JP2003180079A

JP2003180079A - 中性点クランプ式電力変換装置

Info

Publication number: JP2003180079A
Application number: JP2001374777A
Authority: JP
Inventors: Daisuke Ito; 大介伊藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-12-07
Filing date: 2001-12-07
Publication date: 2003-06-27
Anticipated expiration: 2021-12-07
Also published as: JP4002096B2

Abstract

(57)【要約】【課題】交流端子電流の高調波成分を抑制して騒音を
低減させる。【解決手段】電源位相と搬送波周波数とから演算によ
り搬送波発生手段９で電源位相θに同期した第１の搬
送波Δｐ及び第２の搬送波Δｎを作成し、第１の信号波
Ｖｃ＊と第２の信号波と各搬送波Δｐ，Δｎとから動作
時間決定手段１０，１１で各直流コンデンサの充放電時
間Ｓｐ，Ｓｎを演算して、点弧信号発生手段１２で充放
電時間Ｓｐ，Ｓｎにより各点弧素子の点弧信号を作成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、点弧素子を用い
た中性点クランプ式電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１６従来の中性点クランプ式電力変換
装置の構成図である。図１６において、点弧素子Ｓ１１
〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４、フライホイールダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４及びクランプダイオー
ドＤ１５，Ｄ１６，Ｄ２５，Ｄ２６がフルブリッジ結線
されている。そして、交流側のａ点及びｂ点は交流リア
クトルＬｓを介して単相交流電源ＳＵＰに接続され、出
力端子に平滑用直流コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２が接続さ
れている。なお、Ｌｏａｄは直流出力端子に接続された
負荷である。差電圧制御回路ＡＶＲ２は、電圧検出器Ｐ
Ｔ１，ＰＴ２で検出した直流コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２
の直流電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２から加減算器Ａ２で演算した
差電圧検出値Ｖ０＝Ｖｄ１−Ｖｄ２と差電圧指令値Ｖ０
＊とを比較し、偏差ε０＝Ｖ０＊−Ｖ０を増幅して補償
電圧Δｅを作り、符号切替器ＡＳに入力する。符号切替
器ＡＳは、電流検出器ＣＴ５で検出した交流端子電流Ｉ
ｓと電圧検出器ＰＴｓで検出した交流側端子電圧Ｖｃと
から、乗算器ＭＬ２で演算した入力電力Ｐｃ＝Ｖｃ×Ｉ
ｓの符号に応じて補償電圧Δｅの符号を次のように切り
替える。Ｐｃ≧０のとき、Δｅ’＝ΔｅＰｃ＜０のとき、Δｅ’＝−Δｅ

【０００３】この補償電圧Δｅ’を加減算器Ａ３，Ａ４
に入力する。加減算器Ａ３，Ａ４は電圧指令値ｅａ，ｅ
ｂに補償電圧Δｅ’を加えてＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに
新たな電圧指令値ｅａ’，ｅｂ’を次のように与える。ｅａ’＝ｅａ＋Δｅ’ ｅｂ’＝ｅｂ＋Δｅ’＝−ｅａ＋Δｅ’ 図１７は図１６の動作を説明するタイムチャートであ
る。図１７（ａ）において、Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２は
パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）の搬送波、ｅａ’，ｅ
ｂ’はＰＷＭ制御の電圧指令値である。ここで、Ｘ１，
Ｘ２は０〜＋Ｅｍａｘの間で変化する三角波で、そし
て、Ｘ２はＸ１に対して位相が１８０°ずれている。ま
た、Ｙ１，Ｙ２は−Ｅｍａｘ〜０の間で変化する三角波
で、それぞれ三角波Ｘ１，Ｘ２の反転値である。電圧指
令値ｅａ’と三角波Ｘ１，Ｙ２とを比較し、点弧素子Ｓ
１１〜Ｓ１４のゲート信号ｇ１１，ｇ１２を次のように
作る（図１７（ｂ）（ｃ）参照）。ｅａ’＞Ｘ１のとき、ｇ１１＝１で、Ｓ１１をオン、Ｓ
１３をオフｅａ’≦Ｘ１のとき、ｇ１１＝０で、Ｓ１１をオフ、Ｓ
１３をオンｅａ’＜Ｙ１のとき、ｇ１２＝１で、Ｓ１４をオン、Ｓ
１２をオフｅａ’≧Ｙ１のとき、ｇ１２＝０で、Ｓ１４をオフ、Ｓ
１２をオン

