JP2531682B2 - 電流形ｐｗｍコンバ―タの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は交流電力を直流電力に変換するコンバータ装
置、特にコンバータの主要部を自己消弧形スイッチング
素子で構成し、コンバータの交流側に電源と並列にコン
デンサを、直流側にリアクトルを接続した電流形PWMコ
ンバータの制御装置に関する。

（従来の技術） 電流形PWMコンバータの構成を第４図に示す。第４図
において、１は交流電源、２はコンデンサで交流電源１
のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれコンデンサC1、C2、C3の
一端が接続されている。コンデンサC1、C2、C3の他端は
共通に接続されている。３は各々のアームがトランジス
タTR1〜TR6とダイオードD1〜D6のうち対応するトランジ
スタとダイオードの直列回路となった６アームのコンバ
ータである。４はリアクトル、５は負荷である。６は電
流検出器であり、負荷に流れる電流Idを検出する。電流
検出器６の出力は、減算器８にて電流基準Id^*から減算
される。減算器８の出力は電流制御回路10にて制御増幅
され電圧指令Vd^*として電圧制御回路12に入力される。
電圧制御回路12には電源電圧の電圧ベクトルの角度を示
す電気角信号θＳが入力されている。電気角信号θＳは
電源１の出力電圧から角度検出回路14にて得られる。電
圧制御回路12は電気角信号θＳと、電圧指令Vd^*に基づ
いて、コンバータ３のトランジスタTR1〜TR6のオンオフ
を制御するPWM信号を出力する。これによりコンバータ
３の出力電圧は電圧指令Vd^*に比例して変化する。電圧
指令Vd^*は電流制御回路10の出力であるから、電流基準I
d^*に電流Idが等しくなるように制御される。

このような構成のコンバータ回路では、入力力率を１
に制御することが可能である。コンバータが電流形であ
るから、電圧制御回路12の出力するPWM信号によって、
コンバータ３に流入する電流の位相は決まる。その位相
を電源電圧位相に等しく制御することによって入力力率
を１に制御できる。この制御法は、「誘導機駆動用電流
形インバータのPWM制御法」（大山和伸、大上正勝、吉
田太郎、常広譲、電気学会論文誌Ｂ 論文60-B104 昭6
0-11 p1〜p8）で述べられている。第５図はそのPWM制
御方法の一例の説明図である。第５図において、（ａ）
は電源電圧波形である。（ｂ）はPWM基準パターンと搬
送波の比較の様子を示す。図が煩雑になるのを避けるた
め、搬送波は一部のみ描いている。電流形であるから、
６つのアームのうち何れか二つのアームが必ず導通しな
ければならない。そのうちの一つのアームは、電気角60
度の間連続して導通させられる。電圧が他の二つの相よ
りも大きい相の、その相電圧が正であれば正側の、負で
あれば負側のアームが導通せしめられる。他方は、PWM
基準パターンと搬送波との比較により、どのアームを導
通させるかが決められる。PWM基準パターンは電源電圧
波形（ａ）の線間電圧R-S、S-T、T-Rと同位相で、振幅
ｋ（０≦ｋ≦１）の正弦波形である。PWM基準パターン
の正弦波や直線で囲まれた領域に付した記号は搬送波が
その領域内にあるときに導通させられるコンバータ３の
構成素子を示す。1-4はTR1とTR4が、1-5はTR1とTR5が導
通することを示している。（c1）〜（c6）は（ｂ）の比
較により得られるPWM信号で、それぞれTR1〜TR6の点弧
信号である。（ｄ）には電流波形を示す。コンバータの
Ｒ相に流入する電流i_CRはパルス波形であるが、電源１
のＲ相電流i_SRはコンデンサ２により図のように正弦波
となる。（ｅ）は直流電圧Vdである。（ａ）と（ｄ）か
らわかるようにＲ相電圧に対してＲ相電流i_SRの位相が
等しく制御されている。コンバータのＲ相電流i_CRの位
相はPWM基準パターンの位相によって定まる。直流電圧V
dの大きさは、PWM基準パターンの振幅ｋによって定ま
る。第５図（ｂ）では、ｋ＝2/3で描いている。直流電
圧Vd（ｅ）には、PWM信号（c1）〜（c6）によりTR1〜TR
6のどの素子とどの素子が通電するかによって、そのと
きの電源電圧（ａ）の線間電圧のいずれか、あるいは零
電圧が発生する。例えば、素子TR1とTR5が通電していれ
ば、直流部には線間電圧（R-S）が発生する。素子TR3と
TR5が通電していれば、線間電圧（T-S）が発生する。そ
しTR2とTR5が通電していれば、直流部の正側、負側とも
Ｓ相に等しい電圧となるから、線間電圧（S-S）すなわ
ち零電圧が発生する。零電圧のときには、電源側からコ
ンバータ３に流入する電流も零である。この期間は直流
電流IdはダイオードD5、トランジスタTR5、トランジス
タTR2、ダイオードD2を介して流れる。これらの線間電
圧（R-S）、（T-S）、及び零電圧が直流部に生じる時間
を変えることによって、直流電圧Vdを制御することがで
きる。

