JPH0197174A

JPH0197174A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0197174A
Application number: JP62252490A
Authority: JP
Inventors: Masayoshi Kumano; 熊野　昌義
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1987-10-08
Filing date: 1987-10-08
Publication date: 1989-04-14
Anticipated expiration: 2009-08-24
Also published as: JPH0667204B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は直流を交流に変換する電力変換装置（インバ
ータ）、特に使用素子の耐圧に比べ高電圧出力が得られ
る直列接続型の電力変換装置に関するものである。

［従来の技術］第３図（Ａ）は例えば特開昭５７−８０２６０号公報に
示された従来の電力変換装置くインバータ）を示す構成
図であり、図において（１）は直流電源、（２ａ）〜（
２ｄ）は直列接続され、半導体スイッチを構成するトラ
ンジスタ、（３ａ）〜（３ｄンはトランジスタ（２ａ）
〜（２ｄ）に逆並列接続されたダイオード、（４）はト
ランジスタ（２ａ）〜（２ｄ）に印加される電圧を制限
するためのコンデンサ、（５）は負荷、（６）はコンデ
ンサ（４）を初期充電するための補助電源、（７）は絶
縁のための変圧器、（８ａ）および（８ｂ）は整流用ダ
イオード、（９ａ）および（９ｂ）はトランジスタ（２
ａ）〜（２ｄ）を駆動するための駆動信号発生回路、（
１０ａ）および（１０ｂ）は駆動信号、（１０ｃ）およ
び（１０ｄ）は駆動信号（１０ｍ）、（１（ｌｂ）を論
理反転した駆動信号である。

従来の電力変換装置は上記のように構成され、初め、コ
ンデンサ（４）は補助電源（６）より変圧器（７）およ
び整流用ダイオード（８ａ）を介して直流電源（１）の
電圧Ｅの半分の値（Ｅ　／　２　）で、図の極性に充電
される。駆動信号発生回路（９ａ）から第３図（Ｂ）（
ａ）および（ｂ）に示すような駆動信号のパルス列（１
０ａ）とその論理反転された駆動信号のパルス列（１０
ｃ）がそれぞれトランジスタ（２ａ）〜（２ｄ）の制御
電極に加えられる０例えばトランジスタ（２ｃ）とく２
ｄ）が導通すれば直流電源電圧Ｅは、２つのトランジス
タ（２ａ）と（２ｂ）に印加される。この時、コンデン
サ（４）にはＥ／２の電圧に充電されているなめ、たと
え上記２つのトランジスタのスイッチング特性や静特性
にバラツキがあっても、それぞれＥ／２づつに分圧され
る。逆に、トランジスタ（２ａ）と（２ｂ）を導通させ
ても同様にトランジスタ（２ｃ）とく２ｄ）はＥ／２づ
つに分圧される。この結果、使用するトランジスタの耐
圧は確実に１／２に低減できる。この時、交流出力端子
（２１）には直流電源電圧Ｅと零の２つのレベルを有し
、駆動信号＜１０ａ）と相似な波形が得られる。なお、
他の相についても同様に、駆動信号発生回路（９ｂ）か
ら第３図（Ｂ）（ｃ）および（ｄ）に示すような駆動信
号のパルス列（１０ｂ）とその論理反転された駆動信号
のパルス列（１０ｄ）がそれぞれ図示しないトランジス
タ〈２ｅ）と（２ｆ）および（２ｇ）と（２ｈ）に加え
られ、この結果、出力（負荷）電圧として第３図（Ｂ）
（ｅ）に示すようなＥ、零、−Ｅの３つのレベルの波形
が得られる。

［発明が解決しようとする問題点］上記のような従来の電力変換装置では、各直列アームの
出力では２レベル、相聞（線間）出力では３レベルのパ
ルス幅変調波形となり、比較的多くの高調波成分を含ん
でいたという問題点があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、従来の電力変換装置が有する素子の分圧機能をそ
のまま生かし、かつ出力電圧の高調波成分の低減を図る
ことのできる電力変換装置を得ることを目的とする。