【０００４】また、電圧指令値ｅｂ’と三角波Ｘ２，Ｙ
２とを比較し、点弧素子Ｓ２１〜Ｓ２４のゲート信号ｇ
２１，ｇ２２を次のように作る（図１７（ｅ）（ｆ）参
照）。ｅｂ’＞Ｘ２のとき、ｇ２１＝１で、Ｓ２１をオン、Ｓ
２３をオフｅｂ’≦Ｘ２のとき、ｇ２１＝０で、Ｓ２１をオフ、Ｓ
２３をオンｅｂ’＜Ｙ２のとき、ｇ２２＝１で、Ｓ２４をオン、Ｓ
２２をオフｅｂ’≧Ｙ２のとき、ｇ２２＝０で、Ｓ２４をオフ、Ｓ
２２をオンこの結果、交流側のａ点の電圧Ｖａ，ｂ点の電圧Ｖｂは
図１７（ｄ）（ｇ）に示すような波形となる。すなわ
ち、ａ点の電圧平均値は電圧指令値ｅａ’に比例し、ｂ
点の電圧Ｖｂの平均値は電圧指令値ｅｂ’に比例する。
また、交流側端子電圧Ｖｃ（図１７（ｈ）参照）は、ａ
点の電圧Ｖａとｂ点の電圧Ｖｂとの差電圧で、Ｖｃ＝Ｖ
ａ−Ｖｂとなり、平均値Ｖｃ（ｍ）は図１７（ｈ）の破
線で示すように、電圧指令値ｅａ’−ｅｂ’＝ｅａ−ｅ
ｂ＝２・ｅｂに比例した値となる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来の中性点クランプ
式電力変換装置は以上のように構成されているので、直
流コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の容量のばらつきにより各
直流コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の充放電時間にばらつき
が発生して、直流端子電圧Ｖｄにリップルが発生するの
で、交流端子電流Ｉｓの高調波電流が増大して騒音が増
大するという問題点があった。この発明は、以上のよう
な問題点を解消するためになされたもので、交流端子電
流の高調波成分を抑制することにより、騒音を低減させ
ることができる中性点クランプ式電力変換装置を提供す
ることを目的としたものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】この発明に係わる中性点
クランプ式電力変換装置は、点弧素子からなるフルブリ
ッジ結線で出力端子に第１及び第２の直流コンデンサが
接続されて、単相電源にリアクトルを介して接続される
中性点クランプ式電力変換装置において、単相電源の交
流電源電圧から電源位相を算出して、直流電圧指令値と
両直流コンデンサ間の直流電圧との差から演算により交
流電流指令値を算出し、交流電流指令値と単相電源の交
流電流との差から第１の信号波を演算する信号波発生手
段と、各直流コンデンサ間の直流電圧の偏差と交流電圧
指令値と交流電流指令値とから中性点電位補正係数を算
出し、第１の信号波と中性点電位補正係数との関係から
第２の信号波を出力する中性点電位制御手段と、電源位
相と搬送波周波数とから演算により電源位相に同期した
第１の搬送波及び第２の搬送波を作成する搬送波発生手
段と、第１の信号波と第２の信号波と各搬送波発生手段
で作成した各搬送波とから各直流コンデンサの充放電時
間を演算する動作時間決定手段と、充放電時間により各
点弧素子の点弧信号を作成する点弧信号発生手段とを備
えたものである。

【０００７】また、単相電源の交流電源電圧から電源位
相を算出して、直流電圧指令値と両直流コンデンサ間の
直流電圧との差から演算により交流電流指令値を算出
し、交流電流指令値と単相電源の交流電流との差から第
１の信号波を演算する信号波発生手段と、各直流コンデ
ンサ間の直流電圧の偏差と交流電圧指令値と交流電流指
令値とから中性点電位補正係数を算出し、第１の信号波
と中性点電位補正係数との関係から第２の信号波を出力
する中性点電位制御手段と、第１の信号波の信号波位相
と搬送波周波数とから演算により信号波位相に同期した
第１の搬送波及び第２の搬送波を作成する搬送波発生手
段と、第１の信号波と第２の信号波と搬送波発生手段で
作成した各搬送波とから各直流コンデンサの充放電時間
を演算する動作時間決定手段と、充放電時間により各点
弧素子の点弧信号を作成する点弧信号発生手段とを備え
たものである。また、引数を中性点電位補正係数及び第
１の信号波の絶対値とし、戻値を第２の信号波として、
テーブル演算を行うことにより第２の信号波を作成する
ものである。

【０００８】また、電源位相と電源定格周波数の任意の
自然数倍の搬送周波数とから各搬送波を演算するもので
ある。また、第１の信号波の信号波位相と電源定格周波
数の任意の自然数倍の搬送周波数とから各搬送波を演算
するものである。また、２種類の第２の信号波を使用し
て第１の直流コンデンサの正極端子と中性点端子との間
の電圧充放電時間、及び第２の直流コンデンサの負極端
子と中性点端子との間の電圧充放電時間を動作時間決定
手段で演算するものである。さらに、各搬送波が電源定
格周波数の任意の偶数倍であって、搬送波発生手段で第
２の信号波の一周期間で第１の搬送波の個数が１／２と
なるところで後半の第１の搬送波の位相を１８０゜進め
て、第１の搬送波を反転させて第２の搬送波を作成する
ものである。