これを第６図を用いて詳しく説明する。第６図は、第
４図の一部を拡大したものである。（ａ）において電源
電圧のＲ相とＴ相とが交わる点を電気角の基準としてθ
＝０とする。（ｂ）において、時間t₀からt₄までの搬送
波の１周期Ｔにおける直流電圧Vdの平均値を求める。PW
M基準パターン波形をfRS、fST、fTRとすると f_RS＝ｋ・sin（θ＋π/3） （１） f_ST＝ｋ・sin（θ−π/3） （２） f_TR＝ｋ・sin（θ−π） （３） また、電源電圧は V_R＝Ｖ・cos（θ−π/3） （４） V_S＝Ｖ・cos（θ＋π） （５） V_T＝Ｖ・cos（θ＋π/3） （６） である。いま、一般性を持たせるため、PWM基準パター
ンと電源電圧との間に更に位相差φを持たせる。すなわ
ち、 f_RS＝ｋ・sin（θ＋φ＋π/3） （７） f_ST＝ｋ・sin（θ＋φ−π/3） （８） f_TR＝ｋ・sin（θ＋φ−π） （９） とする。計算を簡単にするため、t₀〜t₄間においてV_R、V
_S、V_Tが一定であるとして平均電圧を求めると である。ここで、f_RS、f_ST、f_TRについても同様にt₀〜t₄
間では一定であるとみなすと これらを（10）式に代入して整理すると さらに、（４）、（５）、（６）式を代入すると となる。第６図においてはφ＝０だから となり、直流電圧Vdの大きさはPWM基準パターンの振幅
ｋに比例する。したがって第４図において電流制御回路
10の出力Vd^*に応じてPWM基準パターンの振幅ｋを変える
ことにより出力電圧Vdを制御することができる。

（発明が解決しようとする問題点） さて、このようなコンバータの制御装置において、微
小な直流電圧Vdを出力する場合を考える。このとき、PW
M基準パターンの振幅ｋが小さくなるから、第６図にお
けるτ_RS，τ_TSはごく短時間となり、変調周波数の１周
期のうちの大半の時間は零電圧期間となってしまう。具
体的にこれを考えてみる。変調周波数が4kHzであり、直
流電圧Vdを最大電圧の100分の１にしたいとする。この
とき、PWM基準パターンが最も大きくなる波形のピーク
点における零電圧でないパルスの幅は、（13）式におい
て、θ＝０、φ＝０として となる。変調周波数の１周期の長さは、 １÷4000＝250（μsec） であるから零電圧期間は、 250−2.17＝247.8（μsec） となる。他のピーク点以外においては、零電圧期間の比
率はこれよりも大きくなり、電圧を発生すべきパルス幅
はさらに狭くなる。コンバータ３のスイッチング素子と
して用いられるトランジスタはこのように狭いパルス幅
を正確に出力することはできない。このため、直流電圧
Vdを低く制御したい場合には、電圧を指令値Vd^*に等し
く制御することができなくなってしまう。第４図の場合
電圧指令Vd^*は電流制御回路10の出力として与えられて
いるから、電流制御回路10によって電圧指令Vd^*が修正
され、所望直流電流を流すために必要な直流電圧に平均
的には制御されるが、指令値と出力との間の直線性が保
たれなくなる。また、コンバータに流入する電流を正弦
波的に制御することができなくなり、低次の高調波を生
じてしまう。

