JPH066976A - 電力変換装置及び無停電電源装置 - Google Patents
電力変換装置及び無停電電源装置Info
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- JPH066976A JPH066976A JP4156903A JP15690392A JPH066976A JP H066976 A JPH066976 A JP H066976A JP 4156903 A JP4156903 A JP 4156903A JP 15690392 A JP15690392 A JP 15690392A JP H066976 A JPH066976 A JP H066976A
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- power
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 デッドタイムに起因する出力電圧の波形歪が
充分に低減された高周波リンク方式の電力変換装置を提
供すること。 【構成】 変圧器２を介して結合したインバータ１とサ
イクロコンバータ３を用い、キャリア生成手段１２で生
成されたキャリア信号ｅｃに基づいてインバータ１とサ
イクロコンバータ３の駆動信号を生成し、直流電源４か
ら給電される直流電力を三相交流電圧ｖｕｖ、ｖｖｗ、
ｖｗｕに変換して出力する装置において、遅延手段１５
を設け、少なくともオンディレイ手段１８によるインバ
ータ１のオンディレイ分、ＰＷＭ信号を遅延させたもの 【効果】 サイクロコンバータ３のパルス幅変調期間内
にインバータ１のデッドタイムが含まれないようにされ
るので、インバータ１のデッドタイムを補償しなくても
歪を小さく抑えることができる。
充分に低減された高周波リンク方式の電力変換装置を提
供すること。 【構成】 変圧器２を介して結合したインバータ１とサ
イクロコンバータ３を用い、キャリア生成手段１２で生
成されたキャリア信号ｅｃに基づいてインバータ１とサ
イクロコンバータ３の駆動信号を生成し、直流電源４か
ら給電される直流電力を三相交流電圧ｖｕｖ、ｖｖｗ、
ｖｗｕに変換して出力する装置において、遅延手段１５
を設け、少なくともオンディレイ手段１８によるインバ
ータ１のオンディレイ分、ＰＷＭ信号を遅延させたもの 【効果】 サイクロコンバータ３のパルス幅変調期間内
にインバータ１のデッドタイムが含まれないようにされ
るので、インバータ１のデッドタイムを補償しなくても
歪を小さく抑えることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電力からインバー
タにより交流電力を得、この交流電力をサイクロコンバ
ータによより周波数変換して必要な周波数の交流電力を
得、これを負荷に供給するようにし、このとき、インバ
ータの出力とサイクロコンバータの入力との間に変圧器
を介在させることにより、直流電源側と負荷との間に完
全な電気的アイソレーション(絶縁)が与えられるように
した高周波リンク式電力変換装置と、それを用いた無停
電電源装置に関する。
タにより交流電力を得、この交流電力をサイクロコンバ
ータによより周波数変換して必要な周波数の交流電力を
得、これを負荷に供給するようにし、このとき、インバ
ータの出力とサイクロコンバータの入力との間に変圧器
を介在させることにより、直流電源側と負荷との間に完
全な電気的アイソレーション(絶縁)が与えられるように
した高周波リンク式電力変換装置と、それを用いた無停
電電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、インバータでは、アーム
短絡を防止するためデッドタイムと呼ばれる制御期間を
設ける必要があるが、この結果、出力電圧や出力電流に
歪が生じてしまう。そこで、従来から、例えば特開平１
−３２１８６５号公報に開示のように、インバータの出
力電流の通流方向に応じて出力電圧波形指令値を補正
し、出力電圧や出力電流の歪を補償する、いわゆるデッ
ドタイム補償が適用されており、このことから、インバ
ータのみならず、サイクロコンバータにおいても、同様
なデッドタイム補償の適用が可能である。
短絡を防止するためデッドタイムと呼ばれる制御期間を
設ける必要があるが、この結果、出力電圧や出力電流に
歪が生じてしまう。そこで、従来から、例えば特開平１
−３２１８６５号公報に開示のように、インバータの出
力電流の通流方向に応じて出力電圧波形指令値を補正
し、出力電圧や出力電流の歪を補償する、いわゆるデッ
ドタイム補償が適用されており、このことから、インバ
ータのみならず、サイクロコンバータにおいても、同様
なデッドタイム補償の適用が可能である。
【０００３】ところで、高周波リンク式の電力変換装置
では、そのインバータの出力である交流の周波数とし
て、商用周波数よりはかなり高い、例えば１０ＫＨｚオ
ーダーの高周波が用いられている。
では、そのインバータの出力である交流の周波数とし
て、商用周波数よりはかなり高い、例えば１０ＫＨｚオ
ーダーの高周波が用いられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、高周
波リンク式の電力変換装置におけるインバータの出力周
波数が高周波である点について配慮がされておらず、こ
れにデッドタイム補償を適用した際、出力電流の検出に
必要な精度の保持が困難で、歪を充分に低減することが
できないという問題があった。