【０００９】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は実施の形態
１の主回路を示す構成図、及び図２は実施の形態１の制
御回路を示すブロック図である。図１及び図２におい
て、１は単相交流電源、２は交流リアクトル、３，４は
平滑用直流コンデンサ、５は負荷である。６は中性点ク
ランプ式電力変換装置で、以下のＳ１１〜Ｓ１４，Ｓ２
１〜Ｓ２４，７〜１２により構成されている。Ｓ１１〜
Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４はトランジスタ、ＧＴＯサイリ
スタ等の点弧素子、Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４は
フライホイールダイオード、Ｄ１５，Ｄ１６，Ｄ２５，
Ｄ２６はクランプダイオードである。なお、Ｓ１１〜Ｓ
１４，Ｄ１１〜Ｄ１６でＵ相が構成され、Ｓ２１〜Ｓ２
４，Ｄ２１〜Ｄ２６でＶ相が構成されている。７は信号
発生手段で、交流電流指令値Ｉｓ＊及び第１の信号波Ｖ
ｃ＊を作成する。８は中性点電位制御手段で、第２の信
号波Ｖｃｐ＊及びＶｃｎ＊を作成する。９は搬送波発生
手段で、電源位相θに同期した第１の搬送波Δｐ及び第
２の搬送波Δｎを作成する。１０，１１は動作時間決定
手段で、正極端子Ｐと中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時
間Ｓｐ及び負極端子Ｎと中性点端子Ｏ間の電圧の充放電
時間Ｓｎを演算により作成する。１２は点弧信号発生手
段で、各点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の点
弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ，Ｓ２１〜Ｓ２４ｇを作成す
る。

【００１０】次に動作について説明する。図１におい
て、交流側端子電圧Ｖｃは、ａ点の電圧Ｖａとｂ点の電
圧Ｖｂとの差電圧で、Ｖｃ＝Ｖａ−Ｖｂとなる。そし
て、電圧Ｖｃは点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオン、オフさ
せることによって、次のように変化する。但し、各直流
コンデンサ３，４の直流電圧をそれぞれＶｄｐ，Ｖｄ
ｎ、全体の直流電圧をＶｄとし、通常２つの直流コンデ
ンサ３，４がバランスしているとき、Ｖｄｐ＝Ｖｄｎ＝
Ｖｄ／２とする。Ｓ１１とＳ１２がオンのとき、Ｖａ＝＋Ｖｄ／２Ｓ１２とＳ１３がオンのとき、Ｖａ＝０Ｓ１３とＳ１４がオンのとき、Ｖａ＝−Ｖｄ／２同様に、ｂ点の電圧ＶｂはＳ２１〜Ｓ２４をオン、オフ
させることにより、次のように変化する。Ｓ２１とＳ２２がオンのとき、Ｖｂ＝＋Ｖｄ／２Ｓ２２とＳ２３がオンのとき、Ｖｂ＝０Ｓ２３とＳ２４がオンのとき、Ｖｂ＝−Ｖｄ／２となり、いずれの場合も３レベルの電圧を発生する。

【００１１】次に制御回路の動作について説明する。図
２において、まず電圧検出器（図示せず）で検出した交
流電源電圧Ｖｓ、電流検出器（図示せず）で検出した交
流端子電流Ｉｓ、同じく電圧検出器（図示せず）で検出
した直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｐ、直流コンデン
サ４の直流電圧Ｖｄｎ、及び直流電圧指令値Ｖｄ＊が信
号波発生手段７に入力される。信号波発生手段７は、図
３に示すように加減算器７ａで直流電圧ＶｄをＶｄ＝Ｖ
ｄｐ＋Ｖｄｎにより求める。次に、直流電圧指令値Ｖｄ
＊と直流電圧Ｖｄとから、加減算器７ｂにより偏差ΔＶ
ｄ＝Ｖｄ＊−Ｖｄを求めて、直流電圧制御手段７ｃで比
例積分増幅し、交流電流指令値Ｉｓ＊の波高値Ｉｍを算
出する。交流電流指令値Ｉｓ＊は乗算器７ｄで波高値Ｉ
ｍとｓｉｎθとを乗算することにより発生する。なお、
ｓｉｎθは電源位相検出手段７ｅで、Ｖｓ＝Ｖｍ・ｓｉ
ｎθに同期した電源位相θを検出する。次に、加減算器
７ｆにより交流電流指令値Ｉｓ＊と交流端子電流Ｉｓと
から、偏差ΔＩｓ＝Ｉｓ＊−Ｉｓを求めて、交流電流制
御手段７ｇで偏差ΔＩｓを比例増幅した値ｅ’を求め
る。

