JP2012210104A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源側への電力回生機能や正負両極性出力機能を備えた絶縁型電力変換装置を提供する。
【解決手段】絶縁トランス（Ｔ）の一次側を順方向に駆動するための第１のスイッチング手段（スイッチＳ１）と、絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第２のスイッチング手段と、絶縁トランスの二次側に設置された負荷（１６）とインダクタ（Ｌ）の直列回路と、直列回路に並列に設けられ、双方向性を持つ１又は複数の第３のスイッチング手段（スイッチＳ３）と、直列回路と絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ１又は複数の第４のスイッチング手段（スイッチＳ４）とを備え、インダクタＬの蓄積エネルギが第３のスイッチング手段を経由して負荷に供給され、第４のスイッチング手段のスイッチングによって出力極性が決定され、第４のスイッチング手段のオン時間のデューティ比率によって出力電圧が決定される。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流入力を絶縁された直流出力や交流出力に、又は交流入力を絶縁された直流出力に変換する電力変換技術に関し、入力側への電力回生機能や正負両極性出力機能を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣ／ＡＣインバータとして用いられる絶縁型電力変換装置に関する。

バッテリーなどの直流電力を絶縁された直流電力や交流電力に変換する場合には、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータや絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータなどの絶縁型電力変換装置が用いられる。この絶縁型電力変換装置に関し、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一種として、フォワードコンバータが知られている。また絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータとして、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣインバータを組み合わせたものが知られている。このような絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータには整流手段を省略したもの（例えば、特許文献１）も知られている。

フォワードコンバータとして、図３７に示す構成は、絶縁トランスに二つの一次巻線を使用したものを例示している。駆動回路の構成によっては、絶縁トランスの一つの一次巻線で構成することも可能である。

この回路の動作について、図３８の（ａ）及び（ｂ）を参照すると、図３８の（ａ）はスイッチング素子がオンしたときの動作、図３８の（ｂ）はスイッチング素子がオフした時の動作を示している。これらの二つの状態を制御手段により交互に切り替えることにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。この切替周波数は一例として、数十〔ｋＨｚ〕〜数〔ＭＨｚ〕である。

図３８の（ａ）に示すように、スイッチング素子がオンすると、直流電源から絶縁トランスの一次巻線の一つに電流が流れ始めることによって該一次巻線に逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスの二次巻線に誘導起電力が生じる。図中、太線矢印は電流方向を示す。絶縁トランスの二次巻線に生じた電流は、ダイオードとインダクタを通過して負荷に電力を供給するとともに、キャパシタを充電する。この間、インダクタにはエネルギが蓄積される。

図３８の（ｂ）に示すように、スイッチング素子がオフすると、ダイオードを通して絶縁トランスのもう一つの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスの磁束がリセットされる。図中、太点線矢印は、磁束リセットの電流方向を示す。太線矢印の先に×が付いているのは、この矢印方向に電流が流れないことを示している。インダクタには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生する。これにより、ダイオードを通過して負荷に電力を供給すると共に、キャパシタを充電する。インダクタに蓄積されていたエネルギの放出が終了すると、キャパシタから負荷に電力が供給される。

このようなスイッチング素子のオン／オフの周期に対するオン期間の時間比（デューティ比率）が出力電力に影響する。なお、図３７に示すフォワードコンバータでは、絶縁トランスの磁気飽和を避けるために、デューティ比率を５０〔％〕以下で使用する必要がある。デューティ比率が５０〔％〕時、すなわちオン期間とオフ期間が等しい時に最大出力電圧となる。ただし、絶縁トランスの一次巻線の二つの巻線数が同じ場合である。

フォワードコンバータの出力電圧は、損失等のない理想状態のとき、以下の式で表される。

出力電圧＝直流電源電圧×デューティ比率×
（絶縁トランスの二次巻線数÷絶縁トランスの一次巻線数）
・・・・(1)

図３７に示すフォワードコンバータにおいて、比較・制御回路は、スイッチング素子のオン／オフを制御する機能を有しており、電圧設定部の設定によってデューティ比率を０〔％〕（＝０Ｖ) 〜５０〔％〕（＝最大出力電圧）の間で動作させる。

損失等のない理想状態の場合には、出力電圧は既述の式(1) によって決まるが、実際には各部の損失等のために出力電圧は理想状態よりも若干低くなる。

図３７に示すフォワードコンバータは、０〔Ｖ〕から最大出力電圧までの、単一極性の直流電圧を出力するものであり、両極性の出力はできない。またこのようなフォワードコンバータは、出力側電力を直流電源側に回生することができない。

従来の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータについて、図３９に示す絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣインバータを組み合わせた構成である。図３９に示す絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、プッシュプル方式のものであるが、既述のフォワードコンバータ等を使用することもできる。ＤＣ／ＡＣインバータ部分はフルブリッジ駆動回路を例示しており、ＰＷＭやＰＦＭ等によって任意の交流を出力することができる。この絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータでは、出力側の電力を直流電源側に回生することができないし、電力回生が必要な場合には電力回生のための回路の追加が必要である。

従来の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータでは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣインバータを組み合わせているため、回路が複雑化しており、実装面積やコスト面で不利である。

また既述の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータ（特許文献１の図１）を、絶縁トランスの二次側以降について、図３９に示す回路と対比すると、次の通りである。
ａ） 整流手段（ダイオード４個からなるダイオードブリッジ、キャパシタ）及びインダクタのうち１個が省略されている（図３９に示す回路ではインダクタ２個のペアに対して、特許文献１ではインダクタ１個である）。
ｂ） 絶縁トランスの二次側のフルブリッジスイッチング回路に使用されている双方向性スイッチング素子は、入手性やコスト面で不利である。

さらに既述の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータ（特許文献１の図１）では、出力側の電力を絶縁トランスの一次側の直流電源に回生することは記載されていない。双方向性スイッチと絶縁トランスの二次側に設けた電解コンデンサによる電力回生の記述はあるが、電解コンデンサに蓄積できるエネルギは僅かであり、出力側の電力を直流電源側に回生する場合のような大電力を回生することができない。

特開２００４−１３５４０８号公報

既述の従来技術の課題は以下の通りである。

(1) 従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（フォワードコンバータ等）では、正負いずれか一方の極性出力しか得ることができなかった。

(2) 従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（フォワードコンバータ等）においては、出力側の電力を直流電源側に回生させようとすれば、逆方向の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを別途設けなければならず、装置規模が約２倍になるこという不都合があった。

(3) 従来の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータでは、直流電源を絶縁しつつ直流電圧を変換するための絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、電圧変換後の直流を交流に変換するためのＤＣ／ＡＣインバータの双方を必要とするため、構成が複雑であるとともに、実装スペース、重量、体積が大きく、高価であった。

(4) 従来の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータでは、出力側の電力を入力電源側に回生しようとすれば、電力回生のために逆方向の絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータ、または絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＡＣインバータ部のＤＣ電源を絶縁トランスの一次側の直流電源に回生する場合）を別途設けなければならず、装置規模が大きくなるという課題があった。

(5) 特許文献１の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータでは、整流手段やインダクタの一部を省略することができるが、絶縁トランスの二次側に入手困難な双方向性スイッチング素子が４個も必要となる。このため、この分の実装スペースが必要となり、またコスト的にも高いという課題があった。

(6) 特許文献１の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータでは、出力側の電力を直流電源側に回生する記載はなく、直流電源側への電力回生のために逆方向のＡＣ／ＤＣコンバータを別途設ける場合には、装置の規模が２倍近くになってしまうという課題があった。

そこで、本発明は、上記課題に鑑み、直流電源側への電力回生機能や正負両極性出力機能を備えた絶縁型電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するための本発明の構成は以下の通りである。

(1) 直流電源と絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を順方向に駆動するための第１のスイッチング手段と、
前記直流電源と前記絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第２のスイッチング手段と、
前記絶縁トランスの二次側に設置された負荷とインダクタの直列回路と、
前記直列回路に並列に設けられ、双方向性を持つ１又は複数の第３のスイッチング手段と、
前記直列回路と前記絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ１又は複数の第４のスイッチング手段と、
を備え、
前記直流電源の電力を前記負荷側に任意極性の直流又は交流として送出する、もしくは前記負荷側からの直流電力又は交流電力を前記直流電源に回生する
ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。

(2) 直流電源と絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を順方向に駆動するための第１のスイッチング手段と、
前記直流電源と前記絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第２のスイッチング手段と、
前記絶縁トランスの二次側に設置された負荷とインダクタの直列回路と、
前記直列回路と前記絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ１又は複数の第４のスイッチング手段と、
を備え、
前記直流電源の電力を前記負荷側に任意極性の直流又は交流として送出する、もしくは前記負荷側からの直流電力又は交流電力を前記直流電源に回生する
ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
この構成は、後述の第１１の実施の形態（図３１）に対応している。

(3) 前記絶縁トランスは直列に接続される第１及び第２の一次巻線を備え、前記第１及び第２の一次巻線の接続点ではない側に各々、第１の一次巻線に前記第１のスイッチング素子が接続され、第２の一次巻線に前記第２のスイッチング手段が接続され、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング手段の反対側が共通接続されていることを特徴とする前記(1) 又は(2) に記載の絶縁型電力変換装置。この構成は、プッシュプル方式の絶縁型電力変換装置を構成する。

(4) 前記絶縁トランスは一つの一次巻線を備え、前記絶縁トランスの一つの一次巻線の一方が前記第１のスイッチング手段及び前記第２のスイッチング手段を介して直流電源の両端に接続され、前記絶縁トランスの一つの一次巻線の他方は、キャパシタを介して前記直流電源に接続するか、又は二つの直流電源の中点に接続したことを特徴とする前記(1) 又は(2) に記載の絶縁型電力変換装置。この構成は、ハーフブリッジ方式の絶縁型電力変換装置を構成する。

(5) 前記絶縁トランスは一つの一次巻線を備えるとともに、前記第１のスイッチング手段は少なくも二つのスイッチ素子、前記第２のスイッチング手段は少なくも二つのスイッチ素子で構成し、前記第１スイッチング素子の前記スイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子の前記スイッチ素子でブリッジ回路を構成したことを特徴とする前記(1) 又は(2) に記載の絶縁型電力変換装置。この構成は、フルブリッジ方式の絶縁型電力変換装置を構成する。

