JP3296425B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＣ入力に基づい
て複数の出力電圧値のＡＣ出力を選択的に得るスイッチ
ング方式の単相又は多相の電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置をハーフブリ
ッジ型ＡＣ−ＤＣコンバータとハーフブリッジ型ＤＣ−
ＡＣインバータとの組み合せによって構成することは公
知である。また、電力変換装置を入力電圧と出力電圧と
がほぼ同一になるようにコンバータ及びインバータのス
イッチを制御する第1のモードと、入力電圧よりも出力
電圧を下げるようにスイッチを制御する第2のモード
と、入力電圧よりも出力電圧を上げるようにスイッチを
制御する第3のモードとを選択的に得ることができるよ
うに構成し、且つ効率を向上させるために、ハーフブリ
ッジ型コンバータの一対のスイッチ又はハーフブリッジ
型インバータの一対のスイッチの一方又は両方をＰＷＭ
制御しないで電源電圧の周期でオン・オフすることが本
件出願人に係る特開平８−１２６３５２号公報で提案さ
れている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記公報に
は、スイッチの制御回路の詳細が記載されていない。ま
た、スイッチの寄生容量又は並列コンデンサに基づく電
力損失の改善についての記載はない。

【０００４】そこで、本発明の第1の目的は、複数の出
力レベルを容易に得ることができると共に力率改善を容
易に行うことができる単相又は多相の電力変換装置を提
供することにある。本発明の第2の目的は複数の出力レ
ベルを容易に得ることができると共にスイッチの寄生容
量又は並列コンデンサに基づく電力損失を低減できる単
相又は多相の電力変換装置を提供することにある。ま
た、本発明の第３の目的は互いに逆にオン・オフする一
対のスイッチの直列回路を有する単相又は多相の電力変
換装置におけるスイッチング損失の低減を図ることにあ
る。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、電力変換回路とこの変
換回路の制御回路とから成り、前記電力変換回路は、交
流電源の一端に接続される第1の交流電源端子と、前記
交流電源の他端に接続される第2の交流電源端子と、第1
及び第2のスイッチが直列に接続された第1の直列回路
と、第3及び第4のスイッチが直列に接続された回路であ
り且つ前記第1の直列回路に対して並列に接続された第2
の直列回路と、第5及び第6のスイッチが直列に接続され
た回路であり且つ前記第1及び第2の直列回路に対して並
列に接続された第3の直列回路と、前記第1、第2及び第3
の直列回路に対して並列に接続されたコンデンサ又は直
流電源と、出力手段と、リアクトルとを有し、を有し、
前記第1及び第2のスイッチの接続中点が前記リアクトル
を介して前記第1の交流電源端子に接続され、前記第3及
び第4のスイッチの接続中点が前記第2の交流電源端子に
接続され、前記出力手段は前記第5及び第6のスイッチの
接続中点と前記第2の交流電源端子との間に負荷を接続
するためのであり、前記制御回路は、前記交流電源の電
圧とほぼ同一の交流出力電圧を前記負荷に供給する非変
換モードと、前記交流電源の電圧よりも低い交流出力電
圧を前記負荷に供給する降圧モードと、前記交流電源の
電圧よりも高い交流出力電圧を前記負荷に供給する昇圧
モードとの内の少なくとも2つのモードを選択的に得る
ために前記第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチ
を制御するものである電力変換装置において,前記第1及
び第2のスイッチよりも電源側における入力電流と前記
第1及び第2の交流電源端子間の入力電圧との位相差を示
す信号を形成する位相差信号形成手段と、前記位相差を
示す信号に基づいて前記位相差を低減するように前記第
3及び第4のスイッチを制御するスイッチ制御回路とを有
していることを特徴とする電力変換装置に係わるもので
ある。

【０００６】なお、請求項２に示すように、力率改善及
び直流電圧制御のための回路を構成することが望まし
い。また、請求項３に示すようにソフトスイッチング回
路を例えば図１２に示すように設けることが望ましい。
また、請求項４に示すようにソフトスイッチング回路を
１次巻線と２次巻線とを有するトランスを使用して構成
することができる。また、請求項５及び６に示すように
請求項３及び４のソフトスイッチング回路を一対のスイ
ッチの直列回路を含む種々の電力変換装置に適用するこ
とができる。

【０００７】

【発明の効果】請求項１及び２の発明によれば、第３及
び第４のスイッチを使用して力率改善を容易に行うこと
ができる。また、請求項３及び４の発明によれば、複数
の出力レベルを容易に得ることができると共に、効率向
上を達成することができる。また、請求項５及び６の発
明によれば、一対のスイッチを含む種々の電力変換装置
においてノイズ及び損失を低減することができる。

【０００８】

【実施形態及び実施例】次に、図１〜図２7を参照して
本発明の実施形態及び実施例を説明する。

【０００９】図１は本発明の実施例に従うＡＣ入力に基
づいて複数の電圧レベルのＡＣ出力を得るための電力変
換装置を示す。この電力変換装置は、大別して変換回路
１とこの制御回路２とから成る。

【００１０】変換回路１は、例えば５０Ｈｚの商用交流
電源３に接続された第１及び第２の交流電源端子４、５
と、第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ
Ｑ1、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 と、変換用コンデ
ンサＣと、入力段の第１のリアクトルＬ1 、出力段の第
２のリアクトルＬ2 と、中間段の第3のリアクトルＬ3
と、入力段フィルタ用コンデンサＣ11 と、出力段フィ
ルタ用コンデンサＣ12 と、第１及び第２の交流出力端
子６、７とから成る。

【００１１】第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 はソース
をバルク（サブストレート）に接続した構造の絶縁ゲー
ト型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、第
１、第２、第３、第４、第５及び第６のＦＥＴスイッチ
Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5、Ｓ6 とこれに逆並列に
接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダ
イオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 とを有す
る。なお、ダイオードＤ1 〜Ｄ6 をスイッチＱ1 〜Ｑ6
に内蔵させないで個別部品とすることができる。また、
ＦＥＴスイッチＳ1 〜Ｓ6 をバイポーラトランジスタ、
ＩＧＢＴ等の半導体スイッチとすることができる。

【００１２】第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列
接続から成る第１の直列回路と、第３及び第４のスイッ
チＱ3 、Ｑ4 の直列接続から成る第２の直列回路と、第
５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列接続から成る第
３の直列回路と、変換用コンデンサＣとが、互いに並列
に接続されている。

【００１３】第１の直列回路の中点即ち第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 の接続中点８が入力段リアクトルＬ
1 を介して第１の交流電源端子４に接続されている。第
２の直列回路の中点即ち第３及び第４のスイッチＱ3 、
Ｑ4 の接続中点９がリアクトルL3を介して第２の交流電
源端子５に接続されている。第３の直列回路の中点即ち
第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の接続中点１０が出
力段リアクトルＬ2 を介して第１の交流出力端子６に接
続されている。負荷１１は出力手段としての第１及び第
２の交流出力端子６、７間に接続されている。なお、第
２の交流電源端子５と第２の交流出力端子７はグランド
端子であって互いに共通接続されている。

【００１４】第１のフィルタ用コンデンサＣ11 は入力
電流の高周波成分を除去するために１及び第２の交流電
源端子４、５間に接続されている。第２のフィルタ用コ
ンデンサＣ12 は出力電圧の高周波成分を除去するため
に第１及び第２の交流出力端子６、７間に接続されてい
る。

【００１５】制御回路２によって第１〜第６のスイッチ
Ｑ1 〜Ｑ6 を制御するために、制御回路２と第１〜第６
のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲート（制御端子）との間がラ
イン１２、１３、１４、１５、１６、１７で接続されて
いる。また、制御回路２によってスイッチＱ1 〜Ｑ6 の
制御信号を形成するために、第１及び第２の交流電源端
子４、５がライン１８、１９によって、また第１の交流
出力端子６がライン２０によって、またコンデンサＣの
両端がライン２１、２２によって、またリアクトルＬ1
に流れる電流を検出する電流検出器２３がライン２４に
よって制御回路２にそれぞれ接続されている。なお、電
流検出器23はフイルタ用コンデンサＣ1と電源端子4との
間に接続することができる。本願ではコンデンサＣ1で
平滑される前の電流及び平滑された後の電流のいずれも
入力電流と呼ぶことにする。

【００１６】図１の制御回路２の詳細を図２によって説
明する前に、図１の変換回路１の動作を説明する。変換
回路１は、前述した特開平８−１２６３５２号公報のも
のと同様に第１、第２及び第３のモードで動作する。第
１のモードは電源３の電圧Ｖin（例えば１００Ｖ）とほ
ぼ同一の出力電圧Ｖ0 を第１及び第２の交流出力端子
６、７間に得る電圧非変換モードである。第２のモード
は電源電圧Ｖin（１００Ｖ）よりも低い出力電圧Ｖ0 を
得る降圧モードである。第３のモードは電源電圧Ｖinよ
りも高い出力電圧Ｖ0 を得る昇圧モードである。いずれ
のモードにおいてても第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 と第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 のいずれか一方
又は両方の高周波のオン・オフが禁止され、低周波（５
０Ｈｚ）のオン・オフになるので、損失低減効果が生じ
る。

【００１７】

【非変換モード】入力交流電圧Ｖinとほぼ同一の出力電
圧Ｖ0 を得る非変換モードの場合には、第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 に図４（Ｂ）〜（Ｇ）の制御信号が供
給される。即ち、第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ5 は
５０Ｈｚ方形波パルスによって１８０度間隔で断続的に
オンになり、第２及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ6 はＱ1
、Ｑ5 と反対に動作する。また、第３及び第４のスイ
ッチＱ3 、Ｑ4 は図４（Ａ）の交流電源電圧Ｖinの周波
数よりも十分に高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン
・オフ制御される。なお、非変換モード時には第３及び
第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 をオフに保つこともできる
が、本実施例では力率改善のために他のモードと同様に
オン・オフしている。図４に示すように各スイッチＱ1
〜Ｑ6 を制御すると、入力交流電圧Ｖinが正の半波の期
間（ｔ0 〜ｔ1 ）では、交流電源３、第１のリアクトル
Ｌ1 、第１のスイッチＱ1 、第５のスイッチＱ5 、第２
のリアクトルＬ2 、及び負荷１１の閉回路で正方向電流
が流れる。また、入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間
（ｔ1 〜ｔ2 ）では、交流電源３、負荷１１、第２のリ
アクトルＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ
2 、及び第１のリアクトルＬ1の閉回路で負方向電流が
流れる。この非変換モードには入力交流電圧Ｖinが僅か
な電圧降下を伴って出力電圧Ｖ0 となる。この場合、第
１、第２、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、
Ｑ6 は高周波（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフされな
いので、単位時間当りのスイッチング回数が少なくな
り、スイッチング損失による効率低下が少なくなる。な
お、この非変換モード時の出力電圧V0の精度は−１０〜
＋１０程度となる。

【００１８】

【降圧モード】入力交流電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖ
0 を得る降圧モードの場合には、第１〜第６の主スイッ
チＱ1 〜Ｑ6 に図５（Ｂ）〜（Ｇ）に示す制御信号が供
給される。即ち、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は
図５（Ａ）の電源電圧Ｖinと同一の低周波（５０Ｈｚ）
でオン・オフし、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 は高
周波（例えば２０ｋＨｚ）のＰＷＭパルスでオン・オフ
する。図５の入力交流電圧Ｖinの正の半波の期間ｔ0 〜
ｔ1 であり且つ第５のスイッチＱ5 がオンの期間には、
交流電源３、第１のリアクトルＬ1 、第１のスイッチＱ
1 、第５のスイッチＱ5 、第２のリアクトルＬ2 及び負
荷１１の閉回路で正方向電流が流れる。また、入力交流
電圧Ｖinの正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第６の
スイッチＱ6 がオン即ち第５のスイッチＱ5 がオフの期
間には、交流電源３、第１のリアクトルＬ1 、第１のス
イッチＱ1 、コンデンサＣ、第６のスイッチＱ6 、第２
のリアクトルＬ2 及び負荷１１の閉回路で正方向電流が
流れる。