【００１２】続いて、波高値Ｉｍ、電源位相θがｃｏｓ
演算された単位余弦波ｃｏｓθ、及び交流電源１と交流
端子ａ，ｂとの間にある交流リアクトル成分Ｌｓを掛け
合わせて、交流リアクトル成分による電圧低下補償分Ｖ
Ｌ＝ωＬＳＩｍ・ｃｏｓθを演算する。ここで、ωは電
源角周波数である。そして、加減算器７ｈで、ｅ＊＝Ｖ
ｓ−ｅ’−ＶＬにより電圧指令値ｅ＊を得る。さらに、
乗算器７ｉで、電圧指令値ｅ＊を直流電圧Ｖｄ＝Ｖｄｐ
＋Ｖｄｎで除して（Ｖｄの逆数を掛ける）正規化された
第１の信号波Ｖｃ＊を演算する。次に中性点電位制御手
段８では、図４に示すように補正係数演算手段８ａに入
力された直流コンデンサ３，４の直流電圧Ｖｄｐ，Ｖｄ
ｎから偏差Δｄｆ＝Ｖｄｐ−Ｖｄｎを求める。そして、
偏差Δｄｆを比例増幅して参照補正係数ｆ’を演算す
る。この参照補正係数ｆ’は、ここではＶｄｐ＞Ｖｄｎ
のとき正の値、逆にＶｄｐ＜Ｖｄｎのとき負の値をとる
ものとする。さらに、中性点電位制御手段８に入力され
た交流電流指令値Ｉｓ＊及び第１の信号波Ｖｃ＊から、
交流電流指令値Ｉｓ＊の符号ｓｇｎ（Ｉｓ＊）及び第１
の信号波Ｖｃ＊の符号ｓｇｎ（Ｖｃ＊）を求める。続い
て、乗算器８ｂで符号ｓｇｎ（Ｉｓ＊）、符号ｓｇｎ
（Ｖｃ＊）及び参照補正係数ｆ’を掛け合わせて、中性
点補正係数ｆを算出する。

【００１３】そして、中性点補正係数ｆと第１の信号波
Ｖｃ＊の絶対値｜Ｖｃ＊｜との関係からテーブル演算手
段８ｃで図５に示すテーブルを使用してテーブル演算に
より第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊を作成して出力す
る。なお、図５のテーブルにおいて、引数として縦軸に
中性点補正係数ｆ、横軸に第１の信号波Ｖｃ＊の絶対値
｜Ｖｃ＊｜をとり、その交差点が戻値である第２の信号
波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊となることを示している。なお、
図５のテーブルは引数をｆ及び｜Ｖｃ＊｜、戻値をＶｃ
ｐ＊及びＶｃｎ＊として、次のように作られている。｜Ｖｃ＊｜＞０．５のときＶｃｐ＊＝１．０−（（１．０−｜Ｖｃ＊｜）×（１．
０−ｆ））Ｖｃｎ＊＝１．０−（（１．０−｜Ｖｃ＊｜）×（１．
０＋ｆ））｜Ｖｃ＊｜≦０．５のときＶｃｐ＊＝｜Ｖｃ＊｜×（１．０−ｆ）Ｖｃｎ＊＝｜Ｖｃ＊｜×（１．０＋ｆ）

