JPH09238481A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換装置において、入力電圧と出力電圧
の位相がずれたときでも、歪みがなく安定な出力電圧を
得る。 【解決手段】 スイッチング素子とダイオードとを逆並
列接続してなるスイッチング回路を２個直列に接続した
コンバータ回路、上記スイッチング回路を２個直列に接
続した切替回路、上記スイッチング回路を２個直列に接
続したインバータ回路、及びコンデンサを有し、これら
を互いに並列接続してなるメイン回路と、交流電源、交
流出力端を備えた電力変換装置において、基準信号発生
回路からの基準信号に基づく基準指令をパルス幅変調
し、これを上記切替回路へのタイミング信号として使用
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、無停電電源装置
のような交流電圧を一旦直流電圧に変換しさらに交流電
圧に変換する電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１１は、例えば従来の電力変換装置の
回路構成を示す回路構成図である。図において、Ａはコ
ンバータ回路、Ｂは切替回路、Ｃはインバータ回路であ
り、それぞれ２個の直列接続されたスイッチング回路
１、２および３、４そして５、６からなっている。この
スイッチング回路１は、例えばトランジスタあるいはＦ
ＥＴなどのスイッチング素子１ｓとこのスイッチング素
子１ｓに逆並列接続されたフライホールダイオード１ｄ
とによって構成されている。またスイッチング回路２、
３、４、５、６も同様である。コンバータ回路Ａと平滑
コンデンサ７と切替回路Ｂとインバータ回路Ｃは互いに
並列に接続されて折り、メイン回路を構成している。

【０００３】コンバータ回路Ａの中間点とリアクトル８
の一端が接続され、リアクトル８の他端は交流電圧源９
の一端に接続される。また、交流電圧源９の他端は、切
替回路Ｂの中間点に接続される。交流出力端となるイン
バータ回路Ｃの中間点と切替回路Ｂの中間点の間に負荷
１０が接続される。従って、入力となる交流電圧源９の
一端と、出力端である負荷１０の一端は共通線で接続さ
れている。

【０００４】次に図１１で示した回路の動作を入力電
圧、出力電圧が正極性の時を例に挙げて説明する。ここ
で、入力電圧とは交流電圧源９の電圧、出力電圧とは負
荷１０の両端電圧のことである（以下同様）。

【０００５】まず、図１２及び図１３を用いて、コンバ
ータ回路Ａの回路動作について説明する。図１３に示す
ように、入力電圧が正の極性の場合、切替回路Ｂのスイ
ッチング素子４ｓがＯＮする。コンバータ回路Ａのスイ
ッチング素子１ｓ、２ｓは、正弦波ＰＷＭ制御により、
相補的にＯＮ／ＯＦＦするように制御される（図１３参
照）。スイッチング素子２ｓがＯＮ、スイッチング素子
１ｓがＯＦＦの時、電流は交流電圧源９からリアクトル
８、スイッチング素子２ｓ、ダイオード４ｄを通り交流
電圧源９に流れ込む。このときリアクトル８にエネルギ
ーが蓄えられる。一方、スイッチング素子２ｓがＯＦ
Ｆ、スイッチング素子１ｓがＯＮの時、電流は交流電圧
源９からリアクトル８、ダイオード１ｄ、平滑コンデン
サ７、ダイオード４ｄを通り、交流電圧源９に流れ込
む。このときリアクトル８のエネルギーは減少し、平滑
コンデンサ７が充電される。

【０００６】次に、図１２及び図１３を用いて、インバ
ータ回路Ｃの回路動作について説明する。図１３に示す
ように、出力電圧が正の極性の場合、切替回路Ｂのスイ
ッチング素子４ｓがＯＮする。インバータ回路Ｃのスイ
ッチング素子５ｓと６ｓは、正弦波ＰＷＭ制御により、
相補的（排他的）にＯＮ／ＯＦＦするように制御される
（図１３参照）。スイッチング素子５ｓがＯＮ、スイッ
チング素子６ｓがＯＦＦの時、出力端であるインバータ
回路Ｃの中間点は直流母線電圧の電位となり、電流が平
滑コンデンサ７からスイッチング素子５ｓ、負荷１０、
スイッチング素子４ｓを通り、平滑コンデンサ７は放電
される。一方、スイッチング素子５ｓがＯＦＦ、スイッ
チング素子６ｓがＯＮの時、出力端であるインバータ回
路Ｃの中間点は０電位となり、図示されていないが、出
力フィルタを通せば出力電圧として、正弦波電圧が得ら
れる。

【０００７】続いて、図１３を用いて、スイッチング素
子１ｓ、２ｓ、３ｓ、４ｓ、５ｓ、６ｓを制御するタイ
ミングを、例えば入力電圧波形波形１１が出力電圧波形
１９と同期し、ほぼ同一値かつ同極性となる場合につい
て説明する。はじめに、入力電圧波形１１が正極性の場
合について説明する。スイッチング素子４ｓの指令１２
は、入力電圧波形１１に基づき“Ｈ”であり、入力電圧
波形１１が正極性の期間“Ｈ”であり続ける。また、ス
イッチング素子３の指令１８は、スイッチング素子４ｓ
のインバータをとったものとなるので、“Ｌ”とな
る。。スイッチング素子１ｓの変調指令１３と、スイッ
チング素子５ｓの変調指令１４とは同一のものであり、
キャリア１５と比較され、スイッチング素子１ｓのパル
ス幅変調信号１６と、スイッチング素子５ｓのパルス幅
変調信号１７とが生成される。

