JP4002096B2 - 中性点クランプ式電力変換装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、点弧素子を用いた中性点クランプ式電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は従来の中性点クランプ式電力変換装置の構成図である。図１６において、点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４、フライホイールダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４及びクランプダイオードＤ１５，Ｄ１６，Ｄ２５，Ｄ２６がフルブリッジ結線されている。そして、交流側のａ点及びｂ点は交流リアクトルＬｓを介して単相交流電源ＳＵＰに接続され、出力端子に平滑用直流コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２が接続されている。なお、Ｌｏａｄは直流出力端子に接続された負荷である。
差電圧制御回路ＡＶＲ２は、電圧検出器ＰＴ１，ＰＴ２で検出した直流コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の直流電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２から加減算器Ａ２で演算した差電圧検出値Ｖ０＝Ｖｄ１−Ｖｄ２と差電圧指令値Ｖ０＊とを比較し、偏差ε０＝Ｖ０＊−Ｖ０を増幅して補償電圧Δｅを作り、符号切替器ＡＳに入力する。符号切替器ＡＳは、電流検出器ＣＴ５で検出した交流端子電流Ｉｓと電圧検出器ＰＴｓで検出した交流側端子電圧Ｖｃとから、乗算器ＭＬ２で演算した入力電力Ｐｃ＝Ｖｃ×Ｉｓの符号に応じて補償電圧Δｅの符号を次のように切り替える。
Ｐｃ≧０のとき、Δｅ’＝Δｅ
Ｐｃ＜０のとき、Δｅ’＝−Δｅ
【０００３】
この補償電圧Δｅ’を加減算器Ａ３，Ａ４に入力する。加減算器Ａ３，Ａ４は電圧指令値ｅａ，ｅｂに補償電圧Δｅ’を加えてＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに新たな電圧指令値ｅａ’，ｅｂ’を次のように与える。
ｅａ’＝ｅａ＋Δｅ’
ｅｂ’＝ｅｂ＋Δｅ’＝−ｅａ＋Δｅ’
図１７は図１６の動作を説明するタイムチャートである。図１７（ａ）において、Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２はパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）の搬送波、ｅａ’，ｅｂ’はＰＷＭ制御の電圧指令値である。ここで、Ｘ１，Ｘ２は０〜＋Ｅｍａｘの間で変化する三角波で、そして、Ｘ２はＸ１に対して位相が１８０°ずれている。また、Ｙ１，Ｙ２は−Ｅｍａｘ〜０の間で変化する三角波で、それぞれ三角波Ｘ１，Ｘ２の反転値である。電圧指令値ｅａ’と三角波Ｘ１，Ｙ２とを比較し、点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４のゲート信号ｇ１１，ｇ１２を次のように作る（図１７（ｂ）（ｃ）参照）。
ｅａ’＞Ｘ１のとき、ｇ１１＝１で、Ｓ１１をオン、Ｓ１３をオフ
ｅａ’≦Ｘ１のとき、ｇ１１＝０で、Ｓ１１をオフ、Ｓ１３をオン
ｅａ’＜Ｙ１のとき、ｇ１２＝１で、Ｓ１４をオン、Ｓ１２をオフ
ｅａ’≧Ｙ１のとき、ｇ１２＝０で、Ｓ１４をオフ、Ｓ１２をオン
【０００４】
また、電圧指令値ｅｂ’と三角波Ｘ２，Ｙ２とを比較し、点弧素子Ｓ２１〜Ｓ２４のゲート信号ｇ２１，ｇ２２を次のように作る（図１７（ｅ）（ｆ）参照）。
ｅｂ’＞Ｘ２のとき、ｇ２１＝１で、Ｓ２１をオン、Ｓ２３をオフ
ｅｂ’≦Ｘ２のとき、ｇ２１＝０で、Ｓ２１をオフ、Ｓ２３をオン
ｅｂ’＜Ｙ２のとき、ｇ２２＝１で、Ｓ２４をオン、Ｓ２２をオフ
ｅｂ’≧Ｙ２のとき、ｇ２２＝０で、Ｓ２４をオフ、Ｓ２２をオン