(6) 前記第１のスイッチング手段及び／又は前記第２のスイッチング手段は、ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｊ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴであることを特徴とする前記(1) ないし(5) の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。

(7) 前記第１のスイッチング手段、前記第２のスイッチング手段、前記第３のスイッチング手段、前記第４のスイッチング手段の少なくとも一つは、並列にダイオードを備えており、このダイオードは前記スイッチ手段の外部に接続されたダイオード素子、前記スイッチング手段の内蔵ダイオード又は寄生ダイオードであることを特徴とする前記(1) ないし(6) の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。

(8) 前記第３のスイッチング手段及び／又は前記第４のスイッチング手段が、相対する方向に接続された二つの単方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする前記(1) ないし(7) の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。

(9) 前記第３のスイッチング手段及び／又は前記第４のスイッチング手段が、ダイオードブリッジと、該ダイオードブリッジを構成するダイオードのアノード同士の接続点とカソード同士の接続点の間の単方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする前記(1) ないし(7) の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。

(10)前記第３のスイッチング手段及び／又は前記第４のスイッチング手段が、ＭＯＳ ＦＥＴ、Ｊ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ又は単一の双方向性スイッチング素子のいずれかで構成されることを特徴とする前記(1) ないし(9) の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。

(11)前記絶縁トランスは二次側に１又は複数の別巻線を備え、前記別巻線の各々に整流手段及び平滑手段を設け、前記別巻線毎に絶縁された直流電源とすることを特徴とする前記(1) ないし(10)の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。

(12)多相出力であって、前記多相出力の各々は、個別の二次巻線で構成し、もしくは共通の二次巻線で構成することを特徴とする前記(1) ないし(11)の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。

(13)前記絶縁型電力変換装置の出力が二相出力であって、該二相出力のうち、ある相の前記スイッチング素子の駆動波形に入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用し、他の相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用することを特徴とする前記(12)に記載の絶縁型電力変換装置。

(14)前記絶縁型電力変換装置の出力が三相出力であって、該三相出力のうち、ある相の前記スイッチング素子の駆動波形に入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較により生成した波形に相当する波形を使用し、前記相と異なる相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用し、前記相と異なる相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と三角波の比較により生成された波形に相当する波形を使用することを特徴とする前記(12)に記載の絶縁型電力変換装置。

この発明によれば、次の何れかの効果が得られる。

(1) 絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして使用する場合に、正負いずれの極性の出力をも得ることができる。
(2) 絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして使用する場合に、出力側の直流電力を直流電源側に回生することができる。

(3) 絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータとして使用する場合には、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの正負出力を連続的に変化させることによって交流出力が可能であるため、構成かつ単純で、小型、軽量化でき、低コスト化を図ることができる。
(4) 絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータとして使用する場合にも、追加構成なしで、出力側の電力を入力電源側に回生することができ、多くの用途に利用可能である。

(5) 特許文献１の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータと比較すると、二次側のスイッチング素子は、入手容易な単方向のスイッチング素子で済むので、低コスト化できる。また、双方向性スイッチング素子を用いた場合でもその必要数が少なく、小型軽量化、低コスト化を実現できる。

(6) 構成を変更することなく、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ動作又は絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータ動作を得ることができる。

第１の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 第１の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の正極性出力時の動作を示す図である。 負極性出力時の動作を示す図である。 正極性電力の回生動作を示す図である。 負極性電力の回生動作を示す図である。 ＤＣ／ＡＣインバータ動作を示す図である。 ＤＣ／ＡＣインバータ動作時の制御を示す図である。 ＤＣ／ＡＣインバータ動作時の制御回路の一例を示す図である。 第２の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 正極性出力時の動作を示す図である。 負極性出力時の動作を示す図である。 ＤＣ／ＡＣインバータ動作を示す図である。 第３の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 一次側の駆動動作を示す図である。 第４の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 一次側の駆動動作を示す図である。 第５の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 ＤＣ／ＡＣインバータ動作を示す図である。 駆動の変形例１を示す図である。 駆動の変形例２を示す図である。 駆動の変形例３を示す図である。 駆動の変形例３に用いられる制御回路の一例を示す図である。 第６の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の双方向性スイッチの一例を示す図である。 第７の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 第８の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 第９の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 二相ＤＣ／ＡＣインバータ動作を示す図である。 二相ＤＣ／ＡＣインバータ動作及び制御を示す図である。 第１０の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 三相ＤＣ／ＡＣインバータ動作を示す図である。 第１１の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示す図である。 出力動作を示す図である。 出力電圧の制御動作を示す図である。 従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとの対比をするための図である。 従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとの対比動作を説明するための図である。 回生動作を示す図である。 従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（フォワートコンバータ）を示す図である。 従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示す図である。 従来の絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータを示す図である。

〔第１の実施の形態〕

第１の実施の形態は絶縁型電力変換装置の一例である絶縁型両極性双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及び絶縁型双方向ＤＣ／ＡＣインバータの基本回路について、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作として正極性出力動作、負極性出力動作、正極性回生動作及び負極性回生動作を開示するとともにＤＣ／ＡＣインバータ動作などを開示している。

図１は第１の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示している。図１に示す電力変換装置２は、本発明の絶縁型電力変換装置の一例であって、絶縁型両極性双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下単に「ＤＣ／ＤＣコンバータ」と称する。）または絶縁型双方向ＤＣ／ＡＣインバータ（以下単に「ＤＣ／ＡＣインバータ」と称する。）として動作させる基本回路の一例である。

この電力変換装置２は絶縁トランスＴを備え、この絶縁トランスＴは二つの一次巻線ｎ１１、ｎ１２を備えている。一次巻線ｎ１１、ｎ１２は直列に接続され、一次巻線ｎ１１側には第１のスイッチング手段の一例としてスイッチング素子Ｓ１（以下単に「スイッチＳ１」と称する。）、一次巻線ｎ１２側には第２のスイッチング手段の一例としてスイッチング素子Ｓ２（以下単に「スイッチＳ２」と称する。）が直列に接続されている。スイッチＳ１、Ｓ２には整流手段の一例としてダイオードＤ１、Ｄ２が並列に接続されている。一次巻線ｎ１１、ｎ１２の中間接続点には一方の入力端子６が接続され、スイッチＳ１、Ｓ２及びダイオードＤ１、Ｄ２のアノード側の共通接続点には他方の入力端子８が接続されている。入力端子６、８間には入力端子６側を正極にして直流電源１０が接続されている。

絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２側には第３のスイッチング手段の一例としてスイッチング素子Ｓ３、Ｓ３’（以下単に「スイッチＳ３、Ｓ３’」と称する。）、第４のスイッチング手段の一例としてスイッチング素子Ｓ４、Ｓ４’（以下単に「スイッチＳ４、Ｓ４’」と称する。）とともにダイオードＤ３、Ｄ３’、Ｄ４、Ｄ４’が備えられている。

絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２にはソースを共通接続した二つのスイッチＳ３、Ｓ３’と、ソースを共通接続した二つのスイッチＳ４、Ｓ４’が直列に接続されている。スイッチＳ３にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＳ３’にはダイオードＤ３’が並列に接続され、スイッチＳ４にはダイオードＤ４が並列に接続され、また、スイッチＳ４’にはダイオードＤ４’が並列に接続されている。各ダイオードＤ３、Ｄ３’、Ｄ４、Ｄ４’は整流手段の一例である。

スイッチＳ３、Ｓ３’の直列回路側にはインダクタＬ及びキャパシタＣの直列回路が並列に接続されている。キャパシタＣには出力端子１２、１４が設けられ、出力端子１２、１４には負荷１６が接続されている。

各スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’のゲートには制御回路１８が接続され、この制御回路１８には出力端子１２、１４に得られる出力が加えられ、この制御回路１８の出力によってスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’のスイッチング制御が行われる。

この絶縁型電力変換装置２において、各スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’はＭＯＳ−ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を例示しているが、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の、他の種類のスイッチング素子を使用してもよい。

各ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ３’、Ｄ４、Ｄ４’に代え、各スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’の内蔵ダイオード（寄生ダイオードを含む）を用いてもよく、内蔵ダイオードを用いれば実装面積やコストを減少させることができる。スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’の種類や駆動方法等によっては、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ３’、Ｄ４、Ｄ４’は省略してもよい。

負荷１６に並列に接続されたキャパシタＣは、スイッチング動作による負荷端ノイズの低減のために設置されているが、原理的には無くても絶縁型電力変換装置２は動作するので省略してもよい。以下、本発明の全実施の形態について同様である。

この絶縁型電力変換装置２を既述の従来技術（図３９）と比較すると、絶縁型電力変換装置２（図１）では整流手段（ダイオード４個からなるダイオードブリッジとキャパシタＣ）、及びインダクタＬのうち１個が省略されている。すなわち、図３９に示す回路では２個のインダクタＬのペアが必要であるのに対し、この絶縁型電力変換装置２では１個のインダクタＬで構成されている。また従前の従来技術では、以下に述べるところの出力側から直流電源１０への電力回生を行うことができない。

また、絶縁トランスＴの二次側のフルブリッジスイッチング回路に双方向性スイッチング素子を備える構成（特許文献１）と比較すると、第１の実施の形態ではこのような双方向性スイッチング素子は不要である。さらに特許文献１の構成では、以下に述べるところの出力側から直流電源１０への電力回生を行う記載もない。

この絶縁型電力変換装置２の動作を図２ないし図６を参照して説明する。なお、図２ないし図５には、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’のオン／オフ状態を明瞭化するため、スイッチ表記に置き換えて表記する。

〔正極性出力動作〕

正極性出力動作について、図２を参照する。正極性電圧出力時、スイッチＳ２はオフに固定され、スイッチＳ３’、Ｓ４’はオンに固定される。

図２の（ａ）は、スイッチＳ１、Ｓ４がともにオン、スイッチＳ３がオフしたときの動作を示している。また、図２の（ｂ）は、スイッチＳ１、Ｓ４がともにオフ、スイッチＳ３がオンしたときの動作を示している。図２では、制御回路１８によって、これらの二つの状態を交互に切り替えることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させている。この切替周波数は一例として、数十〔ｋＨｚ〕〜数〔ＭＨｚ〕である。

