JPH09149658A

JPH09149658A - 直列多重型インバータ装置

Info

Publication number: JPH09149658A
Application number: JP7329712A
Authority: JP
Inventors: Kiyoshi Sakamoto; 坂本　　潔; Takashi Ikimi; 高志伊君; Toshiaki Okuyama; 俊昭奥山; Junichi Takahashi; 潤一高橋
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-11-24
Filing date: 1995-11-24
Publication date: 1997-06-06

Abstract

(57)【要約】【課題】ＰＷＭの変調方式を切り替える際の出力電流
の変動を防止し、負荷電動機の発生トルクの変動を抑え
ることにある。【解決手段】ユニポーラ変調とダイポーラ変調の搬送
波の振幅、周期を設定する回路１ａ、１ｂと、該回路の
出力の選択回路２と、選択された搬送波を発生する三角
波発生回路３と、各変調方式に対する各搬送波の位相値
が切替可能になった場合に切り替える切替タイミング設
定回路４ｂと、切替点で搬送波が連続に接続されるよう
に位相を計算する位相設定回路５を設け、搬送波の振
幅、周期を変化させると共に位相を変化させて、搬送波
値を連続に接続させて変調方式を切り替える。更に、３
相電圧指令の補正手段１２ａを設け、変調方式を切り替
える際、パルス幅変調後の３相出力電圧の時間平均が３
相電圧指令値と等しくなるように、一定期間だけ３相電
圧指令値に補正量を加算して変調方式を切り替える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直列多重型インバ
ータ装置に係り、特に、パルス幅変調方式の切替制御を
行う直列多重型インバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電動機の回転速度を制御する場合、
パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ装置が用いられる。
通常のＰＷＭインバータの出力電圧は、正、負の２レベ
ル間で変化するように構成されているため、出力電流に
含まれる高調波成分が大きいという問題がある。

【０００３】そこで、高調波成分を低減する方法とし
て、特開昭５６−７４０８８号公報に記載のように、Ｐ
ＷＭインバータを直列に多重化してインバータの出力電
圧を正、０、負の３レベル間で変化するように構成し、
高調波成分を低減させる直列多重型インバータ（また
は、中性点クランプ型インバータ）が提案されている。
直列多重型インバータのパルス幅変調法は、いくつか提
案されているが、搬送波と変調波を比較することによ
り、オン・オフ信号を決める変調方式として、”ＡＮ
ＯＶＥＬＡＰＰＲＯＡＣＨＴＯＴＨＥＧＥＮＥ
ＲＡＴＩＯＮＡＮＤＯＰＴＩＭＩＺＡＴＩＯＮＯ
ＦＴＨＲＥＥ−ＬＥＶＥＬＰＷＭＷＡＶＥＦＯ
ＲＭＳ”、Ｂ．ＶＥＬＡＥＲＴＳｅｔａｌ、ＰＥＳ
Ｃ ’８８ｐｐ．１２５５に記載のように、ユニポーラ
変調とダイポーラ変調が知られている。

【０００４】図１６は、直列多重型インバータ装置をユ
ニポーラ変調を用いて動作させた場合の動作波形であ
る。ユニポーラ変調では、（ａ）に示すように、正側の
三角波による搬送波Ｅｃ１ｕ（電圧０からＥの間）およ
び負側の三角波による搬送波Ｅｃ２ｕ（電圧−Ｅから０
の間）と出力相電圧指令の比較を行う。出力電圧は以下
のルールに従って決定する。（１）Ｅｃ１ｕと電圧指令を比較し、電圧指令がＥｃ１
ｕよりも大きければ、正電圧を出力する。（２）Ｅｃ２ｕと電圧指令を比較し、電圧指令がＥｃ２
ｕよりも小さければ負電圧を出力する。（３）電圧指令がＥｃ２ｕよりも大きくＥｃ１ｕよりも
小さい場合は、零電圧を出力する。以上の比較によって得られる出力相電圧を（ｂ）に示
す。ユニポーラ変調された電圧出力は、交流電圧指令が
正側の半周期では零電圧と正電圧が出力され、負側の半
周期では零電圧と負電圧が出力される。ユニポーラ変調
の欠点として、出力電圧指令が零電圧近傍の場合、出力
時間の短い狭幅の電圧パルスが出力されることがあげら
れる。ＧＴＯなどのスイッチング素子には最小オン時間
の制限があり、その時間よりも短い電圧パルスは補正処
理が行われるため、電圧歪み発生の原因となる。