この結果、交流側のａ点の電圧Ｖａ，ｂ点の電圧Ｖｂは図１７（ｄ）（ｇ）に示すような波形となる。すなわち、ａ点の電圧平均値は電圧指令値ｅａ’に比例し、ｂ点の電圧Ｖｂの平均値は電圧指令値ｅｂ’に比例する。また、交流側端子電圧Ｖｃ（図１７（ｈ）参照）は、ａ点の電圧Ｖａとｂ点の電圧Ｖｂとの差電圧で、Ｖｃ＝Ｖａ−Ｖｂとなり、平均値Ｖｃ（ｍ）は図１７（ｈ）の破線で示すように、電圧指令値ｅａ’−ｅｂ’＝ｅａ−ｅｂ＝２・ｅｂに比例した値となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の中性点クランプ式電力変換装置は以上のように構成されているので、直流コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の容量のばらつきにより各直流コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の充放電時間にばらつきが発生して、直流端子電圧Ｖｄにリップルが発生するので、交流端子電流Ｉｓの高調波電流が増大して騒音が増大するという問題点があった。
この発明は、以上のような問題点を解消するためになされたもので、交流端子電流の高調波成分を抑制することにより、騒音を低減させることができる中性点クランプ式電力変換装置を提供することを目的としたものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる中性点クランプ式電力変換装置は、点弧素子からなるフルブリッジ結線で出力端子に第１及び第２の直流コンデンサが接続されて、単相電源にリアクトルを介して接続される中性点クランプ式電力変換装置において、上記単相電源の交流電源電圧から電源位相を算出し、直流電圧指令値と上記両直流コンデンサ間の直流電圧との差及び上記電源位相から交流電流指令値を算出し、上記交流電流指令値と上記リアクトルのインピーダンス値と上記電源位相の余弦波成分との積によって電圧低下補償分を算出すると共に、上記交流電流指令値と上記単相電源の交流電流との差及び上記電圧低下補償分並びに上記単相電源の交流電源電圧から演算した電圧指令値を上記両直流コンデンサ間の直流電圧で除して正規化した第１の信号波を演算する信号波発生手段と、上記各直流コンデンサ間の直流電圧の偏差及び上記第１の信号波の符号並びに上記交流電流指令値の符号の積により中性点電位の変動抑制用の中性点電位補正係数を算出すると共に、上記中性点電位補正係数及び上記第１の信号波の絶対値をテーブルの引数とし、戻値を第２の信号波としてテーブル演算を行うことにより零電圧をまたがない値に調整された充放電時間調整用の上記第２の信号波を出力する中性点電位制御手段と、上記単相電源の定格周波数を自然数倍した搬送周波数及び上記電源位相にもとづいて演算され、互いに180°の位相のずれを有し、上記電源位相に同期した２つの搬送波を作成する搬送波発生手段と、上記第１の信号波及び上記第２の信号波並びに上記各搬送波を比較演算して上記各直流コンデンサの充放電時間を演算する動作時間決定手段と、上記各直流コンデンサの充放電時間の組み合わせに応じて上記各点弧素子の点弧信号を作成する点弧信号発生手段とを備えたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は実施の形態１の主回路を示す構成図、及び図２は実施の形態１の制御回路を示すブロック図である。図１及び図２において、１は単相交流電源、２は交流リアクトル、３，４は平滑用直流コンデンサ、５は負荷である。６は中性点クランプ式電力変換装置で、以下のＳ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，７〜１２により構成されている。Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４はトランジスタ、ＧＴＯより構成されている。Ｄ１５，Ｄ１６，Ｄ２５，Ｄ２６はクランプダイオードである。なお、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｄ１１〜Ｄ１６でＵ相が構成され、Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｄ２１〜Ｄ２６でＶ相が構成されている。
７は信号発生手段で、交流電流指令値Ｉｓ＊及び第１の信号波Ｖｃ＊を作成する。８は中性点電位制御手段で、第２の信号波Ｖｃｐ＊及びＶｃｎ＊を作成する。９は搬送波発生手段で、電源位相θに同期した第１の搬送波Δｐ及び第２の搬送波Δｎを作成する。１０，１１は動作時間決定手段で、正極端子Ｐと中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時間Ｓｐ及び負極端子Ｎと中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時間Ｓｎを演算により作成する。１２は点弧信号発生手段で、各点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ，Ｓ２１ g〜Ｓ２４ｇを作成する。