【００１９】降圧モードにおける入力交流電圧Ｖinの負
の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第６のスイッチＱ6
がオンの期間には、交流電源３、負荷１１、第２のリア
クトルＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2
及び第１のリアクトルＬ1 の閉回路で負方向の電流が流
れる。また、入力交流電圧Ｖinの負の半波の期間ｔ1〜
ｔ2 であり且つ第５のスイッチＱ5 のオンの期間即ち第
６のスイッチＱ6 のオフの期間には、交流電源３、負荷
１１、第２のリアクトルＬ2 、第５のスイッチＱ5 、コ
ンデンサＣ、第２のスイッチＱ2 及び第１のリアクトル
Ｌ1 の閉回路で負方向電流が流れる。入力交流電圧Ｖin
が第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 で高周波で断続さ
れるので、入力交流電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖ0 が
得られる。

【００２０】降圧モードにおいてコンデンサＣは第１、
第２、第５及び第６のスイッチＱ1Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 を
通る回路で充電される。このため、もしコンデンサＣの
電圧Ｖc を制御しないと、この電圧Ｖc は徐々に高くな
る。そこで、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 を高い
周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフしてコンデン
サＣの電荷を放出し、この電圧Ｖc を制御する。コンデ
ンサＣの放電回路は次のようにして形成される。まず、
入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1であり且
つ第４のスイッチＱ4 のオンの期間には、コンデンサ
Ｃ、第１のスイッチＱ1 、第１のリアクトルＬ1 、電源
３、第3のリアクトルＬ3、及び第４のスイッチＱ4 から
成る閉回路でコンデンサＣの放電電流が流れる。この
時、第１及び第3のリアクトルＬ1 、Ｌ3にエネルギーが
蓄積される。次に、入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間
ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第３のスイッチＱ3 のオン期間に
は、第１のリアクトルＬ1 、電源３、第3のリアクトル
Ｌ3，第３のスイッチＱ3 、第１のスイッチＱ1 から成
る閉回路でリアクトルＬ1及びＬ3 のエネルギーの放出
が行われ、リアクトルＬ1及びＬ3 のエネルギーは電源
３に帰還される。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 が
図５（Ｄ）（Ｆ）に示すように電源３の電圧Ｖinよりも
十分に高い周波数でＰＷＭパルスで断続され、このＰＷ
Ｍパルスの幅の制御によってコンデンサＣの放電期間が
制御され、コンデンサＣの電圧Ｖc はほぼ一定に保たれ
る。なお、入力交流電圧Ｖinが負の期間ｔ1 〜ｔ2 であ
り且つ第３のスイッチＱ3 がオンの期間には、コンデン
サＣ、第３のスイッチＱ3 ，第3のリアクトルＬ3，電源
３、第１のリアクトルＬ1 及び第２のスイッチＱ2 から
成る閉回路でコンデンサＣの電荷が放出される。また、
入力交流電圧Ｖinが負の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第４
のスイッチＱ4 のオン期間には、第１のリアクトルＬ1
、第２のスイッチＱ2 、第４のスイッチＱ4 、第3のリ
アクトルＬ3及び電源３から成る閉回路でリアクトルＬ
1、Ｌ3 のエネルギーが放出される。また、本実施例で
は入力の力率改善を行うように第３及び第４のスイッチ
Ｑ3，Ｑ4がオン．オフ制御される

【００２１】

【昇圧モード】入力交流電圧Ｖinよりも高い出力電圧Ｖ
0 を得る昇圧モードの場合には、図６（Ｂ）〜（Ｇ）に
示す制御信号で第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 がオン
・オフ制御される。即ち、第１〜第４のスイッチＱ1 〜
Ｑ4 は高周波でオン・オフされ、第５及び第６のスイッ
チＱ5 、Ｑ6 は電源周波数（５０Ｈｚ）でオン・オフさ
れる。図６の入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜
ｔ1 であり且つ第１のスイッチＱ1 のオン期間には、電
源３、第１のリアクトルＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第
５のスイッチＱ5 、第２のリアクトルＬ2 、負荷１１か
ら成る閉回路で第１の方向の電流が流れる。この時、第
１のリアクトルＬ1 に前のサイクルで充電されたエネル
ギーの放出が生じ、電源３の電圧Ｖinと第１のリアクト
ルＬ1 の電圧との和が出力され、入力交流電圧Ｖinより
も高い振幅の出力電圧Ｖ0 が得られる。昇圧モードにお
いて、入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 で
あり且つ第２のスイッチＱ2 のオン期間には、電源３、
第１のリアクトルＬ1 、第２のスイッチＱ2 、コンデン
サＣ、第５のスイッチＱ5 、第２のリアクトルＬ2 及び
負荷１１から成る閉回路で第１の方向の電流が流れ、且
つ第１のリアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。こ
の時には入力交流電圧ＶinにコンデンサＣの電圧Ｖc が
加算されて出力電圧Ｖ0 となる。

【００２２】昇圧モードにおいて、入力交流電圧Ｖinが
負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第２のスイッチＱ
2 がオンの期間には、電源３、負荷１１、第２のリアク
トルＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 及
び第１のリアクトルＬ1 から成る閉回路で第２の方向の
電流が流れる。この時は入力交流電圧Ｖinに第１のリア
クトルＬ1 の電圧が加算されて出力電圧Ｖ0 となる。ま
た、入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であ
り且つ第１のスイッチＱ1 がオンの期間には、電源３、
負荷１１、第２のリアクトルＬ2 、第６のスイッチＱ6
、コンデンサＣ、第１のスイッチＱ1 及び第１のリア
クトルＬ1 から成る閉回路で第２の方向の電流が流れ
る。この時には入力交流電圧ＶinにコンデンサＣの電圧
Ｖc が加算されて出力電圧Ｖ0 となる。なお、この期間
に第１のリアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。

【００２３】昇圧モードにおいてコンデンサＣの放電が
生じ、この電圧が低下する。そこで、第３及び第４のス
イッチＱ3 、Ｑ4 を第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6
よりも高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）で断続すること
によってコンデンサＣの電圧Ｖc をほぼ一定に制御す
る。この詳しい動作を次に述べる。入力交流電圧Ｖinが
正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第４のスイッチＱ
4 のオン期間には、電源３、第１のリアクトルＬ1 、第
１のスイッチＱ1 、コンデンサＣ、第3のリアクトルＬ
3，第４のスイッチＱ4 から成る閉回路でコンデンサＣ
を充電する。この時、第１及び第3のリアクトルＬ1 、
Ｌ3の蓄積エネルギーの放出があるので、コンデンサＣ
は、電源３の電圧Ｖinと第１のリアクトルＬ1、Ｌ3 の
電圧との和で充電される。即ち、出力電圧Ｖ0 よりも高
い電圧でコンデンサＣが充電される。入力交流電圧Ｖin
が正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第３のスイッチ
Ｑ3 のオン期間には、電源３、第１のリアクトルＬ1 、
第１のスイッチＱ1 、第３のスイッチＱ3 、第3のリア
クトルＬ3の閉回路に電流が流れ、第１及び第3のリアク
トルＬ1、Ｌ3 にエネルギーが蓄積される。入力交流電
圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第３のス
イッチＱ3がオンの期間には、電源３、第3のリアクトル
Ｌ3、第３のスイッチＱ3 、コンデンサＣ、第２のスイ
ッチＱ2 及び第１のリアクトルＬ1 から成る閉回路に電
流が流れ、電源３の電圧Ｖinと第１及び第3のリアクト
ルＬ1 、Ｌ3の電圧の和でコンデンサＣが充電される。
入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且
つ第４のスイッチＱ4のオンの期間には、電源３、第3の
リアクトルＬ3，第4のスイッチＱ4 、第２のスイッチＱ
2 及び第１のリアクトルＬ1 から成る閉回路に電流が流
れ、第１及び第3のリアクトルＬ1、Ｌ3 にエネルギーが
蓄積される。なお、この昇圧モ−ドにおいても第３及び
第４のスイッチＱ3、Ｑ４は入力の力率を改善するよう
に動作する。

【００２４】図３は図１の変換回路１によって非変換モ
ード、降圧モード、昇圧モードを得ることを示す等価回
路である。入力段のエネルギー蓄積要素３０は第１のリ
アクトルＬ1 に相当し、出力段エネルギー蓄積要素３４
は第２のリアクトルＬ2 に相当し、電圧Ｖ1 の第１の電
源３１は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に相当し、
電圧Ｖ2 の第２の電源３２は第３及び第４のスイッチＱ
3 、Ｑ4 に相当し、電圧Ｖ3 の第３の電源３３は第５及
び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 に相当する。非変換モード
時は、第１及び第３の電源３１、３３の電圧Ｖ1 、Ｖ3
を零にするように第１、第２、第５及び第６のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 を制御する。降圧モードには第
１の電源３１の電圧Ｖ1 を零にし、第３の電源３３の電
圧Ｖ3 をマイナスの値にするように第１、第２、第５及
び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 を制御する。
昇圧モード時には第１の電源３１の電圧Ｖ1 をプラスの
値にし、第３の電源３３の電圧Ｖ3 を零にするように第
１、第２、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、
Ｑ6 を制御する。第２の電源３２の電圧Ｖ2は入力の力
率を改善するように制御される。

【００２５】次に、制御回路２の詳細を図２によって説
明する。制御回路２は、入力電圧検出回路４１、直流電
圧検出回路４２、出力電圧検出回路４３、直流電圧及び
力率改善指令値発生手段４４、出力段電圧指令値発生手
段４５、方形波発生器４６、第1〜第4のモード選択スイ
ッチ48、49、50、51、三角波発生器５２、第１、第２及
び第３のコンパレータ５３、５４、５５、第１、第２及
び第３の逆相信号形成回路５６、５７、５８を有する。

【００２６】入力電圧検出回路４１は、ライン１８、１
９によって第１及び第２の交流電源端子４、５に接続さ
れており、電源３の電圧Ｖinを検出し、基準正弦波を発
生する。直流電圧検出回路４２はライン２１、２２によ
ってコンデンサＣの両端に接続され、コンデンサＣの電
圧Ｖc を示す検出信号を出力する。出力電圧検出回路４
３はライン２０、１９によって第１及び第２の交流出力
端子６、７に接続され、出力電圧Ｖ0 を示す検出信号を
出力する。各検出回路４１、４２、４３は、電源電圧Ｖ
in、コンデンサ電圧Ｖc 、出力電圧Ｖ0 の実際の値より
も低い電圧を出力するが、理解を容易にするためにここ
では実際の電圧と同一の値が出力されるものとする。な
お、この指令値Ｖrcは、第1及び第2のスイッチＱ1、Ｑ2
の相互接続中点8と第3及び第4のスイッチＱ3、Ｑ4の相
互接続中点9との間の電圧Ｖconvを所望値にするための
指令値として機能する。

