流
をｘｐｎ、トルクの平均値をＴａｖ（第７図（Ａ））と
する。またインバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥｏに
よる誘導電動機５のピーク電流の増加分をΔｉｐｂ　（
＝　ｉｐｂ　　１ｐｎ）、トルクの脈動分をΔＴ、、（
第７図（Ｂ））として、インバータ周波数の基準指令ｆ
ａを種々変えた場合のΔ１ｐｂ（ｌｐｎ）とΔＴ　ｂ　
（Ｔ　ａ　ｖ　）のシミュレーション結果を第８図と第
９図にそれぞれ示す。

第８図及び第９図より、誘導電動機５のピーク電流の増
加分Δ１ｐｂ（第８図）及びトルクの脈動分ΔＴｂ　　
（第９図）は、インバータ周波数の調整量Δｆｏがない
場合、二点鎖線のように、インバータ周波数の基準指令
ｆｏ＃インバータ入力電圧の脈動周波数ｆｅ（＝１００
Ｈｚ）のところで最も大きくなることが分る。このΔｉ
ｐｂ及びΔＴｂは、インバータ周波数指令ｆを、前述の
ように、（２）式でα＝０６として、インバータ周波数
調整量Δｆｏにより調整すると、−点鎖線（第８図、第
９図）の如く大幅に小さくなる。しかし、ｆｏとｆｅ（
＝１００Ｈｚ）の差が大きいところでは。

、ｆ　ｏ　’％　ｆ　ｅのところと比にで、多少大きい
ことが分った。これを改善するため、周波数調′！ＩＩ
ｍ補正手段１６を設け、その出力（補正係数）Ｋｃを掛
算手段１７で掛算する。すなわち、インバータ周波数指
令ｆを、 ｆ＝ｉｏ＋Δｆ’＝ｆｏ＋ＫｃΔｆ。

＝ｆｏ＋　ＫｃＫ　ｆｏ　５ｉｎ（２７Ｃｆｅ　ｔ　＋
　α）−（１１）の如く調整するようにして、α＝０で
、Ｋ、　ｃ　を植種変えてシミュレーションを行った。

その結果、Ｋｃは、インバータ入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ
ｏの周波数ｆ、を誘導電動機５の回転周波数ｆ。で割算
手段１６１で割算し、その出力を掛算手段１６２で２乗
、つまり。

Ｋｃ　＝　Ｃｆ　ｅ／　ｆ　ｎ）２・（１２）とすれば
、誘導電動機５のピーク電流の増加分Δｉｐｂ及びトル
クの脈動分ΔＴｂは、第８図及び第９図の点線のように
改善されることが分った。

また、第６図で述べたように、トルクの脈動分ΔＴｂ　
をさらに改善するため、（１１）式、　（１２）式で、
αをインバータ周波数の基準指令ｆｏに対して。

第９図に示すように変えたところ、そのΔＴｂは第９図
の実線のようにほとんど生じなくなった。

このとき、誘導電動機５のピーク電流の増加分Δｌｐｂ
は第８図の実線のように余り変化しない。

以上のシミュレーション結果は、インバータ４の出力電
圧のパルス数が１パルス（第５図参照）、つまり電圧制
御手段１３の出力（変調率）γが１の場合であったが、
パルス数が多パルス（γく１）の場合でも同様の効果が
得られ、この場合は、インバータ周波数の調整量Δｆｏ
を補正する補正係数Ｋｃ　が、 となるように、掛算手段１６２の出力を変調率γで割算
すれば、より効果的であることをシミュレションで確認
している。なお、誘導電動機５の起動時及び低速時にお
いては（１２）式、　（１３）式から分るように、Ｋｃ
が大きくなりすぎるので、Ｋｃにリミットをかけるのが
得策である。

最後に、インバータ４の入力電圧Ｅの直流分Ｅｏの検出
手段１４２とその脈動分ΔＥＯの検出手段１４１の一具
体例を第１０図に示す。すなわち、インバータ４の入力
電圧Ｅの直流分Ｅｏの検出手段１４２は、演算増幅器Ｏ
Ｐ２と抵抗Ｒｅ２１゜Ｒ，２２及びＲｅ２３並びにコン
デンサＣ２からなる平滑回路で、そのゲイン（”　Ｒｅ
　２３　／　Ｒｅ　２１　）を１とし、時定数（＝Ｒｅ
２３ＸＣ２）を大きく設定する。またインバータ４の入
力電圧Ｅの脈動分ΔＥθの検出手段１４１は、演算増幅
器ＯＰ１と抵抗Ｒｅ　１１〜Ｒｅ　１５並びにコンデン
サＣ１１゜Ｃ１２からなるバンドパス回路である。この
回路１４１のゲイン及び位相特性は、第１１図に示すよ
うに、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥｕに周波
数ｆｅのところで、ゲインが１（入力ΔＥ。