【０００８】
次に動作について説明する。図１において、交流側端子電圧Ｖｃは、ａ点の電圧Ｖａとｂ点の電圧Ｖｂとの差電圧で、Ｖｃ＝Ｖａ−Ｖｂとなる。そして、電圧Ｖｃは点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオン、オフさせることによって、次のように変化する。但し、各直流コンデンサ３，４の直流電圧をそれぞれＶｄｐ，Ｖｄｎ、全体の直流電圧をＶｄとし、通常２つの直流コンデンサ３，４がバランスしているとき、Ｖｄｐ＝Ｖｄｎ＝Ｖｄ／２とする。
Ｓ１１とＳ１２がオンのとき、Ｖａ＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１２とＳ１３がオンのとき、Ｖａ ＝０
Ｓ１３とＳ１４がオンのとき、Ｖａ＝−Ｖｄ／２
同様に、ｂ点の電圧ＶｂはＳ２１〜Ｓ２４をオン、オフさせることにより、次のように変化する。
Ｓ２１とＳ２２がオンのとき、Ｖｂ＝＋Ｖｄ／２
Ｓ２２とＳ２３がオンのとき、Ｖｂ＝０
Ｓ２３とＳ２４がオンのとき、Ｖｂ＝−Ｖｄ／２
となり、いずれの場合も３レベルの電圧を発生する。
【０００９】
次に制御回路の動作について説明する。図２において、まず電圧検出器（図示せず）で検出した交流電源電圧Ｖｓ、電流検出器（図示せず）で検出した交流端子電流Ｉｓ、同じく電圧検出器（図示せず）で検出した直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｐ、直流コンデンサ４の直流電圧Ｖｄｎ、及び直流電圧指令値Ｖｄ＊が信号波発生手段７に入力される。信号波発生手段７は、図３に示すように加減算器７ａで直流電圧ＶｄをＶｄ＝Ｖｄｐ＋Ｖｄｎにより求める。次に、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧Ｖｄとから、加減算器７ｂにより偏差ΔＶｄ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを求めて、直流電圧制御手段７ｃで比例積分増幅し、交流電流指令値Ｉｓ＊の波高値Ｉｍを算出する。交流電流指令値Ｉｓ＊は乗算器７ｄで波高値Ｉｍとｓｉｎθとを乗算することにより発生する。なお、ｓｉｎθは電源位相検出手段７ｅで、Ｖｓ＝Ｖｍ・ｓｉｎθに同期した電源位相θを検出する。
次に、加減算器７ｆにより交流電流指令値Ｉｓ＊と交流端子電流Ｉｓとから、偏差ΔＩｓ＝Ｉｓ＊−Ｉｓを求めて、交流電流制御手段７ｇで偏差ΔＩｓを比例増幅した値ｅ’を求める。
【００１０】
続いて、波高値Ｉｍ、電源位相θがｃｏｓ演算された単位余弦波ｃｏｓθ、及び交流電源１と交流端子ａ，ｂとの間にある交流リアクトル成分Ｌｓを掛け合わせて、交流リアクトル成分による電圧低下補償分ＶＬ＝ωＬＳＩｍ・ｃｏｓθを演算する。ここで、ωは電源角周波数である。
そして、加減算器７ｈで、ｅ＊＝Ｖｓ−ｅ’−ＶＬにより電圧指令値ｅ＊を得る。さらに、乗算器７ｉで、電圧指令値ｅ＊を直流電圧Ｖｄ＝Ｖｄｐ＋Ｖｄｎで除して（Ｖｄの逆数を掛ける）正規化された第１の信号波Ｖｃ＊を演算する。
次に中性点電位制御手段８では、図４に示すように補正係数演算手段８ａに入力された直流コンデンサ３，４の直流電圧Ｖｄｐ，Ｖｄｎから偏差Δｄｆ＝Ｖｄｐ−Ｖｄｎを求める。そして、偏差Δｄｆを比例増幅して参照補正係数ｆ’を演算する。この参照補正係数ｆ’は、ここではＶｄｐ＞Ｖｄｎのとき正の値、逆にＶｄｐ＜Ｖｄｎのとき負の値をとるものとする。
さらに、中性点電位制御手段８に入力された交流電流指令値Ｉｓ＊及び第１の信号波Ｖｃ＊から、交流電流指令値Ｉｓ＊の符号ｓｇｎ（Ｉｓ＊）及び第１の信号波Ｖｃ＊の符号ｓｇｎ（Ｖｃ＊）を求める。続いて、乗算器８ｂで符号ｓｇｎ（Ｉｓ＊）、符号ｓｇｎ（Ｖｃ＊）及び参照補正係数ｆ’を掛け合わせて、中性点電位の変動抑制用の中性点補正係数ｆを算出する。
【００１１】