【００２７】直流電圧及び力率改善指令値発生手段４４
は、直流基準電圧源５９と、第1及び第2の減算器６０、
６３と、２つの比例積分（ＰＩ）回路６１、６４と、乗
算器６２とから成る。第1の減算器６０は基準電圧源５
９に基準電圧と直流電圧検出回路４２の検出出力の差を
示す誤差信号を出力する。この誤差信号は比例積分回路
６１を介して乗算器６２に入力し、入力電圧検出回路４
１から得られた基準正弦波（例えば実効値１００Ｖの正
弦波）に乗算される。乗算器６２の出力はコンデンサＣ
の電圧Ｖc を所望値に保つための情報を含む入力電流指
令値である。第2の減算器６３は乗算器６２の出力（入
力電流指令値）と電流検出器２３に接続されたライン２
４の検出値（検出電流値）との差を示す信号を出力し、
位相差信号形成回路として機能する。減算器６３の出力
は比例積分回路６４を介して出力される。比例積分回路
６４の出力は直流電圧及び力率改善指令値Ｖrcとなる。
この指令値Ｖrcは電源電圧Ｖinに同期した正弦波であ
リ、コンデンサＣの電圧を所定値に制御するための情報
と入力の力率を改善するための情報とを含む。なお、こ
の指令値Ｖrcは、第1及び第2のスイッチＱ1、Ｑ2の相互
接続中点8と第3及び第4のスイッチＱ3、Ｑ4の相互接続
中点9との間の電圧Ｖconvを所望値にするための指令値
として機能する。

【００２８】出力段電圧指令値発生手段４５は、基準出
力電圧指令値発生器６６と、減算器６７と、比例積分微
分（ＰＩＤ）回路６８とから成る。基準出力電圧指令値
発生器６６は、降圧モード時には、電源電圧Ｖinよりも
ａボルト低いＶ01＝Ｖin−ａを示す指令値を発生し、昇
圧モード時には、電源電圧Ｖinよりもｂボルト高いＶ02
＝Ｖin＋ｂを発生する。この各基準電圧指令値Ｖ01、Ｖ
02は電源電圧Ｖinに同期した正弦波である。減算器６７
は基準電圧指令値発生器６６の出力と出力電圧検出回路
４３の出力との差を示す信号を出力する。この減算器６
７の出力は比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８を介して出
力され、出力段電圧指令値Ｖriとなる。なお、Ｖriは電
源電圧Ｖinに同期した正弦波であり、第3及び第4のスイ
ッチＱ3,Ｑ4の接続中点9と第5及び第6のスイッチＱ5、
Ｑ6の相互接続中点10との間の電圧Ｖinvを所望値にする
ための指令値として機能する。

【００２９】降圧モ−ド、昇圧モ−ド、非変換モ−ドも
選択的に設定するために、方形波発生器46と4つのスイ
ッチ48、49、50、51とが設けられている。

【００３０】方形波発生器４６は、増幅器６９とリミッ
タ７０とから成る。増幅器６９は入力電圧検出回路４１
から得られる図７（Ａ）の５０Ｈｚの基準正弦波Ｖf を
ピークが三角波電圧Vtの最大値よりも十分に高い電圧に
増幅するものである。リミッタ７０は、三角波発生器５
２の出力三角波の最大値に等しい＋Ｖsと最小値に等し
い−Ｖsとの間に増幅器出力を制限し、図７（Ｂ）に示
す＋Ｖs の高レベルと−Ｖs の低レベルとを交互に有す
る方形波電圧Ｖs を発生する。

【００３１】第1のモード選択スイッチ48は、出力段電
圧指令値発生手段45と第1のコンパレータ53との間に接
続されており、昇圧モードの時にのみオンになる。第2
のモード選択スイッチ49は、方形波発生器46と第1のコ
ンパレータ53との間に接続されており、非変換モード及
び降圧モードの時にのみオンになる。第3のモード選択
スイッチ50は出力段電圧指令値発生手段45と第3のコン
パレータ55との間に接続されており、降圧モードの時に
のみオンになる。第4のモード選択スイッチ51は方形波
発生器46と第3のコンパレータ55との間に接続されてお
り、非変換モード及び昇圧モードの時にのみオンにな
る。

【００３２】三角波発生器５２は電源３の電圧Ｖinの周
波数（５０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（例えば２０
ｋＨｚ）の三角波電圧Ｖt即ち鋸波を図８〜図１１に示
すように発生する。この三角波電圧Ｖｔは最大値が＋V
s，最小値が−Vsであり、急峻に立上った後に徐々に低
下するのこぎり波状電圧である。勿論、三角波発生器５
２を徐々に立上って急速に立上る三角波、徐々に立上っ
て徐々に下がる三角波を発生するように構成できる。図
２では１つの三角波発生器５２が第１、第２及び第３の
コンパレータ５３、５４、５５に接続されているが、第
１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５のた
めの専用の三角波発生器を設けることもできる。また、
１つの三角波発生器５２から３種類の三角波を発生させ
ることもできる。

【００３３】第１のコンパレータ５３は第1及び第2のモ
ード選択スイッチ48、49の出力のいずれか一方から成る
コンパレータ入力信号Ｖｒ1と三角波電圧Ｖt とを比較
してライン１２に第１のスイッチＱ1 のオン・オフ制御
信号を２値形式で出力する。

【００３４】第２のコンパレータ５４は直流電圧及び力
率改善指令値発生手段４４と三角波発生器５２とに接続
され、コンデンサ電圧及び力率改善指令値としてのコン
パレータ入力信号Ｖr2と三角波電圧Ｖt とを比較してラ
イン１４に第３のスイッチＱ3 のオン・オフ制御信号を
２値形式で出力する。この第２のコンパレータ５４はコ
ンデンサＣの電圧制御及び力率改善制御回路を構成して
いる。

【００３５】第３のコンパレータ５５は第3及び第4のモ
ード選択スイッチ50、51の出力から成るコンパレータ入
力信号Ｖｒ3と三角波電圧Ｖt とを比較してライン１６
に第５のスイッチＱ5 のオン・オフ制御信号を２値形式
で出力する。

【００３６】第１の逆相信号形成回路５６はＮＯＴ回路
即ち否定回路から成り、第１のコンパレータ５３に接続
され、第１のスイッチＱ1 のオン・オフ制御信号の逆相
信号から成る第２のスイッチＱ2 のオン・オフ制御信号
をライン１３に出力する。

【００３７】第２の逆相信号形成回路５７はＮＯＴ回路
から成り、第２のコンパレータ５４に接続され、第３の
スイッチＱ3 のオン・オフ制御信号の逆相信号から成る
第４のスイッチＱ4 のオン・オフ制御信号をライン１５
に出力する。

【００３８】第３の逆相信号形成回路５８はＮＯＴ回路
から成り、第３のコンパレータ５５に接続され、第５の
スイッチＱ5 のオン・オフ制御信号の逆相信号から成る
第６のスイッチＱ6 のオン・オフ制御信号を出力する。
なお、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、
５５に第１、第２及び第３の逆相信号形成回路５６、５
７、５８をそれぞれ内蔵させることができる。また、第
１、第２及び第３の逆相信号形成回路５６、５７、５８
をＮＯＴ回路で形成せずに３つの逆相信号用コンパレー
タで構成し、３つの逆相信号用コンパレータを正相信号
用コンパレータ５３、５４、５５と同様に接続し、入力
の極性のみを正相信号用コンパレータ５３、５４、５５
と逆にすることもできる。

【００３９】

【モード切換】次に、図２の回路でモード切換を行うこ
とができることを図９〜図１１を参照して説明する。

【００４０】

【非変換モード】非変換モード時には第2及び第4のモー
ド選択スイッチ49、51がオンになり、電源電圧Ｖinの正
の半波期間における第1及び第3のコンパレータ53、55の
入力信号Ｖｒ1、Ｖｒ3は＋Vsとなり、図９に示すように
三角波電圧Ｖt の最大値＋Vsに一致し、三角波電圧Ｖt
を横切らない。この結果、電源電圧Ｖinの正の半波の期
間の第１及び第3のコンパレータ５３、55の出力は連続
して高レベルになる。また、非変換モードにおける電源
電圧Ｖinの負の半波期間の第１及び第3のコンパレータ
５３、55の入力は−Vsとなるので、この出力は連続して
低レベルになる。これにより、非変換モード時には図４
（Ｂ）（Ｃ）（Ｆ）（Ｇ）に示すように第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2及び第5及び第6のスイッチＱ5，Ｑ6
は５０Hzの低周波でオン・オフ制御される。非変換モー
ド時の電源電圧Ｖinの正の半波期間における第2のコン
パレータ54の入力信号Ｖｒ2は０〜＋Vsの間の値にな
る。また、電源電圧Ｖinの負の半波の期間のＶr2は０〜
−Vsの間の値になる。従って、図９に示すように第２の
コンパレータ５４において入力信号Ｖr2が三角波電圧Ｖ
t を横切り、図４（Ｄ）（Ｅ）に示すように第３及び第
４のスイッチＱ3 、Ｑ4 に高周波のオン・オフ制御信号
（ＰＷＭパルス）が供給される。この実施例では第2の
コンパレータ54の入力信号ラインにモード切換スイッチ
が接続されていたので、第3及び第4のスイッチＱ3，Ｑ4
は各モードでオン・オフする。

【００４１】

【降圧モード】降圧モード時には第2及び第3のモード選
択スイッチ49、50がオンになる。従って、電源電圧の正
の半波期間には図１０に示すように第１のコンパレータ
５３の入力信号Ｖｒ1は＋Vsとなり、三角波電圧Ｖt を
横切らない。このため、第１のコンパレータ５３の出力
は高レベルになる。電源電圧Ｖinの負の半波ではＶr1が
−Vsとなり、第１のコンパレータ５３の出力は低レベル
になる。従って、降圧モード時には第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 が図５（Ｂ）（Ｃ）に示すように低周波
でオン・オフ制御される。降圧モード時の電源電圧Ｖin
の正の半波期間の第3のコンパレータ55の入力信号Ｖｒ3
は０〜＋Vsの間の値になり、図１０に示すように三角波
電圧Ｖt を横切る。電源電圧Ｖinの負の半波期間にはＶ
r3が０〜−Vsの間の値となり、三角波電圧Ｖt を横切
る。従って、降圧モード時には、第５及び第６のスイッ
チＱ5 、Ｑ6 が図５（Ｆ）（Ｇ）に示すように高周波の
オン・オフ制御信号即ちＰＷＭパルスで制御される。な
お、第３のコンパレータ５５におけるＰＷＭパルスの形
成は図８に示すように行われる。降圧モード時に第2の
コンパレータ54の入力信号Ｖr2は０〜＋Vsの間の値にな
り、図１０に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。ま
た、負の半波期間にはＶr2が０〜−Vsの間の値となり、
三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第３及び第４のス
イッチＱ3 、Ｑ4 には図５（Ｄ）（Ｅ）に示すように高
周波のオン・オフ制御信号が供給される。

【００４２】

【昇圧モード】昇圧モード時には第1及び第4の選択スイ
ッチ48、51がオンになる。このため、０〜＋Vsの間の出
力段電圧指令値Ｖｒｉが第1のコンパレータ53の入力信
号Ｖｒ1となり、図１１に示すように三角波電圧Ｖt を
横切る。また、負の半波期間にはＶr1が０〜−Vsの間の
値となり、三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は図６（Ｂ）（Ｃ）に示す
ように高周波のオン・オフ制御信号即ちＰＷＭパルスで
制御される。昇圧モードにおける第３のコンパレータ５
５の入力信号Ｖr3は方形波の＋Vsとなり、図１１に示す
ように三角波電圧Ｖt を横切らない。また負の半波期間
にはＶr3が−Vsとなり、三角波電圧Ｖt を横切らない。
この結果、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は図６
（Ｆ）（Ｇ）に示すように低周波のオン・オフ制御信号
となる。昇圧モード時の第2のコンパレータ54の入力信
号Ｖｒ2は他のモード同様に０〜＋Vsの間となり、図１
１に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第
３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は図６（Ｄ）（Ｆ）に
示すように高周波でオン・オフ制御される。