図２の（ａ）において、スイッチＳ１がオンすると、直流電源１０から絶縁トランスＴの一つの一次巻線ｎ１１に電流が流れ始めることによって逆起電力が生じる。これによって絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２に誘導起電力が生じる。絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２に生じた電流は、スイッチＳ４’（オンに固定）、スイッチＳ４（オン）、インダクタＬを通過して負荷１６に電力を供給し、この間、インダクタＬにはエネルギが蓄積される。また負荷１６と並列にキャパシタＣが接続されている場合、負荷１６に電力を供給すると共にキャパシタＣが充電される。

次に、図２の（ｂ）において、スイッチＳ１がオフすると、スイッチＳ２に並列接続されているダイオードＤ２を通して絶縁トランスＴのもう一つの一次巻線ｎ１２に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされる。またインダクタＬには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生し、スイッチＳ３（オンに固定）、スイッチＳ３’（オン）を通過して負荷１６に電力を供給する。負荷１６と並列にキャパシタＣが接続されている場合は、負荷１６に電力を供給すると共にキャパシタＣを充電し、インダクタＬに蓄積されていたエネルギの放出が終了すると、キャパシタＣから負荷１６に電力が供給される（以下同様）。スイッチＳ１がオンの間に、スイッチＳ４、Ｓ４’がオフ、スイッチＳ３、Ｓ３’がオンし、その後、スイッチＳ１がオフしてもよい。

図２において、スイッチＳ４はスイッチＳ１と同期して同極性でオン／オフしており、スイッチＳ３はスイッチＳ４とは逆極性でオン／オフしている。太線矢印は電流経路を示し、この電流経路から明らかなように、スイッチＳ４やスイッチＳ３がオフのままでも、各々に並列接続されているダイオードＤ４、Ｄ３を経由して電流が流れて動作し、この動作はフォワードコンバータと同様の動作となる。しかし、順方向ダイオードよりも、オンしたスイッチの方が低損失である場合が多いので、スイッチＳ３やスイッチＳ４を所定のタイミングでオンさせることによって、より高効率な動作としている。またスイッチＳ４とスイッチＳ３がオフのままでは、後述の回生動作ができないという問題も生じる。また図２において、スイッチＳ３’、Ｓ４’はオンに固定されているが、スイッチＳ３’はスイッチＳ３と同時にオン／オフしても同様に動作し、またスイッチＳ４’はスイッチＳ４と同時にオン／オフしても同様に動作する。図２に示す動作は、スイッチング動作をより少なくする例を示している。

図２に示す動作と図３８の動作とを対比すると、図２の（ａ）と図３８の（ａ）、図２の（ｂ）と図３８の（ｂ）が対応した動作になっている。スイッチＳ１、スイッチＳ４のデューティ比率が５０〔％〕時に最大出力電圧となる点や、損失等のない理想状態時の出力電圧の既述の式(1) も、図３７、図３８のフォワードコンバータと同様となる。

〔負極性出力動作〕

負極性出力動作について、図３を参照する。図３は負極性電圧の出力動作を示している。負極性電圧出力時、スイッチＳ１はオフに固定されており、スイッチＳ３、Ｓ４はオンに固定されている。図３の（ａ）は、スイッチＳ２、Ｓ４’がオン、スイッチＳ３’がオフしたときの動作を示している。また図３の（ｂ）は、スイッチＳ２、Ｓ４’がオフ、スイッチＳ３’がオンしたときの動作を示している。

図３の（ａ）において、スイッチＳ２がオンすると、直流電源１０から絶縁トランスＴの一次巻線の一つｎ１２に電流が流れ始めることによって逆起電力が生じる。これによって絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２に誘導起電力が生じるが、この電圧は図２の（ａ）の場合と逆の極性である。絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２に生じた電流は、スイッチＳ４’（オン）、スイッチＳ４（オンに固定）、インダクタＬを通過して負荷１６に負極性電圧の電力を供給する。またこの間、インダクタＬにはエネルギが蓄積される。

次に、図３の（ｂ）において、スイッチＳ２がオフすると、スイッチＳ１に並列接続されているダイオードＤ１を通して絶縁トランスＴのもう一つの一次巻線ｎ１１に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされる。またインダクタＬには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生し、スイッチＳ３’（オン）、スイッチＳ３（オンに固定）を通過して負荷１６に負極性電圧の電力を供給する。スイッチＳ２がオンの間に、スイッチＳ４、Ｓ４’がオフ、スイッチＳ３、Ｓ３’がオンし、その後、スイッチＳ２がオフしてもよい。

図３において、スイッチＳ４’はスイッチＳ２と同期して同極性でオン／オフしており、スイッチＳ３’はスイッチＳ４’とは逆極性でオン／オフしている。太線矢印で示す電流経路から明らかなように、スイッチＳ４’、Ｓ３’がオフのままでも、各々に並列接続されているダイオードＤ４’、Ｄ３’を経由して電流が流れるので問題なく動作するが、スイッチを所定のタイミングでオンさせることによって、より高効率な動作となり、回生が可能になる点は、図２と同様である。また図３において、スイッチＳ３、Ｓ４はオンに固定されているが、スイッチＳ３がスイッチＳ３’と同時にオン／オフしても同様に動作し、またスイッチＳ４はスイッチＳ４’と同時にオン／オフしても同様に動作するが、図３に示す回路では、スイッチング動作をより少なくしている点も図２に示す回路と同様である。

図２及び図３に示す回路の動作を比較すると、正負逆方向の動作となっていることがわかる。

また図３は、スイッチＳ２、Ｓ４’のデューティ比率が５０％時に負方向の最大出力電圧となる点や、損失等のない理想状態時の出力電圧（ただし負極性）の式（式(1) ）も、図３７や図２と同様である。

〔正極性回生動作〕

図４では、正極性電圧の電力回生動作を示している。スイッチ等の動作は図２に示す回路と同様であるが、出力側から電力が供給されており、電流の方向は図２に示す回路と逆になっている。即ち、出力側で電力を消費する場合には図２の動作、出力側から電力が供給される場合には図４に示す動作となり、いわゆる双方向性動作が可能であることを示している。

図４の（ａ）において、スイッチＳ３がオフし、スイッチＳ４、Ｓ１がオンすると、絶縁トランスＴの二次側の直流電圧源２０からインダクタＬ、スイッチＳ４（オン）、スイッチＳ４’（オンに固定）を経由して絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２に電流が流れ始めることによって逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスＴの一次巻線ｎ１１に誘導起電力が生じる。インダクタＬに蓄積されていて逆起電力として現れたエネルギは、絶縁トランスＴの二次側の直流電圧源２０からのエネルギに加算されて放出される。絶縁トランスＴの一次巻線に生じた電流は、絶縁トランスＴの一次側の直流電源１０に電力を供給すると共に、スイッチＳ１を通過する。

次に図４の（ｂ）において、スイッチＳ３がオンし、スイッチＳ４、Ｓ１がオフすると、絶縁トランスＴの二次側の直流電圧源２０からインダクタＬ、スイッチＳ３（オン）、スイッチＳ３’（オンに固定）を経由して電流が流れることにより、インダクタＬにエネルギが蓄積される。また、スイッチＳ１がオフすることにより、スイッチＳ２に並列接続されているダイオードＤ２を通して絶縁トランスＴのもう一つの一次巻線ｎ１２に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされるとともに、絶縁トランスＴの一次側の直流電源１０に電力が供給される。

絶縁トランスＴの二次側の直流電圧源２０から流れこむ電流の大きさは、絶縁トランスＴの二次側の直流電圧源２０の電圧と出力インピーダンス、及びＤＣ／ＤＣコンバータが出力しようとしている電圧と出力インピーダンスによって決まる。いずれの出力インピーダンスも低いため、絶縁トランスＴの二次側の直流電圧源２０の電圧と、ＤＣ／ＤＣコンバータが出力しようとしている電圧が異なっていると、予定外の大電流が流れる可能性がある。よって、回生したい電力や電流量等に合わせて、ＤＣ／ＤＣコンバータが出力しようとする電圧を制御したり、あるいはＤＣ／ＤＣコンバータの出力インピーダンスを上げるべく定電流となるように制御する等の必要がある（後述のＤＣ／ＡＣインバータを含み、本発明の全実施の形態において同様）。

〔負極性回生動作〕

負極性回生動作について、図５を参照する。図５は負極性電圧の電力回生動作を示している。スイッチ等の動作は図３と同様であるが、出力側から負極性電圧の電力が供給されており、電流の方向は図３とは逆になっている。即ち、出力側の負荷１６で負極性電圧の電力を消費する場合には図３の動作、出力側から負極性電圧の電力が供給される場合には図５の動作を行い、いわゆる双方向性動作が可能であることを示している。

図５の（ａ）において、スイッチＳ３’がオフし、スイッチＳ４’、Ｓ２がオンすると、直流電圧源２０からスイッチＳ４’（オン）、スイッチＳ４（オンに固定）、インダクタＬを経由して絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２に電流が流れ始めることによって逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスＴの一次巻線に誘導起電力が生じる。インダクタＬに蓄積されていて逆起電力として現れたエネルギは、絶縁トランスＴの二次側の直流電圧源２０からのエネルギに加算されて放出される。絶縁トランスＴの一次巻線に生じた電流は、絶縁トランスＴの一次側の直流電源１０に電力を供給すると共に、スイッチＳ２を通過する。

次に、図５の（ｂ）において、スイッチＳ３’がオンし、スイッチＳ４’とスイッチＳ２がオフすると、絶縁トランスＴの二次側の直流電圧源２０からスイッチＳ３’（オン）、スイッチＳ３（オンに固定）、インダクタＬを経由して電流が流れることにより、インダクタＬにエネルギが蓄積される。またスイッチＳ２がオフすることにより、スイッチＳ１に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスＴのもう一つの一次巻線ｎ１１に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされるとともに、絶縁トランスＴの一次側の直流電源１０に電力が供給される。

〔ＤＣ／ＡＣインバータ動作〕

ＤＣ／ＡＣインバータ動作について、図６を参照する。図６はＤＣ／ＡＣインバータ動作の一例を示している。

既述の通り、図１に例示した回路は正負両極性の出力が可能なＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、かつ、出力側の電力を入力側にすなわち、直流電源１０に回生できることを示した。また、スイッチの動作によって正及び負の両極性出力が可能であり、スイッチング動作のデューティ比率によって出力電圧の絶対値が制御できることを示した。これらの特質を利用すれば、絶縁型双方向ＤＣ／ＡＣインバータを構成し、動作させることもできる。