［問題点を解決するための手段］この発明に係る電力変換装置は、４個の直列接続された
半導体スイッチおよび上記各半導体スイッチに逆並列接
続されたダイオードから成る少なくとも１組の直列接続
体を直流電源の正負端子間に接続し、上記各直列接続体
を構成する第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッ
チの接続点と第３の半導体スイッチと第４の半導体スイ
ッチの接続点の間にコンデンサを接続するとともに、第
２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの接続点に
負荷を接続した電力変換装置において、信号波を発生す
る信号波発生手段、搬送波を発生する搬送波発生手段、
負荷に流れる負荷電流の極性を検知する極性検知手段、
上記直流電源の電圧を検出する第１の電圧検出手段、上
記コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段、上
記直流電源の電圧の１／２と上記コンデンサの電圧との
偏差を出力する電圧制御手段、上記極性検知手段で検知
した負荷電流の極性と上記電圧制御手段の出力である偏
差に基づいて制御された上記搬送波を上記信号波で変調
して第１の駆動信号と第２の駆動信号を発生する第１の
駆動信号発生手段と第２の駆動信号発生手段を備え、上
記第１の駆動信号により上記直列接続体を構成する上記
第１の半導体スイッチと第４の半導体スイッチを交互に
導通させるとともに、上記第２の駆動信号により上記第
２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチを交互に導
通させることにより上記直流電源から上記負荷への電力
供給を制御したものである。

［作用］この発明においては、４個の半導体スイッチで構成され
た直列接続体が第１の駆動信号と第２の駆動信号によっ
て駆動されることにより、直流電源電圧を出力する第１
の半導体スイッチと第２の半導体スイッチが導通するモ
ード、中間電圧を出力する第１の半導体スイッチと第３
の半導体スイッチまたは第２の半導体スイッチと第４の
半導体スイッチが導通するモード、零電圧を出力する第
３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチが導通する
モードが達成され、出力電圧の高調波成分の低減を図る
ことができる。

［実施例］第１図はこの発明の一実施例を示す構成図であり、（１
）〜（７）、（８ａ）および（８ｂ）は上記従来装置と
全く同一のものである。ただし、（５）の負荷と、（６
）、（７）、（８ａ）および（８ｂ）から成るコンデン
サ（４）の初期充電回路の図示は省略している。

（９ａ）および（９ｂ）は駆動信号発生手段であって、
この実施例ではコンパレータが使われており、それぞれ
の出力は第３図（Ａ）に示す従来例と異なりトランジス
タ（２ａ）と（２ｄ）および（２ｂ）と（２ｃ）の制御
電極に接続されている。

り１１）は図示しない負荷（出力）電圧の基本波成分に
相当するパターン信号（正弦波）を発生する信号波発生
回路、（１２）は搬送波発生回路、（１３）および（１
４）はそれぞれ直流電源（１）およびコンデンサ（４）
の電圧検出手段、（１５）は直流電源電圧の１／２の電
圧とコンデンサ電圧の差を積分増幅する電圧制御回路、
（１６）は負荷（出力）電流の極性を検知する極性検知
手段、（１７）は搬送波発生回路（１２）の出力バイア
スの極性を切り換えるスイッチ、（１８）は負荷電流の
極性によりスイッチ（１７）を操作するスイッチ操作回
路、（１９）はバイアス信号加算回路、（２０）は搬送
波（三角波）の符号反転回路、（２１）は交流出力端子
である。

上記のように構成された電力変換装置においては第３図
（Ａ）の従来装置と同じくコンデンサ（４）は図示され
ない初期充電回路により直流電源（１）の１／２の電圧
（Ｅ／２）まで図示の極性に充電される。信号波発生回
路（１１）は第２図（Ａ）（ａ）に示すように交流出力
端子（２１）に発生する出力電圧の基本波成分に相当す
る正弦波（信号波）を発生し、搬送波発生回路（１２）
から発生する第２図（Ａ）（ａ）に示す三角波（搬送波
）と共にコンパレータ（９ａ）に入力され、上記コンパ
レータ（９ａ）は第２図（Ａ）（ｂ）に示すパルス幅変
調された駆動信号（パルス列）（１０ａ）およびその論
理反転された駆動信号（１０ｃ）を発生し、それぞれト
ランジスタ（２ａ）および（２ｄ）を駆動する。一方、
コンパレータ（９ｂ）においては、上記正弦波と符号反
転回路（２０）で正負反転された三角波により第２図（
Ａ）（ｅ）に示すパルス幅変調された駆動信号（パルス
列）（ｉｏｂ）およびその論理反転された駆動信号（１
０ｄ）を発生し、トランジスタ（２ｂ）および（２ｃ）
を駆動する。この結果、交流出力端子（２１）はトラン
ジスタ（２ａ）と（２ｂ）が同時に導通すれば直流電源
電圧Ｅの電位に、トランジスタ（２ｂ）と（２ｄ）また
は（２ａ）と（２ｃ）が導通すればコンデンサ電圧、ま
たは直流電源電圧とコンデンサ電圧の差電圧（コンデン
サ電圧がＥ／２ならばいずれもＥ／２）に、トランジス
タ（２ｃ）と（２ｄ）が導通すれば零電位となり、第２
図（Ａ）（ｄ）に示すように高調波含有率の少ない３レ
ベルのパルス幅変調波形が得られる。