そして、中性点電位補正係数ｆと第１の信号波Ｖｃ＊の絶対値｜Ｖｃ＊｜との関係からテーブル演算手段８ｃで図５に示すテーブルを使用してテーブル演算により第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊を作成して出力する。なお、図５のテーブルにおいて、引数として縦軸に中性点電位補正係数ｆ、横軸に第１の信号波Ｖｃ＊の絶対値｜Ｖｃ＊｜をとり、その交差点が戻値である第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊となることを示している。なお、図５のテーブルは引数をｆ及び｜Ｖｃ＊｜、戻値をＶｃｐ＊及びＶｃｎ＊として、次のように作られている。
｜Ｖｃ＊｜＞０．５のとき
Ｖｃｐ＊＝１．０−（（１．０−｜Ｖｃ＊｜）×（１．０−ｆ））
Ｖｃｎ＊＝１．０−（（１．０−｜Ｖｃ＊｜）×（１．０＋ｆ））
｜Ｖｃ＊｜≦０．５のとき
Ｖｃｐ＊＝｜Ｖｃ＊｜×（１．０−ｆ）
Ｖｃｎ＊＝｜Ｖｃ＊｜×（１．０＋ｆ）
【００１２】
ここで、テーブル作成の考え方について説明する。まず、第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊は零電圧付近において交流端子電圧Ｖｃに波形歪みを発生させないようにするために、両者が互いに零電圧を跨る値をとらないように制御する。また、ＰＷＭ変調において、第１の搬送波Δｐ、第２の搬送波Δｎの振幅を超えないように、即ち変調率が１．０を超えたり、あるいは−１．０を下回らないようにして、かつ中性点電位変動が抑制できるように調整する。このようにして、変調率が１．０や０．５や０等の特異点においても、Ｖｃｐ＊及びＶｃｎ＊に反映される中性点電位補正係数ｆを同一にして、Ｖｃｐ＊及びＶｃｎ＊に対する重みづけに差を付けないようにする。
さらに、変調率０．５あるいは−０．５付近において０．５以上と以下では、中性点電位制御を行うことによる正極端子Ｐと中性点端子Ｏ間電圧の充放電時間Ｓｐ、及び負極端子Ｎと中性点端子Ｎ間電圧の充放電時間Ｓｎの各持続時間の補正を行うための延長短縮方向が逆転するために、第２の信号波Ｖｃｐ＊及びＶｃｎ＊が互いに０．５あるいは−０．５を跨る値をとらないように制御する必要がある。これらを考慮して第１の信号波Ｖｃ＊の振幅と中性点電位補正係数ｆに応じた第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊の取り得る範囲が決定される。
第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊を中性点電位補正係数ｆと第１の信号波Ｖｃ＊の絶対値｜Ｖｃ＊｜との関係から演算した波形を図６に示す。図６において、絶対値｜Ｖｃ＊｜の最大値が０．５以上で、かつ中性点電位補正係数ｆが正の場合で、第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊は絶対値を挟むように出力されている。この場合、Ｖｃｐ＊の振幅がＶｃｎ＊の振幅より常に大きくなっている。また、｜Ｖｃ＊｜が０．０と０．５のときは特異点扱いとなり両信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊とも同じ値が出力される。さらに、図示はされていないが、｜Ｖｃ＊｜の振幅が１．０のときも特異点として、両信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊が１．０で同じ値が出力される。
【００１３】
搬送波発生手段９では電源位相θと、電源定格周波数、例えば６０Ｈｚの任意の自然数倍の搬送周波数から演算により、両信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊の一周期間に偶数個の波形を有する電源位相θに同期した第１の搬送波Δｐ，第２の搬送波Δｎを作成する。第２の搬送波Δｎは第１の搬送波Δｐに対して位相が１８０°ずれている。
動作時間決定手段１０，１１においてＰＷＭ変調を行う。一方の動作時間決定手段１０では図７に示すように、入力された第２の信号波Ｖｃｐ＊と第１の搬送波Δｐとを比較演算して、Ｖｃｐ＊＜ΔｐのときＳｐ＝１となる正極端子Ｐと中性点端子Ｏ間電圧の充放電時間Ｓｐを出力する。同様にして他方の動作時間決定手段１１からＶｃｎ＊＜ΔｎのときＳｎ＝１となる負極端子Ｎと中性点端子Ｏ間電圧の充放電時間Ｓｎを出力する。この場合、各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎは互いに異なったパルス幅のパルスが繰り返し出力される。なお、図７は中性点電位補正係数ｆ＝０の場合を示している。
【００１４】