の大きさ無出力ΔＥｏ’　の大きさ）で、かつ入力位相
つまり脈動分ΔＥｏと周波数調整量Δｆｏの位相差αが
、第９図で述べたように、インバータ周波数基準指令ｆ
ｏに対して適切な値となるように。

基準指令ｆｏの大きさに応じてスイッチ８１〜Ｓ３によ
り切換える。

以上のように、第１図の実施例によれば、インバータ４
の入力電圧Ｅに含まれる脈動分△Ｅ。

（コンバータ２の整流リップル）に起因するインバータ
及び誘導電動機５のビート現象を抑制できるので、誘導
電動機５に過大な電流が流れることがなくなり、インバ
ータ４の転流失敗や破損を防止でき、また誘導電動機５
のトルク脈動も抑制され、誘導電動機５を円滑に運転で
きるという効果がある。

なお、第１図の実施例の説明は、インバータ４の出力電
圧のパルス数が１パルス（第５図参照）の場合を対象と
したが、パルス数が多パルスの場合でも、前述の効果が
損なわれるものではないということはもちろんである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、インバータの入力電圧に含まれる脈動
分（コンバータの整流リップル）に起因するインバータ
のビート現象を抑制できるので、■インバータとその負
荷に過大な電流が流れることがなくなり、■インバータ
の転流失敗や破損を防止でき、その負荷を円滑に運転で
きるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す電力変換装置による誘
導電動機の制御装置のブロック図、第２図〜第１１図は
第１図の動作説明図で、第２図は正弦波の三角波の比較
によるパルス幅変調動作説明図、第３図はインバータ周
波数に対するパルス数及びインバータ出力電圧の関係図
、第４図はインバータの入力電圧と出力電圧の波形関係
図、第５図はインバータ出力電圧のビート現象の抑制の
説明図、第６図は誘導雷′ＩＩＪＪ！！＆の電流及び１
ヘルクのシミュレーション波形図、第７図は誘導電動機
の電流及びトルクに関する記号の定義図、第８図は誘導
電動機のピーク電流に関するシミュレーション結果、第
９図は誘導電動機のトルク脈動に関するシミュレーショ
ン結果、第１０図はインバータ入力電圧の直流分と脈動
分を検出する手段の具体例、第１１図はインバータ入力
電圧の脈動分を検出する手段のゲイン及び位相特性図で
ある。 １・・・ｌ電源、３・・・フィルタコンデンサ、４・・
パルス幅変調インバータ、１５・・・インバータ周波数
第 図 第 図 丁 升ヤヤへ歳ヂ桑Ｑ’Ｃ也べねｉ 第 図 一一一一一−１／ｌ　＋＝しｆ。）−一一一一第 図 第 図 Ｔｖ（１１ 第 図 第 図 （Ｈｚ） 第 図 第 図 第 図 周 波 数

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流を直流に変換するコンバータと、このコンバー
   タから給電されるインバータと、前記インバータの直流
   入力電圧の脈動度合を導出する手段と、この直流入力電
   圧の脈動度合に応じた周波数脈動度合をもつように前記
   インバータの出力周波数を調整する手段を備えた電力変
   換装置。 ２、請求項１において、前記周波数調整手段は、前記イ
   ンバータの出力周波数の増加に伴つて、前記入力電圧の
   脈動度合に対する前記周波数脈動度合が減少するように
   前記インバータの出力周波数を調整する手段を備えた電
   力変換装置。 ３、交流を直流に変換するコンバータと、このコンバー
   タから給電されるインバータと、前記インバータの直流
   入力電圧の脈動度合を導出する手段と、この直流入力電
   圧の脈動に対して前記インバータの動作周波数相当値に
   応じた位相差をもち、かつ前記直流入力電圧の脈動度合
   に応じた周波数脈動度合をもつように、前記インバータ
   の出力周波数を調整する手段を備えた電力変換装置。