波リンク式の電力変換装置におけるインバータの出力周
波数が高周波である点について配慮がされておらず、こ
れにデッドタイム補償を適用した際、出力電流の検出に
必要な精度の保持が困難で、歪を充分に低減することが
できないという問題があった。
【０００５】本発明の目的は、デッドタイムに起因する
出力電圧の波形歪が充分に低減された高周波リンク方式
の電力変換装置を提供することにある。本発明の他の目
的は、デッドタイムに起因する出力電圧の波形歪が充分
に低減されたうえ、さらに高効率の高周波リンク方式に
よる電力変換装置を提供することにある。
出力電圧の波形歪が充分に低減された高周波リンク方式
の電力変換装置を提供することにある。本発明の他の目
的は、デッドタイムに起因する出力電圧の波形歪が充分
に低減されたうえ、さらに高効率の高周波リンク方式に
よる電力変換装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的は、電力変換装
置内のインバータとサイクロコンバータの制御に必要な
パルス幅変調(ＰＷＭ)信号を、同一の搬送波信号に基づ
いて作成するようにした装置において、サイクロコンバ
ータに対するパルス幅変調信号が、少なくともインバー
タのデッドタイム分遅延されるようにして達成される。
置内のインバータとサイクロコンバータの制御に必要な
パルス幅変調(ＰＷＭ)信号を、同一の搬送波信号に基づ
いて作成するようにした装置において、サイクロコンバ
ータに対するパルス幅変調信号が、少なくともインバー
タのデッドタイム分遅延されるようにして達成される。
【０００７】また、上記他の目的は、サイクロコンバー
タに対するパルス幅変調信号が、少なくともインバータ
のデッドタイム分遅延されるようにした上で、サイクロ
コンバータに対するパルス幅変調信号のパルス幅に応じ
てインバータに対するパルス幅変調信号のパルス幅を制
御することにより達成される。
タに対するパルス幅変調信号が、少なくともインバータ
のデッドタイム分遅延されるようにした上で、サイクロ
コンバータに対するパルス幅変調信号のパルス幅に応じ
てインバータに対するパルス幅変調信号のパルス幅を制
御することにより達成される。
【０００８】
【作用】サイクロコンバータに対するパルス幅変調信号
が、少なくともインバータのデッドタイム分遅延される
ことにより、サイクロコンバータのパルス幅変調期間が
インバータのデッドタイム期間から外れるようにされる
ので、サイクロコンバータにデッドタイム補償を適用す
るだけで、インバータのデッドタイムを補償しなくて
も、充分に出力電圧の波形歪を低減することができる。
が、少なくともインバータのデッドタイム分遅延される
ことにより、サイクロコンバータのパルス幅変調期間が
インバータのデッドタイム期間から外れるようにされる
ので、サイクロコンバータにデッドタイム補償を適用す
るだけで、インバータのデッドタイムを補償しなくて
も、充分に出力電圧の波形歪を低減することができる。
【０００９】また、サイクロコンバータに対するパルス
幅変調信号のパルス幅に応じてインバータに対するパル
ス幅変調信号のパルス幅を制御することにより、サイク
ロコンバータにおけるスイッチング動作の一部がゼロ電
圧期間内に含まれるようになり、スイッチング損失が減
少され、効率が改善される。
幅変調信号のパルス幅に応じてインバータに対するパル
ス幅変調信号のパルス幅を制御することにより、サイク
ロコンバータにおけるスイッチング動作の一部がゼロ電
圧期間内に含まれるようになり、スイッチング損失が減
少され、効率が改善される。
【００１０】
【実施例】以下、本発明による電力変換装置について、
実施例により詳細に説明する。図１は本発明の一実施例
で、図において、１はインバータ、２は変圧器、３はサ
イクロコンバータ、４は直流電源、５は制御手段(制御
装置)である。インバータ１は、ブリッジ接続された４
個のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４で構成さ
れ、直流電源４から供給される直流電力を、例えば周波
数が１０ＫＨｚの矩形波交流電力に変換し、変圧器２の
１次側に供給する働きをする。
実施例により詳細に説明する。図１は本発明の一実施例
で、図において、１はインバータ、２は変圧器、３はサ
イクロコンバータ、４は直流電源、５は制御手段(制御
装置)である。インバータ１は、ブリッジ接続された４
個のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４で構成さ
れ、直流電源４から供給される直流電力を、例えば周波
数が１０ＫＨｚの矩形波交流電力に変換し、変圧器２の
１次側に供給する働きをする。
【００１１】変圧器２は、インバータ１の出力とサイク
ロコンバータ３の入力とを電気的にアイソレート(絶縁)
した状態で、インバータ１から出力された交流電力をサ
イクロコンバータ３に供給する働きをする。サイクロコ
ンバータ３は、ブリッジ接続された６個の双方向スイッ
チング素子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎで構成
され、変圧器２を介してインバータ１から供給された高
周波交流電力を、商用周波数の三相パルス幅変調された
交流電力を発生する働きをする。
ロコンバータ３の入力とを電気的にアイソレート(絶縁)
した状態で、インバータ１から出力された交流電力をサ
イクロコンバータ３に供給する働きをする。サイクロコ