【００４３】上述から明らかなように本実施例は次の効
果を有する。 （1） 非変換モード、降圧モード、昇圧モードを比較
的簡単な回路構成によって得ることができる。 （2） 非昇圧モード時には、第1、第2、第5及び第6の
スイッチＱ1，Ｑ2，Ｑ5，Ｑ6が低周波（50ＨＺ）でオン
・オフし、降圧モード時には第1及び第2のスイッチＱ
1，Ｑ2が低周波でオン・オフし、昇圧モード時には第5
及び第6のスイッチＱ5，Ｑ6が低周波でオン・オフする
ので、単位時間当りのスイッチング回数が少なくなり、
スイッチング損失の合計が少なくなり、効率が向上し、
またスイッチングノイズが少なくなる。 （3） 第3及び第4のスイッチＱ3，Ｑ4によって力率改
善するので、効率が向上し、且つ高周波成分が少なくな
る。 （4） 第3及び第4のスイッチＱ3，Ｑ4はコンデンサＣ
の電圧を制御する機能も有するので力率改善を特別のス
イッチを設けないで達成することができる。

【００４４】

【第２の実施例】次に、図１２〜図２２を参照して本発
明の第２の実施例の電力変換装置を説明する。但し、図
１２〜図２２及び後述する図２３〜図２７において、図
１〜図１１と共通する部分又は相互に共通する部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。

【００４５】図１２に示す第２の実施例の電力変換装置
は、図１の電力変換装置に共振用インダクタＬr と共振
用コンデンサＣr と第７及び第８のスイッチＱ7 、Ｑ8
と第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の寄生容量Ｃ1 〜Ｃ
6 とを付加し、且つ変形された制御回路２ａを設けた他
は、図１と同一に構成したものである。ただし、図１２
ではフィルタ用コンデンサC11,C12の図示が省略されて
いる。共振用インダクタＬr と共振用コンデンサＣr と
第７のスイッチＱ7 の直列回路は、寄生容量Ｃ1 〜Ｃ6
に基づく損失をソフトスイッチングによって低減させる
ためのものであって、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 の直列回路、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直
列回路、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路
に対して並列に接続されている。第８のスイッチＱ8 は
変換用コンデンサＣに直列に接続されている。この実施
例では、変換用コンデンサＣも共振用インダクタＬr 及
び共振用コンデンサＣr と共に損失低減回路を構成して
いる。第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の寄生容量Ｃ1
〜Ｃ6 は一対の主端子間（ドレイン・ソース間）の寄生
容量であり、各スイッチＱ1 〜Ｑ6 に並列に接続されて
おり、ターンオフ時のゼロボルトスイッチング及びノイ
ズ低減に寄与している。なお、必要に応じて各スイッチ
Ｑ1 〜Ｑ6 に個別コンデンサを並列接続することができ
る。第７及び第８のスイッチＱ7 、Ｑ8 は第１〜第６の
スイッチＱ1 〜Ｑ6 と同様に絶縁ゲート型ＦＥＴから成
り、ＦＥＴスイッチＳ7 、Ｓ8 の他にダイオードＤ7 、
Ｄ8 を有する。この第７及び第８のスイッチＱ7 、Ｑ8
をオン・オフ制御するためにこのゲート（制御端子）が
ライン２５、２６によって制御回路２ａに接続されてい
る。

【００４６】第７及び第８のスイッチＱ7 、Ｑ8 は、第
１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のターンオン時にソフト
スイッチングを行うためのものであって、第１〜第６の
スイッチＱ1 〜Ｑ6 の内少なくとも１つのターンオンの
直前に第１〜第６の寄生容量Ｃ1 〜Ｃ6 の少なくとも１
つのエネルギを共振回路側に放出させ、第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 の少なくとも１つのスイッチのドレイ
ン・ソース間電圧を零にするためのものである。

【００４７】図１３は図１２の制御回路２ａの詳細を示
す。図１３の制御回路２ａは、図２の制御回路２に第
１、第２及び第３のタイミング調整回路７１，７２、７
３とスイッチＱ7 、Ｑ8 制御回路７４と第５及び第６の
モード選択スイッチ７５、７６とを付加した他は図２と
同一に構成したものである。第１のタイミング調整回路
７１は第１のコンパレータ５３と逆相信号形成回路５６
と直流電圧検出回路４２とに接続され、第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2の制御ライン１２、１３に図１８
（Ｂ）（Ｃ）又は図１９（Ｆ）（Ｇ）又は図２０（Ｂ）
（Ｃ）と同様なオン・オフ制御信号を送出する。第２の
タイミング調整回路７２は第２のコンパレータ５４と第
２の逆相信号形成回路５７と直流電圧検出回路４２とに
接続され、第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ4 の制御ラ
イン１４、１５に図１８（Ｄ）（Ｅ）又は図２０（Ｂ）
（Ｃ）と同様なオン・オフ制御信号を送出する。第３の
タイミング調整回路７３は第３のコンパレータ５５と第
３の逆相信号形成回路５８と直流電圧検出回路４２とに
接続され、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の制御ラ
イン１６、１７に図１８（Ｆ）（Ｇ）又は図２０（Ｂ）
（Ｃ）のオン・オフ制御信号を送出する。

【００４８】図１４は図１３の第１のタイミング調整回
路７１を詳しく示すものである。この第１のタイミング
調整回路７１は第１及び第２のＯＲゲート７７，７８と
直流電圧の零検出器７９とタイマ８０とから成り、図１
８（Ｂ）（Ｃ）又は図１９（Ｆ）（Ｇ）に示すような低
周波のオン・オフ制御信号と図２０（Ｂ）（Ｃ）と同様
な高周波のオン・オフ制御信号とを形成して第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に送る。図１４において、零電
圧検出器７９は直流電圧検出回路４２に接続されてお
り、コンデンサＣが接続されている直流ライン間の電圧
が零になった時点を示す信号を図１９（Ｄ）に示すよう
に発生する。図１９は降圧モードを示しているので、第
５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 が高周波でオン・オフ
し、第６のスイッチＱ6 のターンオンの直前に零電圧検
出器７９から図１９（Ｄ）のパルスが発生する。この零
電圧検出パルスの発生時点は図２１のｔ3 時点に相当す
る。タイマ８０は零電圧検出器７９の出力に応答して図
１９（Ｅ）に示す時間幅Ｔx のパルスを発生する。図１
９（Ｅ）のパルスの発生期間は図２１のｔ3 〜ｔ5期間
に相当する。図１４の第１のＯＲゲート７７はコンパレ
ータ５３の出力にタイマ８０の出力を加えて例えば図１
９（Ｆ）のオン・オフ制御信号を出力する。第２のＯＲ
ゲート７８は逆相信号形成回路５６の出力にタイマ８０
の出力を加えて例えば図１９（Ｇ）のオン・オフ制御信
号を出力する。前述の第１の実施例では降圧モード時に
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 が高周波でオン・オ
フされず、低周波でオン・オフされた。これに対して、
第２の実施例では、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 の
高周波オン・オフにおけるターンオン時にゼロボルトス
イッチングするためのオン期間が断続的に設けられてい
る。図１３の第２及び第３のタイミング調整回路７２、
７３は第１のタイミング調整回路７１と同様に形成され
ている。なお、第１〜第３のタイミング調整回路７１〜
７３で図１４に示す零電圧検出回路７９及びタイマ８０
を共用することができる。また、零電圧検出回路７９を
設ける代りに、図２１の例えばｔ2 からｔ3 までに相当
する時間を計測するタイマを設け、このタイマの出力を
零電圧信号として図１４のタイマ８０に入力させること
ができる。

【００４９】図１３において、スイッチＱ7 、Ｑ8 制御
回路７４はライン８１によって入力電圧検出回路４１に
接続され、また、ライン８２によって三角波発生器５２
に接続され、ライン２５、２６に第７及び第８のスイッ
チＱ7 、Ｑ8 の制御信号を送出する。

【００５０】図１５に図１３のＱ7 、Ｑ8 制御回路７４
が示されている。このＱ7 、Ｑ8 制御回路７４は５０Hz
の低周波オン・オフモード用パルス形成回路８３と例え
ば２０kHz の高周波オン・オフモード用パルス形成回路
８４とモード切換スイッチ８５、８６、８７、８８とか
ら成る。低周波オン・オフモードパルス形成回路８３
は、ライン８１の入力電圧検出信号に基づいて図１８
（Ｈ）（Ｉ）に示すように電源電圧Ｖinに同期したパル
スを形成し、第７及び第８のスイッチＱ7 、Ｑ8 の制御
端子に供給する。高周波オン・オフモード用パルス形成
回路８４は、ライン８２の三角波電圧Ｖt 即ち搬送波に
基づいて図２０（Ｄ）（Ｅ）に示すパルスを形成し、第
７及び第８のスイッチＱ7 、Ｑ8 に供給する。図１５の
モード切換スイッチ８５、８６は非変換モードの時にオ
ンになる。モード切換スイッチ８７、８８は降圧モード
と昇圧モードとの両方でオンになる。なお、モード切換
スイッチ８５、８６、８７、８８を省き、低周波オン・
オフモード用パルス形成回路８３の出力と高周波オン・
オフモード用パルス形成回路８４の出力との両方をライ
ン２５、２６に供給することができる。

【００５１】図１６は図１５の低周波オン・オフモード
用パルス形成回路８３の詳細を示す。この低周波オン・
オフモード用パルス形成回路８３は、２つのコンパレー
タ８９、９０と、２つの基準電圧源９１、９２と、ＯＲ
ゲート９３と、３つのタイマ９４、９５、９６とから成
る。コンパレータ８９はライン８１の５０Hzの正弦波と
基準電圧源９１の基準電圧Ｖa とを比較し、基準電圧Ｖ
a よりもライン８１の正弦波電圧が高くなった時点を示
すパルスを図１８のｔ1 時点で発生する。また、コンパ
レータ９０はライン８１の正弦波と基準電圧源９２の基
準電圧Ｖb とを比較し、正弦波が基準電圧Ｖb よりも低
くなった時点を示すパルスを図１８のｔ6 時点で発生す
る。基準電圧Ｖa 、Ｖb は図１８（Ａ）に示すように正
弦波の零レベルの近傍に設定されている。また、コンパ
レータ８９、９０は出力段にトリガ信号形成回路（微分
回路）を含み、図１８のｔ1 、ｔ6 時点でトリガパルス
を発生する。図１６のＯＲゲート９３は２つのコンパレ
ータ８９、９０の出力をタイマ９４、９５に送る。タイ
マ９４は２つのコンパレータ８９、９０から発生するト
リガパルスに応答して図１８（Ｈ）に示す時間幅Ｔa の
パルスを発生する。この時間幅Ｔa は、第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 のターンオン時点を含むように設定さ
れている。図１８（Ｈ）に示すタイマ９４の出力は第７
のスイッチＱ7 の制御パルスとして使用される。タイマ
９５はコンパレータ８９、９０の出力トリガパルスに応
答して図１８のｔ1 〜ｔ2 期間及びｔ6 〜ｔ7 期間を示
す時間幅Ｔb のパルスを形成する。タイマ９６はタイマ
９５の出力パルスの後縁時点ｔ2 及びｔ7 に応答して図
１８（Ｉ）のｔ2 〜ｔ4 期間及びｔ7 〜ｔ9 期間を示す
時間幅Ｔc の低レベルパルスを発生する。タイマ９６の
出力は第８のスイッチＱ8 の制御信号となる。図１８か
ら明らかなように第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のタ
ーンオン時点ｔ3 、ｔ8 を含むように図１８（Ｈ）
（Ｉ）のＱ7 、Ｑ8 制御パルスが形成される。第７及び
第８のスイッチＱ7 、Ｑ8 のオン・オフによる作用効果
の詳細は追って説明する。