【０００８】また、回路動作では説明を省いたが、入力
電圧波形１１が負極性（図１３におけるＴ１の期間）の
場合について説明する。スイッチング素子４ｓの指令１
２は“Ｌ”であり、入力電圧波形１１が負極性の期間
“Ｌ”であり続ける。また、スイッチング素子３の指令
１８は、スイッチング素子４ｓのインバータをとったも
のとなる。スイッチング素子１ｓの変調指令１３と、ス
イッチング素子５ｓの変調指令１４とは同一のものであ
り、キャリア１５と比較され、スイッチング素子１ｓの
パルス幅変調信号１６と、スイッチング素子５ｓのパル
ス幅変調信号１７とが生成される。

【０００９】次に、スイッチング素子の指令を出力する
制御装置において、処理の遅延等により入力電圧と出力
電圧とが同期から外れたり、位相が遅れたり進んだりし
た場合における、従来のスイッチング素子のタイミング
について図１４を用いて説明する。入力電圧と出力電圧
とが同期からずれたり、位相がずれた場合、入力電圧波
形１１と出力電圧波形１９との極性が異なる期間が生じ
てしまう。図におけるＴ２及びＴ４の期間、入力電圧波
形１１と出力電圧波形１９は正極性または負極性で同一
であるため、上述したように、コンバータ回路Ａとイン
バータ回路Ｃの制御は問題なく行うことができる。

【００１０】次に、Ｔ３の期間は、入力電圧波形１１が
負極性、出力電圧波形１９が正極性の期間となり、切替
回路Ｂは入力電圧の極性に合わせてスイッチング素子４
ｓをＯＦＦ、スイッチング素子３ｓをＯＮしている。し
かしスイッチング素子５ｓの変調指令１４は、出力電圧
波形１９に基づき正極性の場合の指令を与えているた
め、出力電圧は出力電圧波形２０の斜線部Ｄのような大
きな歪みを生じた出力電圧波形が出力される。

【００１１】また逆にＴ５の期間は、入力電圧波形１１
が正極性、出力電圧波形１９が負極性の期間であり、切
替回路Ｂは入力電圧の極性に合わせスイッチング素子４
ｓをＯＮ、スイッチング素子３ｓをＯＦＦしている。し
かしスイッチング素子５ｓの変調指令１４は、出力電圧
波形１９に基づき負極性の場合の指令を与えているた
め、出力電圧は出力電圧波形２０の斜線部Ｅのような大
きな歪みを生じた出力電圧波形が出力される。

【００１２】これらの大きな歪みは、出力電圧の振動の
原因にもなる。その対策として従来は、出力電圧波形２
１のようにＴ３、Ｔ５の期間は、出力電圧波形２１が０
電位を持つようにすべく、スイッチング素子５ｓの変調
指令１４をインバータ出力電圧変調指令２２のように変
更し、その変更されたインバータ出力電圧変調指令２２
及びキャリア１５により、スイッチング素子５ｓのパル
ス幅変調指令２３は、Ｔ３の期間では“Ｈ”とし、Ｔ５
の期間では“Ｌ”としている。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の電力変
換装置の制御方法では、切替回路Ｂをコンバータ回路Ａ
とインバータ回路Ｃで共有しているため、入力電圧と出
力電圧の位相がずれた場合、切替回路Ｂの制御をコンバ
ータ回路Ａの動作に合わせ、インバータ回路Ｃの出力電
圧波形を歪ませて対策する方法であった。しかしこの方
法では、大きな歪みは改善され、振動も減少するもの
の、入力電圧と出力電圧の極性が異なっている期間は出
力電圧波形を０電位に保つよう制御するので、０クロス
付近での歪みは残り、所望の出力電圧波形を得られない
という問題があった。この発明は、かかる問題点を解決
するためになされたもので、第１の目的は、交流電圧源
の電圧極性とインバータ動作による出力電圧極性が異な
った場合においても、歪みの少ない所望の出力電圧波形
を得ることができる電力変換装置の制御方法を得るもの
である。また、第２の目的は、短絡防止時間における電
圧歪みをも改善し、歪みの少ない所望の出力電圧波形を
得ることができる電力変換装置の制御方法を得るもので
ある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係わる電力
変換装置の制御方法は、スイッチング素子とダイオード
とを逆並列接続してなるスイッチング回路を２個直列に
接続したコンバータ回路、上記スイッチング回路を２個
直列に接続した切替回路、上記スイッチング回路を２個
直列に接続したインバータ回路、及びコンデンサを有
し、これらを互いに並列接続してなるメイン回路と、こ
のメイン回路における上記コンバータ回路、上記切替回
路、及び上記インバータ回路を制御するタイミング信号
を発生するタイミング信号出力手段と、このタイミング
信号を形成するための基準となる基準信号を発生する基
準信号発生手段と、この基準信号発生手段により発生し
た上記基準信号を基準指令に変調する基準指令変調手段
と、上記コンバータ回路の中間点にその一端が接続さ
れ、他端が上記切替回路の中間点に接続される交流電源
と、上記切替回路及び上記インバータ回路の両中間点と
の間に接続される交流出力端とを備え、上記タイミング
信号出力手段における上記切替回路への上記タイミング
信号は、基準信号発生手段からの上記基準信号に基づく
上記基準指令をパルス幅変調した信号としたものであ
る。

【００１５】また、基準指令変調手段は、基準信号を変
調した第１基準指令と、切替回路を制御するタイミング
信号の上記第１基準指令に所定の電圧補正を加えた第２
基準指令とを有し、この第２基準指令をパルス幅変調す
るための基準指令として出力するようにしたものであ
る。