本発明は、このように直流電圧Vdを低く制御したい場
合にも入力力率１を保ったままで直線性よく電圧を制御
でき、電流を正弦波に制御できるコンバータの制御装置
を与えることを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 従来例の動作において説明したようにコンバータの出
力電圧とPWM基準パターンとの間には の関係がある。この式は、PWM基準パターンの振幅ｋの
みでなく、φを変えることによっても出力電圧Vdを制御
できることを示している。しかし、φ＝０は力率１を保
つための電源電圧とPWM基準パターンとの間の条件であ
る。φを変えることにより確かに電圧を変化させること
はできるが、その結果電源の電圧と電流との間に位相差
を生じてしまう。

本発明は、ここでcosφが偶関数であることに着目し
てなされたものである。電流についてみるとφ＝＋φ₀
とすれば、電流は電圧に対してφ₀だけ位相が進み、φ
＝−φ₀とすれば、電流は電圧に対してφ₀だけ位相が遅
れる。しかし高速に、例えば変調周波数の１周期ごとに
φ＝＋φ₀とφ＝−φ₀を切り換えれば電流を平均的にφ
＝０、つまり力率１とすることができる。このとき、co
sφが偶関数であるから、φ＝＋φ₀とした場合とφ＝−
φ₀とした場合のどちらでも出力電圧Vdの大きさは等し
い。すなわちPWM基準パターンの振幅ｋは一定のまま
で、直流電圧Vdの大きさを制御でき、しかも力率１とす
ることができる。

（作用） 低電圧を出力するためにPWM基準パターンの振幅ｋを
小さな値として、ごく短時間のパルスを発生する必要が
ない。したがつてトランジスタ等、現在使用されている
スイッチング素子の能力で、ごく低電圧まで電圧指令に
対して直線性より制御することができる。また、この様
な低電圧出力にも入力力率を１に保つことができる。