【００５２】図１７は図１５の高周波オン・オフモード
用パルス形成回路８４の詳細を示す。この高周波オン・
オフモード用パルス形成回路８４は、第１〜第４のタイ
マ９７、９８、９９、１００から成る。第１のタイマ９
７はライン８２によって供給される図２０（Ａ）に示す
のこぎり波状の三角波電圧Ｖt の立上り時点ｔ0 に応答
して三角波電圧Ｖt の１周期よりも幾らか短い所定時間
Ｔ0 を計測し、この終りの時点でトリガパルスを発生す
る。三角波電圧Ｖt は急速に垂直に立上り、しかる後徐
々に低下するので、図１３の第１〜第３のコンパレータ
から高周波のオン・オフ制御パルスを送出する時に、オ
ン・オフ制御パルスの立上り時点を揃えることができ
る。図１７の第２のタイマ９８は第１のタイマ９７の出
力パルスに応答して図２０（Ｃ）に示すｔ1 〜ｔ6 期間
の時間幅Ｔa のパルスを発生し、第７のスイッチＱ7 に
供給する。第３のタイマ９９は第１のタイマ９７の出力
に応答して図２０のｔ1 〜ｔ2 期間に相当する時間幅Ｔ
b のパルスを発生する。第４のタイマ１００は第３のタ
イマ９９の出力パルスの後縁に応答して図２０（Ｄ）に
示すｔ2 〜ｔ5 期間の時間幅Ｔc の低レベルパルスを発
生し、第８のスイッチＱ8 に供給する。本実施例におい
て、図１７の第２、第３及び第４のタイマ９８、９９、
１００は図１６のタイマ９４、９５、９６と実質的に同
様に機能する。しかし、図１７のタイマ９８、９９、１
００の時間幅を図１６のタイマ９４、９５、９６の時間
幅と異なる値に設定することもできる。また、タイマ97
〜100を、変換回路1ａの入力又は出力の電流又は電圧の
大きさに応じて出力パルス幅が変化する可変タイマとす
ることもできる。

【００５３】図１３のモード切換スイッ７５は直流電圧
及び力率改善指令値Ｖrcを第２のコンパレータ５４に選
択的に送るものである。モード切換スイッチ７６は方形
波発生器４６の出力を第２のコンパレータ５４に選択的
に送るものである。本実施例では降圧モードと昇圧モー
ドの時に切換スイッチ７５がオンになり、非変換モード
の時に切換スイッチ７６がオンになる。

【００５４】この第２の実施例の電力変換装置の基本的
動作は第１の実施例と同一であって、非変換モードと降
圧モードと昇圧モードとを選択的に得ることができる。
第２の実施例では、図１３の第２のコンパレータ５４に
モード切換スイッチ７５を介して直流電圧及び力率改善
指令値Ｖrcを入力させることができると共に、モード切
換スイッチ７６を介して方形波電圧Ｖs を入力させるこ
とができる。スイッチ７５がオンの時には第２のコンパ
レータ５４は第１の実施例と同様な出力を発生する。他
方、スイッチ７６がオンの時には、第２のコンパレータ
５４は図１８（Ｄ）に示すように入力電圧と同一の周期
で第３のスイッチＱ3 のオン・オフ制御信号を発生す
る。第２の実施例の降圧モード時には、第１、第２及び
第３のコンパレータ５３、５４、５５と第１、第２及び
第３の逆相信号形成回路５６、５７、５８とから図５
（Ｂ）〜（Ｇ）と同様な出力が得られる。また、昇圧モ
ード時には、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、
５４、５５と第１、第２及び第３の逆相信号形成回路５
６、５７、５８から図６（Ｂ）〜（Ｇ）と同様な出力が
得られる。

【００５５】次に、第２の実施例による第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 のゼロボルトスイッチング動作及び寄
生容量Ｃ1 〜Ｃ6 による損失を低減する動作を図２１を
参照して説明する。なお、図２１は降圧モードにおける
一部期間の第１〜第８のスイッチＱ1 〜Ｑ8 のオン・オ
フ状態及び電圧Ｖq1〜Ｖq8とインダクタＬr に流れる共
振電流Ｉcrとを示す。この図２１において第１〜第８の
スイッチＱ1 〜Ｑ8 のオン期間は斜線によって示されて
いる。なお、図２１のｔ1 、ｔ2 、ｔ3 、ｔ5、ｔ6 、
ｔ7 時点は図２０のｔ1 、ｔ2 、ｔ3 、ｔ4 、ｔ5 、ｔ
6 時点に対応している。以下、図２１の各区間の動作を
詳しく説明する。なお、電流経路は回路素子の符号のみ
によって示すこともある。

【００５６】

【ｔ0 〜ｔ1 区間】図２１に示す降圧モードの動作は図
５に示す動作の一部を変形したものとなる。ｔ0 〜ｔ1
区間においては、第１、第４、第６及び第８のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ4、Ｑ6 、Ｑ8 がオンであり、第２、第３、第
５及び第７のスイッチＱ2 、Ｑ3 、Ｑ5 、Ｑ7 がオフで
ある。従って、３−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｑ8 −Ｃ−Ｑ6 −Ｌ2
−１１の経路で正方向電流が負荷１１に流れる。また、
第３のリアクトルＬ3 のエネルギ放出回路がＬ3 −Ｑ4
−Ｑ6 −Ｌ2 −１１の経路で生じる。

【００５７】

【ｔ1 〜ｔ2 区間】ｔ1 〜ｔ2 区間では新たに第７のス
イッチＱ7 がオンになる。この結果、前のｔ0 〜ｔ1 区
間の電流の他に、３−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｌr −Ｃr −Ｑ7 −
Ｑ6 −Ｌ2−１１の経路の電流も流れる。即ち、Ｌr Ｃr
の共振回路の電流Ｉcrが図２１（Ｉ）に示すように流
れ始める。この電流Ｉcrは徐々に増大するので、第７の
スイッチＱ7 はゼロ電流スイッチングでオンになる。

【００５８】

【ｔ2 〜ｔ3 区間】ｔ2 時点で第８のスイッチＱ8 がオ
フになる。Ｌr Ｃr 共振回路に対してオフ期間中の第
２、第３及び第５のスイッチＱ2 、Ｑ3 、Ｑ5 の寄生容
量Ｃ2 、Ｃ3、Ｃ5 が並列に接続されるので、寄生容量
Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ5 の放電が生じる。即ち、Ｃ2 −Ｑ1 −
Ｌr −Ｃr −Ｑ7 の経路でＣ2 の放電が生じ、Ｃ3 −Ｌ
r −Ｃr −Ｑ7 −Ｑ4 の経路でＣ3 の放電が生じ、Ｃ5
−Ｌr −Ｃr −Ｑ7 −Ｑ6 の経路でＣ5 の放電が生じ
る。この結果、第２、第３及び第５のスイッチＱ2 、Ｑ
3、Ｑ5 の電圧Ｖq2、Ｖq3、Ｖq5が図２１（Ｂ）（Ｃ）
（Ｅ）に示すようにｔ2 時点から徐々に低下し、ｔ3 時
点でほぼ零になる。なお、第８のスイッチＱ8 がｔ2 時
点でオフになると、第８のスイッチＱ8 の寄生容量（図
示せず）の充電が開始し、この電圧Ｖq8は図２１（Ｈ）
に示すように徐々に高くなり、ゼロ電圧スイッチングが
達成される。

【００５９】

【ｔ3 〜ｔ4 区間】ｔ3 時点で第２、第３及び第５のス
イッチＱ2 、Ｑ3 、Ｑ5 がターンオン制御される。従っ
て、ｔ3 〜ｔ4 区間では第１〜第７のスイッチＱ1 〜Ｑ
7 の全部がオン状態になる。第２、第３及び第５のスイ
ッチＱ2 、Ｑ3 、Ｑ5 はこれ等の電圧Ｖq2、Ｖq3、Ｖq5
がゼロの状態でターンオン制御されるので、ゼロボルト
スイッチングが達成される。また、寄生容量Ｃ2 、Ｃ3
、Ｃ5 のエネルギがＬrＣr共振回路に移された後に、
第２、第３及び第５のスイッチＱ2 、Ｑ3 、Ｑ5 がター
ンオン制御されるので、寄生容量Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ5 の蓄
積エネルギの損失が生じない。なお、このｔ3 〜ｔ4 区
間では、３−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｑ5 −Ｌ2 −１１の回路、３
−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｌr −Ｃr −Ｑ7 −Ｑ6 −Ｌ2 −１１の
回路、及びＬ3−Ｑ4 −Ｑ6 −Ｌ2 −１１の回路に電流
が流れる。この実施例では図２１のｔ2〜ｔ3 時間が計
算によって決定されているが、この代りにｔ3 で直流ラ
インＰ1、Ｐ2 間の電圧が零になることを検出し、スイ
ッチＱ2 、Ｑ3 、Ｑ5 をターンオン制御してもよい。

【００６０】

【ｔ4 〜ｔ5 区間】ｔ4 〜ｔ5 区間の各スイッチＱ1 〜
Ｑ8 の状態は前のｔ3 〜ｔ4 区間と同一である。図２１
（Ｉ）に示すようにｔ4 時点で共振電流Ｉcrの方向が反
転する。

【００６１】

【ｔ5 〜ｔ6 区間】ｔ5 時点で第２、第４及び第６のス
イッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ6 をターンオフ制御する。なお、
ｔ5 〜ｔ6 区間で第１、第３及び第５のスイッチＱ1 、
Ｑ3 、Ｑ5は前のｔ4 〜ｔ5 区間と同様にオンに保つ。
第２、第４及び第６のスイッチＱ2、Ｑ4 、Ｑ6 をター
ンオフ制御すると、この寄生容量Ｃ2 、Ｃ4 、Ｃ6 の充
電が行われ、第２、第４及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ4
、Ｑ6 の電圧Ｖq2、Ｖq4、Ｖq6が図２１（Ｂ）（Ｄ）
（Ｆ）に示すようにｔ5 〜ｔ6 区間で徐々に上昇し、ゼ
ロボルトスイッチングが達成される。また、ノイズ低減
効果が生じる。このターンオフ時には、Ｌr −Ｑ1 −Ｃ
2 −Ｑ7 −Ｃr から成るＣ2 の充電回路、Ｌr −Ｑ3 −
Ｃ4 −Ｑ7 −Ｃr から成るＣ4 の充電回路、Ｌr −Ｑ5
−Ｃ6 −Ｑ7 −Ｃr から成るＣ6 の充電回路が生じる。
なお、ｔ5 〜ｔ6 区間で第２、第４及び第６の寄生容量
Ｃ2 、Ｃ4 、Ｃ6 の電圧が徐々に高くなると、第８のス
イッチＱ8の寄生容量に基づくこの電圧Ｖq8が図２１
（Ｈ）に示すように徐々に低下し、ｔ6 でほぼゼロにな
る。

【００６２】

【ｔ6 〜ｔ7 区間】ｔ6 時点で第８のスイッチＱ8 がタ
ーンオン制御される。ｔ6 〜ｔ7 区間で第１〜第７のス
イッチＱ1 〜Ｑ7 は前のｔ5 〜ｔ6 区間と同一状態に保
たれる。第８のスイッチＱ8 の電圧Ｖq8はｔ6 時点でほ
ぼゼロであるので、ゼロボルトスイッチングが達成され
る。このｔ6 〜ｔ7 区間では、３−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｑ5 −
Ｌ2−１１の回路で電流が流れる。