ンバータ３は、ブリッジ接続された６個の双方向スイッ
チング素子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎで構成
され、変圧器２を介してインバータ１から供給された高
周波交流電力を、商用周波数の三相パルス幅変調された
交流電力を発生する働きをする。
【００１２】制御手段５は、インバータ１のスイッチン
グ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、サイクロコンバータ
３のスイッチング素子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、
Ｗｎをそれぞれ駆動するための駆動信号を発生する働き
をするもので、このため、出力波形指令生成手段１１
と、キャリヤ生成手段１２、ＰＷＭ手段１３、パルス生
成手段１４、遅延手段１５、パルス分配手段１６、それ
ぞれのオンディレイ手段１７、１８、それにデッドタイ
ム補償手段１９とを備えている。
グ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、サイクロコンバータ
３のスイッチング素子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、
Ｗｎをそれぞれ駆動するための駆動信号を発生する働き
をするもので、このため、出力波形指令生成手段１１
と、キャリヤ生成手段１２、ＰＷＭ手段１３、パルス生
成手段１４、遅延手段１５、パルス分配手段１６、それ
ぞれのオンディレイ手段１７、１８、それにデッドタイ
ム補償手段１９とを備えている。
【００１３】出力波形指令生成手段１１は、サイクロコ
ンバータ３の出力電圧の基本波成分に相当する三相の正
弦波状電圧指令ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを発生する働きをす
る。キャリヤ生成手段１２は、インバータ１とサイクロ
コンバータ３の動作の基準周波数を定めるキャリヤ信号
(搬送波信号)ｅｃを発生する働きをする。ＰＷＭ手段１
３は、サイクロコンバータ３の出力線間電圧の基本波成
分をそれぞれ(ｅｕ−ｅｖ)、(ｅｖ−ｅｗ)、(ｅｗ−ｅ
ｕ)とするのに必要なＰＷＭ原信号ｅｕ０、ｅｖ０、ｅ
ｗ０と、パルス生成手段１４から供給されるパルス信号
ｅｐとによりＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを生成
する働きをする。
ンバータ３の出力電圧の基本波成分に相当する三相の正
弦波状電圧指令ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを発生する働きをす
る。キャリヤ生成手段１２は、インバータ１とサイクロ
コンバータ３の動作の基準周波数を定めるキャリヤ信号
(搬送波信号)ｅｃを発生する働きをする。ＰＷＭ手段１
３は、サイクロコンバータ３の出力線間電圧の基本波成
分をそれぞれ(ｅｕ−ｅｖ)、(ｅｖ−ｅｗ)、(ｅｗ−ｅ
ｕ)とするのに必要なＰＷＭ原信号ｅｕ０、ｅｖ０、ｅ
ｗ０と、パルス生成手段１４から供給されるパルス信号
ｅｐとによりＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを生成
する働きをする。
【００１４】パルス生成手段１４は、キャリヤ信号ｅｃ
に同期したインバータ出力電圧指令となるパルス信号ｅ
ｐ及びインバータ１の出力電圧をパルス信号ｅｐに応じ
て矩形波形にするの必要なスイッチング素子Ｓ１、Ｓ
２、Ｓ３、Ｓ４を駆動するための原信号を出力する働き
をする。遅延手段１５は、少なくともオンディレイ生成
手段１８で生成されるオンディレイ分(非ラップ期間)、
ＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを遅延させ、遅延Ｐ
ＷＭ信号ｅｕｍｄ、ｅｖｍｄ、ｅｗｍｄを出力する働き
をする。
に同期したインバータ出力電圧指令となるパルス信号ｅ
ｐ及びインバータ１の出力電圧をパルス信号ｅｐに応じ
て矩形波形にするの必要なスイッチング素子Ｓ１、Ｓ
２、Ｓ３、Ｓ４を駆動するための原信号を出力する働き
をする。遅延手段１５は、少なくともオンディレイ生成
手段１８で生成されるオンディレイ分(非ラップ期間)、
ＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを遅延させ、遅延Ｐ
ＷＭ信号ｅｕｍｄ、ｅｖｍｄ、ｅｗｍｄを出力する働き
をする。
【００１５】オンディレイ生成手段１７、１８は、それ
ぞれインバータ１とサイクロコンバータ３での電源短絡
を防止するのに必要な非ラップ期間(オンディレイ分)を
作り出す働きをする。デッドタイム補償手段１９は、サ
イクロコンバータ３の各相の出力電流を検出し、その通
流方向に応じて所定の補正信号を生成する働きをする。
そして、この補正信号が出力波形指令生成手段１１から
出力される三相の正弦波状電圧指令ｅｕ、ｅｖ、ｅｗに
加算されることにより、サイクロコンバータ３のデッド
タイムによる電圧波形の歪が補正されることになる。
ぞれインバータ１とサイクロコンバータ３での電源短絡
を防止するのに必要な非ラップ期間(オンディレイ分)を
作り出す働きをする。デッドタイム補償手段１９は、サ
イクロコンバータ３の各相の出力電流を検出し、その通
流方向に応じて所定の補正信号を生成する働きをする。
そして、この補正信号が出力波形指令生成手段１１から