【００１６】また、基準信号に対して入力電圧に基づく
変調を行い、入力指令を出力する入力指令変調手段と、
上記基準信号に対して出力電圧に基づく変調を行い、出
力指令を出力する出力指令変調手段と、を備え、基準指
令変調手段より出力された基準指令と上記入力指令とを
足しあわせ、その足しあわせた指令に基づいてパルス幅
変調を行い、コンバータ回路を制御するとともに、上記
基準指令と上記出力指令とを足しあわせ、その足しあわ
せた指令に基づいてパルス幅変調を行い、インバータ回
路を制御するようにしたものである。

【００１７】さらに、切替回路を制御するタイミング信
号にのみ、所定の電圧補正を加えた基準指令を用いるよ
うにしたものである。

【００１８】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．以下、この発明の実施形態１を図面とと
もに説明する。図１は、この発明の実施形態１である電
力変換装置の回路構成を示す回路構成図であり、図２
は、図１で示す電力変換装置の回路動作を示す動作説明
図であり、図３は、電力変換装置のタイミングチャート
である。

【００１９】図１において、Ａはコンバータ回路、Ｂは
切替回路、Ｃはインバータ回路であり、それぞれ２個の
直列接続されたスイッチング回路１、２および３、４そ
して５、６からなっている。このスイッチング回路１
は、例えばトランジスタあるいはＦＥＴなどのスイッチ
ング素子１ｓとこのスイッチング素子１ｓに逆並列接続
されたフライホールダイオード１ｄとによって構成され
ている。またスイッチング回路２、３、４、５、６も同
様である。コンバータ回路Ａと平滑コンデンサ７と切替
回路Ｂとインバータ回路Ｃは互いに並列に接続されてお
り、メイン回路を構成している。

【００２０】このメイン回路における上記コンバータ回
路、切替回路、及びインバータ回路に対して、排他的に
各スイッチング回路をＯＮ／ＯＦＦ制御するタイミング
信号を発生するタイミング信号出力手段が接続されてい
る。また、このタイミング信号を形成するための基準と
なる基準信号を発生する基準信号発生手段も同様に形成
されている。さらに、この基準信号発生手段から出力さ
れる基準信号である基準正弦波を、所定の変調を行い、
基準指令を発生する基準指令変調手段も形成されてい
る。

【００２１】コンバータ回路Ａの中間点とリアクトル８
の一端が接続され、リアクトル８の他端は交流電圧源９
の一端に接続される。また、交流電圧源９の他端は、切
替回路Ｂの中間点に接続される。交流出力端となるイン
バータ回路Ｃの中間点と切替回路Ｂの中間点の間に負荷
１０が接続される。従って、入力となる交流電圧源９の
一端と、出力端である負荷１０の一端は共通線で接続さ
れている。

【００２２】次に、図３のタイミングチャートについて
説明する。図３において、２５は切替回路Ｂのスイッチ
ング素子３ｓの変調指令Ｖvns（基準指令）であり、例
えば独自にオフセットをＶdc／２もち、入力電圧及び出
力電圧と同周波数で、制御上のすべての指令の基準とな
る基準信号である基準正弦波２８とは位相が反転したも
のである。この切替回路Ｂのスイッチング素子３ｓの変
調指令Ｖvnsは、基準正弦波２８を変調する基準指令変
調手段により変調される。２６はインバータ動作をする
ための出力指令である出力電圧指令Ｖouts、２７はイン
バータ回路Ｃのスイッチング素子５ｓの変調信号Ｖwns
であり、変調指令Ｖvns２５と出力電圧指令Ｖouts２６
とのたし合わせたものである。

【００２３】２９はスイッチング素子３ｓのパルス幅変
調信号であり、スイッチング素子３ｓの変調指令Ｖvns
２５及びキャリアに基づいて作成されている。３０はス
イッチング素子５ｓのパルス幅変調信号であり、スイッ
チング素子５ｓの変調信号Ｖwns２７及びキャリアに基
づいて作成されている。３１はこれらのスイッチングに
よる出力端の持つ電位である。また、Ｖｄｃは平滑コン
デンサ７の両端電圧（直流母線電圧）を示している。

【００２４】次に、本発明の実施形態１における電力変
換装置の動作について説明する。まずはじめに、入力電
圧及び出力電圧が同期し、位相の変化がない場合につい
て説明する。切替回路Ｂでは、基準正弦波（入力電圧及
び出力電圧と同位相：ｓｉｎθ）の位相を反転し、独自
にオフセットをＶdc／２分もち振幅Ｖdc／２のスイッチ
ング素子３ｓの変調指令Ｖvns２５を作成する。 Ｖvns＝Ｖdc／２＊｛１＋ｓｉｎ（θ−π）｝ そして、予め定められたキャリアによりＰＷＭ変調し、
スイッチング素子３ｓのパルス幅変調信号２９を作成
し、このパルス幅変調信号２９に基づいてスイッチング
回路３ｓ、４ｓをＯＮ／ＯＦＦ制御する。

【００２５】また、入力電圧に基づいて、コンバータ動
作をするための指令である入力電圧指令Ｖinsが作成さ
れ、さらに、その入力電圧指令Ｖinsと変調指令Ｖvnsと
が加算されたコンバータ回路Ａのスイッチング素子１ｓ
の変調指令Ｖunsが作成される。 Ｖins＝Ｖａ＊ｓｉｎθ＋ＥＲin （Ｖａ：入力電圧指令振幅（例えば１００×２^1/2）） （ＥＲin：誤差増幅値） Ｖuns＝Ｖvns＋Ｖins このように作成された変調指令Ｖunsに対して、キャリ
アとの比較によりＰＷＭ変調し、その値に基づいて、ス
イッチング素子１ｓ、２ｓをＯＮ／ＯＦＦ制御する。