【００１４】ここで、テーブル作成の考え方について説
明する。まず、第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊は零電
圧付近において交流端子電圧Ｖｃに波形歪みを発生させ
ないようにするために、両者が互いに零電圧を跨る値を
とらないように制御する。また、ＰＷＭ変調において、
第１の搬送波Δｐ、第２の搬送波Δｎの振幅を超えない
ように、即ち変調率が１．０を超えたり、あるいは−
１．０を下回らないようにして、かつ中性点電位変動が
抑制できるように調整する。このようにして、変調率が
１．０や０．５や０等の特異点においても、Ｖｃｐ＊及
びＶｃｎ＊に反映される中性点電圧補正係数ｆを同一に
して、Ｖｃｐ＊及びＶｃｎ＊に対する重みづけに差を付
けないようにする。さらに、変調率０．５あるいは−
０．５付近において０．５以上と以下では、中性点電位
制御を行うことによる正極端子Ｐと中性点端子Ｏ間電圧
の充放電時間Ｓｐ、及び負極端子Ｎと中性点端子Ｎ間電
圧の充放電時間Ｓｎの各持続時間の補正を行うための延
長短縮方向が逆転するために、第２の信号波Ｖｃｐ＊及
びＶｃｎ＊が互いに０．５あるいは−０．５を跨る値を
とらないように制御する必要がある。これらを考慮して
第１の信号波Ｖｃ＊の振幅と中性点電圧補正係数ｆに応
じた第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊の取り得る範囲が
決定される。第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊を中性点
電位補正係数ｆと第１の信号波Ｖｃ＊の絶対値｜Ｖｃ＊
｜との関係から演算した波形を図６に示す。図６におい
て、絶対値｜Ｖｃ＊｜の最大値が０．５以上で、かつ中
性点電位補正係数ｆが正の場合で、第２の信号波Ｖｃｐ
＊，Ｖｃｎ＊は絶対値を挟むように出力されている。こ
の場合、Ｖｃｐ＊の振幅がＶｃｎ＊の振幅より常に大き
くなっている。また、｜Ｖｃ＊｜が０．０と０．５のと
きは特異点扱いとなり両信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊とも
同じ値が出力される。さらに、図示はされていないが、
｜Ｖｃ＊｜の振幅が１．０のときも特異点として、両信
号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊が１．０で同じ値が出力され
る。

【００１５】搬送波発生手段９では電源位相θと、電源
定格周波数、例えば６０Ｈｚの任意の自然数倍の搬送周
波数から演算により、両信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊の一
周期間に偶数個の波形を有する電源位相θに同期した第
１の搬送波Δｐ，第２の搬送波Δｎを作成する。第２の
搬送波Δｎは第１の搬送波Δｐに対して位相が１８０°
ずれている。動作時間決定手段１０，１１においてＰＷ
Ｍ変調を行う。一方の動作時間決定手段１０では図７に
示すように、入力された第２の信号波Ｖｃｐ＊と第１の
搬送波Δｐとを比較演算して、Ｖｃｐ＊＜ΔｐのときＳ
ｐ＝１となる正極端子Ｐと中性点端子Ｏ間電圧の充放電
時間Ｓｐを出力する。同様にして他方の動作時間決定手
段１１からＶｃｎ＊＜ΔｎのときＳｎ＝１となる負極端
子Ｎと中性点端子Ｏ間電圧の充放電時間Ｓｎを出力す
る。この場合、各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎは互いに異なっ
たパルス幅のパルスが繰り返し出力される。なお、図７
は中性点電位補正係数ｆ＝０の場合を示している。

【００１６】点弧信号発生手段１２では、各点弧素子Ｓ
１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のゲートへ出力される点
弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ，Ｓ２１ｇ〜Ｓ２４ｇを演算
する。各点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ、Ｓ２１ｇ〜Ｓ２
４ｇは、各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎ及び信号波零クロス信
号（即ち、符号ｓｇｎ（Ｖｃ＊））を用いて、図８に示
す法則に従って出力される。図８では点弧ケースを８種
類に分けて、点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ、Ｓ２１ｇ〜
Ｓ２４ｇ、Ｕ，Ｖ各相の相電圧及び交流端子線間電圧の
振幅値が示されている。

【００１７】以上のように、信号波発生手段７で第１の
信号波Ｖｃ＊を作成し、直流コンデンサ３，４間の直流
電圧の偏差と交流電圧指令値と交流電流指令値とから中
性点補正係数を算出し、第１の信号波Ｖｃ＊と中性点電
位補正係数との関係から中性点補正係数発生手段８から
第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊を出力し、動作時間決
定手段１０，１１で第１の信号波Ｖｃ＊と第２の信号波
Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊と搬送波発生手段９で作成された電
源位相θに同期した第１の搬送波Δｐ，Δｎとから直流
コンデンサ３，４の充放電時間Ｓｐ，Ｓｎを演算して、
点弧信号発生手段１２で充放電時間により点弧素子の点
弧信号を作成することにより、直流コンデンサ３，４間
の中性点の電位変動を抑制して交流端子電流Ｉｓの高調
波を低減できるため、騒音の低下を図ることができる。