出力される三相の正弦波状電圧指令ｅｕ、ｅｖ、ｅｗに
加算されることにより、サイクロコンバータ３のデッド
タイムによる電圧波形の歪が補正されることになる。
【００１６】次に、この図１の実施例の動作について、
図２の波形図により説明する。この図２の波形図におい
て、最初に示した(a)の波形が、出力波形指令生成手段
１１から出力される三相の正弦波状電圧指令ｅｕ、ｅ
ｖ、ｅｗを表わしたものであるが、以下、(b)〜(p)の波
形は、波形(a)における期間Ａの間の波形を表わしたも
のである。
図２の波形図により説明する。この図２の波形図におい
て、最初に示した(a)の波形が、出力波形指令生成手段
１１から出力される三相の正弦波状電圧指令ｅｕ、ｅ
ｖ、ｅｗを表わしたものであるが、以下、(b)〜(p)の波
形は、波形(a)における期間Ａの間の波形を表わしたも
のである。
【００１７】図１に実施例として示した高周波リンク式
の電力変換装置では、サイクロコンバータ３の出力線間
電圧が、図２(b)に示すキャリヤ信号ｅｃの１周期毎
に、それぞれ基本波成分(ｅｕ−ｅｖ)、(ｅｖ−ｅｗ)、
(ｅｗ−ｅｕ)に比例したパルスとなるようにするため、
図２(d)〜(f)に示すＰＷＭ原信号ｅｕ０、ｅｖ０、ｅｗ
０を、図２(c)に示すインバータ１の出力電圧の極性を
表わすパルス信号ｅｐに応じてレベル変換することによ
り、図２の(g)〜(h)に示すＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、
ｅｗｍを作成し、これらのＰＷＭ信号からサイクロコン
バータ３の駆動信号を生成している。
の電力変換装置では、サイクロコンバータ３の出力線間
電圧が、図２(b)に示すキャリヤ信号ｅｃの１周期毎
に、それぞれ基本波成分(ｅｕ−ｅｖ)、(ｅｖ−ｅｗ)、
(ｅｗ−ｅｕ)に比例したパルスとなるようにするため、
図２(d)〜(f)に示すＰＷＭ原信号ｅｕ０、ｅｖ０、ｅｗ
０を、図２(c)に示すインバータ１の出力電圧の極性を
表わすパルス信号ｅｐに応じてレベル変換することによ
り、図２の(g)〜(h)に示すＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、
ｅｗｍを作成し、これらのＰＷＭ信号からサイクロコン
バータ３の駆動信号を生成している。
【００１８】一方、このとき、上記したように、インバ
ータ１では、電源短絡を防止するため、オンディレイ分
により非ラップ期間が設けられており、従って、この場
合には、インバータ１の交流出力電圧ｖｉは図２(m)に
示すようになり、斜線を付して示した部分にデッドタイ
ム期間が現われる。そして、このデッドタイム期間で
は、電圧ｖｉはインバータ１の出力電流の通流方向によ
り変化する電圧不確定期間となっている。
ータ１では、電源短絡を防止するため、オンディレイ分
により非ラップ期間が設けられており、従って、この場
合には、インバータ１の交流出力電圧ｖｉは図２(m)に
示すようになり、斜線を付して示した部分にデッドタイ
ム期間が現われる。そして、このデッドタイム期間で
は、電圧ｖｉはインバータ１の出力電流の通流方向によ
り変化する電圧不確定期間となっている。
【００１９】一方、図２において、キャリヤ信号ｅｃの
１周期の期間内で、図２(d)〜(f)に示すＰＷＭ原信号ｅ
ｕ０、ｅｖ０、ｅｗ０のうちの最大幅を示しているパル
スに相当する時間幅Ｔ１がパルス幅変調期間となるが、
この期間は、図から明らかなように、図２(m)の交流出
力電圧ｖｉの波形に斜線を付して示したデッドタイム期
間に重畳してしまっいる。
１周期の期間内で、図２(d)〜(f)に示すＰＷＭ原信号ｅ
ｕ０、ｅｖ０、ｅｗ０のうちの最大幅を示しているパル
スに相当する時間幅Ｔ１がパルス幅変調期間となるが、
この期間は、図から明らかなように、図２(m)の交流出
力電圧ｖｉの波形に斜線を付して示したデッドタイム期
間に重畳してしまっいる。
【００２０】そこで、このまま図２の(g)〜(h)に示すＰ
ＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍから生成した駆動信号
によりサイクロコンバータ３を駆動してしまうと、図２
(m)のデッドタイム期間が時間幅Ｔ１のパルス幅変調期
間内に含まれてしまい、この結果、サイクロコンバータ
３の出力線間電圧にも不確定期間が現われ、出力電圧波
形に歪を生じてしまうことになる。
ＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍから生成した駆動信号
によりサイクロコンバータ３を駆動してしまうと、図２
(m)のデッドタイム期間が時間幅Ｔ１のパルス幅変調期
間内に含まれてしまい、この結果、サイクロコンバータ
３の出力線間電圧にも不確定期間が現われ、出力電圧波
形に歪を生じてしまうことになる。
【００２１】しかしながら、この図１の実施例では、信
号伝達に所定の遅れ時間を与える遅延手段１５が設けて
あり、これにより図２の(i)〜(l)に示すように、ＰＷＭ
信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを時間ｄ(ｄ≧非ラップ期
間)だけ遅延させた遅延ＰＷＭ信号ｅｕｍｄ、ｅｖｍ
ｄ、ｅｗｍｄを生成し、この遅延ＰＷＭ信号ｅｕｍｄ、
ｅｖｍｄ、ｅｗｍｄをパルス分配手段１６に入力してサ
イクロコンバータ３の駆動信号を生成し、これによりサ
イクロコンバータ３が駆動されるようにしてあり、従っ
て、この実施例では、パルス幅変調期間は、時間幅Ｔ１