【０００５】図１７は、直列多重型インバータ装置をダ
イポーラ変調を用いて動作させた場合の動作波形であ
る。ダイポーラ変調では、（ａ）に示すように零電圧を
はさんで正負にまたがる２つの三角波による搬送波Ｅｃ
１ｄ（電圧−Ｅ／２から３*Ｅ／２の間）、Ｅｃ２ｄ
（電圧−３*Ｅ／２からＥ／２の間）と出力相電圧指令
の比較を行う。出力電圧の決定のルールは、ユニポーラ
変調の場合と全く同じである。ダイポーラ変調の出力電
圧（ｂ）は、ユニポーラ変調と違い、正電圧と負電圧の
パルスが零電圧をはさんで交互に出力される。ダイポー
ラ変調では、電圧指令値が−Ｅ／２〜Ｅ／２の範囲を超
えると、正電圧と負電圧のどちらかが出力されなくなる
ために、電圧歪みが発生する。

【０００６】よって、インバータ出力を可変して使用す
る場合は、出力電圧歪みを発生させないために、出力電
圧指令が大きくなる領域では、ユニポーラ変調を使用
し、出力電圧指令が小さくなる領域では、ダイポーラ変
調を使用する方法が採られる。インバータの出力電圧指
令は、運転状況に応じて変化するため、ユニポーラ変調
とダイポーラ変調の２変調方式を運転中に切り替えるこ
とが必要になる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】前述のＢ．ＶＥＬＡＥ
ＲＴＳらの文献では、ダイポーラ変調からユニポーラ変
調への移行について、変調波信号１周期中に６個所存在
する最適なタイミングで行うことが記載されている。こ
の変調方式による切替タイミングの決定は、変調波信号
の値をもとに決められており、搬送波信号は全く考慮さ
れていない。つまり、この変調方式による切替は、切替
点において搬送波の値が不連続に変化するため、最小パ
ルス幅制限に関係するような狭幅の電圧パルスが発生し
たり、切替の瞬間にインバータの２つ以上の相の出力電
圧が同時に変化する場合があり、出力電流変動の原因と
なっていた。搬送波比較型ＰＷＭでは、搬送波の半周期
の期間毎に、指令値通りの電圧が出力されるようにパル
ス電圧幅を調整するため、この期間の最中に変調方式の
切替を行うと、出力電圧歪みが発生する。つまり、搬送
波信号の位相を無視して変調方式の切替を行うことは、
出力電圧歪みを発生させ、出力電流変動を引き起こし、
負荷がモータの場合にはトルク変動の原因となる。

【０００８】本発明の課題は、出力電流の変動を発生さ
せることなく、ＰＷＭの変調方式を切り替えるに好適な
直列多重型インバータ装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】前記課題は、ユニポーラ
変調とダイポーラ変調の切替を指令する手段と、ユニポ
ーラ変調またはダイポーラ変調におけるそれぞれの搬送
波の振幅と周期を設定する手段と、ユニポーラ変調とダ
イポーラ変調における搬送波を発生する搬送波発生手段
と、ユニポーラ変調とダイポーラ変調に対応する各搬送
波と電圧指令（変調波）を比較し、パルス幅変調信号を
出力するパルス幅変調手段と、ユニポーラ変調とダイポ
ーラ変調に対する各搬送波の位相値が切替可能になった
場合に切り替える切替タイミング設定手段と、切替前の
搬送波の位相値をもとに切替後の搬送波の位相の計算を
行う位相設定手段を設け、ユニポーラ変調とダイポーラ
変調の切替指令が発せられたとき、搬送波発生手段から
切替前の搬送波と連続的に接続した切替後の搬送波を出
力することによって、解決される。また、前記課題は、
上記手段に加えて、３相電圧指令を補正する手段を設
け、３相電圧指令値を補正する期間をユニポーラ変調に
おける搬送波の１／４周期分またはダイポーラ変調にお
ける搬送波の１／８周期分の期間だけとすること、また
は、３相電圧指令値を補正する期間をユニポーラ変調に
おける搬送波の１／２周期分またはダイポーラ変調にお
ける搬送波の１／４周期分の期間だけとすることによっ
て、解決される。