【００１８】実施の形態１において、例えば負荷５を直
流電動機として、図６に示すように各充放電時間Ｓｐ，
Ｓｎを作成することにより、中性点電位を全体の直流電
圧の１／２に維持しながら、電気車の力行運転が可能で
ある。ここで、図１０に示すように、図６のＶｃｐ＊→
Ｖｃｎ＊，Ｖｃｎ＊→Ｖｃｐ＊と置き換えて、各充放電
時間Ｓｐ，Ｓｎを作成することにより、中性点電位を全
体の直流電圧の１／２に維持しながら、電気車の回生運
転を行うことが出来る。実施の形態１において、中性点
電位制御手段８で算出される中性点電位補正係数がｆ＝
０の場合の第２の信号波Ｖｃｐ＊の様子を図７に示した
が、中性点電位変動の抑制が働いて、中性点電位補正係
数ｆが正の値になったときは図９に示すようになる。即
ち、一方の第２の信号波Ｖｃｐ＊は波高値付近が膨らん
だ形に変形し、他方の第２の信号波Ｖｃｎ＊は波高値付
近が縮んだ形に変形している。これにより、正極端子Ｐ
と中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時間Ｓｐの持続時間が
短くなり、逆に負極端子Ｎと中性点端子Ｏとの間の電圧
の充放電時間Ｓｎの持続時間が長くなる。そして、交流
端子電圧Ｖｃを見てみると、電圧レベルが０．５或いは
−０．５の持続時間は、±０．５以外の電圧レベルに変
化する区間で挟まれた個々のパルス幅を中性点電位補正
係数がｆ＝０（図７参照）と比較すると変化している
が、第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊の一周期の合計持
続時間で見ると変化していない。また、±０．５以外の
電圧レベルの持続時間に関しては変化していない。さら
に、図１１に示すように、図９のＶｃｐ＊→Ｖｃｎ＊，
Ｖｃｎ＊→Ｖｃｐ＊と置き換えて、各充放電時間Ｓｐ，
Ｓｎを作成することにより、中性点電位を全体の直流電
圧の１／２に維持しながら電力の回生運転を行うことが
できる。

【００１９】実施の形態２．図１２は実施の形態２のブ
ロック図、及び図１３はＰＷＭ変調の説明図である。図
１２及び図１３において、７，８，１０〜１２は実施の
形態１のものと同様のものである。１３は搬送波発生手
段で、両信号波Ｖｃｐ＊、Ｖｃｎ＊の一周期間に偶数個
の波形を有する電源位相θに同期した第１の搬送波Δ
ｐ，第２の搬送波Δｎを作成する。搬送波発生手段１３
は第２の信号波Ｖｃｐ＊の一周期間の第１の搬送波Δｐ
の個数が１／２（図３の場合、４個）となるところで、
後半の第１の搬送波Δｐの位相を１８０°進める。そし
て、第２の搬送波Δｎは第１の搬送波Δｐを反転させた
ものとする。このようにすることにより、各充放電時間
Ｓｐ，Ｓｎは同じパルス幅のパルスが発生する位相が異
なるが、互いに同じパルス幅の繰り返しになっている。
以上のように、各充放電時間Ｓｐ，Ｓｎとも互いに同じ
パルス幅のパルスの繰り返しとすることにより、各信号
波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊の一周期単位ではなく、パルス単
位の短い時間内で中性点端子Ｏにおける電位変動を抑制
して直流電圧Ｖｄの１／２の電圧を維持することができ
る。実施の形態１及び実施の形態２において、Ｕ相及び
Ｖ相で構成された電力変換装置６が１台のものについて
説明したが、図１４に示すように２台の電力変換装置６
を並列に接続して、各電力変換装置６の第１の搬送波Δ
ｐ１，Δｐ２の初期位相を互いに９０°ずらすことによ
り、特定の高調波次数の高調波成分を低減させることが
できる。

【００２０】実施の形態３．図１５は実施の形態３の制
御回路を示すブロックである。なお、主回路は実施の形
態１と同様で図１を使用する。図１及び図１６におい
て、７，８は実施の形態１のものと同様のものである。
１４は信号波位相検出手段で、入力された第１の信号波
Ｖｃ＊により、Ｖｃ＊＝Ｖｃｍ・ｓｉｎθ’に同期した
信号波位相θ’を算出する。１５は搬送波発生手段で、
信号波位相θ’に同期した第１の搬送波Δｐ，Δｎを作
成する。１６，１７は動作時間決定手段で、正極端子Ｐ
と中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時間Ｓｐ及び負極端子
Ｎと中性点端子Ｏ間の電圧の充放電時間Ｓｎを演算によ
り作成する。１８は点弧信号発生手段で、各点弧素子Ｓ
１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ
１４ｇ，Ｓ２１ｇ〜Ｓ２４ｇを作成する。

【００２１】上記構成において、信号波位相検出手段１
４で信号波位相θ’を検出して、搬送波発生手段１５で
信号波位相θ’に同期した第１の搬送波Δｐ，第２の搬
送波Δｎを作成する。続いて動作時間決定手段１６，１
７で各第２の信号波Ｖｃｐ＊，Ｖｃｎ＊と各搬送波Δ
ｐ，Δｎとから実施の形態１と同様にして充放電時間Ｓ
ｐ，Ｓｎを演算する。そして、点弧信号発生手段１８で
実施の形態１と同様にして、各点弧素子Ｓ１１〜Ｓ１
４，Ｓ２１〜Ｓ２４の各点弧信号Ｓ１１ｇ〜Ｓ１４ｇ，
Ｓ２１ｇ〜Ｓ２４ｇを作成して出力する。以上のよう
に、信号波位相θ’と各搬送波Δｐ、Δｎの位相とが常
に同位相でＰＷＮ変調されるため、中性点端子Ｏにおけ
る電圧変動の抑制作用を向上させることができる。