がｄ時間ずれた時間幅Ｔ２の期間になり、この結果、こ
の実施例によれば、サイクロコンバータ３のパルス幅変
調期間にインバータ１のデッドタイム期間が含まれない
ようにでき、インバータのデッドタイムの影響を受ける
ことなくパルス幅変調が行え、図２の(n)〜(p)に示すよ
うに、歪のない出力電圧パルスｖｕｖ、ｖｖｗ、ｖｗｕ
を得ることができる。
号伝達に所定の遅れ時間を与える遅延手段１５が設けて
あり、これにより図２の(i)〜(l)に示すように、ＰＷＭ
信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを時間ｄ(ｄ≧非ラップ期
間)だけ遅延させた遅延ＰＷＭ信号ｅｕｍｄ、ｅｖｍ
ｄ、ｅｗｍｄを生成し、この遅延ＰＷＭ信号ｅｕｍｄ、
ｅｖｍｄ、ｅｗｍｄをパルス分配手段１６に入力してサ
イクロコンバータ３の駆動信号を生成し、これによりサ
イクロコンバータ３が駆動されるようにしてあり、従っ
て、この実施例では、パルス幅変調期間は、時間幅Ｔ１
がｄ時間ずれた時間幅Ｔ２の期間になり、この結果、こ
の実施例によれば、サイクロコンバータ３のパルス幅変
調期間にインバータ１のデッドタイム期間が含まれない
ようにでき、インバータのデッドタイムの影響を受ける
ことなくパルス幅変調が行え、図２の(n)〜(p)に示すよ
うに、歪のない出力電圧パルスｖｕｖ、ｖｖｗ、ｖｗｕ
を得ることができる。
【００２２】ところで、図１では省略してあるが、サイ
クロコンバータでは、デッドタイム期間での負荷電流の
経路を確保し、且つ、スイッチング時での異常電圧を吸
収するため、実際には図３に示す回路が設けてある。こ
の図３の回路は、そのａとｂで示す端子が図１のサイク
ロコンバータ３のａ点とｂ点に接続され、同様に、端子
ｘ、ｙ、ｚも各点ｘ、ｙ、ｚに接続されるようになって
おり、図において、各ダイオードが負荷電流の経路を形
成し、コンデンサ６が異常電圧吸収用となる。
クロコンバータでは、デッドタイム期間での負荷電流の
経路を確保し、且つ、スイッチング時での異常電圧を吸
収するため、実際には図３に示す回路が設けてある。こ
の図３の回路は、そのａとｂで示す端子が図１のサイク
ロコンバータ３のａ点とｂ点に接続され、同様に、端子
ｘ、ｙ、ｚも各点ｘ、ｙ、ｚに接続されるようになって
おり、図において、各ダイオードが負荷電流の経路を形
成し、コンデンサ６が異常電圧吸収用となる。
【００２３】そして、サイクロコンバータでは、この図
３に示す回路が設けられていることにより、デッドタイ
ム期間に出力の相電圧(仮想中性点に対する電圧)が、電
流が正方向に流れているときには負極性になり、負方向
に流れているときには正極性になる。そこで、上記した
ように、デッドタイム補償手段１９により、サイクロコ
ンバータ３の出力電流の流通方向に応じて電圧指令ｅ
ｕ、ｅｖ、ｅｗを補正することで、サイクロコンバータ
３のデッドタイムによる電圧波形の歪が補正できるので
ある。
３に示す回路が設けられていることにより、デッドタイ
ム期間に出力の相電圧(仮想中性点に対する電圧)が、電
流が正方向に流れているときには負極性になり、負方向
に流れているときには正極性になる。そこで、上記した
ように、デッドタイム補償手段１９により、サイクロコ
ンバータ３の出力電流の流通方向に応じて電圧指令ｅ
ｕ、ｅｖ、ｅｗを補正することで、サイクロコンバータ
３のデッドタイムによる電圧波形の歪が補正できるので
ある。
【００２４】次に、本発明の他の実施例について、以下
に順次説明する。まず、図４の実施例は、遅延手段１５
をＰＷＭ手段１３の前段に設け、これにより、図１の実
施例のようにＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを遅延
させるのではなく、キャリヤ信号ｅｃとパルス信号ｅｐ
を遅延させるようにしたものである。
に順次説明する。まず、図４の実施例は、遅延手段１５
をＰＷＭ手段１３の前段に設け、これにより、図１の実
施例のようにＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを遅延
させるのではなく、キャリヤ信号ｅｃとパルス信号ｅｐ
を遅延させるようにしたものである。
【００２５】この図４の実施例のように、キャリヤ信号
ｅｃとパルス信号ｅｐを遅延させてやれば、ＰＷＭ手段
１３から直接遅延ＰＷＭ信号ｅｕｍｄ、ｅｖｍｄ、ｅｗ
ｍｄが生成されることになり、従って、この実施例によ
っても、図１の実施例と同様に、サイクロコンバータ３
のパルス幅変調期間にインバータ１のデッドタイム期間
が含まれないようにでき、インバータのデッドタイムの
影響を受けることなくパルス幅変調が行え、歪のない出
力電圧を得ることができる。
ｅｃとパルス信号ｅｐを遅延させてやれば、ＰＷＭ手段
１３から直接遅延ＰＷＭ信号ｅｕｍｄ、ｅｖｍｄ、ｅｗ
ｍｄが生成されることになり、従って、この実施例によ
っても、図１の実施例と同様に、サイクロコンバータ３
のパルス幅変調期間にインバータ１のデッドタイム期間
が含まれないようにでき、インバータのデッドタイムの
影響を受けることなくパルス幅変調が行え、歪のない出
力電圧を得ることができる。
【００２６】そして、この実施例によれば、遅延手段１
５として、２系統の信号が遅延処理できるもので済むた
め、構成が簡単になり、小型化、低コスト化の点で有利
になるという効果がある。
５として、２系統の信号が遅延処理できるもので済むた
め、構成が簡単になり、小型化、低コスト化の点で有利