【００１０】本発明は、搬送波信号の位相値が電圧合成
期間の境界を示す値になったときに変調方式の切替を行
う。ここで、「電圧合成期間」とは、出力パルス電圧の
平均値と電圧指令値が等しくなるべき期間の最小単位を
いう。この電圧合成期間の間に正、負、零の電圧の出力
時間比率が設定され、電圧指令値と同じ値の電圧が合成
される。電圧合成期間は、搬送波比較方式のＰＷＭでは
使用する搬送波信号の位相と関係があり、図１６、図１
７に示すユニポーラ変調とダイポーラ変調においては、
どちらの場合も搬送波の０〜１８０度の期間と１８０〜
３６０度の期間が電圧合成期間となる。上述は１相分で
あるが、３相インバータに３相３線式負荷を接続した場
合では、３相電圧指令と３相電圧出力を３相分まとめて
ベクトル演算することにより、ダイポーラ変調の電圧合
成期間は０〜９０度、９０〜１８０度、１８０〜２７０
度、２７０〜３６０度の期間の各区間になる。また、本
発明は、変調方式の切替点において、搬送波の振幅と周
期を変化させるのと同時に、位相についても変化させ、
２種類の搬送波の値が連続に接続されるようにしてい
る。また、、前述のように２種類の搬送波を単に値が連
続するように接続すると、搬送波位相の変化によって、
電圧合成期間が途中で分断される部分を含んだ期間がつ
くられるため、その期間では指令通りの電圧は出力され
ない。そこで、本発明は、電圧合成期間が分断される部
分を含んだ期間において、３相電圧出力の時間平均が指
令値と等しくなるように３相電圧指令の補正を行う。こ
のようにして、本発明では、ＰＷＭの変調方式を切り替
えても、出力電圧に歪みをなくし、出力電流の変動を抑
えることができる。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す
直列多重型インバータ装置の構成図である。１ａ、１ｂ
はダイポーラ変調およびユニポーラ変調でそれぞれ使用
する搬送波の振幅と周期の値を設定する回路である。ダ
イポーラＰＷＭ設定回路１ａは、ダイポーラ変調の搬送
波の振幅１０１と周期１０２を、ユニポーラＰＷＭ設定
回路１ｂは、ユニポーラ変調の搬送波の振幅１０３と周
期１０４をそれぞれ出力する。選択回路２は、振幅信号
として１０１か１０３を、また、周期信号として１０２
か１０４をそれぞれ選択し、振幅出力２０１と周期信号
２０２を出力する。具体的には、ダイポーラ変調のとき
は信号１０１と１０２を選択し、ユニポーラ変調のとき
は信号１０３と１０４を選択する。ダイポーラ変調とユ
ニポーラ変調との間の変調方式の切替は、使用する搬送
波を切り替えることで実現する。実際には選択回路２で
選択する信号を切り替えるが、この切替は、後述する切
替タイミング設定回路４ａの切替信号４０１からＨのパ
ルスが出力されたときに行う。三角波発生回路３は、入
力として与えられた振幅信号２０１と周期信号２０２の
値を振幅と周期にもつ三角波Ｅｃ０を発生する。さら
に、三角波発生回路３は、切替信号４０１にＨのパルス
が出力されたとき、後述する位相設定回路５の出力信号
５０１の値に三角波の位相値を変化させる。変調方式指
令信号Ｓｐは、インバータの上位制御手段から与えられ
る信号であり、電圧指令の大きさに応じてダイポーラ変
調かユニポーラ変調のどちらを使用するか指定する信号
である。具体的には、インバータ出力電圧指令の振幅、
インバータ出力電圧周波数指令、モータ速度指令あるい
は検出速度信号と所定値を比較して生成する。切替タイ
ミング設定回路４ａは、変調方式指令信号Ｓｐが変化し
た後、すなわち、変調方式切替の指令が出力された後、
ダイポーラ／ユニポーラ変調の搬送波が切替点において
連続に接続する条件を満たしていれば、切替信号４０１
にＨのパルスを切替トリガとして出力する。しかし、搬
送波を連続に接続させたとしても、三角波が中間で折れ
曲がるような位相が設定されると、狭幅電圧パルスを発
生させてしまうため、実際には、切替を行う位相値に制
限を設ける。例えば、切替前の搬送波位相値がユニポー
ラ変調の場合は０度と１８０度の時、ダイポーラ変調の
場合は４５度、１３５度、２２５度、３１５度の時にの
み切替を可能とする。よって、切替タイミング設定回路
４ａは、前記の位相値になった場合にだけ、切替トリガ
として切替信号４０１にＨのパルスを出力する。図２
に、ダイポーラ／ユニポーラ変調の搬送波が切替点にお
いて連続に接続する場合の、切替点における両搬送波の
位相の関係を示す。ただし、ここではダイポーラ変調搬
送波の振幅がユニポーラ変調搬送波の振幅の２倍に設定
されているものとする。位相設定回路５は、搬送波を連
続的に接続させるため、切替前の搬送波の位相値をもと
に切替後の搬送波の位相の計算を図２に示す関係をもと
に行う。