（実施例） 第１図に本発明の電圧制御回路12の一実施例の構成を
示す。第１図において第４図と同一番号が付されている
のは同一構成要素である。電圧指令Vd^*（−１≦Vd^*≦
１）は極性検出回路20にて、その符号が検出される。極
性検出回路20の出力は切り替え回路21に切り替え信号と
して入力される。切り替え回路21には、０度と180度の
位相設定信号22,23が入力されており、電圧指令Vd^*が正
であれば０度、負であれば180度の位相設定信号を出力
するように極性検出回路20から切り替え信号が与えられ
る。切り替え回路21の出力は加算器24で電源電圧の電気
角信号θＳと加算される。したがって加算器24は電圧指
令Vd^*が正の場合は電気角信号θＳをそのまま出力し、
電圧指令Vd^*が負の場合には、電気角信号θＳに180度を
加算し出力する。一方、電圧指令Vd^*は絶対値回路25に
て絶対値｜Vd^*｜とされ、除算器26にてPWM基準パターン
の最小振幅設定値k_min27で除算される。28はリミッタで
あり除算器26の出力が１以上であれば、１にリミットし
て出力する。したがって、リミッタ28は｜Vd^*｜≧k_min
であれば１、｜Vd^*｜＜k_minであれば｜Vd^*|/k_minを出力
する。29は逆余弦関数発生器である。したがって、リミ
ッタ28の出力が１であれば位相シフト量φとして０度
を、さもなければ、φ＝cos^-1（｜Vd^*|/k_min）を出力す
る。この位相シフト量φ及びこれを極性反転回路30で反
転した位相シフト量−φは切り替え回路31に入力され
る。32は搬送波発生器であり、高周波の鋸歯状波を発生
する。フリップフロツプ33は搬送波発生器32の出力する
鋸歯状波の立ち上がりを入力する毎にその出力を論理反
転する。切り替え回路31はフリップフロップ33の出力に
より位相シフト量φ、−φを切り換えて出力する。した
がつて鋸歯状波の１周期ごとに位相シフト量φと−φが
交互に出力される。34は加算器であり、加算器24の出力
と切り替え回路31の出力を加算してPWM基準パターンの
位相θ_mを出力する。35a、35b、35cは変調波発生器であ
り、加算器34の出力する位相信号θ_mを入力し、３相のP
WM基準パターンを出力する。35a、35b、35cの出力はそ
れぞれ乗算器36a、36b、36cにてセレクタ37の出力と乗
算される。セレクタ37には絶対値回路の出力｜Vd^*｜とP
WM基準パターンの最小振幅設定値k_min27とが入力されて
おり、この二つの入力のうち大きい方を出力する。乗算
器36a、36b、36cの出力は比較器38a、38b、38cにおいて
搬送波発生器32が出力する鋸歯状波と比較され、その結
果が論理信号で出力される。論理回路39は比較器38a、3
8b、38cの出力する論理信号とPWM基準パターンの位相θ
_mを入力し、これらの値に応じてコンバータの各スイッ
チグ素子へのPWM信号40を出力する。

第１図の実施例の動作を、入力される電圧指令Vd^*の
大きさ（絶対値）がPWM基準パターンの最小振幅設定値k
_minより大きい場合と小さい場合とに分けて説明する。

電圧指令Vd^*の大きさ（絶対値）がPWM基準パターンの
最小振幅設定値k_minより大きい場合、リミッタ28の出力
が１となるから、逆余弦関数発生器29の出力する位相シ
フト量φは０度である。極性反転回路30の出力する−φ
も当然０度であり、PWM基準パターンの位相θ_mは加算器
24の出力する電気角信号によって決まる。一方、セレク
タ37は絶対値回路25の出力｜Vd^*｜とPWM基準パターンの
最小振幅設定値k_min27とのうち、大きい方を出力するか
らこの場合には、絶対値回路25の出力｜Vd^*｜を出力す
る。したがって、乗算器36a、36b、36cの出力する変調
波の振幅は電圧指令の大きさ｜Vd^*｜によって決まる。
すなわち、PWM基準パターンと出力電圧との関係式 においてcosφ＝１とし、ｋ＝｜Vd^*｜として制御してい
ることになる。すなわち、｜Vd^*｜≧k_minの範囲では第
１図の実施例は従来の制御方法と全く同様に作用する。