【００２２】実施の形態１から実施の形態３において、
単相主回路のものについて説明したが、オープンデルタ
結線して３相主回路としても同様の効果を期待すること
ができる。そして、単相では交流架線駆動電車用コンバ
ータシステムとして適用することができる。３相ではア
クティブフィルタ、無効電力補償装置、及びオープンデ
ルタ巻線の交流電動機のベクトル制御等に適用すること
ができる。また、実施の形態１から実施の形態３におい
て、ＰＷＭ変調における各搬送周波数を一定にしたもの
について説明したが、２倍の周波数の各搬送周波数で変
調することにより、高調波を低減させることができる。
さらに、各搬送周波数をランダムに変化させて高調波の
分布を分散させることにより、騒音を低減させることが
できる。

【００２３】

【発明の効果】この発明によれば、信号発生手段で第１
の信号波を作成し、直流コンデンサ間の直流電圧の偏差
と交流電圧指令値と交流電流指令値とから中性点補正係
数を算出し、第１の信号波と中性点電位補正係数との関
係から中性点補正係数発生手段から第２の信号波を出力
し、動作時間決定手段で第１の信号波と第２の信号波と
搬送波発生手段で作成された電源位相に同期した各搬送
波とから直流コンデンサの充放電時間を演算して、点弧
信号発生手段で充放電時間により点弧素子の点弧信号を
作成することにより、直流コンデンサ間の中性点の電位
変動を抑制して交流端子電流の高調波を低減できるた
め、騒音の低下を図ることができる。

【００２４】また、信号発生手段で第１の信号波を作成
し、直流コンデンサ間の直流電圧の偏差と交流電圧指令
値と交流電流指令値とから中性点補正係数を算出し、第
１の信号波と中性点電位補正係数との関係から中性点補
正係数発生手段から第２の信号波を出力し、動作時間決
定手段で第１の信号波と第２の信号波と信号波位相に同
期した各搬送波とから直流コンデンサの充放電時間を演
算して、点弧信号発生手段で充放電時間により点弧素子
の点弧信号を作成することにより、信号波位相と各搬送
波の位相とが常に同位相でＰＷＭ変調されるため、中性
点端子における電圧変動の抑制作用を向上させ、直流コ
ンデンサ間の中性点の電位変動を抑制して交流端子電流
の高調波を低減できるため、騒音の低下を図ることがで
きる。また、引数を中性点電位補正係数及び第１の信号
波の絶対値とし、戻値を第２の信号波としてテーブル演
算を行うことにより、第２の信号波を容易に作成するこ
とができる。また、各搬送波が電源位相と電源定格周波
数の任意の自然数倍の搬送周波数とから演算されること
により、各搬送波の設定を容易に行うことができる。ま
た、各搬送波が第１の信号波の信号波位相と電源定格周
波数の任意の自然数倍の搬送周波数とから演算されるこ
とにより、各搬送波の設定を容易に行うことができる。

【００２５】また、２種類の第２の信号波を使用して第
１の直流コンデンサの正極端子と中性点端子との間の電
圧充放電時間、及び第２の直流コンデンサの負極端子と
中性点端子との間の電圧充放電時間を演算することによ
り、中性点電位の変動を抑制することができる。さら
に、各搬送波が上記電源定格周波数の任意の偶数倍であ
って、第２の信号波の一周期間で第１の搬送波の個数が
１／２となるところで後半の第１の搬送波の位相を１８
０゜進めて、第１の搬送波を反転させたものを第２の搬
送波としたことにより、交流端子電流の高調波成分を抑
制して騒音の低減を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１の主回路を示す構成
図である。