図２ないし図５では、制御回路１８によって、ほぼ一定のデューティ比率でスイッチング動作を行うことによって、一定の出力電圧、すなわち直流出力を得ていた。図６に示す動作では、所望する出力電圧の瞬時値に合わせて、スイッチのオン／オフ設定やスイッチング動作のデューティ比率を順次変化させることによって出力電圧を変化させて、所望の波形、すなわち交流出力を得ている。

図６において、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’は各々、図１〜図５中のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’に対応した各スイッチの動作（オン／オフ動作）を示し、「出力」は出力電圧波形を示している。

出力波形の前半部分では、正極性電圧を出力しているので、図２や図４と同様、スイッチＳ２はオフに固定され、スイッチＳ３’、Ｓ４’はオンに固定されている。またスイッチＳ４はスイッチＳ１と同期して同極性でオン／オフしており、スイッチＳ３はスイッチＳ４と逆極性でオン／オフしている。出力波形中の電圧の低い部分はスイッチＳ４のデューティ比率は０〔％〕に近く（オン時間がオフ時間よりも短く）、電圧の高い部分ではスイッチＳ４のデューティ比率は５０〔％〕に近い（オン時間がオフ時間に近い）。

出力波形の後半部分では、負極性電圧を出力しているので、図３や図５と同様、スイッチＳ１はオフに固定されており、スイッチＳ３、Ｓ４はオンに固定されている。またスイッチＳ４’はスイッチＳ２と同期して同極性でオン／オフしており、スイッチＳ３’はスイッチＳ４’と逆極性でオン／オフしている。出力波形中の電圧の０〔Ｖ〕に近い部分ではスイッチＳ４’のデューティ比率は０〔％〕に近く（オン時間がオフ時間よりも短く）、負極性電圧の大きい部分ではスイッチＳ４’のデューティ比率は５０〔％〕に近い（オン時間がオフ時間に近い）。

このように、出力波形の瞬時値に対応して、スイッチのオン／オフ設定やスイッチング動作のデューティ比率を順次変化させれば、所望の波形、すなわち交流出力を得ることができる。

なお、オン／オフが固定されているスイッチを、所定のタイミングでオン／オフさせることもできることは、正極性出力動作や負極性出力動作で述べたとおりである。

所望の出力波形を得るには、アナログ的な波形信号やディジタル的な波形データを外部から制御回路１８に与えてもよいし、制御回路１８中で所望する波形信号を発生させたり、演算等によって波形データなどを生成させてもよい。

以上の動作は、出力側から負荷１６に対して電力を供給する場合も、逆に出力側の電力を直流電源１０に回生する場合も同じであることは、図２と図４や、図３と図５の対比によって明らかであり、これによって出力側の電力を直流電源１０に回生することが可能なＤＣ／ＡＣインバータを実現している。

なお図６では、スイッチング周波数を出力周波数の１８倍としているが、これに限定されるものではなく、また整数比である必要もない。図７及び図８には、図６に示したスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’の制御信号、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’の生成方法の一例を示している。なお、本実施の形態や他の実施の形態では、理解の容易のためにＰＷＭを例示しているが、ＰＦＭ等の他の方法を用いてもよい。

図７において、入力信号を元にして、入力信号の正負を示す信号と、入力信号の絶対値信号（即ち、入力信号が正のときはそのまま、負のときは反転した信号）を生成する。別途生成した三角波信号（この周波数は、スイッチング周波数となる）と絶対値信号の大小を比較することによって、ＰＷＭ信号とその反転信号を生成する。ここで三角波信号の振幅は、絶対値信号の振幅の２倍以上とすることによって、デューティ比率を５０％以下になるようにしている。また三角波以外に、鋸歯状波、逆鋸歯状波や、立上りと立下りが非対称なランプ波などの波形を用いることもできる。こうして得られた、入力信号の正負を示す信号、及びＰＷＭ信号とその反転信号から、各スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’の制御信号を生成する。

次に、制御回路１８について、図８を参照する。図８は制御回路の一例を示している。この制御回路１８では、入力信号を正負判別部１８１に与えることによって、入力信号の正負を示す信号を生成している。また、入力信号を絶対値生成部１８２に与えることによって、絶対値信号を生成している。三角波生成部１８３で生成した三角波信号と絶対値信号をコンパレータ１８４に与えることによって、ＰＷＭ信号とその反転信号を生成している。入力信号の正負を示す信号によってＡ入力とＢ入力を切り替えるセレクタ１８５を用いて、ＰＷＭ信号とその反転信号、ハイレベル、ローレベルを切り替えることにより、各スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’の制御信号を生成している。

図８に示す制御回路１８では、正負判別回路１８１、絶対値生成回路１８２、三角波生成回路１８３、コンパレータ１８４を備え、アナログ信号である入力信号に対し、アナログ的な信号処理を例示しているが、ディジタル的な入力信号を用いてディジタル的に処理することも可能である。一例として、入力信号が２の補数形式で表されるディジタル的な波形データの場合、最上位ビット（ＭＳＢ）を反転したものが正負を示す信号となり、またＭＳＢを除く各ビットとＭＳＢの排他的論理和（エクスクルーシブ・オア）を取ることによって、絶対値波形データを得ることができる。三角波はクロック信号を元にカウンタ等で生成させることができ、ディジタルコンパレータ等によってＰＷＭ信号やその反転信号を得ることができる。さらに、これらの処理の一部又はすべてをソフトウェアで実現することも可能である。

〔第２の実施の形態〕

第２の実施の形態は、絶縁トランスＴに二つの二次巻線を備え、その両側にダイオードやスイッチを付加した構成について開示している。図９は第２の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置を示している。

前述の第１の実施の形態では、スイッチング周波数の１周期ごとに１回、スイッチＳ４、スイッチＳ４’がオンになっていた。これに対して第２の実施の形態では、スイッチング周波数の半周期でスイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’がオンになり、残りの半周期ではスイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’がオンになっており、スイッチング周波数の１周期ごとに２回のオン動作を行っている。言い換えると、第１の実施の形態が半波整流のような動作をしているのに対して、第２の実施の形態は全波整流のような動作を行っている（以下これらの動作を、各々、半波整流型、全波整流型と称する。）。図９に示す電力変換装置２の動作を図１０〜図１２に示している。

〔正極性出力動作〕

図１０では、正極性電圧の出力時の動作を示している。図１０の（ａ）は、スイッチＳ１、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’がオン、他のスイッチがオフしたときの動作を示しており、図１０の（ｃ）は、スイッチＳ２、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’がオン、他のスイッチがオフした時の動作を示している。また図１０の（ｂ）と図１０の（ｄ）は、スイッチＳ３、スイッチＳ３’がオン、他のスイッチがオフしたときの動作を示している。

図１０の（ａ）において、スイッチＳ１がオンすると、スイッチＳ１側の絶縁トランスＴの一次巻線ｎ１１に直流電源１０から電流が流れ始めることによって逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２１及びｎ２２に誘導起電力が生じる。スイッチＳ４ａ’側の絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２１に生じた電流は、スイッチＳ４ａ’（オン）、スイッチＳ４ａ（オン）、インダクタＬを通過して負荷１６に電力を供給し、この間、インダクタＬにはエネルギが蓄積される。

図１０の（ｂ）において、スイッチＳ４ａとスイッチＳ４ａ’がオフし、スイッチＳ３とスイッチＳ３’がオンすると、インダクタＬには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生し、スイッチＳ３、スイッチＳ３’を通過して負荷１６に電力を供給する。またスイッチＳ１がオフすると、スイッチＳ２に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスＴの一次巻線ｎ１２に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされる。スイッチＳ１がオンの間に、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’がオフ、スイッチＳ３、スイッチＳ３’がオンし、その後スイッチＳ１がオフしてもよい。

次に、図１０の（ｃ）においてスイッチＳ２がオンすると、スイッチＳ２側の絶縁トランスＴの一次巻線ｎ１２に直流電源１０から電流が流れ始めることによって逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２１及びｎ２２に誘導起電力が生じる。スイッチＳ４ｂ’側の絶縁トランスＴの二次巻線ｎ２２に生じた電流は、スイッチＳ４ｂ’（オン）、スイッチＳ４ｂ（オン）、インダクタＬを通過して負荷１６に電力を供給し、この間、インダクタＬにはエネルギが蓄積される。

図１０の（ｄ）において、スイッチＳ４ｂとスイッチＳ４ｂ’がオフし、スイッチＳ３とスイッチＳ３’がオンすると、インダクタＬには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生し、スイッチＳ３、スイッチＳ３’を通過して負荷１６に電力を供給する。またスイッチＳ２がオフすると、スイッチＳ１に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスＴの一次巻線ｎ１１に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされる。スイッチＳ２がオンの間にスイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’がオフ、スイッチＳ３、スイッチＳ３’がオンし、その後スイッチＳ２がオフしてもよい。

スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’のデューティ比率が５０％時に最大出力電圧となる点は、図３７、図３８のフォワードコンバータと同様である。第１の実施の形態と同じように、正極性出力時にスイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ’、スイッチＳ３’をオンに固定とすることもできる。損失等のない理想状態時の出力電圧の式（式(1) ）における「（デューティ比率）」は「（スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’のデューティ比率＋スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’のデューティ比率）」となり、式(1) の２倍の出力電圧となる。

〔負極性出力動作〕

図１１は負極性電圧の出力時の動作を示している。図１１の（ａ）は、スイッチＳ２、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’がオン、他のスイッチがオフしたときの動作を示しており、図１１の（ｃ）は、スイッチＳ１、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’がオン、他のスイッチがオフした時の動作を示している。また図１１の（ｂ）と図１１の（ｄ）は、スイッチＳ３、スイッチＳ３’がオン、他のスイッチがオフした時の動作を示している。
図１０と比較すると、スイッチＳ１、スイッチＳ２に対応してオンするスイッチが、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’であるかスイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’であるかが逆になっていることによって、負極性出力となっており、他の動作は同様である。第１の実施の形態と同じように、負極性出力時にスイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ｂやスイッチＳ３をオンに固定とすることもできる。

〔回生動作〕

第２の実施の形態でも、出力側で電力を消費する場合には出力動作、出力側から電力が供給される場合には回生動作を行い、いわゆる双方向性動作が可能である。回生動作時のスイッチ等の動作は出力動作と同様であるが、出力側から電力が供給され、電流の方向は逆になる。この関係は、第１の実施の形態に係る図２と図４、図３と図５の対比によって明らかであるので、第２の実施の形態では図や詳細な説明は省略する。