【００２６】また、出力電圧に基づいて、インバータ動
作をするための指令である出力電圧指令Ｖoutsが作成さ
れ、さらに、その出力電圧指令Ｖouts変調指令Ｖvnsと
が加算されたインバータ回路Ｃのスイッチング素子５ｓ
の変調指令Ｖunsが作成される。 Ｖouts＝Ｖｌ＊ｓｉｎθ＋ＥＲout （Ｖｌ：出力電圧指令振幅（例えば１００×２^1/2）） （ＥＲout：誤差増幅値） Ｖwns＝Ｖvns＋Ｖins このように作成された変調指令Ｖwnsに対して、キャリ
アとの比較によりＰＷＭ変調し、その値に基づいて、ス
イッチング素子５ｓ、６ｓをＯＮ／ＯＦＦ制御する。

【００２７】以下に、図２に示す回路図において、入力
電圧と出力電圧がともに正の極性のときを例にとり説明
する。スイッチング素子４ｓがＯＮし、スイッチング素
子１ｓがＯＮの時、コンバータ回路Ａでは、交流電圧源
９からリアクトル８、ダイオード１ｄ、平滑コンデンサ
７、ダイオード４ｄ、を導通して交流電圧源９に戻る。
（図２（ａ）Ｌ１参照）ここで、平滑コンデンサ７を充
電する。また、スイッチング素子１ｓがＯＦＦの時、コ
ンバータ回路Ａではリアクトル８、スイッチング素子２
ｓ、ダイオード４ｄ、を導通して交流電圧源９に戻る。
（図２（ｂ）Ｌ２参照） ここでは、平滑コンデンサ７を充電しない。

【００２８】一方、インバータ回路Ｃでは、スイッチン
グ素子５ｓがＯＮの時、平滑コンデンサ７、スイッチン
グ素子５ｓ、負荷１０、スイッチング素子４ｓを導通
し、平滑コンデンサ７を放電する。（図２（ａ）Ｌ３参
照） また、スイッチング素子５ｓがＯＦＦの時、スイッチン
グ素子４ｓとダイオード６ｄに出力端に付けるフィルタ
のインダクタによって電流を流す。（図２（ｂ）Ｌ４参
照）

【００２９】次に、入力電圧と出力電圧がともに正の極
性の時に、スイッチング素子４ｓがＯＦＦし、スイッチ
ング素子３ｓがＯＮとなった場合について説明する。コ
ンバータ回路Ａでは、交流電圧源９から、リアクトル
８、ダイオード１ｄ、スイッチング素子３ｓを導通し、
交流電圧源９に戻る。（図２（ｃ）Ｌ５参照） 一方、インバータ回路Ｃでは、スイッチング素子５ｓと
ダイオード３ｄに出力端に付けるフィルタのインダクタ
によって電流を流す。（図２（ｃ）Ｌ６参照）

【００３０】続いて、入力電圧及び出力電圧が同期せ
ず、位相がずれてしまった場合について説明する。例え
ば、入力電圧と出力電圧との位相がずれてしまった場合
において、切替回路Ｂのスイッチング素子３ｓの変調指
令Ｖvns２５は、上述したように独自にオフセットをＶ
ｄｃ／２分持ち振幅Ｖｄｃ／２、入力電圧，出力電圧と
同周波数で、制御上のすべての指令の基準となる正弦波
２８とは位相が反転したものとなる。 Ｖvns＝Ｖdc／２＊｛１＋ｓｉｎ（θ−π）｝ そして、その変調指令Ｖvns２５を予め定められたキャ
リアによりＰＷＭ変調し、スイッチング素子３ｓのパル
ス幅変調信号２９を作成し、このパルス幅変調信号２９
に基づいてスイッチング回路３ｓ、４ｓをＯＮ／ＯＦＦ
制御する。

【００３１】ここで出力電圧指令（インバータ動作をす
るための指令）Ｖouts２６がαだけ基準正弦波からずれ
ているとすると Ｖouts＝Ｖｌ＊ｓｉｎ（θ−α）＋ＥＲout （Ｖｌ：出力電圧指令振幅） （ＥＲout：誤差増幅値） インバータ回路Ｃのスイッチング素子５Ｓの変調指令Ｖ
wns２７は、ＶvnsとＶoutsをたし合わせたものとなる。 Ｖwns＝Ｖvns＋Ｖouts このように作成された変調指令Ｖwnsをキャリアとの比
較によりＰＷＭ変調し、その値に基づいて、スイッチン
グ素子５ｓ、６ｓをＯＮ／ＯＦＦ制御する。

【００３２】また、図示しなかったが、入力電圧指令
（コンバータ動作をするための指令）Ｖinsがβだけ基
準正弦波からずれているとすると Ｖins ＝Ｖａ×ｓｉｎ（θ−β）＋ＥＲin （Ｖａ：入力電圧指令振幅） （ＥＲin：誤差増幅値） コンバータ回路Ａのスイッチング素子１ｓの変調指令Ｖ
unsは、ＶvnsとＶinsをたし合わせたものとなる。 Ｖuns＝Ｖvns＋Ｖins このように作成された変調指令Ｖunsをキャリアとの比
較によりＰＷＭ変調し、その値に基づいて、スイッチン
グ素子１ｓ、２ｓをＯＮ／ＯＦＦ制御する。