【図２】この発明の実施の形態１の制御回路を示すブ
ロック図である。

【図３】図２の要部を示すブロック図である。

【図４】図２の要部を示すブロック図である。

【図５】図２の第２の信号波を作成するテーブルの説
明図である。

【図６】図２の動作を示す説明図である。

【図７】図２の動作を示す説明図である。

【図８】図２の動作を示す説明図である。

【図９】図２の動作を示す説明図である。

【図１０】図２の動作を示す説明図である。

【図１１】図２の一部を変形した例を示す説明図であ
る。

【図１２】この発明の実施の形態２の制御回路を示す
ブロック図である。

【図１３】図１２の動作を示す説明図である。

【図１４】実施の形態１及び実施の形態２の適用例を
示す主回路の構成図である。

【図１５】この発明の実施の形態３の制御回路を示す
ブロック図である。

【図１６】従来の中性点クランプ式電力変換装置の構
成図である。

【図１７】図１７の動作を説明するタイムチャートで
ある。

【符号の説明】

１単相電源、２リアクトル、３，４直流コンデン
サ、７信号発生手段、８中性点電位制御手段、９，
１３，１５搬送波発生手段、１０，１１，１６，１７
動作時間決定手段、１２，１８点弧信号発生手段、
１４信号波位相検出手段、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜
Ｓ２４点弧素子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】点弧素子からなるフルブリッジ結線で出
力端子に第１及び第２の直流コンデンサが接続されて、
単相電源にリアクトルを介して接続される中性点クラン
プ式電力変換装置において、上記単相電源の交流電源電
圧から電源位相を算出して、直流電圧指令値と上記両直
流コンデンサ間の直流電圧との差から演算により交流電
流指令値を算出し、上記交流電流指令値と上記単相電源
の交流電流との差から第１の信号波を演算する信号波発
生手段と、上記各直流コンデンサ間の直流電圧の偏差と
上記交流電圧指令値と上記交流電流指令値とから中性点
電位補正係数を算出し、上記第１の信号波と上記中性点
電位補正係数との関係から第２の信号波を出力する中性
点電位制御手段と、上記電源位相と搬送波周波数とから
演算により上記電源位相に同期した第１の搬送波及び第
２の搬送波を作成する搬送波発生手段と、上記第１の信
号波と上記第２の信号波と上記各搬送波発生手段で作成
した上記各搬送波とから上記各直流コンデンサの充放電
時間を演算する動作時間決定手段と、上記充放電時間に
より上記各点弧素子の点弧信号を作成する点弧信号発生
手段とを備えたことを特徴とする中性点クランプ式電力
変換装置。
【請求項２】点弧素子からなるフルブリッジ結線で出
力端子に第１及び第２の直流コンデンサが接続されて、
単相電源にリアクトルを介して接続される中性点クラン
プ式電力変換装置において、上記単相電源の交流電源電
圧から電源位相を算出して、直流電圧指令値と上記両直
流コンデンサ間の直流電圧との差から演算により交流電
流指令値を算出し、上記交流電流指令値と上記単相電源
の交流電流との差から第１の信号波を演算する信号波発
生手段と、上記各直流コンデンサ間の直流電圧の偏差と
上記交流電圧指令値と上記交流電流指令値とから中性点
電位補正係数を算出し、上記第１の信号波と上記中性点
電位補正係数との関係から第２の信号波を出力する中性
点電位制御手段と、上記第１の信号波の信号波位相と搬
送波周波数とから演算により上記各信号波位相に同期し
た第１の搬送波及び第２の搬送波を作成する搬送波発生
手段と、上記第１の信号波と上記第２の信号波と上記搬
送波発生手段で作成した上記各搬送波とから上記各直流
コンデンサの充放電時間を演算する動作時間決定手段
と、上記充放電時間により上記各点弧素子の点弧信号を
作成する点弧信号発生手段とを備えたことを特徴とする
中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項３】請求項１又は請求項２において、上記第
２の信号波は引数を上記中性点電位補正係数及び上記第
１の信号波の絶対値とし、戻値を上記第２の信号波とし
てテーブル演算を行うことにより作成することを特徴と
する中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項４】請求項１において、上記各搬送波は上記
電源位相と電源定格周波数の任意の自然数倍の搬送周波
数とから演算されることを特徴とする中性点クランプ式
電力変換装置。
【請求項５】請求項２において、上記各搬送波は上記
第１の信号波の上記信号波位相と電源定格周波数の任意
の自然数倍の搬送周波数とから演算されることを特徴と
する中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項６】請求項１又は請求項２において、動作時
間決定手段は２種類の第２の信号波を使用して上記第１
の直流コンデンサの正極端子と中性点端子との間の電圧
充放電時間、及び上記第２の直流コンデンサの負極端子
と中性点端子との間の電圧充放電時間を演算することを
特徴とする中性点クランプ式電力変換装置。
【請求項７】請求項１から請求項６のいずれか一項に
おいて、上記搬送波発生手段は上記各搬送波が上記電源
定格周波数の任意の偶数倍であって、上記第２の信号波
の一周期間で上記第１の搬送波の個数が１／２となると
ころで後半の上記第１の搬送波の位相を１８０゜進め
て、上記第１の搬送波を反転させて上記第２の搬送波す
ることを特徴とする中性点クランプ式電力変換装置。