になるという効果がある。
【００２７】次に、図５も本発明の一実施例で、この実
施例は、図１の実施例に対して更に最大パルス発生手段
２０とパルス拡張手段２１、それにパルス分配手段２２
を付加し、これによりインバータ１が、サイクロコンバ
ータ３の出力線間での最大パルス幅と同じパルス幅の電
圧を出力するようにしたものである。次に、この図５の
実施例の動作を、図６の波形図により説明する。
施例は、図１の実施例に対して更に最大パルス発生手段
２０とパルス拡張手段２１、それにパルス分配手段２２
を付加し、これによりインバータ１が、サイクロコンバ
ータ３の出力線間での最大パルス幅と同じパルス幅の電
圧を出力するようにしたものである。次に、この図５の
実施例の動作を、図６の波形図により説明する。
【００２８】まず、最大パルス発生手段２０は、図６の
(b)〜(d)に示すＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍか
ら、図６の(e)に示すサイクロコンバータ３の出力線間
での最大パルス幅を表わす最大パルス信号ｅｍａｘを発
生する。次に、パルス拡張手段２１は、この最大パルス
信号ｅｍａｘを入力し、これをオンディレイ分だけ拡張
して、図６の(f)に示す拡張パルス信号ｅｍａｘｓを発
生する。
(b)〜(d)に示すＰＷＭ信号ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍか
ら、図６の(e)に示すサイクロコンバータ３の出力線間
での最大パルス幅を表わす最大パルス信号ｅｍａｘを発
生する。次に、パルス拡張手段２１は、この最大パルス
信号ｅｍａｘを入力し、これをオンディレイ分だけ拡張
して、図６の(f)に示す拡張パルス信号ｅｍａｘｓを発
生する。
【００２９】そして、パルス分配手段２２は、図６の
(a)に示すパルス信号ｅｐと拡張パルス信号ｅｍａｘｓ
を入力し、これらの信号に対応してインバータ１の出力
電圧の極性とパルス幅が制御されるようにするために必
要な、このインバータの駆動信号を生成する。
(a)に示すパルス信号ｅｐと拡張パルス信号ｅｍａｘｓ
を入力し、これらの信号に対応してインバータ１の出力
電圧の極性とパルス幅が制御されるようにするために必
要な、このインバータの駆動信号を生成する。
【００３０】従って、この実施例によれば、図６(j)か
ら明らかなように、サイクロコンバータ３の駆動信号の
レベル反転タイミング、つまり、このサイクロコンバー
タのスイッチングタイミングをインバータ１の出力電圧
ｖｉがゼロレベルになっている期間内に収めることがで
き、この結果、スイッチング損失が低減され、高効率を
得ることができる。
ら明らかなように、サイクロコンバータ３の駆動信号の
レベル反転タイミング、つまり、このサイクロコンバー
タのスイッチングタイミングをインバータ１の出力電圧
ｖｉがゼロレベルになっている期間内に収めることがで
き、この結果、スイッチング損失が低減され、高効率を
得ることができる。
【００３１】次に、本発明による無停電電源装置の実施
例について説明する。図７は、本発明による無停電電源
装置の一実施例で、このような無停電電源装置として
は、商用電源により浮動充電状態(フローティング状態)
に保持した蓄電池と、この蓄電池から供給される直流電
力を交流電力に変換する交流−直流変換部とで構成され
たものが知られているが、この図７の実施例は、図１〜
図６で説明した高周波リンク式の電力変換装置を交流−
直流変換部に用いて無停電電源装置を構成したもので、
図において、６は整流手段(整流回路)、７はフィルタ、
８は蓄電池、９は商用交流電源、そして１０は負荷を表
わす。
例について説明する。図７は、本発明による無停電電源
装置の一実施例で、このような無停電電源装置として
は、商用電源により浮動充電状態(フローティング状態)
に保持した蓄電池と、この蓄電池から供給される直流電
力を交流電力に変換する交流−直流変換部とで構成され
たものが知られているが、この図７の実施例は、図１〜
図６で説明した高周波リンク式の電力変換装置を交流−
直流変換部に用いて無停電電源装置を構成したもので、
図において、６は整流手段(整流回路)、７はフィルタ、
８は蓄電池、９は商用交流電源、そして１０は負荷を表
わす。
【００３２】インバータ１、変圧器２、サイクロコンバ
ータ３、それに制御手段５からなる高周波リンク式電力
変換装置は、蓄電池８から供給される直流電力を、商用
交流電源９と同じ周波数(或いは、負荷１０が要求する
周波数)の交流電力に変換して出力する働きをする。
ータ３、それに制御手段５からなる高周波リンク式電力
変換装置は、蓄電池８から供給される直流電力を、商用
交流電源９と同じ周波数(或いは、負荷１０が要求する
周波数)の交流電力に変換して出力する働きをする。
【００３３】一方、整流手段６は、商用交流電源９から
の交流電力を整流し、蓄電池８の定格電圧値とほぼ等し
い所定の電圧を有する直流電力を発生し、常時、蓄電池
８を充電状態に保つと共に、商用交流電源９から定格通
りの交流電力の供給が得られている間は、常時、負荷１
０が要求する最大の電力を供給するのに必要な直流電力
を安定して供給する能力を備えている。
の交流電力を整流し、蓄電池８の定格電圧値とほぼ等し
い所定の電圧を有する直流電力を発生し、常時、蓄電池
８を充電状態に保つと共に、商用交流電源９から定格通
りの交流電力の供給が得られている間は、常時、負荷１
０が要求する最大の電力を供給するのに必要な直流電力