〔ＤＣ／ＡＣインバータ時の動作〕

図９に示す電力変換装置２は、ＤＣ／ＡＣインバータとしても動作させることができ、この動作を図１２に示している。

図１２は、所望する出力電圧の瞬時値に合わせて、スイッチのオン／オフ設定やスイッチング動作のデューティ比率を順次変化させることによって出力電圧を変化させ、所望の波形、すなわち交流出力が得られることを示している。

出力波形の前半部分では正極性電圧を出力しており、スイッチＳ１がオン時にスイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’がオンし、スイッチＳ２がオン時にはスイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’がオンしている。出力波形の後半部分では、負極性電圧を出力しており、スイッチＳ２がオン時にスイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’がオンし、スイッチＳ１がオン時にはスイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’がオンしている。

スイッチＳ３、スイッチＳ３’は、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’のいずれかがオンの時にオフとなり、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’の全てがオフのときにオンとなっている。

また、出力波形の電圧値について、出力波形中の電圧の絶対値が低い部分ではスイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’のデューティ比率は０％に近く（オン時間がオフ時間よりも短く）、電圧の絶対値が高い部分ではデューティ比率は５０〔％〕に近い（オン時間がオフ時間に近い）。言い換えると、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’のディーティ比率によって出力電圧の絶対値を決め、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、及び、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’のオン／オフが、スイッチＳ１、スイッチＳ２のどちらのオン／オフに同期しているかによって出力電圧の正負が決められることになる。

このように、所望の出力波形の瞬時値に対応して、スイッチのオン／オフ設定やスイッチング動作のデューティ比率を順次変化させて、所望の波形、すなわち交流出力を得ており、これは第１の実施の形態に係る図６に示す出力動作と同様である。

全波整流型を半波整流型と比較すると、絶縁トランスを駆動する両方向で動作しているため、絶縁トランスの利用効率が向上するというメリットがある。しかし、絶縁トランスの二次巻線が二つ必要となり、また、スイッチＳ４、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ｂ等や、スイッチＳ４’、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ’等の数が半波整流型の２倍となる。

〔第３の実施の形態〕

第３の実施の形態では、第１の実施の形態や第２の実施の形態が絶縁トランスＴの一次側の駆動回路として、プッシュプル方式を例示しているのに対し、絶縁トランスＴの一次側の駆動回路をハーフブリッジ方式としたものを開示している。

図１３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）及び（ｅ）は、第３の実施の形態の構成例を示している。ハーフブリッジ方式をプッシュプル方式と比較すると、図１３のように、絶縁トランスＴの一次巻線が一つで済むという利点がある一方、絶縁トランスＴの一次巻線の一方を接続するための中点が必要となる。この中点には、図１３の（ａ）〜図１３の（ｃ）のようにキャパシタＣを追加して形成してもよいし、図１３の（ｅ）のように二つの直流電源１０１、１０２の中点を利用してもよい。図１３の（ｄ）のように、キャパシタＣと直流電源１０１、１０２の中点の両方を用いることもできる。この場合、中点には図１３の（ｄ）及び（ｅ）に示すように、入力端子７を備えればよい。

第３の実施の形態において、図１４は図１３の（ａ）に示す回路の動作を示している。スイッチＳ１がオンすると、絶縁トランスＴの一次巻線に直流電源１０から電流が流れ始めることによってある方向の逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスＴの二次巻線に同じ方向の誘導起電力が生じる〔図１４の（ａ）〕。スイッチＳ１がオフすると、スイッチＳ２に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスＴの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされる〔図１４の（ｂ）〕。次にスイッチＳ２がオンすると、絶縁トランスＴの一次巻線に直流電源１０から逆方向に電流が流れ始めることによって逆方向の逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスＴの二次巻線に、一次巻線の逆起電力と同じ方向の誘導起電力が生じる〔図１４の（ｃ）〕。スイッチＳ２がオフすると、スイッチＳ１に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスＴの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされる〔図１４の（ｄ）〕。

ハーフブリッジ方式のうち、キャパシタＣで中点を形成する場合〔図１３の（ａ）〜（ｄ）〕は、絶縁トランスＴの一次巻線の一方がそのキャパシタＣに接続されており、絶縁トランスＴに直流が流れることがないため、絶縁トランスＴが磁気飽和しないという特徴を有している。この場合は、図１４の（ａ）及び（ｃ）に示す動作だけを、各々５０〔％〕のデューティ比率で交互に繰り返すことも可能である。さらに、スイッチＳ１とスイッチＳ２のデューティ比率が完全には同じでない場合でも、絶縁トランスＴの一次巻線の一方がキャパシタＣに接続されている点の電位が自動的に調整されるので、絶縁トランスＴの磁気飽和を防止できる動作が得られる利点もある。

図１３の（ｅ）に示すように二つの直流電源１０１、１０２の中点を利用する場合は、半波整流型、全波整流型の両方に適用することができるが、キャパシタＣで中点を形成する場合〔図１３の（ａ）〜図１３の（ｄ）〕は、第１の実施の形態のような半波整流型には適さず、第２の実施の形態のような全波整流型に適用される。これは半波整流型において直流を出力する場合、絶縁トランスＴの一次側電流が一方の極性に偏り、キャパシタＣが一方向に充電されてしまって正常に動作できなくなるためである。この制約以外はいずれの実施の形態も、絶縁トランスＴの二次側の任意の回路や動作との組み合わせが可能である。

〔第４の実施の形態〕

第４の実施の形態は、絶縁トランスＴの一次側の駆動回路の他の構成例として、フルブリッジ方式を開示している。

図１５は第４の実施の形態の構成例を示している。このフルブリッジ方式をプッシュプル方式と比較すると、絶縁トランスＴの一次巻線が一つで済む、スイッチＳ１、スイッチＳ１’、スイッチＳ２、スイッチＳ２２の耐電圧が直流電源１０の電圧で済む（プッシュプル方式では直流電源１０の電圧の２倍の耐電圧が必要）という利点がある一方、スイッチング素子が二つ多く必要である。

第４の実施の形態の動作を図１６に示している。スイッチＳ１とスイッチＳ１’がオンすると、絶縁トランスＴの一次巻線に直流電源１０から電流が流れ始めることによってある方向の逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスＴの二次巻線に同じ方向の誘導起電力が生じる〔図１６の（ａ）〕。スイッチＳ１とスイッチＳ１’がオフすると、スイッチＳ２とスイッチＳ２’に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスＴの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされる〔図１６の（ｂ）〕。次にスイッチＳ２とスイッチＳ２’がオンすると、絶縁トランスＴの一次巻線に直流電源１０から逆方向に電流が流れ始めることによって逆方向の逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスＴの二次巻線に逆起電力と同じ方向の誘導起電力が生じる〔図１６の（ｃ）〕。スイッチＳ２とスイッチＳ２’がオフすると、スイッチＳ１とスイッチＳ１’に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスＴの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスＴの磁束がリセットされる〔図１６の（ｄ）〕。

フルブリッジ方式は、絶縁トランスＴの二次側の任意の回路や動作との組み合わせが可能である。例えば、第１の実施の形態の半波整流型に適用する場合、正極性出力や正極性回生動作時には図１６の（ａ）と（ｂ）とを繰り返せばよく、負極性出力や負極性回生動作時には図１６ｃと図１６ｄを繰り返せばよい。第２の実施の形態の全波整流型に適用する場合は、図１６の（ａ）〜（ｄ）を順次繰り返せばよい。

またフルブリッジ方式は、プッシュプル方式に比べて絶縁トランスＴの一次巻線の使用効率が上昇するため、一次巻線の占有率を下げることができ、絶縁トランスＴの小型化を図ることができる。

以上、本発明における絶縁トランスＴの一次側の駆動回路の例として、プッシュプル方式、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式を示したが、絶縁トランスＴの一次側を順方向及び逆方向に駆動できればどのような方式でもよく、例示した方式に限定するものではない。

〔第５の実施の形態〕

第５の実施の形態は、第１の実施の形態の変形例を開示している。図１７は、第５の実施の形態の例を示している。

（Ａ）双方向性スイッチング素子の適用

絶縁トランスＴの二次側のスイッチング素子を双方向性スイッチング素子とすることにより、スイッチング素子の数を減らすことができる（後述の第６の実施の形態の他の変形例を用いて構成することも可能である。）

（Ｂ）絶縁された直流源の追加

絶縁トランスＴの二次側に別巻線を追加し、各々に整流手段と平滑手段を設けることによって、各々が絶縁された直流源を得ている。これらは図１７のように、絶縁トランスＴの二次側のスイッチング素子の駆動回路用として使用したり、制御回路等の他の用途に用いることもできる。

（Ｃ）制御信号の波形
これら（Ａ）〜（Ｃ）の変形は、各々独立して採用することができ、特に組み合わせに制約は無い。図１７に示す第５の実施の形態の構成に関し、制御信号の波形やその変形例を図１８〜図２１に示す。また、図２２は、図２１に示す制御信号を生成する、制御回路の一例を示している。

上記変形例（Ａ）について、第１の実施の形態に係る図１と対比しつつ、図１７に基づいて説明する。

図１に示す回路では、インダクタＬと負荷１６の直列回路に並列に、スイッチＳ３とスイッチＳ３’の二つのスイッチング素子を対向して直列に用いていた。また、インダクタＬと負荷１６の直列回路と、絶縁トランスＴの二次側巻線の間には、スイッチＳ４とスイッチＳ４’の二つのスイッチング素子を対向して直列に用いていた。また、図２〜図８では、スイッチＳ３とスイッチＳ３’、スイッチＳ４とスイッチＳ４’は、各々独立してオン／オフする例を示したが、スイッチＳ３とスイッチＳ３’、スイッチＳ４とスイッチＳ４’を、各々同時にオン／オフできることは、第１の実施の形態の説明中に示した。

図１において、スイッチＳ３、Ｓ３’を同時にオン／オフする場合、この二つのスイッチング素子を一つの双方向性スイッチング素子に置き換えれば、図１７に示すスイッチＳ３のようになる。また、図１においてスイッチＳ４、Ｓ４’を同時にオン／オフする場合、この二つのスイッチング素子を一つの双方向性スイッチング素子に置き換えれば、図１７のスイッチＳ４のようになる。これらは両方同時に置き換える必要はなく、一方だけを置き換えることも可能である。