【００３３】以下に、図４で示す回路図において、上記
のような指令で制御した場合の回路動作を、入力電圧が
負の極性、出力電圧が正の極性、切替回路Ｂのスイッチ
ング素子３ｓの変調指令は、入力電圧の位相と同位相の
時を例にして説明する。出力電圧指令Ｖouts２６が
“０”をクロスする点以前は、スイッチング素子５ｓの
変調指令信号Ｖwns２７がスイッチング素子３ｓの変調
指令信号Ｖvns２５より大きく、出力電圧指令Ｖouts２
６が“０”をクロスする点以後は、スイッチング素子３
ｓの変調指令信号Ｖvns２５がスイッチング素子５ｓの
変調指令信号Ｖwns２７より大きくなる。（図３（ｃ）
参照）

【００３４】図４に出力電圧指令Ｖouts２６が“０”を
クロスする点以前の回路動作を説明する。この場合、切
替回路Ｂ，インバータ回路Ｃの各スイッチング素子のＯ
Ｎ，ＯＦＦにより、３種類のモードがある。まず、図４
（ａ）中のタイミングチャートに示した「Ａ」のモード
では、スイッチング素子３ｓ、５ｓが両方ＯＮした状態
である。このとき電流は、スイッチング素子５ｓとダイ
オード３ｄに出力端に付けるフィルタのインダクタによ
って電流を流し、出力端の電圧は「０」電位である。
（図４（ａ）参照）

【００３５】次に、図４（ｂ）中のタイミングチャート
に示した「Ｂ」のモードでは、スイッチング素子３ｓは
ＯＦＦ、スイッチング素子５ｓはＯＮした状態である。
このとき電流は、平滑コンデンサ７、スイッチング素子
５ｓ、負荷１０、スイッチング素子４ｓを導通し、平滑
コンデンサ７を放電し、出力端の電圧は「正」の電位を
持つ。（図４（ｂ）参照）

【００３６】最後に、図４（ｃ）中のタイミングチャー
トに示した「Ｃ」のモードでは、スイッチング素子３ｓ
と５ｓの両方がＯＦＦの状態である。このとき電流は、
スイッチング素子４ｓとダイオード６ｄに出力端に付け
るフィルタのインダクタによって電流を流し、出力端の
電圧は「０」電位である。（図４（ｃ）参照）

【００３７】これらの出力端の電位を平均的に見れば、
出力電圧指令Ｖouts２６どおりの正の極性を持った出力
電圧が得られる。図４では入力電圧が負の極性、出力電
圧が正の極性を持つ位相がずれた状態について説明した
が、この動作は上述したように入力電圧、出力電圧共に
が正の極性を持った正常な場合も同様の動作をする。

【００３８】続いて、図５を用いて、出力電圧指令Ｖou
ts２６が“０”をクロスする点以後の回路動作を説明す
る。つまりこの場合は入力電圧、出力電圧共に負の極性
を持つ正常な状態であり、切替回路Ｂ，インバータ回路
Ｃの各スイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦにより、３種類
のモードがある。まず、図５（ａ）中のタイミングチャ
ートに示した「Ｄ」のモードでは、スイッチング素子３
ｓと５ｓが両方ＯＮした状態である。このとき電流は、
スイッチング素子３ｓとダイオード５ｄの出力端につけ
るフィルタのインダクタによって電流を流し、出力端の
電圧３１は「０」電位である。（図５（ａ）参照）

【００３９】次に、図５（ｂ）中のタイミングチャート
に示した「Ｅ」のモードでは、スイッチング素子３ｓは
ＯＮ、スイッチング素子５ｓはＯＦＦの状態である。こ
のとき電流は、平滑コンデンサ７、スイッチング素子３
ｓ、負荷１０、スイッチング素子６ｓを導通し、平滑コ
ンデンサ７を放電し、出力端の電圧は「負」の電位を持
つ。（図５（ｂ）参照）

【００４０】最後に、図５（ｃ）中のタイミングチャー
トに示した「Ｆ」のモードでは、スイッチング素子３ｓ
と５ｓの両方がＯＦＦの状態である。このとき電流は、
スイッチング素子６ｓとダイオード４ｄに出力端に付け
るフィルタのインダクタによって電流を流し、出力端の
電圧は「０」電位である。（図５（ｃ）参照）

【００４１】これらの出力端の電位を平均的に見れば、
出力電圧指令Ｖouts２６どおりの負の極性を持った出力
電圧が得られる。図５では入力電圧、出力電圧共に負の
極性を持つ正常な状態について説明したが、この動作は
入力電圧が正、出力電圧が負の極性を持った場合も同様
の動作をする。

【００４２】以上のような制御をするため、切替回路Ｂ
をコンバータ回路Ａとインバータ回路Ｃで共有している
にもかかわらず、入力電圧と出力電圧の位相がずれて
も、出力端にフィルタをつけることによって、出力電圧
指令Ｖouts２６のような、歪みのない出力電圧波形が出
力できる。また、入力と出力の位相がずれてしまうと短
絡してしまい、短絡電流によって素子が破損するのが懸
念されるが、本実施形態により短絡は防げ、素子の破損
を防止することができる。さらに、切替回路Ｂをスイッ
チング素子の駆動回路を非絶縁（例えば、チャージポン
プ回路等）にすることができる。また、本実施例では切
替回路Ｂのスイッチング素子３ｓの変調指令を正弦波と
したが、台形波，三角波，矩形波でも同様の効果を得る
ことができる。