次に、電圧指令Vd^*が小さくなり、｜Vd^*｜＜k_minとな
った場合について説明する。この時、セレクタ37はPWM
基準パターンの最小振幅設定値k_minを出力する。したが
って、この範囲では電圧指令Vd^*がどれだけ微小になっ
てもPWM基準パターンの最小設定値k_minからきまるパル
ス幅よりも狭いパルスが生じることはない。一方、リミ
ッタ28は｜Vd^*|/k_minを出力するから逆余弦関数発生器2
9はφ＝cos^-1（｜Vd^*|/k_min）なる位相シフト量を出力
する。切り替え回路31の出力はφ、−φを交互に出力す
るから、電圧指令Vd^*が正であれば加算器34が出力するP
WM基準パターンの位相θ_mは搬送波の１周期ごとにθＳ
＋φ、θＳ−φとなる。この位相θ_mに応じて変調波発
生器35a、35b、35cが出力する関数に最小振幅設定値k
_minを乗算した波形と搬送波とが比較器38a、38b、38cに
て比較される。この様子を第２図、第３図の動作説明
図、及び第４図の電流形PWMコンバータの構成図を参照
しつつ説明する。第２図において、（ｂ）は第４図の電
源１の３相電圧波形である。（ｂ）は第１図の比較器38
a、38b、38cにおけるPWM基準パターンと鋸歯状波との比
較の様子を示している。実際にはPWM基準パターンの最
小振幅設定値k_minは1/10とかあるいはそれ以下の値にな
るであろうが、それでは図が分かりにくくなるので、従
来例の第５図の場合とあわせPWM基準パターンの最小振
幅設定値k_min＝2/3とする。また、 とすると、逆余弦関数発生器26によつて位相シフト量φ
は30度となる。第２図（ｂ）においては鋸歯状波の１周
期ごとにPWM基準パターンが、第５図（ｂ）の場合にく
らべて、30度進んだパターンと30度遅れたパターンに交
互に現れる。この３相のPWM基準パターンを第２図
（ｂ）では、実線、点線、波線で表しているが、煩雑で
よく第５図との関係が分からないので、これを第３図に
別の形で示す。第３図において、（ａ）は３相電源電圧
波形、（b1）はPWM基準パターンが第５図の場合より30
度進んだ場合の鋸歯状波との比較の様子、（b2）は30度
遅れた場合の鋸歯状波との比較の様子である。第１図の
比較器38a、38b、38cで比較がおこなわれる期間のみ（b
1）、（b2）に鋸歯状波を描いている。したがって鋸歯
状波は（b1）、（b2）に交互に現れる。（b1）、（b2）
に記した1-4、1-5、1-6等の記号の意味は、第５図の場
合と同じである。比較器38a、38b、38cにおけるPWM基準
パターンと鋸歯状波との比較及び論理回路39における論
理合成により、これらの記号に相当する素子にオン信号
が与えられるから第３図（c1）〜（c6）に示すPWM信号
が得られる。（c1）〜（c6）はそれぞれ第４図のTR1〜T
R6のPWM信号である。さて、第２図にもどって説明を続
ける。（c1）〜（c6）は第３図と同一波形である。第２
図（ｄ）はＲ相の電流波形である。パルス波形i_CRはト
ランジスタTR1、TR4のオンオフ状態によつて定まるコン
バータのＲ相への入力電流である。点線で示した波形i
_SR1は30度進んだPWM基準パターンによる電源電流成分、
i_SR2は30度遅れたPWM基準パターンによる電源電流成分
である。実線で示した波形i_SRはi_SR1とi_SR2との和であ
り、電源のＲ相から、コンバータとコンデンサの並列回
路に流れる電流である。（ａ）のＲ相電圧と同位相であ
り、力率１に制御できていることが分かる。（ｅ）はこ
のときのコンバータの出力電圧Vdである。各変調周波数
の１周期間の平均電圧はどの１周期をとってもほぼ電圧
指令Vd^*に比例した同じ大きさとなっている。先に述べ
たように、PWM基準パターンの最小振幅設定値k_minを従
来例第５図とあわせて2/3としているから、φ＝０すな
わち、第１図において｜Vd^*|/k_min＝１の場合に出力電
圧Vdは第５図（ｅ）の電圧と等しくなる。第２図では であるから第２図（ｅ）の電圧は、第５図の場合の になっている。すなわち、｜Vd^*｜＜k_minの範囲ではPWM
基準パターンと出力電圧との関係式 においてｋ＝k_min、cosφ＝｜Vd^*|/k_minとして制御して
いることになる。

｜Vd^*｜≧k_min、｜Vd^*｜＜k_minのどちらの場合におい
てもｋ・cosφ＝｜Vd^*｜であり、出力電圧VdはVd^*に比
例した大きさに制御される。Vd^*が負の場合には、切り
替え回路21から出力される位相設定信号が180度とな
り、PWM基準パターンの位相信号θ_mが更に180度移相さ
れることにより、負電圧が出力される。