点弧信号発生手段１２では、各点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のゲートへ出力される点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ，Ｓ２１ｇ〜Ｓ２４ｇを演算する。即ち各点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のＯＮ、ＯＦＦは各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎ及び信号波零クロス信号（即ち、符号ｓｇｎ（Ｖｃ＊））の状況の組み合わせに応じて図８に示すように設定される。図８では点弧ケースを８種類に分けて、点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ、Ｓ２１ｇ〜Ｓ２４ｇ、Ｕ，Ｖ各相の相電圧及び交流端子線間電圧の振幅値が示されている。
【００１５】
以上のように、信号波発生手段７で第１の信号波Ｖｃ＊を作成し、直流コンデンサ３，４間の直流電圧の偏差と交流電圧指令値と交流電流指令値とから中性点電位補正係数を算出し、第１の信号波Ｖｃ＊と中性点電位補正係数との関係から中性点電位制御手段８から第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊を出力し、動作時間決定手段１０，１１で第１の信号波Ｖｃ＊と第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊と搬送波発生手段９で作成された電源位相θに同期した第１の搬送波Δｐ，第２の搬送波Δｎとから直流コンデンサ３，４の充放電時間Ｓｐ，Ｓｎを演算して、点弧信号発生手段１２で充放電時間により点弧素子の点弧信号を作成することにより、直流コンデンサ３，４間の中性点の電位変動を抑制して交流端子電流Ｉｓの高調波を低減できるため、騒音の低下を図ることができる。
【００１６】
実施の形態１において、例えば負荷５を直流電動機として、図６に示すように各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎを作成することにより、中性点電位を全体の直流電圧の１／２に維持しながら、電気車の力行運転が可能である。ここで、図１０に示すように、図６のＶｃｐ＊→Ｖｃｎ＊，Ｖｃｎ＊→Ｖｃｐ＊と置き換えて、各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎを作成することにより、中性点電位を全体の直流電圧の１／２に維持しながら、電気車の回生運転を行うことが出来る。
実施の形態１において、中性点電位制御手段８で算出される中性点電位補正係数がｆ＝０の場合の第２の信号波Ｖｃｐ＊の様子を図７に示したが、中性点電位変動の抑制が働いて、中性点電位補正係数ｆが正の値になったときは図９に示すようになる。即ち、一方の第２の信号波Ｖｃｐ＊は波高値付近が膨らんだ形に変形し、他方の第２の信号波Ｖｃｎ＊は波高値付近が縮んだ形に変形している。これにより、正極端子Ｐと中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時間Ｓｐの持続時間が短くなり、逆に負極端子Ｎと中性点端子Ｏとの間の電圧の充放電時間Ｓｎの持続時間が長くなる。そして、交流端子電圧Ｖｃを見てみると、電圧レベルが０．５或いは−０．５の持続時間は、±０．５以外の電圧レベルに変化する区間で挟まれた個々のパルス幅を中性点電位補正係数がｆ＝０（図７参照）と比較すると変化しているが、第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊の一周期の合計持続時間で見ると変化していない。また、±０．５以外の電圧レベルの持続時間に関しては変化していない。
さらに、図１１に示すように、図９のＶｃｐ＊→Ｖｃｎ＊，Ｖｃｎ＊→Ｖｃｐ＊と置き換えて、各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎを作成することにより、中性点電位を全体の直流電圧の１／２に維持しながら電力の回生運転を行うことができる。
【００１７】
実施の形態２．