【００４３】また、電力変換装置を無停電電源装置とし
た場合、入力系統に発電機がつながれる場合があり、電
源系統と発電機との切り換えによる位相急変が発生した
り、制御計算時間の遅れなどによっても入力電圧と出力
電圧の指令に位相のずれが生じたりしても、切替回路Ｂ
のスイッチング素子３ｓ，４ｓをＰＷＭ制御し、キャリ
ア周波数でスイッチングを行っているため、例えば入力
電圧が負、出力電圧が正で切替回路Ｂを出力電圧と同位
相で制御した場合、ダイオード４ｄ、コンデンサ７、ス
イッチング素子１ｓ、リアクトル８の電流経路（短絡電
流）及び、スイッチング素子４ｓ、ダイオード２ｄ、リ
アクトル８の電流経路に加え、ダイオード３ｄ、スイッ
チング素子１ｓ、リアクトル８の電流経路で電流が流れ
るので、商用周波数でスイッチングする場合より短絡電
流が流れる時間が短くなり、短絡電流のため素子を壊し
てしまう可能性を低減できる。

【００４４】実施形態２．本実施形態では、上述した実
施形態１で説明した切替回路Ｂのスイッチング素子３ｓ
の変調指令に、切替回路を制御するタイミング信号のＯ
ＮからＯＦＦへの立ち上がり前の一定時間に相当する短
絡防止時間による出力電圧歪みの補正を加える。まず、
図６、図７を用いて切替回路Ｂの短絡防止時間の影響に
よる電圧歪みについて説明する。図６は、例えば負荷に
コンデンサインプット型の整流器を接続した場合の切替
回路Ｂの中間点から流れ出る中間点電流を正としてみた
ときの電流波形であり、図７、図８は、短絡防止時間の
影響による電圧歪みの発生について示した回路図であ
る。図９は、スイッチング素子３ｓの変調指令を示す電
流波形を示した図である。

【００４５】切替回路Ｂに流れる中間点電流３２は、実
施形態１で説明したようにコンバータ電流とインバータ
電流の関係から、図６に示すような電流が流れる。この
電流の向きのよって切替回路Ｂの短絡防止時間の影響に
よる電圧歪みの極性が変わり、Ｔ６からＴ８の期間につ
いて、図７、図８を用いてその動作を説明する。

【００４６】まず、図６のＴ６とＴ８の期間について図
７を用いて説明する。Ｔ６とＴ８の期間は、ほとんどイ
ンバータ電流は流れず、コンバータ電流のみであるか
ら、切替回路Ｂのスイッチング素子４ｓがＯＮした場合
の電流の経路はＬ７のようになる。（図７（ａ）参照） ここでスイッチング素子４ｓがＯＦＦし、短絡防止時間
に入っても、コンバータ電流はダイオード４ｄをながれ
るので、切替回路Ｂの中間点の電位は直流母線電圧の基
準側と同電位となる。

【００４７】しかしこの期間は本来、スイッチング素子
３ｓがＯＮしている期間であり、スイッチング素子３ｓ
がＯＮしている期間は切替回路Ｂの中間点の電位は直流
母線電圧のプラス側と同電位でなければならない。よっ
て、切替回路Ｂの中間点の電位は低くなってしまう。

【００４８】スイッチング素子３ｓがＯＮしている場合
の電流の経路は、Ｌ８となる。（図７（ｂ）参照） ここで、スイッチング素子３ｓがＯＦＦし、短絡防止時
間になると、電流の経路はＬ９となる。（図７（ｂ）参
照） このときの切替回路Ｂの中間点の電位はダイオード４ｄ
を介して直流母線電圧の基準と同じ電位になる。これは
本来はスイッチング素子４ｓがＯＮし、図７（ａ）のＬ
７の経路を流れるべき期間であり、この期間と同様の電
位を持つので問題ない。

【００４９】次に、Ｔ７の期間について、同様に図８を
用いて説明する。Ｔ７の期間はインバータ電流が流れる
期間であるから、切替回路Ｂのスイッチング素子４ｓが
ＯＮした場合の電流の経路は、Ｌ１０となる。（図８
（ａ）参照） ここでスイッチング素子４ｓがＯＦＦし、短絡防止時間
に入ると、電流の経路はＬ１１となる。（図８（ａ）参
照） インバータ電流はダイオード３ｄをながれるので、切替
回路Ｂの中間点の電位は直流母線電圧のプラス側と同電
位となる。この期間は本来、スイッチング素子３ｓがＯ
Ｎしている期間であり、スイッチング素子３ｓがＯＮし
ている期間は切替回路Ｂの中間点の電位は直流母線電圧
のプラス側と同電位であるので問題ない。

【００５０】スイッチング素子３ｓがＯＮしている場合
の電流の経路は、Ｌ１２となる。（図８（ｂ）参照） ここでスイッチング素子３ｓがＯＦＦし、短絡防止時間
になっても、インバータ電流はダイオード３ｄを流れる
ので、このときの切替回路Ｂの中間点の電位はダイオー
ド３ｄを介して直流母線電圧のプラス側と同じ電位にな
る。この期間は本来スイッチング素子４ｓがＯＮし、図
８（ａ）のＬ１０の経路を流れ、切替回路Ｂの中間点の
電位は直流母線電圧の基準となるべき期間であるため、
切替回路Ｂの中間点の電位は高くなってしまう。

【００５１】以上述べたような切替回路Ｂの中間点電圧
の短絡防止時間による歪みを補正するために、本実施形
態では、スイッチング素子３ｓの変調指令Ｖvns２５に
対して、切替回路Ｂの中間点の電流３２の向きによって
極性の違う補正（ΔＶ分の電圧）を加え、短絡防止時間
の影響による電圧歪みの分だけ振幅を小さくする。（図
９：補正後のスイッチング素子３ｓ変調指令Ｖvnsa３３
参照（第２基準指令）） このような変調指令で切替回路Ｂを制御する。このとき
の補正を加える前の切替回路Ｂのスイッチング素子３ｓ
の変調指令Ｖvns２５は、補正分の電圧が十分に出せる
ように、振幅を小さくする。