〔発明の効果〕

以上述べてきたように、本発明によれば電圧指令Vd^*
の値が大きい範囲ではPWM基準パターンの振幅ｋを制御
することにより、電圧指令Vd^*の値が小さい範囲ではPWM
基準パターンの振幅ｋをその最小値k_min一定に保ったま
までPWM基準パターンの電源電圧に対する位相を力率１
制御の場合に比べてφだけ進め、遅らせることを交互に
おこなうことにより出力電圧を制御する。どちらの範囲
でも出力電圧Vdはその電圧指令Vd^*に比例した大きさに
制御される。微小電圧出力時にもPWM基準パターンの振
幅ｋはその最小値k_min以下にはならないから、パルス幅
が素子の能力を越えて狭くなることはない。PWM基準パ
ターンの最小振幅k_minによつて決まるパルス幅において
出力電圧に現れる線間電圧がφの分ずれた位相の電圧と
なることにより低くなって低電圧出力が実現される。し
たがつてスイッチング素子の能力の範囲内で低電圧まで
直線性良く出力電圧を制御できる。しかも、この様な低
電圧出力時にも力率１を保つことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電圧制御回路の一実施例の回路構成
図、第２図及び第３図は第１図の実施例の動作説明図、
第４図は本発明の対象である電流形PWMコンバータの構
成図、第５図，第６図は従来の電圧制御方法の動作説明
図である。 １……交流電源、２……コンデンサ ３……コンバータ、４……リアクトル ５……負荷、６……電流検出器 ８……減算器、10……電流制御回路 12……電圧制御回路、14……角度検出回路 20……極性検出回路、21……切り替え回路 22,23……位相設定信号、24……加算器 25……絶対値回路、26……除算器 27……最小振幅設定値、28……リミッタ 29……逆余弦関数発生器、30……極性反転回路 31……切り替え回路、32……搬送波発生器 33……フリップフロップ、34……加算器 35a,35b,35c……変調波発生器 36a,36b,36c……乗算器、37……セレクタ 38a,38b,38c……比較器、39……論理回路

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】自己消弧素子によってブリッジ回路の主要
   部を構成し、該ブリッジ回路の交流入力側にコンデンサ
   を接続し、前記ブリッジ回路の直流出力側にリアクトル
   を介して負荷を接続し、前記ブリッジ回路の直流電流の
   基準値と検出値を比較して得られる前記ブリッジ回路の
   直流電圧指令値と、前記ブリッジ回路の交流入力側電源
   電圧の電気角信号とから前記交流入力側電源の力率を１
   とするPWM基準バターン波形を得る手段と、搬送波発生
   器からの鋸歯状波と前記PWM基準バターン波形とを比較
   し、前記自己消弧素子をオンオフ制御するPWM信号を得
   る手段を備えた電流形PWMコンバータの制御装置におい
   て、 前記直流電圧指令値をVd^*、前記PWM基準バターン波形の
   最小振幅設定値をKminとし、 ｜Vd^*｜≧Kminの時、Vd^*に比例した振幅信号を、｜Vd^*
   ｜＜Kminの時Kminなる一定の振幅信号を出力する手段
   と、 ｜Vd^*｜＜Kminの時、進み電気角信号として＋φ＝cos^-1
   （｜Vd^*|/Kmin）を、遅れ電気角信号として−φ＝cos^-1
   （｜Vd^*|/Kmin）を前記鋸歯状波の１周期毎に交互に前
   記ブリッジ回路の交流入力側電源電圧の電気角信号に加
   算する手段と、 前記ブリッジ回路の交流入力側電源電圧の電気角信号か
   ら前記交流入力側電源の力率を１とする位相の変調波信
   号を得る手段と、 前記変調波信号と振幅信号を乗算して得られるPWM基準
   バターン波形と、前記鋸歯状波とを比較し、前記自己消
   弧素子をオンオフ制御するPWM信号を得る手段を具備し
   たたことを特徴とする電流形PWMコンバータの制御装
   置。