【００６３】

【ｔ7 以後の区間】共振電流Ｉcrがゼロになるｔ7 時点
に同期して第７のスイッチＱ7 をターンオフ制御する。
これにより、第７のスイッチＱ7 のゼロ電流スイッチン
グが達成される。ｔ7 以後において第７のスイッチＱ7
以外のスイッチはｔ6 〜ｔ7 区間と同一状態に保たれ
る。

【００６４】この実施例では図２０のｔ7 時点において
は共振回路によるソフトスイッチング制御を実行しな
い。従って、降圧モードの正の半波期間においては、第
３及び第５のスイッチＱ3 、Ｑ5 のターンオン時のゼロ
ボルトスイッチングを行っていることになる。また、本
来オフに保っても差し支えない第２のスイッチＱ2 が高
周波でオン・オフ制御されるが、ゼロボルトスイッチン
グであるから損失の増大をほとんど招かない。交流電源
電圧Ｖinの負の半波の期間においても、図２１に示す正
の半波の期間と同様な動作が生じる。

【００６５】昇圧モードの時においては、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 が高周波でオン・オフされ、第５
及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 が低周波でオン・オフさ
れる。従って、図２１のｔ0 〜ｔ7 期間に相当する期間
において図２２に示すように第１〜第８のスイッチＱ1
〜Ｑ8 及び共振電流Ｉcrが変化する。即ち、図２２の昇
圧モードにおいては第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
が図２１の降圧モードの第５及び第６のスイッチＱ5 、
Ｑ6 と同様に高周波でオン・オフし、図２２の第５及び
第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 が図２１の第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 と同様に動作する。昇圧モードにおい
ても第７及び第８のスイッチＱ7 、Ｑ8が降圧モード時
と同様にオン・オフ制御され、且つｔ3 〜ｔ5 期間に第
１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の全部が同時にオンにな
るので、ゼロボルトスイッチングが達成される。

【００６６】図１８に示す非変換モードにおいても図１
８（Ｈ）（Ｉ）に示すように第７及び第８のスイッチＱ
7 、Ｑ8 がオン・オフ制御されるので、第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 のターンオン時、ターンオフ時に降圧
モード、昇圧モードと同様な効果が得られる。

【００６７】第２の実施例は上述のように第１〜第６の
スイッチＱ1 〜Ｑ6 のソフトスイッチングが可能にな
り、電力損失の低減及びノイズの低減が達成される。ま
た、非変換モードの場合には、図１８に示すように第１
の実施例と同様に単位時間当りのスイッチング回数が少
なくなり、効率が向上する。また、降圧モードの時には
図１９（Ｆ）（Ｇ）に示すように第１及び第２のスイッ
チＱ1 、Ｑ2 の半波期間、昇圧モードの時には第５及び
第６のスイッチＱ5、Ｑ6 の半波期間が低周波動作とな
り、全期間において全スイッチがＰＷＭパルスで高周波
オン・オフ制御される従来の装置に比べてスイッチング
回数が少なくなり、損失が低減する。

【００６８】

【第３の実施例】図２３はスイッチング損失及びノイズ
低減回路を変形した第３の実施例の電力変換装置を示
す。この電力変換装置の電力変換回路１ｂは、ソフトス
イッチング回路を構成するために、第７、第８及び第９
のスイッチＱ7 、Ｑ8 、Ｑ9 と、１次巻線Ｎ1 及び２次
巻線Ｎ2 を有するトランスＴr と、２つのダイオードＤ
11、Ｄ12とを有する。第８のスイッチＱ8 は第２の実施
例と同様に変換用コンデンサＣに直列に接続されてい
る。インダクタとして機能する１次巻線Ｎ1 の一端は一
方の直流ラインＰ1 に接続され、他端は第７のスイッチ
Ｑ7 を介して他方の直流ラインＰ2 に接続されている。
第９のスイッチＱ9 の一端は１次巻線Ｎ1 と第７のスイ
ッチＱ7 との接続点に接続され、他端は第８のスイッチ
Ｑ8 とコンデンサＣとの接続点に接続されている。１次
巻線Ｎ1 に電磁結合された２次巻線Ｎ2 の一端は第７及
び第９のスイッチＱ7 、Ｑ9 の相互接続点に接続され、
この他端はダイオードＤ11、Ｄ12の相互間に接続されて
いる。ダイオードＤ11は２次巻線Ｎ2 の他端とコンデン
サＣの一端との間に接続されている。ダイオードＤ12は
コンデンサＣの他端と２次巻線Ｎ2 の他端との間に接続
されている。

【００６９】図２３の制御回路２ｂは、図２の制御回路
２に図２４に示す第７、第８及び第９のスイッチＱ7 、
Ｑ8 、Ｑ9 の制御信号形成回路７４ａを付加したもので
ある。Ｑ7 、Ｑ8 、Ｑ9 制御信号形成回路７４ａは図１
３のＱ7 、Ｑ8 制御回路７４と同様な原理で形成されて
おり、図２５（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の制御信号を形成する
ために第１、第２、第３及び第４のタイマ１０１、１０
２，１０３、１０４を有する。第１のタイマ１０１は、
図１３の三角波発生器５２と同一のものの三角波電圧Ｖ
t に応答して図２５のｔ0 〜ｔ1 の時間幅Ｔ11を計測す
る。第２のタイマ１０２は第１のタイマ１０１の出力パ
ルスの後縁に応答して図２５（Ｄ）に示すｔ1 〜ｔ3 期
間の時間幅Ｔ12のパルスを発生する。第３のタイマ１０
３は第１のタイマ１０１の出力パルスの後縁に応答して
図２５（Ｅ）に示すｔ1 〜ｔ4 期間の時間幅Ｔ3 の負パ
ルスを発生する。第４のタイマ１０４は第２のタイマ１
０２の出力パルスの後縁に応答して図２５（Ｆ）に示す
ｔ3 〜ｔ4 期間の時間幅Ｔ14のパルスを発生する。第
２、第３及び第４のタイマ１０２、１０３、１０４の出
力は第７、第８及び第９のスイッチＱ7 、Ｑ8 、Ｑ9 の
制御端子に供給される。第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ
6 は各モードにおいて第１の実施例又は第２の実施例と
同様にオン・オフ制御される。

【００７０】図２５は第３の実施例の電力変換装置を昇
圧モードで動作させた場合の正の半波期間における第１
のコンパレータ５３の入力、第１、第２、第７、第８及
び第９のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ7 、Ｑ8 、Ｑ9 の制御
信号を示す。なお、図２５の第３の実施例では図２５
（Ｂ）のコンパレータ５３の正相信号によって第２のス
イッチＱ2 をオン・オフ制御し、逆相信号形成回路５６
の出力に基づいて第１のスイッチＱ1 をオン・オフ制御
している。第７のスイッチＱ7 を第２のスイッチＱ2 の
ターンオン時点ｔ2 よりも前に第７のスイッチＱ7 をタ
ーンオン制御し、第８のスイッチＱ8 をターンオフ制御
すると、３−Ｌ1 −Ｑ1 −Ｎ1 −Ｑ7 −Ｑ6 −Ｌ2 −１
１の回路で１次巻線Ｎ1 に電圧が印加される。２次巻線
Ｎ2 は１次巻線Ｎ1 に電磁結合されているので、ここに
電圧が発生し、Ｎ2 −Ｄ11−Ｃ−Ｑ7 の回路に電流が流
れる。２次巻線Ｎ2 はコンデンサＣで等価的に短絡され
た状態になり、１次巻線Ｎ1 の電圧即ち一対の直流ライ
ンＰ1 、Ｐ2 間の電圧もほぼ零になる。第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 の内でオフ期間中のスイッチの寄生容
量Ｃ1 〜Ｃ6 の内の例えばＣ2 のエネルギはＣ2 −Ｑ1
−Ｎ1 −Ｑ7 の閉回路で放出され、コンデンサＣに帰還
され、第２のスイッチＱ2 の電圧Ｖq2が零になる。図２
５において、第２のスイッチＱ2 はこの電圧が零になる
ｔ2 時点でターンオン制御される。これにより、第２の
スイッチＱ2 のゼロボルトスイッチングが達成される。
第２のスイッチＱ2 のターンオンと同時又はこの後で第
９のスイッチＱ9 を図２５（Ｆ）に示すようにオンに
し、第７のスイッチＱ7 をオフにする。図２５のｔ3 〜
ｔ4 期間には３−Ｌ1 −Ｑ2 −Ｄ7 −Ｎ2 −Ｑ5 −Ｌ2
−１１の回路で１次巻線Ｎ1 に電圧が印加され、Ｎ2 −
Ｑ9 −Ｃ−Ｄ12の回路でコンデンサＣが充電される。こ
れにより、コンデンサＣの電圧Ｖc は徐々に上昇し、逆
に第８のスイッチＱ8 の電圧Ｖq8は徐々に低くなり、図
２５のｔ4 時点でほぼ零になる。そこで、図２５のｔ4
時点で第８のスイッチＱ8 をターンオン制御する。この
結果、第８のスイッチＱ8 のゼロボルトスイッチングが
達成される。

【００７１】電源電圧Ｖinの負のサイクルの期間には、
第１のスイッチＱ1 のターンオン時にゼロボルトスイッ
チングが達成される。また、第３及び第４のスイッチＱ
3 、Ｑ4 のターンオン時のゼロボルトスイッチングも第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 と同様に行われる。ま
た、降圧モードにおける第５及び第６のスイッチＱ5 、
Ｑ6 のゼロボルトスイッチングも昇圧モード時の第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 と同様に行われる。従っ
て、第３の実施例によっても第２の実施例と同様な効果
を得ることができる。

【００７２】

【第４の実施例】第４の実施例の電力変換装置は第１の
実施例の制御回路２を図２６の制御回路２Cに変形した
ものであり、この他は第1の実施例と同一に構成したも
のである。図１１の制御回路2Cは、図2の制御回路2の切
換スイッチ48、49、50、51の代わりに第1、第2及び第3
の演算回路４7a、48ａ、49ａと第１及び第２のリミッタ
50ａ、51ａを設けた他は図2と同一に構成したものであ
る。

【００７３】第１の演算回路４７ａは、コンバータ電圧
指令値発生手段４４、インバータ段電圧指令値発生手段
４５、及び方形波発生器４６に接続されており、Ｖrc＋
Ｖs−Ｖriの演算を実行する。即ち、第１の演算回路４
７ａは加算器と減算器とを含み、コンバータ電圧指令値
Ｖrcに方形波電圧Ｖs を加算した値からインバータ電圧
指令値Ｖriを減算する。なお、加算と減算の順序を逆に
してＶrc−Ｖri＋Ｖsとすることもできる。この第１の
演算回路４７ａは、インバータ電圧指令値Ｖriの変化に
対応して第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の高周波オ
ン・オフ動作又は低周波オン・オフ動作を自動的に選択
する機能を有する。

【００７４】第２の演算回路４８ａはコンバータ電圧指
令値発生手段４４とインバータ電圧指令値発生手段４５
と方形波発生器４６とに接続されており、Ｖri＋Ｖs −
Ｖrcの演算を実行する。即ち、第２の演算回路４８ａは
加算器と減算器とを含み、インバータ電圧指令値Ｖriに
方形波電圧Ｖs を加算した値からコンバータ電圧指令値
Ｖrcを減算する。なお、加算と減算の順序を逆にしてＶ
ri−Ｖrc＋Ｖs とすることもできる。この第２の演算回
路４８ａはインバータ電圧指令値Ｖriの変化に対応して
第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の高周波オン・オフ
動作又は低周波オン・オフ動作を自動的に選択する機能
を有する。