を安定して供給する能力を備えている。
【００３４】従って、蓄電池８は、商用交流電源９が健
全な状態にある限り、常に完全充電状態を保ち、商用交
流電源９からの電力供給が停止したときにも、そのまま
インバータ１に直流電力を供給し続け、負荷１０に対す
る無停電電源装置としての機能を果たすことになる。な
お、フィルタ７は、サイクロコンバータ３から出力され
る交流電力中に含まれる高調波成分を除去する働きをす
る。
全な状態にある限り、常に完全充電状態を保ち、商用交
流電源９からの電力供給が停止したときにも、そのまま
インバータ１に直流電力を供給し続け、負荷１０に対す
る無停電電源装置としての機能を果たすことになる。な
お、フィルタ７は、サイクロコンバータ３から出力され
る交流電力中に含まれる高調波成分を除去する働きをす
る。
【００３５】図８は、図７の実施例における制御手段５
の詳細を示したもので、図中、２３は電圧調整手段で、
負荷１０に供給されている出力電圧を取り込み、これに
応じて出力波形指令生成手段１１から出力される電圧指
令ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを制御して、出力電圧に対するフィ
ードバック制御機能が与えられるようにするものであ
り、従って、この実施例によれば、充分に安定化された
出力電圧を負荷１０に供給することができる。
の詳細を示したもので、図中、２３は電圧調整手段で、
負荷１０に供給されている出力電圧を取り込み、これに
応じて出力波形指令生成手段１１から出力される電圧指
令ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを制御して、出力電圧に対するフィ
ードバック制御機能が与えられるようにするものであ
り、従って、この実施例によれば、充分に安定化された
出力電圧を負荷１０に供給することができる。
【００３６】この図７の実施例によれば、変圧器２の小
型化、軽量化が容易で、しかも充分に歪の発生を抑える
ことができるから、小型、軽量で、且つ、波形歪の少な
い無停電電源装置を容易に提供することができる。
型化、軽量化が容易で、しかも充分に歪の発生を抑える
ことができるから、小型、軽量で、且つ、波形歪の少な
い無停電電源装置を容易に提供することができる。
【００３７】
【発明の効果】本発明によれば、インバータと変圧器、
それにサイクロコンバータからなる高周波リンク式の電
力変換装置において、デッドタイムに起因する出力電圧
波形の歪を容易に低減することができるから、小型、軽
量で、且つ、波形歪の少ない電力変換装置と、無停電電
源装置を容易に提供することができる。
それにサイクロコンバータからなる高周波リンク式の電
力変換装置において、デッドタイムに起因する出力電圧
波形の歪を容易に低減することができるから、小型、軽
量で、且つ、波形歪の少ない電力変換装置と、無停電電
源装置を容易に提供することができる。
【図１】本発明による電力変換装置の一実施例を示すブ
ロック構成図である。
ロック構成図である。
【図２】本発明の一実施例の動作を説明するための波形
図である。
図である。
【図３】本発明の一実施例におけるサイクロコンバータ
に対する付加回路の説明図である。
に対する付加回路の説明図である。
【図４】本発明の他の一実施例を示すブロック構成図で
ある。
ある。
【図５】本発明の更に別の一実施例を示すブロック構成
図である。
図である。
【図６】本発明の更に別の一実施例の動作を説明するた
めの波形図である。
めの波形図である。
【図７】本発明による無停電電源装置の一実施例を示す
ブロック構成図である。
ブロック構成図である。
【図８】本発明による無停電電源装置の一実施例におけ
る制御手段の詳細ブロック構成図である。
る制御手段の詳細ブロック構成図である。
１ インバータ ２ 変圧器 ３ サイクロコンバータ ４ 直流電源 ５ 制御手段
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源に入力が接続されたインバータ
と、このインバータの出力に１次巻線が接続された変圧
器と、この変圧器の２次巻線に入力が接続されたパルス
幅変調方式のサイクロコンバータと、これらインバータ
とサイクロコンバータの双方を同一の搬送波信号に基づ
いてパルス幅変調する制御手段とを備え、前記サイクロ
コンバータの出力から所定の周波数の交流電力を得るよ
うにした電力変換装置において、前記搬送波信号により
生成された前記サイクロコンバータのパルス幅変調信号
を入力とする信号遅延手段を設け、前記サイクロコンバ
ータの出力線間電圧パルスが前記インバータのデッドタ
イム期間に重畳して表われないようにするのに必要な時
間だけ前記パルス幅変調信号が遅延されるように構成し
たことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 直流電源に入力が接続されたインバータ
と、このインバータの出力に１次巻線が接続された変圧
器と、この変圧器の２次巻線に入力が接続されたパルス
幅変調方式のサイクロコンバータと、これらインバータ
とサイクロコンバータの双方を同一の搬送波信号に基づ
いてパルス幅変調する制御手段とを備え、前記サイクロ
コンバータの出力から所定の周波数の交流電力を得るよ
うにした電力変換装置において、前記搬送波信号を入力
とする信号遅延手段を設け、前記サイクロコンバータに
対するパルス幅変調信号を前記信号遅延手段から出力さ
れる搬送波信号に基づいて作成することより、前記サイ