【００１２】電圧指令発生回路６は、３相の出力電圧指
令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を発生する。バイアス加算回路
７は、三角波Ｅｃ０に正側と負側の２種類のバイアスを
加え、２つの搬送波信号Ｅｃ１とＥｃ２とを出力する。
比較器８１Ｕ，８２Ｕは電圧指令Ｖｕ*を搬送波信号Ｅ
ｃ１、Ｅｃ２と比較する。比較器８１Ｕ、８２Ｕの出力
信号８１１Ｕ，８１２Ｕおよびこれらの反転信号８１３
Ｕ，８１４Ｕをスイッチング素子Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｕのオン
・オフ動作をさせるゲート信号とし、ゲートアンプ９１
Ｕ〜９４Ｕにより増幅してスイッチング素子Ｓ１Ｕ〜Ｓ
４Ｕを動作させる。Ｖ相、Ｗ相について図１では表記を
省略しているが、Ｕ相と共通の搬送波Ｅｃ１、Ｅｃ２を
用いてパルス幅変調を行う。搬送波との比較を行い、ゲ
ート信号を作成する部分はＵ相の場合と全く同じ構成で
ある。

【００１３】図３は、従来から使われている直列多重イ
ンバータの詳細な回路構成を示す。図３において、１０
０１は直流電源であり、直列接続した平滑コンデンサ１
００２，１００３が直流電源１００１に並列接続され
る。これら２つの平滑コンデンサ１００２，１００３の
相互接続点は電源中性点として利用する。スイッチング
回路１００４は、スイッチング素子Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗ、フ
ライホイルダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ４Ｗおよび各出力端子
Ｕ、Ｖ、Ｗを中性点電位にクランプするためのクランプ
ダイオードＣＤ１Ｕ〜ＣＤ２Ｗから構成される。スイッ
チング素子Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗは、図１に示したパルス幅変
調手段によって生成されたゲート駆動信号によってオン
・オフが制御される。１１はインバータ出力に接続され
た負荷を示す。

【００１４】図４は、図１、図３に示した直列多重型イ
ンバータ装置において、ダイポーラ変調からユニポーラ
変調に切替を行ったときの動作波形である。（ａ）は変
調方式指令信号Ｓｐである。（ｂ）は切替タイミング設
定回路４ａの切替信号４０１である。Ｓｐが変化した後
に、搬送波が初めて変調方式切替に適した位相になった
ことにより、切替信号４０１に切替トリガとしてＨのパ
ルスが出力されることがわかる。（ｃ）は三角波発生回
路３の出力Ｅｃ０である。（ｄ）はＵ相の出力電圧指令
Ｖｕ*および搬送波信号Ｅｃ１、Ｅｃ２である。（ｅ）
〜（ｈ）はＵ相電圧指令Ｖｕ*と搬送波信号Ｅｃ１，Ｅ
ｃ２とを比較して得られるオンオフ信号８１１Ｕ，８１
２Ｕおよびその反転信号８１３Ｕ，８１４Ｕである。
（ｉ）はＵ相出力電圧Ｖｕである。

【００１５】本実施例の動作を詳しく説明する。ここ
で、負荷１１として誘導電動機が接続された場合を考え
る。まず、静止しているモータを始動させる。一般に、
始動時の電圧指令発生回路５の電圧指令振幅は低いた
め、ダイポーラ変調を使用するのが適している。このと
き、選択回路２はダイポーラＰＷＭ設定回路１ａの出力
する振幅信号１０１と周期信号１０２を選択しており、
選択された振幅１０１と周期１０２の信号をもとに三角
波発生回路３は三角波Ｅｃ０を生成する。モータの回転
数が上昇し、インバータ出力の周波数が高くなると、電
圧指令発生回路５の出力する電圧指令値の振幅も大きく
なるため、ユニポーラ変調に切り替える必要が生じる。
電圧指令値の振幅（交流電圧指令値の最大値）がある値
を越えたときに、ユニポーラ変調へ移行するため、図４
（ａ）に示すように切替指令信号Ｓｐの値を変化させ
る。このときの三角波Ｅｃ０の位相は０度付近であるの
で、すぐには変調方式の切替を行わない。切替タイミン
グ設定回路４ａは、搬送波を連続に接続させるため、三
角波Ｅｃ０の位相が４５度になるのを待って、図４
（ｂ）に示すように切替信号４０１に切替トリガとして
Ｈパルスを出力する。Ｈパルスが出力されたのを受け、
選択回路２が選択している信号の振幅は１０１から１０
３に、周期は１０２から１０４にそれぞれ変更する。さ
らに、位相設定回路５は、切替前後において搬送波を連
続に接続させるために、切替前の搬送波の位相から図２
の関係をもとに切替後の搬送波の位相を求める。この例
では、ダイポーラ変調の三角波位相値は４５度であり、
このときの切替可能なユニポーラ変調の三角波位相値
は、図２の関係から、０度である。そこで、位相設定回
路５から位相信号５０１に０度を出力する。ここで、ダ
イポーラ変調の三角波位相値４５度がユニポーラ変調の
三角波位相値０度となり、図４（ｃ）に示すように、ダ
イポーラ変調の三角波からユニポーラ変調の三角波に切
り替わる。以上により、切替信号４０１にＨパルスが出
力されたタイミングにおいて、三角波Ｅｃ０は周期と振
幅と位相が変化し、ダイポーラ／ユニポーラ変調の搬送
波は連続に接続される。続いて、図４（ｄ）に示すよう
に、電圧指令Ｖｕ*とダイポーラ変調の三角波から切り
替わったユニポーラ変調の三角波Ｅｃ１，Ｅｃ２が比較
され、図４（ｅ）〜（ｈ）に示すオンオフ信号８１１
Ｕ，８１２Ｕ、８１３Ｕ，８１４Ｕを出力し、最終的に
図４（ｉ）に示すようにＶｕは、ダイポーラ変調の出力
からユニポーラ変調出力に変化する。