即ち、隣り合い対向する二つのスイッチング素子が同時にオン／オフできる場合には、これを一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることができ、係る構成は本願発明の全実施の形態に適用可能である。

次に、変形（Ｃ）について説明し、この中で変形（Ｂ）にも言及する。

図２２は制御回路１８の一例を示している。この図２２に示す回路は第１の実施の形態に係る図８に相当している。既述の変形（Ａ）によって双方向性スイッチング素子への置き換えが行われているため、スイッチＳ３とスイッチＳ４の制御信号波形は図６に示す波形と若干相違している。

ここで、既述の変形（Ｂ）の直流源の整流手段と平滑手段の出力電圧は、スイッチＳ１もしくはスイッチＳ２のデューティ比率に比例した電圧になる。すなわち図１８のような制御信号の場合、整流手段と平滑手段の出力電圧は、図１８に示す直流源出力のような電圧波形となるため、スイッチング周波数よりも低い周波数で変動する。この電圧変動を避けるには、平滑手段の時定数を十分に長く取ればよいが、平滑手段が大型化する。

そこで、電圧変動を回避するためには、スイッチＳ１のデューティ比率とスイッチＳ２のデューティ比率の和が一定値に保たれるように、連続的な駆動とすればよい。一例として、出力が正の区間において、スイッチＳ１のデューティ比率が０〔％〕〜５０〔％〕まで変動する場合、スイッチＳ１のオンの前後に１／４周期ずつの期間の間隙を保持しながらスイッチＳ２をオンさせれば、スイッチＳ２のデューティ比率は５０〔％〕〜０〔％〕まで変動することになる。また、出力が負の区間においてスイッチＳ２のデューティ比率が０〔％〕〜５０〔％〕まで変動する場合、スイッチＳ２のオンの前後に１／４周期ずつの期間の間隙を保持しながらスイッチＳ１をオンするようにすれば、スイッチＳ１のデューティ比率は５０〔％〕〜０〔％〕まで変動することになる。この方法によって、スイッチＳ１のデューティ比率とスイッチＳ２のデューティ比率の和が一定値（この例では５０〔％〕）を保つことができ（図１９）、前述の変形（Ｂ）の直流源の整流手段と平滑手段の出力電圧には変動を生じず、一定の直流電圧を得ることができる。

図１８及び図１９に示す例では、スイッチＳ４のデューティ比率に連動して、スイッチＳ１、Ｓ２のデューティ比率を変化させていたが、図２０や図２１に示すように、スイッチＳ１、Ｓ２のデューティ比率は一定のままで、交互にオン／オフさせることも可能である。この場合、正極性電圧を出力しようとしているときには、スイッチＳ４がオンになるのはスイッチＳ１がオンの時であり、負極性電圧を出力するときには、スイッチＳ４がオンになるのはスイッチＳ２がオンの時である。

図２０に示す例では、正極性電圧／負極性電圧のいずれを出力しようとしているかによってスイッチＳ１及びスイッチＳ２のオン／オフの極性を反転している。一方図２１では、スイッチＳ１、スイッチＳ２のオン／オフ周期は一定のままで、正極性電圧／負極性電圧のいずれを出力しようとしているかによって、スイッチＳ１、スイッチＳ２のいずれがオンの時にスイッチＳ４をオンにするかを選択している。

絶縁トランスＴの一次側がハーフブリッジ方式で、キャパシタＣで中点を形成する場合は、スイッチＳ１、スイッチＳ２のデューティ比率が完全には５０％ずつではない状態でも、スイッチＳ１、スイッチＳ２を交互にオン／オフさせることができる。一方プッシュプル方式やフルブリッジ方式の場合は、デューティ比率の誤差の蓄積による絶縁トランスＴの磁気飽和を避けるために、スイッチＳ１、スイッチＳ２の両方がオフになる時間を挟んで、磁束リセット動作を行わせることが必要である。なお、図２０及び図２１でも、前述の変形（Ｂ）の直流源の整流手段と平滑手段の出力電圧には変動を生じず、図１９の最大２倍の一定の直流電圧を得ることができる。

これらの駆動方法や変形例と、絶縁トランスＴの一次側の回路方式、絶縁トランスＴの二次側の回路方式の組み合わせの適否を、表１に示す。

この表１中「○」は組み合わせ可能、「×」は組み合わせが不適であることを示す。表１の「一次側の駆動」部において「スイッチＳ４」と記載している部分は、スイッチＳ４、Ｓ４’、Ｓ４ａ、Ｓ４ａ’等の総称である。

全波整流型の場合、絶縁トランスＴの一次側において、順方向の電流と逆方向の電流の積分値はバランスしている。これに対して半波整流型の場合は通常、絶縁トランスＴの一次側の電流の積分値が順方向と逆方向でアンバランスなので、ハーフブリッジ方式のうちキャパシタＣで中点を形成する方法を適用することができない（表１の※１）。全波整流型の場合、スイッチＳ１とスイッチＳ２が交互にオン／オフするので、一方をオフに固定することはできない（表１の※２）。図１９のように、スイッチＳ１とスイッチＳ２のデューティ比率の合計が一定になるように駆動する場合、一方のデューティ比率が５０〔％〕に近くなると、他方のデューティ比率は低くなる。しかし全波整流型において出力電圧の絶対値が大きい場合は、両方のデューティ比率が５０〔％〕に近づく必要があるので、この駆動変形例は、全波整流型には適さない（表１の※３）。

図２２に示す制御回路１８では、各スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の制御信号（図２１）を生成する構成例を示している。この制御回路１８は図２２に示すように、正負判別回路１８１、絶対値生成回路１８２、三角波発生回路１８３Ａ、三角波発生回路１８３Ｂ、コンパレータ１８４Ａ、１８４Ｂ、セレクタ１８５及びクロック生成回路１８６で構成されている。図２２において、図８と同一部分には同一符号を付してある。

入力信号を元にして、正負判別回路１８１により入力信号の正負を示す信号を生成する。絶対値生成回路１８２では入力信号の絶対値信号を生成する。また、クロック生成回路１８６は、スイッチング周波数のクロック信号（＝制御信号Ｓ１）とその反転信号（＝制御信号Ｓ２）を生成する。三角波発生回路１８３Ａではクロック信号により三角波信号（三角波１）を生成する。三角波発生回路１８３Ｂではクロック信号の反転信号（逆位相信号）により三角波信号（三角波２）を生成する。コンパレータ１８４Ａでは三角波１と絶対値信号とが比較され、コンパレータ１８４Ｂでは三角波２と絶対値信号とが比較される。すなわち、絶対値信号と、三角波１または三角波２の大小を各々比較することにより、コンパレータ１８４ＡからＰＷＭ１信号、コンパレータ１８４ＢからＰＷＭ２信号が生成される。そして、セレクタ１８５では、正負判別回路１８１の出力により、すなわち、入力信号の正負を示す信号によってＰＷＭ１信号またはＰＷＭ２信号の切り替えにより、制御信号Ｓ３、Ｓ４が生成されている。このような構成及びスイッチング制御信号の生成に関し、ディジタル的な回路やソフトウェア等、他の方法・手段によって同様の制御信号を生成することも可能である。

これらいずれの変形例においても、スイッチＳ４のデューティ比率によって出力電圧の絶対値が決まる。また、スイッチＳ１／スイッチＳ２のどちらがオンのときにスイッチＳ４がオンになるかによって、出力電圧の極性が決定される。

〔第６の実施の形態〕

第６の実施の形態は、双方向性スイッチの構成例を開示している。図２３は第６の実施の形態に係るスイッチＳ４、Ｓ４’Ｓ３、Ｓ３’に適用可能な双方向性スイッチの構成例を示している。この構成例は既述の変形（Ａ）に相当する。

図２３ではスイッチＳ４（スイッチＳ４’）を例示しているが、スイッチＳ３（スイッチＳ３’）も同様の変形例を用いることができ、かつスイッチＳ４（スイッチＳ４’）とスイッチＳ３（スイッチＳ３’）において、各々任意の変形例を選択して使用することができる。

図２３の（ａ）〜（ｅ）ではスイッチング素子としてＭＯＳ−ＦＥＴを例示しているが、Ｊ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等の他の種類のスイッチング素子を使用することができる。また、Ｎチャンネル素子やＮＰＮ素子に代えてＰチャンネル素子やＰＮＰ素子を用いたり、混在させたりすることもできる。さらに、スイッチング素子に並列にダイオードが接続されている場合、この代わりとして、スイッチング素子の内蔵ダイオード（寄生ダイオードを含む）を用いることもでき、実装面積やコストを減少させることができる。

図２３の（ａ）は第１の実施の形態や第２の実施の形態と同様の双方向性スイッチを示しており、図２３の（ｂ）はスイッチＳ４とスイッチＳ４’の順序を入れ替えたものである。

図２３の（ａ）において、スイッチＳ４’をオンとし、左から右方向に電流が流れる場合を考える。スイッチＳ４’にとってはドレインからソース方向に電流が流れ、いわゆる順方向電流が流れる。スイッチＳ４がオフのままでも、スイッチＳ４に並列に接続されているダイオードを経由して左から右方向に電流が流れるが、スイッチＳ４をオンにすればスイッチＳ４にも同方向の電流が流れるため、スイッチング損失を低減することが出来る。この場合、スイッチＳ４にはソースからドレイン方向に電流が流れることになり、いわゆる逆方向電流が流れることになる。スイッチング素子の電気的特性は、逆方向電流については規定されていない場合が多い。しかし、図示しているＭＯＳ−ＦＥＴや、Ｊ−ＦＥＴの場合は、オン時に双方向に電流を流すことができることが知られている。またバイポーラトランジスタやＩＧＢＴの場合も、オン時に双方向に電流を流すことができるが、逆方向耐電圧が低いことが知られている。ただし、この実施の形態においては、並列にダイオードが接続されており、スイッチング素子への逆方向電圧はダイオードの順方向電圧しかかからないので、逆方向耐電圧が低いことが問題になることはほとんどない。本発明では、負荷１６に電力を供給することも、出力側の電力源から絶縁トランスＴの一次側の直流電源１０に電力を回生することもでき、これらの場合は電流の方向が逆になるので、スイッチＳ４、スイッチＳ４’に電流を流す場合は両方をオンにして、双方向に電流を流すことができるようにすればよい。