なを、この時、非導通のトランジスタにはコンデンサ電
圧がＥ／２ならばＥ／２の電圧が印加されている。また
、この時、中間電位（Ｅ　／　２　）のモードにおいて
は負荷電流はコンデンサ（４）を通って流れる。即ち、
負荷電流が正でトランジスタ（２ａ）が導通、（２ｂ）
が非導通（この時トランジスタ（２ｃ）には駆動信号が
与えられている）ならば、直流電源（１）の正側　→　
トランジスタ（２ａ）→コンデンサ（４）→　ダイオー
ド（３ｃ）　　→　負荷へのループが形成されコンデン
サは負荷電流によって充電される（充電モードＡという
）、同じく負荷電流が正でトランジスタ（２ａ）が非導
通で、（２ｂ）が導通（この時トランジスタ（２ｄ）に
も駆動信号が与えられている）ならば、直流電源（１）
の負側　→　ダイオード（３ｄ）　　→　コンデンサ（
４）→　トランジスタ（２ｂ）　　→　負荷　へのルー
プが形成されコンデンサは負荷へ放電する。（放電モー
ドＢという）、また、負荷電流が負になれば上記充電モ
ードＡと放電モードＢにおけるコンデンサ（４）の充放
電関係は反対はなる。この結果、第２図（Ａ）（ｅ）に
示すように、コンデンサ（４）の充電期間と放電期間は
交互に生じ、かつ充放電量は通常出力の１サイクルでバ
ランスする。このためコンデンサ電圧の変動幅は比較的
少なくてすむ。

しかし、過渡状態やトランジスタ特性のバラツキなどで
非対称性が生じた場合、充放電バランスがくずれ、コン
デンサ電圧は変化しようとするが電圧検出手段〈１４）
でこれを検出し、電圧制御回路（１５）においては電圧
検出手段（１３）で検出された直流電源（１）の電圧値
の１／２との偏差を積分増幅し、バイアス加算回路（１
９）で三角波信号に直流バイアスとして加えられる。こ
の時、極性検知手段（１６）にて負荷（出力）電流の極
性を検出し、その極性仲応じ、スイッチ操作回路（１８
）がスイッチ（１７）を切り換えて上記電圧制御回路（
１５）からのバイアス信号の極性を切り換える。第２図
（Ｂ）はコンデンサ（４）の電圧が直流電源電圧Ｅの１
／２より大きくなった場合を示したもので、電圧制御回
路（１５）は正の制御信号を出し、負荷電流が正の期間
は正のバイアスを、負の期間は負のバイアスが三角波に
加えられ第２図（Ａ）（ｅ）に比べ第２図（Ｂ）（ｄ）
に示すようにコンデンサ（４）の充電モードＡが少なく
、放電モードＢが増加するようにパルス幅の位相が変化
し、コンデンサ電圧がＥ／２に等しくなるように制御さ
れる。しかもこれに伴う出力電圧波形歪の増加を抑制す
ることができる。

なお、上記実施例では符号反転回路（２０）にて三角波
（搬送波）の符号を反転していたが、逆に正弦波（信号
波）の符号を反転したものを用いるとしても同様の動作
を期待できる。

また上記実施例では信号波発生回路（１１）、搬送波発
生回路（１２）、電圧制御回路（１５）、スイッチ（１
７）、スイッチ操作回路（１８）、バイアス信号加算回
路（１９）、符号反転回路（２０）、コンパレータ（９
ａ）および（９ｂ）はそれぞれ独立の回路として示して
いたが、これらの一部または全部をマイコン等を使用し
てソフトウェアの演算処理に置き換え、一体化すること
や、予め上記論理に基づき駆動信号パターンを求め、メ
モリーに記憶された上記駆動信号パターンを読み出すこ
とにより直接駆動信号を発生させることも可能である。