【００１６】以上、ダイポーラ変調からユニポーラ変調
へ切り替える場合についての説明を行ったが、ユニポー
ラ変調からダイポーラ変調に逆方向に切り替える場合
も、全く同じ構成によって対応することができる。な
お、本実施形態では、説明のために負荷を誘導モータと
した３相の直列多重型インバータを用いるが、他の負荷
を用いた場合、単相または多相の直列多重型インバータ
の場合でも効果は同様である。

【００１７】図５は、本発明の他の実施形態を示す。図
５において、図１の実施形態と同じ回路や手段について
は全く同じ記号をつけている。図１の実施形態と異なる
部分について説明する。切替タイミング設定回路４ｂ
は、図１の実施形態における４ａと同様に、変調方式切
替の切替信号４０１を出力し、さらに後述する電圧指令
補正回路１２ａの動作を制御するための制御信号４０２
を出力する。制御信号４０２は、変調方式切替に伴い、
ユニポーラ搬送波の１／４周期、または、ダイポーラ搬
送波の１／８周期の期間だけＨ電圧に変化する。電圧指
令補正回路１２ａは、制御信号４０２がＨになっている
間は３相電圧指令の補正を行い、補正した出力電圧指令
Ｖｕ*’、Ｖｖ*’、Ｖｗ*’を発生する。また、制御信
号４０２がＬの間は指令値補正を行わず、入力である出
力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*をそのまま出力する。

【００１８】次に、電圧指令補正回路１２ａを動作させ
るタイミングについて述べる。図１の実施形態において
は、変調方式切替点において搬送波を連続に接続させて
いる。しかし、この時に電圧合成期間が分断されてしま
う。例えば、図４の場合、ダイポーラ変調のとき、電圧
合成期間はダイポーラ変調の搬送波位相０〜９０度の期
間であるが、ダイポーラ搬送波位相４５度で変調方式が
切り替わることによって、ダイポーラ変調の搬送波位相
０〜９０度の電圧合成期間が位相４５度のところで分断
され、ユニポーラ変調の０〜１８０度の電圧合成期間に
接続されることになる。そのため、切替前のダイポーラ
搬送波位相０〜４５度の期間において出力電圧歪みが発
生する。そこで、出力電圧歪みを抑えるために、このダ
イポーラ搬送波位相０〜４５度の期間で制御信号４０２
をＨにし、電圧指令の補正を行う。この例以外の場合
も、電圧を補正する期間の長さは変わらず、ユニポーラ
搬送波の１／４周期、また、ダイポーラ搬送波の１／８
周期の期間になる。

【００１９】図６、図７に、電圧指令補正回路１２ａで
行う電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を補正する手順をフ
ローチャートで示す。図６は、中間値Ｖｍｉｄの値が正
の場合の補正手順を示すフローチャートである。まず、
３相の電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を相互に比較する
ことによって、最大値Ｖｍａｘ、中間値Ｖｍｉｄ、最小
値Ｖｍｉｎをそれぞれ求める。中間値Ｖｍｉｄの値が正
なら、中間値ＶｍｉｄがＵ相、Ｖ相、Ｗ相のどの相かを
判定し、この判定に基づいてそれぞれの相の式を選択
し、指令値の補正量Δｖｕ*、Δｖｖ*、Δｖｗ*を計算
する。この補正量を電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に
加算し、これを新たな電圧指令値Ｖｕ*’、Ｖｖ*’、Ｖ
ｗ*’として使用する。図７は、中間値Ｖｍｉｄの値が
負の場合の補正手順を示すフローチャートである。図６
の場合と同様に、中間値Ｖｍｉｄがどの相かによって式
を選択し、指令値の補正量Δｖｕ*、Δｖｖ*、Δｖｗ*
を計算する。この補正量を電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖ
ｗ*に加算し、これを新たな電圧指令値Ｖｕ*’、Ｖｖ
*’、Ｖｗ*’として使用する。