クロコンバータの出力線間電圧パルスが前記インバータ
のデッドタイム期間に重畳して表われないようにするの
に必要な時間だけ前記パルス幅変調信号が遅延されるよ
うに構成したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 請求項１又は２の発明において、前記サ
イクロコンバータに対する出力電圧波形指令値を、この
サイクロコンバータの出力電流の通流方向に応じて補正
する補償手段が設けられていることを特徴とする電力変
換装置。 - 【請求項４】 請求項１の発明において、前記インバー
タの出力電圧パルスの幅を、前記サイクロコンバータの
出力線間電圧パルスの最大パルス幅に一致させる手段が
設けられていることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項５】 商用交流電力系から整流手段を介して充
電される蓄電池と、この蓄電池から供給される直流電力
を入力とする直流交流変換手段とからなる無停電電源装
置において、前記直流交流変換手段が請求項１乃至請求
項４に記載の電力変換装置の何れかで構成されているこ
とを特徴とする無停電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4156903A JPH066976A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | 電力変換装置及び無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4156903A JPH066976A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | 電力変換装置及び無停電電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH066976A true JPH066976A (ja) | 1994-01-14 |
Family
ID=15637921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4156903A Pending JPH066976A (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | 電力変換装置及び無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH066976A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001251864A (ja) * | 2000-03-07 | 2001-09-14 | Yaskawa Electric Corp | ゲート信号出力装置 |
| JP2010273493A (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | Sanwa Shutter Corp | 非常用電源装置 |
| US7880038B2 (en) | 2003-04-18 | 2011-02-01 | Sumitomo Chemical Company, Limited | Metal catalyst and its use |
| CN107565834A (zh) * | 2017-07-25 | 2018-01-09 | 全球能源互联网研究院有限公司 | 一种交直流变换电路的控制方法及装置 |
-
1992
- 1992-06-16 JP JP4156903A patent/JPH066976A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001251864A (ja) * | 2000-03-07 | 2001-09-14 | Yaskawa Electric Corp | ゲート信号出力装置 |
| US7880038B2 (en) | 2003-04-18 | 2011-02-01 | Sumitomo Chemical Company, Limited | Metal catalyst and its use |
| JP2010273493A (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | Sanwa Shutter Corp | 非常用電源装置 |
| CN107565834A (zh) * | 2017-07-25 | 2018-01-09 | 全球能源互联网研究院有限公司 | 一种交直流变换电路的控制方法及装置 |
| CN107565834B (zh) * | 2017-07-25 | 2020-03-24 | 全球能源互联网研究院有限公司 | 一种交直流变换电路的控制方法及装置 |
| US10951110B2 (en) | 2017-07-25 | 2021-03-16 | Global Energy Interconnection Research Institute Co., Ltd | Control method and device for alternating-current and direct-current conversion circuit, and computer storage medium |
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