図１２は実施の形態２のブロック図、及び図１３はＰＷＭ変調の説明図である。図１２及び図１３において、７，８，１０〜１２は実施の形態１のものと同様のものである。１３は搬送波発生手段で、各第２の信号波Ｖｃｐ＊、Ｖｃｎ＊の一周期間に偶数個の波形を有する電源位相θに同期した第１の搬送波Δｐ，第２の搬送波Δｎを作成する。搬送波発生手段１３は第２の信号波Ｖｃｐ＊の一周期間の第１の搬送波Δｐの個数が１／２（図１３の場合、４個）となるところで、後半の第１の搬送波Δｐの位相を１８０°進める。そして、第２の搬送波Δｎは第１の搬送波Δｐを反転させたものとする。このようにすることにより、各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎは同じパルス幅のパルスが発生する位相が異なるが、互いに同じパルス幅の繰り返しになっている。
以上のように、各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎとも互いに同じパルス幅のパルスの繰り返しとすることにより、各第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊の一周期単位ではなく、パルス単位の短い時間内で中性点端子Ｏにおける電位変動を抑制して直流電圧Ｖｄの１／２の電圧を維持することができる。
実施の形態１及び実施の形態２において、Ｕ相及びＶ相で構成された電力変換装置６が１台のものについて説明したが、図１４に示すように２台の電力変換装置６を並列に接続して、各電力変換装置６の第１の搬送波Δｐ１，Δｐ２の初期位相を互いに９０°ずらすことにより、特定の高調波次数の高調波成分を低減させることができる。
【００１８】
実施の形態３．
図１５は実施の形態３の制御回路を示すブロックである。なお、主回路は実施の形態１と同様で図１を使用する。図１及び図１５において、７，８は実施の形態１のものと同様のものである。１４は信号波位相検出手段で、入力された第１の信号波Ｖｃ＊により、Ｖｃ＊＝Ｖｃｍ・ｓｉｎθ’に同期した信号波位相θ’を算出する。１５は搬送波発生手段で、信号波位相θ’に同期した第１の搬送波Δｐ，第２の搬送波Δｎを作成する。１６，１７は動作時間決定手段で、正極端子Ｐと中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時間Ｓｐ及び負極端子Ｎと中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時間Ｓｎを演算により作成する。１８は点弧信号発生手段で、各点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ，Ｓ２１ｇ〜Ｓ２４ｇを作成する。
【００１９】
上記構成において、信号波位相検出手段１４で信号波位相θ’を検出して、搬送波発生手段１５で信号波位相θ’に同期した第１の搬送波Δｐ，第２の搬送波Δｎを作成する。続いて動作時間決定手段１６，１７で各第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊と各搬送波Δｐ，Δｎとから実施の形態１と同様にして充放電時間Ｓｐ，Ｓｎを演算する。そして、点弧信号発生手段１８で実施の形態１と同様にして、各点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の各点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ，Ｓ２１ｇ〜Ｓ２４ｇを作成して出力する。
以上のように、信号波位相θ’と各搬送波Δｐ、Δｎの位相とが常に同位相でＰＷＮ変調されるため、中性点端子Ｏにおける電圧変動の抑制作用を向上させることができる。
【００２０】
実施の形態１から実施の形態３において、単相主回路のものについて説明したが、オープンデルタ結線して３相主回路としても同様の効果を期待することができる。そして、単相では交流架線駆動電車用コンバータシステムとして適用することができる。３相ではアクティブフィルタ、無効電力補償装置、及びオープンデルタ巻線の交流電動機のベクトル制御等に適用することができる。
また、実施の形態１から実施の形態３において、ＰＷＭ変調における各搬送周波数を一定にしたものについて説明したが、２倍の周波数の各搬送周波数で変調することにより、高調波を低減させることができる。さらに、各搬送周波数をランダムに変化させて高調波の分布を分散させることにより、騒音を低減させることができる。
【００２１】
【発明の効果】