【００２０】図８は、本実施形態においてユニポーラ変
調からダイポーラ変調へ切替を行ったときの動作波形で
ある。（ａ）のように変調方式指令信号Ｓｐの値がユニ
ポーラ変調からダイポーラ変調に変化する。この時、ユ
ニポーラ変調搬送波の位相は９０度付近であるとする
と、図２の関係から、ユニポーラ変調搬送波の位相が１
８０度になった後に、（ｂ）のように切替信号４０１に
切替トリガとしてＨパルスを出力し、搬送波の切替を行
う。切替点において搬送波を連続に接続させるために
は、図２の関係から、ダイポーラ変調搬送波の位相値を
１３５度か２２５度の２通りが考えれるが、電圧指令補
正回路１２で行う補正を可能にする条件として、電圧補
正期間（Ｔｉ）において３相中２相の電圧指令が搬送波
と各々交差しなければならないため、ここでは１３５度
を選択する。電圧補正期間（Ｔｉ）は、電圧合成期間で
あり、切替後のダイポーラ変調搬送波の位相が１３５度
から１８０度の期間に設定され、この期間で（ｃ）のよ
うに制御信号４０２をＨにし、３相電圧指令を（ｄ）の
補正前の３相電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*から（ｅ）
の補正後の３相電圧指令Ｖｕ*’、Ｖｖ*’、Ｖｗ*’に
補正する。（ｅ）にはユニポーラ変調とダイポーラ変調
の搬送波Ｅｃ１，Ｅｃ２を併せ示す。

【００２１】図９、図１０は、本実施形態を用いた場合
に、他のタイミングで切替を行った例を示す。図９は、
切替点において３相電圧指令値の中間値が正の場合、図
１０は、切替点において３相電圧指令値の中間値が負の
場合に、それぞれユニポーラ変調からダイポーラ変調に
切り替えた場合である。図中において、（ａ）は搬送波
を切り替えるための切替信号４０１、（ｂ）は指令電圧
補正を行う期間を決める制御信号４０２である。（ｃ）
はユニポーラ変調搬送波位相が０度の場合の切替を示し
た図、（ｄ）はユニポーラ変調搬送波位相が１８０度の
場合の切替を示した図である。なお、ダイポーラ変調か
らユニポーラ変調に切り替える場合は、図９、図１０の
例を逆方向に実行させればよい。補正量の計算式は、全
く同じ式を使うことができる。

【００２２】図１１は、本発明の他の実施形態を示す。
図１、図５の実施形態と同じ回路や手段については全く
同じ記号をつけている。図１、図５の実施形態と異なる
部分について説明する。切替タイミング設定回路４ｃ
は、４ａ、４ｂと同様に、変調方式切替の切替トリガを
出力し、さらに次に述べる電圧指令補正回路１２ｂの動
作を制御するための制御信号４０２を出力する。制御信
号４０２は、変調方式切替に伴いユニポーラ搬送波の１
／２周期、または、ダイポーラ搬送波の１／４周期の期
間だけＨ電圧に変化する。電圧指令補正回路１２ｂは、
制御信号４０２がＨになっている間は３相電圧指令の補
正を行い、補正した出力電圧指令Ｖｕ*’、Ｖｖ*’、Ｖ
ｗ*’を発生する。また、制御信号４０２がＬの間は指
令値補正を行わず、入力である出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖ
ｖ*、Ｖｗ*をそのまま出力する。

【００２３】図１２、図１３に、電圧指令補正回路１２
ｂで行う電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を補正する手順
をフローチャートで示す。図１２は、中間値Ｖｍｉｄの
値が正の場合の補正手順を示すフローチャートである。
まず、３相の電圧指令を相互に比較することによって、
最大値Ｖｍａｘ、中間値Ｖｍｉｄ、最小値Ｖｍｉｎをそ
れぞれ求める。中間値Ｖｍｉｄの値が正なら、中間値Ｖ
ｍｉｄがＵ相、Ｖ相、Ｗ相のどの相かを判定し、この判
定に基づいてそれぞれの相の式を選択し、指令値の補正
量Δｖｕ*、Δｖｖ*、Δｖｗ*を計算する。この補正量
を電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に加算し、これを新
たな電圧指令値Ｖｕ*’、Ｖｖ*’、Ｖｗ*’として使用
する。図１３は、中間値Ｖｍｉｄの値が負の場合の補正
手順を示すフローチャートである。図１２の場合と同様
に、中間値Ｖｍｉｄがどの相かによって式を選択し、指
令値の補正量Δｖｕ*、Δｖｖ*、Δｖｗ*を計算する。
この補正量を電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に加算
し、これを新たな電圧指令値Ｖｕ*’、Ｖｖ*’、Ｖｗ
*’として使用する。