【００７５】第１のリミッタ５０ａは第１の演算回路４
７ａの出力を方形波電圧Ｖs の高レベル＋Ｖs と低レベ
ル−Ｖs の範囲に制限して第１のスイッチ制御指令値Ｖ
r1を出力する。なお、Ｖr１は入力段スイツチＱ1、Ｑ2
の発生電圧指令値と呼ぶこともできる。

【００７６】第２のリミッタ５１ａは第２の演算回路４
８ａの出力を方形波電圧Ｖs の高レベル＋Ｖs と低レベ
ル−Ｖs の範囲に制限して第２のスイッチ制御指令値Ｖ
r3を出力する。なお、Ｖr3を出力段スイッチＱ5、Ｑ6の
発生電圧指令値と呼ぶこともできる。

【００７７】第３の演算回路４９ａはインバータ電圧指
令値発生手段４５と第２のリミッタ５１とに接続され、
Ｖr3−Ｖriの演算を実行する。即ち、第３の演算回路４
９ａは減算器であって、第２のスイッチ制御指令値Ｖr3
からインバータ電圧指令値Ｖriを減算してコンデンサ電
圧及び力率改善指令値Ｖr2を発生する。なお、Ｖr2を中
間スイッチＱ3、Ｑ４の発生電圧指令値と呼ぶこともで
きる。コンデンサＣの電圧Ｖｃの１／２の電位を基準に
して、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点
８の基本波の電圧をＶ１´，第３及び第４のスイッチＱ
３，Ｑ４の相互接続点９の基本波の電圧をＶ２´、第５
及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０の基本
波の電圧をＶ３´とした時に、このＶ１´，Ｖ２´，Ｖ
３´とスイッチ制御指令値Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３との
関係は、 Ｖ１´＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ１， Ｖ２´＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ２， Ｖ３´＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ３， Ｖｉｎｖ＝Ｖ３´−Ｖ２´， Ｖｃｏｎｖ＝Ｖ１´−Ｖ２´となる。

【００７８】第１のコンパレータ５３は第１のリミッタ
５０ａと三角波発生器５２とに接続され、指令値Ｖr1と
三角波電圧Ｖt とを比較してライン１２に第１のスイッ
チＱ1 のオン・オフ制御信号を２値形式で出力する。

【００７９】第２のコンパレータ５４は第３の演算回路
４９ａと三角波発生器５２とに接続され、指令値Ｖr2と
三角波電圧Ｖt とを比較してライン１４に第３のスイッ
チＱ3 のオン・オフ制御信号を２値形式で出力する。

【００８０】第３のコンパレータ５５は第２のリミッタ
５１ａと三角波発生器５２とに接続され、指令値Ｖr3と
三角波電圧Ｖt とを比較してライン１６に第５のスイッ
チＱ5 のオン・オフ制御信号を２値形式で出力する。

【００８１】図２６の実施例によれば、モ−ド切換が容
易になる。なお、第２の実施例の図１３の制御回路２a
及び第３の実施例の制御回路２bを図２６の制御回路２c
のように変形することもできる。

【００８２】

【変形例】本発明は、上述の実施例に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 各実施例において図２７（Ｄ）（Ｅ）に示すよ
うに非変換モードにおいて第３及び第４のスイッチＱ3
、Ｑ4 をオフに保つことができる。また、図２７
（Ｄ）（Ｅ）で点線で示すように、非変換モードにおい
て第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 を第１、第２、第
５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6と同様に
低周波（５０Hz）でオン・オフすることができる。 （２） 図１、図１２、又は図２３の電力変換回路１、
１ａ又は１ｂを複数個（例えば３個）並列的に接続して
多相（例えば３相）の電力変換装置にすることができ
る。 （３） 図１２のインダクタＬr とコンデンサＣr と２
つのスイッチＱ7 、Ｑ8 とから成るソフトスイッチング
回路即ちＤＣリンク回路又は図２３のトランスＴr と３
つのスイッチＱ7 、Ｑ8 、Ｑ9 とダイオードＤ11、Ｄ12
とコンデンサＣとから成るソフトスイッチング回路をＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力直流ライン間、又はインバー
タの入力直流ライン間に接続し、コンバータ又はインバ
ータのスイッチをソフトスイッチングさせることができ
る。即ち、一般的なハーフブリッジ型又はフルブリッジ
型コンバータ又はインバータの一対の直流ライン間に図
１３又は図２３のソフトスイッチング回路を設けること
ができる。 （４） 図１の電力変換回路１において第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 又は一対のラインＰ1 、Ｐ2 間の寄生
容量が大きい時には、個別コンデンサＣを省き、寄生容
量をコンデンサとして使用することができる。 （５） 図１２及び図２３の電力変換回路１ａ、１ｂに
おいて寄生容量Ｃ1 〜Ｃ6 の代り又はこれに付加して外
部コンデンサを各スイッチＱ1 〜Ｑ6 に並列に接続し、
ノイズ低減及びターンオフ時のスイッチング損失の低減
に使用することができる。 （６） 非変換モードと降圧モードと昇圧モードとの全
部を得るように構成しないで、非変換モードと降圧モー
ドとの２つを得るように構成すること、また、非変換モ
ードと昇圧モードとの２つを得るように構成すること、
また、降圧モードと昇圧モードとの２つを得るように構
成することができる。 （７） 制御回路２、２ａ、２ｂの多くの部分をディジ
タル回路で構成することができる。 （８） 第１の実施例において、第１及び第２のスイッ
チＱ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間、第３及び第４のスイ
ッチＱ3 、Ｑ4 のオン期間、第５及び第６のスイッチＱ
5 、Ｑ6 のオン期間の相互間にデッドタイム（休止期
間）を設けてストレージによる短絡を防止してもよい。
また、第２の実施例において、全スイッチＱ1 〜Ｑ6 を
同時にオンにしないターンオン、及びターンオフ時に一
対のスイッチの相互間にデッドタイムを設けることがで
きる。 （９） リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 のいずれか１つ又
は２つを省くことができる。 （10） 変換用コンデンサＣを直流電源にすることがで
きる。 （11） 第２及び第３の実施例の第７〜第９のスイッチ
Q7〜Q9のオン.オフのタイミングをタイマ又は可変タイ
マで決定せずに、三角波電圧Ｖｔとこれを横切る電圧レ
ベルとの比較に基づいて決定することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の電力変換装置を示す回
路図である。

【図２】図１の制御回路を示すブロック図である。

【図３】図１の変換回路の等価回路図である。

【図４】 非変換モード時の電源電圧と第１〜第６のス
イッチのオン・オフ状態とを示す波形図である。

【図５】降圧モード時の電源電圧と第１〜第６のスイッ
チのオン・オフ状態とを示す波形図である。

【図６】昇圧モード時の電源電圧と第１〜第６のスイッ
チのオン・オフ状態とを示す波形図である。

【図７】図２の方形波発生器の入力及び出力を示す波形
図である。

【図８】降圧モード時の図２の第３のコンパレータの入
力と第５及び第６のスイッチのオン・オフ状態とを示す
波形図である。

【図９】非変換モード時の三角波電圧と各コンパレータ
の入力との関係を示す波形図である。

【図１０】降圧モード時の三角波電圧と各コンパレータ
の入力との関係を示す波形図である。

【図１１】昇圧モード時の三角波電圧と各コンパレータ
の入力との関係を示す波形図である。

【図１２】第２の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。

【図１３】図１２の制御回路を詳しく示すブロック図で
ある。

【図１４】図１３のコンパレータ及び逆相信号形成回路
に接続されたタイミング調整回路を示すブロック図であ
る。

【図１５】図１３のスイッチＱ7 、Ｑ8 制御回路を示す
ブロック図である。

【図１６】図１５の低周波オン・オフ用パルス形成回路
を示すブロック図である。

【図１７】図１５の高周波オン・オフ用パルス形成回路
を示すブロック図である。

【図１８】第２の実施例の非変換モード時の入力電圧と
第１〜第８のスイッチの制御信号とを示す波形図であ
る。

【図１９】第２の実施例の降圧モード時の入力電圧と図
１４の各部の状態を示す波形図である。

【図２０】第２の実施例の降圧モード時の第３のコンパ
レータの入力及び第５〜第８のスイッチの制御信号を示
す波形図である。

【図２１】第２の実施例の降圧モード時の図２０のｔ1
〜ｔ7 における各スイッチＱ1 〜Ｑ8 の電圧変化と共振
電流を示す波形図である。

【図２２】第２の実施例の昇圧モード時の各スイッチＱ
1 〜Ｑ8 と共振電流を図２１のｔ1 〜ｔ7 期間と同様に
示す波形図である。

【図２３】第３の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。

【図２４】図２３の制御回路に含まれているスイッチＱ
7 、Ｑ8 、Ｑ9 制御回路を示すブロック図である。

【図２５】第３の実施例の昇圧モード時における第１の
コンパレータの入力とスイッチＱ2 、Ｑ1 、Ｑ7 、Ｑ8
、Ｑ9 の制御信号とを示す波形図である。

【図２６】第４の実施例の制御回路を示すブロック図で
ある。

【図２7】第１の実施例の電力変換装置の変形例の入力
電圧と各スイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号とを示す波形図
である。

【符号の説明】

１、１ａ、１ｂ 電力変換回路 ２、２ａ、２ｂ 制御回路 Ｑ1 〜Ｑ9 スイッチ Ｃ コンデンサ Ｌ1 〜Ｌ3 リアクトル Ｌr 共振用インダクタ Ｃr 共振用コンデンサ