さらに、三角波は正弦波の６倍の周波数の例を示したが
、これに限定されるものでないことは明白である。

ところで上記説明では、この発明を１アームの単相の場
合について述べたが、多アームの多相で構成しても利用
できることはいうまでもない。

［発明の効果］この発明は以上説明したとおり、４個の直列接続された
半導体スイッチおよび上記各半導体スイッチに逆並列接
続されたダイオードから成る少なくとも１組の直列接続
体を直流電源の正負端子間に接続し、上記各直列接続体
を構成する第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッ
チの接続点と第３の半導体スイッチと第４の半導体スイ
ッチの接続点の間にコンデンサを接続するとともに、第
２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの接続点に
負荷を接続した電力変換装置において、信号波を発生す
る信号波発生手段、搬送波を発生する搬送波発生手段、
負荷に流れる負荷電流の極性を検知する極性検知手段、
上記直流電源の電圧を検出する第１の電圧検出手段、上
記コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段、上
記直流電源の電圧の１／２と上記コンデンサの電圧との
偏差を出力する電圧制御手段、上記極性検知手段で検−
知した負荷電流の極性と、上記電圧制御手段の出力であ
る偏差に基づいて、制御された上記搬送波を上記信号波
で変調して第１の駆動信号と第２の駆動信号を発生する
第１の駆動信号発生手段と第２の駆動信号発生手段を備
え、上記第１の駆動信号により上記直列接続体を構成す
る上記第１の半導体スイッチと第４の半導体スイッチを
交互に導通させるとともに、上記第２の駆動信号により
上記第２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチを交
互に導通させることにより上記直流電源から上記負荷へ
の電力供給を制御するように構成したので、多段レベル
の波形歪の少ない出力が得られ高調波成分の低減を図る
ことができ、かつ使用する半導体スイッチの耐圧が１／
２に低減できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第２図（Ａ
）および（Ｂ）は第１図の動作波形を示す動作波形図、
第３図（Ａ）および（Ｂ）は従来の電力変換装置の構成
図とその動作波形図である。図において、（１）は直流電源、（２ａ）〜（２ｄ）は
トランジスタ、（３ａ）〜（３ｄ）はダイオード、（４
）はコンデンサ、（９ａ）および（９ｂ）はコンパレー
タ、（１０ａ）、（１０ｂ）、（１０ｃ）および（１０
ｄ）は駆動信号（パルス幅変調されたパルス列）、（１
１）は信号波発生回路、（１２）は搬送波発生回路、（
１３）および（１４）は電圧検出手段、（１５）は電圧
制御回路、（１６）は極性検知手段、（１７）はスイッ
チ、（１８）はスイッチ操作回路、（１９）はバイアス
信号加算回路、（２０）は符号反転回路、（２１）は交
流出力端子である。なお、各図中同一符号は同一または相当部分を第３図（
Ａ） →Ｊ手続補装置昭和６３年７　月２８日

Claims

【特許請求の範囲】

（１）４個の直列接続された半導体スイッチおよび上記
各半導体スイッチに逆並列接続されたダイオードから成
る少なくとも１組の直列接続体を直流電源の正負端子間
に接続し、上記各直列接続体を構成する第１の半導体ス
イッチと第２の半導体スイッチの接続点と第３の半導体
スイッチと第４の半導体スイッチの接続点の間にコンデ
ンサを接続するとともに、第２の半導体スイッチと第３
の半導体スイッチの接続点に負荷を接続した電力変換装
置において、信号波を発生する信号波発生手段、搬送波
を発生する搬送波発生手段、負荷に流れる負荷電流の極
性を検知する極性検知手段、上記直流電源の電圧を検出
する第１の電圧検出手段、上記コンデンサの電圧を検出
する第２の電圧検出手段、上記直流電源の電圧の１／２
と上記コンデンサの電圧との偏差を出力する電圧制御手
段、上記極性検知手段で検知した負荷電流の極性と上記
電圧制御手段の出力である偏差に基づいて制御された上
記搬送波を上記信号波で変調して第１の駆動信号と第２
の駆動信号を発生する第１の駆動信号発生手段と第２の
駆動信号発生手段を備え、上記第１の駆動信号により上
記直列接続体を構成する上記第１の半導体スイッチと第
４の半導体スイッチを交互に導通させるとともに、上記
第２の駆動信号により上記第２の半導体スイッチと第３
の半導体スイッチを交互に導通させることにより上記直
流電源から上記負荷への電力供給を制御することを特徴
とする電力変換装置。
（２）信号波が負荷電圧の基本波成分に相当する信号波
であり、搬送波が上記信号波に同期した搬送波であり、
第１の駆動信号発生手段は上記信号波と上記搬送波をパ
ルス幅変調することにより第１の駆動信号である第１の
パルス信号を発生し、第２の駆動信号発生手段は上記信
号波と上記搬送波のいずれか一方を符号反転してパルス
幅変調することにより第２の駆動信号である第２のパル
ス信号を発生することを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の電力変換装置。
（３）極性検知手段により検知した負荷に流れる負荷電
流の極性と、電圧制御手段により出力した直流電源の電
圧の１／２とコンデンサの電圧との偏差に基づき、第１
のパルス信号および第２のパルス信号のパルス幅を差動
的に制御したことを特徴とする特許請求の範囲第２項記
載の電力変換装置。
（４）極性検知手段により検知した負荷に流れる負荷電
流の極性と、電圧制御手段により出力した直流電源の電
圧の１／２とコンデンサの電圧との偏差に基づき、搬送
波を直流バイアスすることにより上記コンデンサ電圧を
制御したことを特徴とする特許請求の範囲第１項または
第２項記載の電力変換装置。