【００２４】図１４、図１５は、上述のようにして変調
方式切替を行った例を示す。図１４は、切替点において
３相電圧指令値の中間値が正の場合、図１５は、切替点
において３相電圧指令値の中間値が負の場合に、それぞ
れユニポーラ変調からダイポーラ変調に切り替えた場合
である。図中において、（ａ）は搬送波を切り替えるた
めの切替信号４０１、（ｂ）は電圧補正を行う期間を決
める信号４０２である。（ｃ）はユニポーラ変調搬送波
位相が０度の場合の切替を示した図、（ｄ）は搬送波位
相が１８０度の場合の切替を示した図である。電圧指令
補正期間は、図示のようにユニポーラ搬送波周期の１／
２、または、ダイポーラ搬送波周期の１／４の期間であ
るが、電圧合成期間は図中の矢印で示した期間となり、
この期間における出力パルス電圧を合成すると、電圧指
令と等しくなる。なお、ダイポーラ変調からユニポーラ
変調に切り替える場合は、図１４、図１５の例を逆方向
に実行させればよい。補正量の計算式は、全く同じ式を
使うことができる。

【００２５】なお、これまで述べた実施形態では、搬送
波（三角波）発生回路とパルス幅変調手段をダイポーラ
変調とユニポーラ変調の各変調方法において共通とし、
搬送波の振幅と周期を変化させ変調方式の切替を行って
いるが、各変調方法において搬送波（三角波）発生回路
とパルス幅変調手段を別々に備え、得られた２種類のパ
ルス幅変調信号を切り替えることでも、変調方式の切替
は可能であり、その効果は前記の実施形態と全く同様で
ある。また、説明を分かり易くするために、本発明の各
実施形態の構成及び動作を電気回路とアナログ信号を用
いて説明したが、マイクロプロセッサ等を用いてディジ
タル回路で構成し、ソフトウエアで動作させても、本発
明の効果は同様である。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直列多重インバータにおいて、ＰＷＭ変調方式の切り替
え時に、搬送波の振幅、周期を変化させると共に位相を
変化させて搬送波値を連続して接続させ、また、ＰＷＭ
変調方式の切り替え時に、一定期間だけ３相電圧指令値
を補正することによって、ＰＷＭの変調方式を切り替え
ても、出力電圧に歪みが発生せず、そのため、出力電流
の変動を抑えることができ、モータを負荷とした場合に
は、出力トルクの変動を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示す直列多重型インバー
タ装置の構成図