図２３の（ｃ）は双方向性スイッチの変形例を示し、図２３の（ｄ）はスイッチとダイオードの順序を入れ替えたものを示している（スイッチとダイオードの一方のみの順序を入れ替えることも可能）。図２３の（ｃ）においてスイッチＳ４’をオンとし、左から右方向に電流が流れる場合を考えると、オンしたスイッチＳ４’の抵抗に加え、直列接続されたダイオードＤ４’の順方向電圧が損失要因となるが、図２３の（ａ）に示す構成では、スイッチＳ４もオンにすることによって損失を低減できる。このため、図２３の（ａ）よりも図２３の（ｃ）の方が損失が大きい場合がある。図２３の（ｅ）は、双方向性スイッチのさらなる変形例である。スイッチング素子が１個だけですみ、この素子をオンするだけで双方向に電流を流すことができるという利点がある。ダイオードＤが４個必要となり、この場合、どちらの方向の電流に対してもダイオード２個分の順方向電圧損失が追加されることになる。

図２３の（ｆ）は、十分な逆方向耐電圧を有する特殊なスイッチング素子の場合に可能となる変形例を示している。例えば、逆方向耐電圧を有するＩＧＢＴ（逆阻止ＩＧＢＴ) が存在しており、図２３の（ｆ）に示す構成で使用することができる。図２３の（ａ）や図２３の（ｂ）に示すように、直列に二つのスイッチング素子を接続する必要がないため、オン時の損失を低減することができる。

図２３の（ｇ）は双方向性スイッチング素子による変形例である。図２３の（ｇ）では双方向性ＩＧＢＴのような図記号を用いて示しているが、バイポーラトランジスタ等の組み合わせにより構成されている双方向性スイッチング素子であってもよい。いずれの場合も、単一素子で双方向性スイッチ動作を行うことができる。耐電圧などが問題にならない範囲においては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｊ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を図２３の（ｇ）に示す構成で用いてもよい。

どのような素子や構成であっても、電流を双方向にスイッチすることができればよく、本発明が既述の例に限定されるものではない。

〔第７の実施の形態〕

第７の実施の形態は、半波整流型（第１の実施の形態）の、絶縁トランスＴの二次側についての変形例を開示している。

図２４は第７の実施の形態の回路構成例を示している。この実施の形態は下記のような変形例を含んでいる。

（Ａ）絶縁トランスＴの二次側のスイッチング素子の一部を双方向性スイッチング素子とすることによって、スイッチング素子数を減らすことができる（第５の実施の形態に同じ、第６の実施の形態の他の変形例も適用可能）。

（Ｄ）絶縁トランスＴの二次側において、スイッチング素子の位置や接続の変形例を示している。

（Ｅ）インダクタＬの位置や接続の変形例を示している。

上記（Ｄ）、（Ｅ）の変形例は、各々別個にかつ独立して採用することができる。ここでは、絶縁トランスＴの二次側について、第１の実施の形態（図１）と対比する。

図２４の（ａ）に示す構成例では、図１のスイッチＳ４、スイッチＳ４’を、双方向性スイッチング素子を用いて置き換え、スイッチＳ４としている〔変形（Ａ）〕。また、インダクタＬの位置を変更している〔変形（Ｅ）〕。これらは各々独立して採用することが可能である。

図２４の（ｂ）に示す構成例では、図１のスイッチＳ４、スイッチＳ４’の位置を変更している〔変形（Ｄ）〕。スイッチＳ４、スイッチＳ４’を、一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることも可能である〔変形（Ａ）〕。また図２４の（ｂ）では、スイッチＳ３とスイッチＳ３’の順序、及びスイッチＳ４とスイッチＳ４’の順序を入れ替えた例〔変形（Ｄ）〕を示している。

図２４の（ｃ）に示す構成例では、図１のスイッチＳ４、スイッチＳ４’のうち、スイッチＳ４のみの位置を変更している。これに対して図２４の（ｄ）ではさらに、図２４の（ｃ）のスイッチＳ３、スイッチＳ３’を、一つの双方向性スイッチング素子に置き換え、またスイッチＳ４とスイッチＳ４’を入れ替え、インダクタＬを二つに分けた例を示している〔変形（Ｄ）〕。

図２４の（ｃ）や図２４の（ｄ）の構成では、スイッチＳ４、スイッチＳ４’を、一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることはできない。即ち変形（Ｄ）において、対向する二つのスイッチが離れた箇所に接続されている場合は、変形（Ａ）との組み合わせには制限がある。なお、駆動方法等はいずれも、既述の図１や図１７に示す構成と同様である。

〔第８の実施の形態〕

第８の実施の形態は、前述の（Ｄ）の変形を全波整流型（第２の実施の形態）に適用する変形例を開示している。全波整流型においても前述の他の変形を採用可能であるが、例示は省略する。

図２５は第８の実施の形態の回路構成例を示している。ここでは、第２の実施の形態に係る図９に示す回路の絶縁トランスＴの二次側との対比で説明する。

図２５の（ａ）に示す構成例では、図９のスイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’の全ての位置を変更している（第７の実施の形態に係る図２４の（ｂ）に対応）。この場合は、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’を一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることも可能であるし、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’を一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることも可能である〔変形（Ａ）〕。

図２５の（ｂ）に示す構成例では、図９のスイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’のうち、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ｂのみの位置を変更している〔第７の実施の形態に係る図２４の（ｃ）に対応〕。この場合、スイッチＳ４ａ、スイッチＳ４ａ’、スイッチＳ４ｂ、スイッチＳ４ｂ’は、双方向性スイッチング素子に置き換えることはできず、変形（Ｄ）と変形（Ａ）の組み合わせには制限が生じる。
駆動方法等はいずれも、図９と同様である。

〔第９の実施の形態〕

第９の実施の形態は、二相ＤＣ／ＡＣインバータの構成例を開示している。各相絶縁された複数相が必要な場合は、絶縁トランスＴの二次巻線を別々にして、各相に独立した回路を設ければよく、全ての実施の形態や変形を適用可能である。ここでは、より簡易で効果的な例として、絶縁トランスＴの二次巻線が一つだけで、各相が非絶縁の、基準電位を共通とする二相出力を例示している。

図２６は、第９の実施の形態に係る回路構成例を示している。図２７及び図２８はこの場合の制御及び動作の例を示している。波形は正弦波とし、ｓｉｎ相に対してｃｏｓ相は位相が９０°進んでいる例を示しているが、位相関係や波形、相数などは任意であり、例示したものに本発明が限定されるものではない。

図２６において、絶縁トランスＴの一次側はプッシュプル方式を例示している。また絶縁トランスＴの二次側は双方向性スイッチング素子を例示し、半波整流型とした例を示している。

図２７に示す動作波形において、入力波形の絶対値と三角波の比較によって、絶縁トランスＴの二次側の各スイッチの制御信号を生成しており、入力信号の正負によって三角波の位相を１８０°切り替えている。

一方、図２８においては、ｓｉｎ相では入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較によって、ｃｏｓ相では入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較によって、絶縁トランスＴの二次側の各スイッチの制御信号を生成している。入力信号の正負によって鋸歯状波や逆鋸歯状波の位相を１８０°切り替えている点は、図２７に示す動作波形と同様である。

図２７において、スイッチＳ１の３回目のオンに注目すると、この期間内において、スイッチＳ４ｓとスイッチＳ４ｃの両方がほぼ同じタイミングでオン／オフしている。一方図２８では、スイッチＳ４ｓの立上りがスイッチＳ１の立上りと同じタイミング、スイッチＳ４ｃの立下りはスイッチＳ１の立下りと同じタイミングとなっており、タイミングが前後にずれているため、スイッチＳ４ｓ、Ｓ４ｃの両方がオンしている期間は図２７よりも短い。このような工夫により絶縁トランスＴの巻線利用効率が向上するので、絶縁トランスＴを小型・軽量化することもできる。係る構成は、ＤＣ／ＡＣインバータとして使用するときだけではなく、２出力のＤＣ／ＤＣコンバータとして使用するときにも適用可能である。

なお、図２７と図２８では、スイッチＳ１とスイッチＳ２は交互にオン／オフしているような図になっているが、各々のデューティ比率を完全に５０％にするのは困難なので、実用的にはオン／オフの間には若干の休止時間が必要である。

〔第１０の実施の形態〕

第１０の実施の形態はＹ結線の三相ＤＣ／ＡＣインバータの構成例を開示している。

図２９は第１０の実施の形態に係る回路構成例を示し、図３０はその動作例を示している。この場合、波形は正弦波とし、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は、各々の位相が１２０°ずつ異なっている例を示しているが、位相関係や波形、相数などは任意であり、例示したものに本発明が限定されるものではない。

図２９の構成例は、絶縁トランスＴの一次側はハーフブリッジ方式を例示している。また、絶縁トランスＴの二次側には、全て双方向性スイッチング素子を例示し、全波整流型とした例を示している。

Ｙ結線では中点電位が三相共通の基準電位となっているが、三相の場合でも、絶縁トランスＴの二次巻線数が二つである点は単相の場合と同じである。

図３０においては、ハーフブリッジ方式の特徴により、スイッチＳ１とスイッチＳ２各々のデューティ比率が完全に５０〔％〕ではなくてもよいので、オン／オフの間の休止時間は無くてもよい。

図３０に示す構成例では、各相の入力と三角波の比較によって、絶縁トランスＴの二次側の各スイッチの制御信号を生成している。例えばＵ相は三角波、Ｖ相は鋸歯状波、Ｗ相は逆鋸歯状波を用いる等の方法によって各スイッチのタイミングを前後にずらし、複数のスイッチが同時にオンする期間を少なくすれば、絶縁トランスＴの巻線利用効率が向上するので、絶縁トランスＴを小型・軽量化することもできる。このような工夫は、ＤＣ／ＡＣインバータとして使用するときだけではなく、基準電位が共通する３出力のＤＣ／ＤＣコンバータとして使用するときにも適用可能である。

〔第１１の実施の形態〕

第１１の実施の形態は、絶縁型両極性双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及び絶縁型双方向ＤＣ／ＡＣインバータの、別の構成例を開示している。

図３１は第１１の実施の形態に係る基本回路の構成例を示している。図３１に示すように、絶縁トランスＴの二次側は第２の実施の形態に係る全波整流型からスイッチＳ３やＳ３’が省略された構成である。このスイッチＳ３やＳ３’が省略されているため、インダクタＬに蓄積されていたエネルギをスイッチＳ３やＳ３’を介して負荷１６に供給する動作は行わない。