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、交流電源の一端に接続される第1
   の交流電源端子と、前記交流電源の他端に接続される第
   2の交流電源端子と、第1及び第2のスイッチが直列に接
   続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイッチが直
   列に接続された回路であり且つ前記第1の直列回路に対
   して並列に接続された第2の直列回路と、第5及び第6の
   スイッチが直列に接続された回路であり且つ前記第1及
   び第2の直列回路に対して並列に接続された第3の直列回
   路と、前記第1、第2及び第3の直列回路に対して並列に
   接続されたコンデンサ又は直流電源と、出力手段と、リ
   アクトルとを有し、 前記第1及び第2のスイッチの接続中点が前記リアクトル
   を介して前記第1の交流電源端子に接続され、 前記第3及び第4のスイッチの接続中点が前記第2の交流
   電源端子に接続され、 前記出力手段は前記第5及び第6のスイッチの接続中点と
   前記第2の交流電源端子との間に負荷を接続するための
   であり、 前記制御回路は、前記交流電源の電圧とほぼ同一の交流
   出力電圧を前記負荷に供給する非変換モードと、前記交
   流電源の電圧よりも低い交流出力電圧を前記負荷に供給
   する降圧モードと、前記交流電源の電圧よりも高い交流
   出力電圧を前記負荷に供給する昇圧モードとの内の少な
   くとも2つのモードを選択的に得るために前記第1、第
   2、第3、第4、第5及び第6のスイッチを制御するもので
   ある電力変換装置において, 前記第1及び第2のスイッチよりも電源側における入力電
   流と前記第1及び第2の交流電源端子間の入力電圧との位
   相差を示す信号を形成する位相差信号形成手段と、 前記位相差を示す信号に基づいて前記位相差を低減する
   ように前記第3及び第4のスイッチを制御するスイッチ制
   御回路とを有していることを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、交流電源の一端に接続される第1
   の交流電源端子と、前記交流電源の他端に接続される第
   2の交流電源端子と、第1及び第2のスイッチが直列に接
   続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイッチが直
   列に接続された回路であり且つ前記第1の直列回路に対
   して並列に接続された第2の直列回路と、第5及び第6の
   スイッチが直列に接続された回路であり且つ前記第1及
   び第2の直列回路に対して並列に接続された第3の直列回
   路と、前記第1、第2及び第3の直列回路に対して並列に
   接続されたコンデンサ又は直流電源と、出力手段と、リ
   アクトルとを有し、 前記第1及び第2のスイッチの接続中点が前記リアクトル
   を介して前記第1の交流電源端子に接続され、 前記第3及び第4のスイッチの接続中点が前記第2の交流
   電源端子に接続され、 前記出力手段は前記第5及び第6のスイッチの接続中点と
   前記第2の交流電源端子との間に負荷を接続するための
   であり、 前記制御回路は、前記交流電源の電圧とほぼ同一の交流
   出力電圧を前記負荷に供給する非変換モードと、前記交
   流電源の電圧よりも低い交流出力電圧を前記負荷に供給
   する降圧モードと、前記交流電源の電圧よりも高い交流
   出力電圧を前記負荷に供給する昇圧モードとの内の少な
   くとも2つのモードを選択的に得るために前記第1、第
   2、第3、第4、第5及び第6のスイッチを制御するもので
   あって、前記コンデンサ又は直流電源の電圧を検出する
   直流電圧検出回路と、基準電圧を発生する基準電圧源
   と、前記直流電圧と前記基準電圧との差に対応する信号
   を形成する第1の減算器と、前記第1及び第2の交流電源
   端子間の入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記
   入力電圧検出器で検出した入力電圧に対して前記第1の
   減算器の出力を乗算する乗算器と、前記第1及び第2のス
   イッチの入力段に流れる入力電流を検出する電流検出器
   と、前記電流検出器の出力と前記乗算器の出力との差を
   示す信号を形成する第2の減算器と、前記入力電圧の周
   期よりも十分に短い周期で三角波電圧を発生する三角波
   発生器と、前記第2の減算器の出力と前記三角波電圧と
   の比較によって前記第3のスイッチのオン・オフ制御信
   号を形成するコンパレータと、前記第４のスイッチをオ
   ン・オフ制御するために前記第3のスイッチのオン・オ
   フ制御信号と逆位相の信号を形成する逆位相信号形成回
   路とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、交流電源の一端に接続される第1
   の交流電源端子と、前記交流電源の他端に接続される第
   2の交流電源端子と、第1及び第2のスイッチが直列に接
   続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイッチが直
   列に接続された回路であり且つ前記第1の直列回路に対
   して並列に接続された第2の直列回路と、第5及び第6の
   スイッチが直列に接続された回路であり且つ前記第1及
   び第2の直列回路に対して並列に接続された第3の直列回
   路と、前記第1、第2及び第3の直列回路に対して並列に
   接続された変換用コンデンサ又は直流電源と、出力手段
   と、前記第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチに
   並列に接続された寄生容量又はコンデンサと、リアクト
   ルとを有し、 前記第1及び第2のスイッチの接続中点が前記リアクトル
   を介して前記第1の交流電源端子に接続され、 前記第3及び第4のスイッチの接続中点が前記第2の交流
   電源端子に接続され、 前記出力手段は前記第5及び第6のスイッチの接続中点と
   前記第2の交流電源端子との間に負荷を接続するための
   であり、 前記制御回路が、前記交流電源の電圧とほぼ同一の交流
   出力電圧を前記負荷に供給する非変換モードと、前記交
   流電源の電圧よりも低い交流出力電圧を前記負荷に供給
   する降圧モードと、前記交流電源の電圧よりも高い交流
   出力電圧を前記負荷に供給する昇圧モードとの内の少な
   くとも2つのモードを選択的に得るために前記第1、第
   2、第3、第4、第5及び第6のスイッチを制御するように
   構成されている電力変換装置において、 前記第1、第2及び第3の直列回路に対して並列に第7のス
   イッチを介して共振用インダクタと共振用コンデンサと
   の直列回路が接続され、 前記変換用コンデンサに直列に第8のスイッチが接続さ
   れ、 前記第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチの内の
   少なくとも1つのスイッチのターンオン時点の直前から
   前記ターンオン時点の直後の所定時点までの所定期間に
   前記第7のスイッチをターンオン制御し、前記第7のスイ
   ッチのターンオン時点と前記少なくとも1つのスイッチ
   の前記ターンオン時点との間で前記第8のスイッチをタ
   ーンオフ制御し、前記少なくとも1つのスイッチのター
   ンオン時点よりも後に前記第8のスイッチをターンオン
   制御し、且つ前記第7のスイッチをターンオフ制御する
   スイッチ制御回路が設けられていることを特徴とする電
   力変換装置。
4. 【請求項４】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、交流電源の一端に接続される第1
   の交流電源端子と、前記交流電源の他端に接続される第
   2の交流電源端子と、第1及び第2のスイッチが直列に接
   続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイッチが直
   列に接続された回路であり且つ前記第1の直列回路に対
   して並列に接続された第2の直列回路と、第5及び第6の
   スイッチが直列に接続された回路であり且つ前記第1及
   び第2の直列回路に対して並列に接続された第3の直列回
   路と、前記第1、第2及び第3の直列回路に対して並列に
   接続された変換用コンデンサ又は直流電源と、出力手段
   と、前記第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチに
   並列に接続された寄生容量又はコンデンサと、リアクト
   ルとを有し、 前記第1及び第2のスイッチの接続中点が前記リアクトル
   を介して前記第1の交流電源端子に接続され、 前記第3及び第4のスイッチの接続中点が前記第2の交流
   電源端子に接続され、 前記出力手段は前記第5及び第6のスイッチの接続中点と
   前記第2の交流電源端子との間に負荷を接続するための
   であり、 前記制御回路が、前記交流電源の電圧とほぼ同一の交流
   出力電圧を前記負荷に供給する非変換モードと、前記交
   流電源の電圧よりも低い交流出力電圧を前記負荷に供給
   する降圧モードと、前記交流電源の電圧よりも高い交流
   出力電圧を前記負荷に供給する昇圧モードとの内の少な
   くとも2つのモードを選択的に得るために前記第1、第
   2、第3、第4、第5及び第6のスイッチを制御するように
   構成されている電力変換装置において、 1次及び2次巻線を有するトランスと、第1、第2及び第3
   のソフトスイッチング用スイッチと、第1及び第2のソフ
   トスイッチング用ダイオードと、スイッチ制御回路とが
   設けられ, 前記1次巻線の一端が前記第1、第2及び第3の直列回路の
   一端に接続され、 前記第1のソフトスイッチング用スイッチが前記1次巻線
   の他端と前記第1、第2及び第3の直列回路の他端との間
   に接続され、 前記第2のソフトスイッチング用スイッチは前記第1、第
   2及び第3の直列回路の一端と前記変換用コンデンサ又は
   直流電源の一端との間に接続され、 前記第3のソフトスイッチング用スイッチは前記変換用
   コンデンサ又は直流電源の一端と前記2次巻線の一端と
   の間に接続され、 前記第1のソフトス用ダイオードは前記2次巻線の他端と
   前記変換用コンデンサ又は直流電源の一端との間に接続
   され、 前記第2のソフトスイッチング用ダイオードは前記変換
   用コンデンサ又は直流電源の他端と前記2次巻線の他端
   との間に接続され、 前記スイッチ制御回路は、前記第1、第2、第3、第4、第
   5及び第6のスイッチの内の少なくとも1つのスイッチの
   ターンオン時点より前の所定時点からターンオン時点の
   所定時点までの第1の所定期間に前記第1のソフトスイッ
   チング用スイッチをオン制御し、前記第1の所定期間の
   始まりと実質的に同一の時点から前記第1の所定期間よ
   りも後の時点までの第2の所定期間に第2のソフトスイッ
   チング用スイッチをオフ制御し、前記第1の所定期間の
   終りの時点と前記第2の所定期間の終りの時点との間の
   第3の所定期間に前記第３のソフトスイッチング用スイ
   ッチをオン制御するように構成されていることを特徴と
   する電力変換装置。
5. 【請求項５】互いに反対にオン・オフ動作する第１及び
   第２のスイッチの直列回路とこの直列回路に並列に接続
   された変換用コンデンサ又は直流電源とを有して交流・
   直流変換又は直流・交流変換する電力変換装置におい
   て、 前記第1及び第２のスイッチに並列に接続された寄生容
   量又はコンデンサを有し、 前記直列回路に対して並列に第１のソフトスイッチング
   用スイッチ（Q7）を介して共振用インダクタ（Lr）と共
   振用コンデンサ（Cr）との直列回路が接続され、 前記変換用コンデンサ又は直流電源（C）に直列に第２
   のソフトスイッチング用スイッチ（Q8）が接続され、 前記第1及び第２のスイッチの内の少なくとも1つのスイ
   ッチのターンオン時点の直前から前記ターンオン時点の
   直後の所定時点までの所定期間に前記第１のソフトスイ
   ッチング用スイッチ（Q7）をターンオン制御し、前記第
   １のソフトスイッチング用スイッチ（Q7）のターンオン
   時点と前記少なくとも1つのスイッチの前記ターンオン
   時点との間で前記第２のソフトスイッチング用スイッチ
   （Q8）をターンオフ制御し、前記少なくとも1つのスイ
   ッチのターンオン時点よりも後に前記第２のソフトスイ
   ッチング用スイッチ（Q8）をターンオン制御し、且つ前
   記第１のソフトスイッチング用スイッチ（Q7）をターン
   オフ制御するスイッチ制御回路が設けられていることを
   特徴とする電力変換装置。
6. 【請求項６】互いに反対にオン・オフ動作する第１及び
   第２のスイッチの直列回路とこの直列回路に並列に接続
   されたコンデンサ又は直流電源（C）とを有して交流・
   直流変換又は直流・交流変換する電力変換装置におい
   て、 1次及び2次巻線（N1, N2）を有するトランス（Tｒ）
   と、第1、第2及び第3のソフトスイッチング用スイッチ
   （Q7,Q8,Q9）と、第1及び第2のソフトスイッチング用ダ
   イオード（D11,D12）と、スイッチ制御回路とが設けら
   れ, 前記1次巻線（N1）の一端が前記直列回路の一端に接続
   され、 前記第1のソフトスイッチング用スイッチ（Q7）は前記1
   次巻線（N1）の他端と前記直列回路の他端との間に接続
   され、 前記第2のソフトスイッチング用スイッチ（Q8）は前記
   直列回路の一端と前記変換用コンデンサ又は直流電源
   （C）の一端との間に接続され、 前記第3のソフトスイッチング用スイッチ（Q9）は前記
   変換用コンデンサ又は直流電源（C）の一端と前記2次巻
   線（N2）の一端との間に接続され、 前記第1のソフトスイッチング用ダイオード（D11）は前
   記2次巻線（N2）の他端と前記変換用コンデンサ又は直
   流電源（C）の一端との間に接続され、 前記第2のソフトスイッチング用ダイオード（D12）は前
   記変換用コンデンサ又は直流電源（C）の他端と前記2次
   巻線（N2）の他端との間に接続され、 前記スイッチ制御回路は、前記第1及び第２のスイッチ
   の内の少なくとも1つのスイッチのターンオン時点より
   前の所定時点からターンオン時点の所定時点までの第1
   の所定期間に前記第1のソフトスタート用スイッチ（Q
   7）をオン制御し、前記第1の所定期間の始まりと実質的
   に同一の時点から前記第1の所定期間よりも後の時点ま
   での第2の所定期間に第2のソフトスイッチング用スイッ
   チ（Q8）をオフ制御し、前記第1の所定期間の終りの時
   点と前記第2の所定期間の終りの時点との間の第3の所定
   期間に前記第３のソフトスイッチング用スイッチ（Q9）
   をオン制御するように構成されていることを特徴とする
   電力変換装置。