【００５２】補正分の電圧をΔＶとし、 Ｖvns＝（Ｖｄｃ／２−ΔＶ）×｛１＋ｓｉｎ（θ−
π）｝ とする。このＶvnsに切替回路Ｂの中間点の電流３２の
向きによって極性の違う補正（ΔＶ）を加え、ΔＶを加
えた場合にピークがＶｄｃ／２となるようにする。

【００５３】さらに、インバータ回路Ｃのスイッチング
素子５ｓの変調指令Ｖwns２７を作成する際の、インバ
ータの出力電圧指令outs２６とたし合わせる指令には、
補正を加える前の切替回路Ｂのスイッチング素子３ｓの
変調指令Ｖvns２５を用いる。なぜなら、補正を加える
前の切替回路Ｂのスイッチング素子３ｓの変調指令Ｖvn
s２５は、補正後のスイッチング素子３ｓの変調指令Ｖv
nsa３３でスイッチング素子３ｓを制御した場合の、理
想の電圧であるから、補正後のスイッチング素子３ｓの
変調指令Ｖvnsa３３に基づきインバータ回路Ｃのスイッ
チング素子５ｓの変調指令Ｖwns２７を作成するより
も、歪みのない出力電圧波形を得ることができるからで
ある。

【００５４】本実施形態によれば、切替回路Ｂの中間点
の短絡防止時間による歪みを補正しインバータ回路Ｃの
スイッチング素子５ｓの変調指令を作成する際の、イン
バータの出力電圧指令２６とたし合わせる指令を、補正
を加える前の切替回路Ｂのスイッチング素子３ｓの変調
指令２５としたため、上述した実施形態１の効果に加
え、さらに出力電圧波形を良好にすることができる。ま
た、本実施形態では補正前の切替回路Ｂのスイッチング
素子３ｓの変調指令Ｖvnsを正弦波として説明したが、
この変調指令を台形波、三角波、矩形波としても、同様
の効果を得ることができる。

【００５５】実施形態３．本実施形態３では、切替回路
Ｂのスイッチング素子３ｓの変調指令Ｖvnsは上述した
実施形態１で説明したように短絡防止時間による補正を
かけず、変わりにコンバータ回路Ａ及び又はインバータ
回路Ｃに対して短絡防止時間による出力電圧歪みの補正
をかけるようにしたものである。図１０は、スイッチン
グ素子３ｓの変調指令を示す電流波形を示した図であ
る。図において、３４は本実施形態により振幅をΔＶだ
け小さく補正された補正後のスイッチング素子３ｓの変
調指令を示す電流波形、３５はインバータ（コンバー
タ）出力電圧である。

【００５６】以下に、本実施形態３の動作について説明
する。まず、補正を加える前の切替回路Ｂのスイッチン
グ素子３ｓの変調指令Ｖvns２５は、上述した実施形態
２と同様に短絡防止時間の影響による電圧歪みの分だけ
振幅を小さくして、補正後のスイッチング素子３ｓの変
調指令Ｖvnsa３４とする。そして、補正後のスイッチン
グ素子３ｓの変調指令Ｖvnsa３４に基づいて、上述した
実施形態１と同様に入力電圧に基づいて作成された入力
電圧指令Ｖins及び出力電圧に基づいて作成された出力
電圧指令Ｖoutsと、加算することによりコンバータ回路
Ａのスイッチング素子１ｓの変調指令Ｖuns及びインバ
ータ回路Ｃのスイッチング素子５ｓの変調指令Ｖunsが
作成される。このように、実施形態１と同様の方法でイ
ンバータ回路Ｃ（コンバータ回路Ａ）のスイッチング素
子５ｓ（１ｓ）の変調指令を求め、Ｔ６、Ｔ８の期間は
高く、Ｔ７の期間は低く補正を加える。

【００５７】本実施形態によれば、切替回路Ｂの中間点
の短絡防止時間による歪みを補正するためインバータ回
路Ｃ（コンバータ回路Ａ）のスイッチング素子５ｓ（１
ｓ）の変調指令に補正を加えたので、上述した実施形態
１の効果に加え、さらに出力電圧波形を良好にすること
ができる。また、本実施形態では補正前の切替回路Ｂの
スイッチング素子３ｓの変調指令を正弦波として説明し
たが、台形波、三角波、矩形波でも同様の効果を得るこ
とができる。

【００５８】

【発明の効果】この発明は、以上に説明したように構成
されているので、以下に記載されるような効果を奏す
る。スイッチング素子とダイオードとを逆並列接続して
なるスイッチング回路を２個直列に接続したコンバータ
回路、上記スイッチング回路を２個直列に接続した切替
回路、上記スイッチング回路を２個直列に接続したイン
バータ回路、及びコンデンサを有し、これらを互いに並
列接続してなるメイン回路と、このメイン回路における
上記コンバータ回路、上記切替回路、及び上記インバー
タ回路を制御するタイミング信号を発生するタイミング
信号出力手段と、このタイミング信号を形成するための
基準となる基準信号を発生する基準信号発生手段と、こ
の基準信号発生手段により発生した上記基準信号を基準
指令に変調する基準指令変調手段と、上記コンバータ回
路の中間点にその一端が接続され、他端が上記切替回路
の中間点に接続される交流電源と、上記切替回路及び上
記インバータ回路の両中間点との間に接続される交流出
力端と、を備え、上記タイミング信号出力手段における
上記切替回路への上記タイミング信号は、基準信号発生
手段からの上記基準信号に基づく上記基準指令をパルス
幅変調した信号とするので、交流電圧源の電圧極性とイ
ンバータ動作による出力電圧極性が異なった場合におい
ても、歪みの少ない所望の出力電圧波形を得ることがで
きる。