【図２】ユニポーラＰＷＭとダイポーラＰＷＭの搬送波
を連続に接続させるための位相関係を表わした図

【図３】直列多重インバータの構成図

【図４】図１の実施形態における動作波形図

【図５】本発明の他の実施形態の構成図

【図６】図５の実施形態において中間値電圧が正の場合
のフローチャート

【図７】図５の実施形態において中間値電圧が負の場合
のフローチャート

【図８】図５の実施形態における動作波形図

【図９】図５の実施形態において中間値電圧が正の場合
の動作波形図

【図１０】図５の実施形態において中間値電圧が負の場
合の動作波形図

【図１１】本発明の他の実施形態の構成図

【図１２】図１１の実施形態において中間値電圧が正の
場合のフローチャート

【図１３】図１１の実施形態において中間値電圧が負の
場合のフローチャート

【図１４】図１１の実施形態において中間値電圧が正の
場合の動作波形図

【図１５】図１１の実施形態において中間値電圧が負の
場合の動作波形図

【図１６】ユニポーラ変調の動作波形図

【図１７】ダイポーラ変調の動作波形図

【符号の説明】

１ａダイポーラＰＷＭ設定回路１ｂユニポーラＰＷＭ設定回路２選択回路３三角波発生回路４ａ、４ｂ、４ｃ切替タイミング設定回路５位相設定回路６電圧指令発生回路７バイアス加算回路８１Ｕ〜８２Ｕ比較器９１Ｕ〜９４Ｕゲートアンプ１０直列多重インバータ１２ａ、１２ｂ電圧指令補正回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者高橋潤一茨城県日立市大みか町五丁目２番１号株式会社日立製作所大みか工場内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に直列接続された複数のスイッ
チング素子を含み、１相あたり高電圧と中電圧及び低電
圧の３つのレベルの電圧を出力可能に構成され、上記中
間電圧と高電圧または中間電圧と低電圧を交互に出力す
る第１の変調方式と、中間電圧を含んで高電圧と低電圧
を交互に出力する第２の変調方式を使用する直列多重型
インバータ装置において、前記第１と第２の変調方式の
切替が指令されたとき、変調方式の切替点にて搬送波の
振幅と周期を変化させると共に、切替前における前記第
１あるいは第２の変調方式の搬送波の値に、切替後にお
ける前記第２あるいは第１の変調方式の搬送波の値が等
しくなるように、切替後の搬送波位相を変化させて、前
記第１と第２の変調方式を切り替えることを特徴とする
直列多重型インバータ装置。
【請求項２】請求項１において、前記第１と第２の変
調方式の切替を指令する手段と、前記第１または第２の
変調方式におけるそれぞれの搬送波の振幅と周期を設定
する手段と、第１と第２の変調方式における搬送波を発
生する搬送波発生手段と、第１と第２の変調方式に対応
する各搬送波と電圧指令（変調波）を比較し、パルス幅
変調信号を出力するパルス幅変調手段を有することを特
徴とする直列多重型インバータ装置。
【請求項３】請求項２において、第１と第２の変調方
式に対する各搬送波の位相値が切替可能になった場合に
切り替える切替タイミング設定手段と、切替前の搬送波
の位相値をもとに切替後の搬送波の位相の計算を行う位
相設定手段を設け、前記搬送波発生手段から切替前の搬
送波と連続的に接続した切替後の搬送波を出力すること
を特徴とする直列多重型インバータ装置。
【請求項４】直流電源に直列接続された複数のスイッ
チング素子を含み、１相あたり高電圧と中電圧及び低電
圧の３つのレベルの電圧を出力可能に構成され、上記中
間電圧と高電圧または中間電圧と低電圧を交互に出力す
る第１の変調方式と、中間電圧を含んで高電圧と低電圧
を交互に出力する第２の変調方式を使用する直列多重型
インバータ装置において、前記第１と第２の変調方式の
切替が指令されたとき、変調方式の切替点にて搬送波の
振幅と周期を変化させると共に、切替前における前記第
１あるいは第２の変調方式の搬送波の値に、切替後にお
ける前記第２あるいは第１の変調方式の搬送波の値が等
しくなるように、切替後の搬送波位相を変化させ、同時
に、前記第１あるいは第２の変調方式によるパルス幅変
調後の３相出力電圧の時間平均が３相電圧指令値と等し
くなるように、一定期間だけ３相電圧指令値に補正量を
加算して、前記第１と第２の変調方式を切り替えること
を特徴とする直列多重型インバータ装置。
【請求項５】請求項４において、３相電圧指令を補正
する手段を設け、３相電圧指令値を補正する期間を前記
第１の変調方式における搬送波の１／４周期分または前
記第２の変調方式における搬送波の１／８周期分の期間
だけとすることを特徴とする直列多重型インバータ装
置。
【請求項６】請求項４において、３相電圧指令を補正
する手段を設け、３相電圧指令値を補正する期間を前記
第１の変調方式における搬送波の１／２周期分または前
記第２の変調方式における搬送波の１／４周期分の期間
だけとすることを特徴とする直列多重型インバータ装
置。
【請求項７】請求項５または請求項６において、３相
電圧指令を補正する手段は、３相電圧指令を入力信号と
し、それらの信号を相互に比較を行い、最大値、中間値
および最小値を求め、中間値の極性および中間値をとる
相によって使用する演算式を選択し、各相電圧指令値の
補正量を求め、３相電圧指令値を補正することを特徴と
する直列多重型インバータ装置。
【請求項８】請求項１から請求項７のいずれかにおい
て、直列多重型インバータの１相が出力する低電圧、中
間電圧、高電圧をそれぞれ−Ｅ、０、Ｅとしたとき、前
記第１の変調方式は位相が同位相である２種類の三角波
を用い、該三角波は０からＥの間を変化する三角波およ
び−Ｅから０の間を変化する三角波であり、前記第２の
変調方式は位相が同位相である２種類の三角波を用い、
該三角波は−Ｅ／２から３*Ｅ／２の間を変化する三角
波および−３*Ｅ／２からＥ／２の間を変化する三角波
であることを特徴とする直列多重型インバータ装置。
【請求項９】請求項１から請求項７のいずれかにおい
て、第１と第２の変調方式の切替指令は、インバータ出
力電圧指令の振幅、インバータ出力電圧周波数指令、モ
ータ速度指令あるいは検出速度信号と所定値を比較して
生成することを特徴とする直列多重型インバータ装置。