この発明によれば、信号発生手段で第１の信号波を作成し、直流コンデンサ間の直流電圧の偏差と交流電圧指令値と交流電流指令値とから中性点補正係数を算出し、第１の信号波と中性点電位補正係数との関係から中性点補正係数発生手段から第２の信号波を出力し、動作時間決定手段で第１の信号波と第２の信号波と搬送波発生手段で作成された電源位相に同期した各搬送波とから直流コンデンサの充放電時間を演算して、点弧信号発生手段で充放電時間により点弧素子の点弧信号を作成することにより、直流コンデンサ間の中性点の電位変動を抑制して交流端子電流の高調波を低減できるため、騒音の低下を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１の主回路を示す構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１の制御回路を示すブロック図である。
【図３】 図２の要部を示すブロック図である。
【図４】 図２の要部を示すブロック図である。
【図５】 図２の第２の信号波を作成するテーブルの説明図である。
【図６】 図２の動作を示す説明図である。
【図７】 図２の動作を示す説明図である。
【図８】 図２の動作を示す説明図である。
【図９】 図２の動作を示す説明図である。
【図１０】 図２の動作を示す説明図である。
【図１１】 図２の一部を変形した例を示す説明図である。
【図１２】 この発明の実施の形態２の制御回路を示すブロック図である。
【図１３】 図１２の動作を示す説明図である。
【図１４】 実施の形態１及び実施の形態２の適用例を示す主回路の構成図である。
【図１５】 この発明の実施の形態３の制御回路を示すブロック図である。
【図１６】 従来の中性点クランプ式電力変換装置の構成図である。
【図１７】 図１７の動作を説明するタイムチャートである。
【符号の説明】
１ 単相電源、２ リアクトル、３，４ 直流コンデンサ、
７ 信号発生手段、８ 中性点電位制御手段、
９，１３，１５ 搬送波発生手段、
１０，１１，１６，１７ 動作時間決定手段、１２，１８ 点弧信号発生手段、
１４ 信号波位相検出手段、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４ 点弧素子。

Claims (2)

1. 点弧素子からなるフルブリッジ結線で出力端子に第１及び第２の直流コンデンサが接続されて、単相電源にリアクトルを介して接続される中性点クランプ式電力変換装置において、上記単相電源の交流電源電圧から電源位相を算出し、直流電圧指令値と上記両直流コンデンサ間の直流電圧との差及び上記電源位相から交流電流指令値を算出し、上記交流電流指令値と上記リアクトルのインピーダンス値と上記電源位相の余弦波成分との積によって電圧低下補償分を算出すると共に、上記交流電流指令値と上記単相電源の交流電流との差及び上記電圧低下補償分並びに上記単相電源の交流電源電圧から演算した電圧指令値を上記両直流コンデンサ間の直流電圧で除して正規化した第１の信号波を演算する信号波発生手段と、上記各直流コンデンサ間の直流電圧の偏差及び上記第１の信号波の符号並びに上記交流電流指令値の符号の積により中性点電位の変動抑制用の中性点電位補正係数を算出すると共に、上記中性点電位補正係数及び上記第１の信号波の絶対値をテーブルの引数とし、戻値を第２の信号波としてテーブル演算を行うことにより零電圧をまたがない値に調整された充放電時間調整用の上記第２の信号波を出力する中性点電位制御手段と、上記単相電源の定格周波数を自然数倍した搬送周波数及び上記電源位相にもとづいて演算され、互いに180°の位相のずれを有し、上記電源位相に同期した２つの搬送波を作成する搬送波発生手段と、上記第１の信号波及び上記第２の信号波並びに上記各搬送波を比較演算して上記各直流コンデンサの充放電時間を演算する動作時間決定手段と、上記各直流コンデンサの充放電時間の組み合わせに応じて上記各点弧素子の点弧信号を作成する点弧信号発生手段とを備えたことを特徴とする中性点クランプ式電力変換装置。
2. 請求項１において、動作時間決定手段は２種類の第２の信号波を使用して上記第１の直流コンデンサの正極端子と中性点端子との間の電圧充放電時間、及び上記第２の直流コンデンサの負極端子と中性点端子との間の電圧充放電時間を演算することを特徴とする中性点クランプ式電力変換装置。

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