【００５９】また、基準指令変調手段は、基準信号を変
調した第1基準指令と、切替回路を制御するタイミング信
号の上記第１基準指令に所定の電圧補正を加えた第２基
準指令とを有し、この第２基準指令をパルス幅変調する
ための基準指令として出力するので、短絡防止時間にお
ける電圧歪みをも改善し、歪みの少ない所望の出力電圧
波形を得ることができる。

【００６０】また、基準信号に対して入力電圧に基づく
変調を行い、入力指令を出力する入力指令変調手段と、
上記基準信号に対して出力電圧に基づく変調を行い、出
力指令を出力する出力指令変調手段と、を備え、基準指
令変調手段より出力された基準指令と上記入力指令とを
足しあわせ、その足しあわせた指令に基づいてパルス幅
変調を行い、コンバータ回路を制御するとともに、上記
基準指令と上記出力指令とを足しあわせ、その足しあわ
せた指令に基づいてパルス幅変調を行い、インバータ回
路を制御するようにしたので、交流電圧源の電圧極性と
インバータ動作による出力電圧極性が異なった場合にお
いても、より歪みの少ない所望の出力電圧波形を得るこ
とができる。

【００６１】また、切替回路を制御するタイミング信号
にのみ、所定の電圧補正を加えた基準指令を用いるよう
にしたので、交流電圧源の電圧極性とインバータ動作に
よる出力電圧極性が異なった場合においても、歪みの少
ない所望の出力電圧波形を得ることができる。

【００６２】

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施形態１である電力変換装置の
回路構成を示す回路構成図である。

【図２】 電力変換装置の回路動作を示す動作説明図で
ある。

【図３】 電力変換装置のタイミングチャートである。

【図４】 電力変換装置の回路動作を示す動作説明図で
ある。

【図５】 電力変換装置の回路動作を示す動作説明図で
ある。

【図６】 切替回路Ｂの中間点から流れ出る中間点電流
を正としてみたときの電流波形図である。

【図７】 短絡防止時間の影響による電圧歪みの発生に
ついて示した回路図である。

【図８】 短絡防止時間の影響による電圧歪みの発生に
ついて示した回路図である。

【図９】 スイッチング素子３ｓの変調指令を示す電流
波形を示した図である。

【図１０】 スイッチング素子３ｓの変調指令を示す電
流波形を示した図である。

【図１１】 従来の電力変換装置の回路構成を示す回路
構成図である。

【図１２】 従来の電力変換装置の回路動作を示す動作
説明図である。

【図１３】 従来の電力変換装置のタイミングチャート
である。

【図１４】 従来の電力変換装置のタイミングチャート
である。

【符号の説明】

１、２、３、４、５、６ スイッチング回路 １ｓ、２ｓ、３ｓ、４ｓ、５ｓ、６ｓ スイッチング素
子 １ｄ、２ｄ、３ｄ、４ｄ、５ｄ、６ｄ ダイオード ７ 平滑コンデンサ ８ リアクトル ９ 交流電圧源 １０ 負荷

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子とダイオードとを逆並
   列接続してなるスイッチング回路を２個直列に接続した
   コンバータ回路、上記スイッチング回路を２個直列に接
   続した切替回路、上記スイッチング回路を２個直列に接
   続したインバータ回路、及びコンデンサを有し、これら
   を互いに並列接続してなるメイン回路と、 このメイン回路における上記コンバータ回路、上記切替
   回路、及び上記インバータ回路を制御するタイミング信
   号を発生するタイミング信号出力手段と、 このタイミング信号を形成するための基準となる基準信
   号を発生する基準信号発生手段と、 この基準信号発生手段により発生した上記基準信号を基
   準指令に変調する基準指令変調手段と、 上記コンバータ回路の中間点にその一端が接続され、他
   端が上記切替回路の中間点に接続される交流電源と、 上記切替回路及び上記インバータ回路の両中間点との間
   に接続される交流出力端と、を備え、 上記タイミング信号出力手段における上記切替回路への
   上記タイミング信号は、基準信号発生手段からの上記基
   準信号に基づく上記基準指令をパルス幅変調した信号と
   することを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 基準指令変調手段は、基準信号を変調し
   た第１基準指令と、切替回路を制御するタイミング信号
   の上記第１基準指令に所定の電圧補正を加えた第２基準
   指令とを有し、この第２基準指令をパルス幅変調するた
   めの基準指令として出力することを特徴とする請求項第
   １項記載の電力変換装置。
3. 【請求項３】 基準信号に対して入力電圧に基づく変調
   を行い、入力指令を出力する入力指令変調手段と、 上記基準信号に対して出力電圧に基づく変調を行い、出
   力指令を出力する出力指令変調手段と、を備え、 基準指令変調手段より出力された基準指令と上記入力指
   令とを足しあわせ、その足しあわせた指令に基づいてパ
   ルス幅変調を行い、コンバータ回路を制御するととも
   に、上記基準指令と上記出力指令とを足しあわせ、その
   足しあわせた指令に基づいてパルス幅変調を行い、イン
   バータ回路を制御することを特徴とする請求項第１項ま
   たは第２項記載の電力変換装置。
4. 【請求項４】 切替回路を制御するタイミング信号にの
   み、所定の電圧補正を加えた基準指令を用いることを特
   徴とする請求項第３項記載の電力変換装置。