また、絶縁トランスＴの一次側の駆動回路としてハーフブリッジ方式を例示しているが、前述のプッシュプル方式、ハーフブリッジ方式（第３の実施の形態）、フルブリッジ方式（第４の実施の形態）に限らず、絶縁トランスＴの一次側を順方向及び逆方向に駆動できれば何れの構成であってもよい。スイッチＳ４a やＳ４ｂは双方向性スイッチング素子を例示しているが、電流を双方向にオン／オフできれば、どのような素子や構成でもよい（第５の実施の形態）。さらに、第８の実施の形態に示したスイッチング素子の位置や接続の変形例〔変形（Ｄ）〕や、第７の実施の形態に示したインダクタＬの位置や接続の変形例〔変形（Ｅ）〕などの他の変形例も、適宜適用可能である。

〔出力動作〕

図３２の（ａ）〜（ｄ）により、インダクタＬにエネルギが蓄積されていなかった場合の動作を説明する。まずスイッチＳ１及びＳ４ａがオンのとき〔図３２の（ａ）〕を考える。絶縁トランスＴの一次巻線には図中の矢印方向に電流が流れて逆起電力が生じ、絶縁トランスＴの二次巻線に誘導起電力が生じ、スイッチＳ４ａを通してインダクタＬの前（Ｓ４ａ、Ｓ４ｂ側）に正極性電圧が印加される結果、インダクタＬには矢印方向にエネルギが蓄積される。

次に、スイッチＳ１及びＳ４ｂがオンのとき〔図３２の（ｂ）〕を考える。絶縁トランスＴの一次巻線には図中の矢印方向に電流が流れて逆起電力が生じ、絶縁トランスＴの二次巻線に誘導起電力が生じ、スイッチＳ４ｂを通してインダクタＬの前に負極性電圧が印加される結果、インダクタには矢印方向にエネルギが蓄積される。

スイッチＳ２及びＳ４ｂがオンのとき〔図３２の（ｃ）〕の動作は、スイッチＳ１及びＳ４ａがオンのとき〔図３２の（ａ）〕と同様であり、またスイッチＳ２及びＳ４ａがオンのとき〔図３２の（ｄ）〕の動作は、スイッチＳ１及びＳ４ｂがオンのとき〔図３２の（ｂ）〕と同様であるので、説明を省略する。以上は、図３２の（ａ）〜（ｄ）により、インダクタＬにエネルギが蓄積されていなかった場合である。

次に、インダクタＬへのエネルギ蓄積及び放出について説明する。スイッチＳ１及びＳ４ａがオンのとき〔図３２の（ａ）〕にインダクタＬにエネルギが蓄積され、その後スイッチＳ１及びＳ４ｂがオンのとき〔図３２の（ｂ）〕にインダクタＬに蓄積されていたエネルギが放出される場合を、図３２の（ａ’）及び（ｂ’）に示す。

図３２の（ａ’）は図３２の（ａ）と同様であり、直流電源１０から絶縁トランスＴの一次巻線に図中の矢印方向に電流が流れて逆起電力が生じ、絶縁トランスＴの二次巻線に誘導起電力が生じ、スイッチＳ４ａとインダクタＬと負荷に矢印方向の電流が流れ、インダクタＬには矢印方向のエネルギが蓄積される。

次に、図３２の（ｂ’）では、インダクタＬに蓄積されていたエネルギにより逆起電力が発生し、負荷、絶縁トランスＴの二次巻線の一つ、Ｓ４ｂという経路で電流が流れる。絶縁トランスＴの二次巻線の一つには逆起電力が生じ、絶縁トランスＴの二次巻線の他方と絶縁トランスＴの一次巻線に誘導起電力が生じる。絶縁トランスＴの一次巻線には図中の矢印方向の電流が流れ、直流電源１０に電流を戻す。

図３２の（ａ）のスイッチ状態の時間が長く、図３２の（ｂ）のスイッチ状態の時間が短い場合には、図３２の（ａ’）でインダクタＬにエネルギが蓄積され、図３２の（ｂ’）でインダクタＬに蓄積されていたエネルギが放出される〔図３２の（ｃ）及び（ｄ）についても同様である。〕。この時間の長短が逆の場合には、スイッチＳ１及びＳ４ａがオンのとき〔図３２の（ａ）〕にインダクタＬに蓄積されていたエネルギが放出され、スイッチＳ１及びＳ４ｂがオンのとき〔図３２の（ｂ）〕には、インダクタＬにエネルギが蓄積される。

図３２の（ａ）と図３２の（ｂ）のスイッチ状態の時間が等しい場合には、時間の前半でインダクタＬに蓄積されていたエネルギが放出され、後半では逆方向にインダクタＬにエネルギが蓄積される。

〔出力電圧の制御〕

スイッチＳ１及びＳ４ａのオン〔図３２の（ａ）〕と、スイッチＳ２及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｃ）〕のみを繰り返す場合は、インダクタＬの前には常に正極性電圧が印加されるので、負荷には最大の正極性電圧が印加される。

スイッチＳ１及びＳ４ａのオン〔図３２の（ａ）〕時間を長めに、スイッチＳ１及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｂ）〕時間を短めに、スイッチＳ２及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｃ）〕時間を長めに、スイッチＳ２及びＳ４ａのオン〔図３２の（ｄ）〕時間を短めにして繰り返すと、インダクタＬの前にはより長時間の正極性電圧とより短時間の負極性電圧が交互に印加される。この電圧がインダクタＬ（と、存在している場合はキャパシタＣ）によって平滑化される結果、負荷には最大電圧よりも低い正極性電圧が印加される。

スイッチＳ１及びＳ４ａのオン〔図３２の（ａ）〕、スイッチＳ１及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｂ）〕、スイッチＳ２及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｃ）〕、スイッチＳ２及びＳ４ａのオン〔図３２の（ｄ）〕を等間隔で繰り返すと、インダクタＬの前には正極性電圧と負極性電圧が、等間隔で交互に印加される。この電圧がインダクタＬ（と、存在している場合にはキャパシタＣ）によって平滑化される結果、負荷には電圧は印加されない。この結果、回路中の損失を考えない場合、インダクタＬに蓄積されるエネルギとインダクタＬから逆起電力として放出するエネルギは等しくなり、絶縁トランスＴを介してエネルギがやり取りされる結果、絶縁トランスＴの一次側の直流電源１０から流れ出る電流と流れ込む電流の量が等しくなる。

スイッチＳ１及びＳ４ａのオン〔図３２の（ａ）〕を短めに、スイッチＳ１及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｂ）〕を長めに、スイッチＳ２及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｃ）〕を短めに、スイッチＳ２及びＳ４ａのオン〔図３２の（ｄ）〕を長めにして繰り返すと、インダクタＬの前にはより短時間の正極性電圧とより長時間の負極性電圧が交互に印加される。この電圧がインダクタＬ（と、存在している場合はキャパシタＣ）によって平滑化される結果、負荷には最大電圧よりも低い負極性電圧が印加される。

スイッチＳ１及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｂ）〕と、スイッチＳ２及びＳ４ａのオン〔図３２の（ｄ）〕のみを繰り返す場合は、インダクタＬの前には常に負極性電圧が印加されるので、負荷には最大の負極性電圧が印加される。

これらの関係は、図３３のタイミング図に示した通りである。スイッチＳ１、Ｓ２は交互にオンになっており、またスイッチＳ４ａ、Ｓ４ｂは交互にオンになっている。この図において、波形中の＋表示はインダクタＬの前に正極性電圧が印加されていることを、−表示はインダクタＬの前に負極性電圧が印加されていることを示している。

図３３中の「＋最大出力」においては、スイッチＳ１及びＳ４ａのオン〔図３２の（ａ）〕と、スイッチＳ２及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｃ）〕のみを繰り返しており、前述のように負荷には最大の正極性電圧が印加されることになる。この場合、スイッチＳ１とＳ４ａ、及びスイッチＳ２とＳ４ｂは、同相となっている。

図３３中の「＋１／２出力」においては、スイッチＳ１及びＳ４ａのオン〔図３２の（ａ）〕を長く、スイッチＳ１及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｂ）〕を短く、スイッチＳ２及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｃ）〕を長く、スイッチＳ２及びＳ４ａのオン〔図３２の（ｄ）〕を短く、を繰り返しており、負荷には最大電圧の半分の電圧の正極性電圧が印加される。この場合、スイッチＳ１に対してＳ４ａ、及びスイッチＳ２に対してＳ４ｂは、４５度進みとなっている。

図３３中の「出力ゼロ」においては、スイッチＳ１及びＳ４ａのオン〔図３２の（ａ）〕、スイッチＳ１及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｂ）〕、スイッチＳ２及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｃ）〕、スイッチＳ２及びＳ４ａのオン〔図３２の（ｄ）〕を等間隔で繰り返しており、前述のように負荷には電圧は印加されない状態となっている。この場合、スイッチＳ１に対してＳ４ａ、及びスイッチＳ２に対してＳ４ｂは、９０度進みとなっている。

図３３中の「−１／２出力」においては、スイッチＳ１及びＳ４ａのオン〔図３２の（ａ）〕を短く、スイッチＳ１及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｂ）〕を長く、スイッチＳ２及びＳ４ｂオン〔図３２の（ｃ）〕を短く、スイッチＳ２及びＳ４ａのオン〔図３２の（ｄ）〕を長く、を繰り返しており、負荷には最大電圧の半分の電圧の負極性電圧が印加される。この場合、スイッチＳ１に対してＳ４ａ、及びスイッチＳ２に対してＳ４ｂは、１３５度進みとなっている。

図３３中の「−最大出力」においては、スイッチＳ１及びＳ４ｂのオン〔図３２の（ｂ）〕と、スイッチＳ２及びＳ４ａのオン〔図３２の（ｄ）〕のみを繰り返しており、前述のように負荷には最大の負極性電圧が印加される。この場合、スイッチＳ１に対してＳ４ａ、及びスイッチＳ２に対してＳ４ｂは、１８０度進み、即ち逆相になっている。

このように、出力電圧はスイッチＳ１、Ｓ２と、スイッチＳ４ａ、Ｓ４ｂを駆動する波形の「位相関係」によって決めることができ、両極性ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。ここでは駆動波形の位相関係によって出力電圧を制御する例を示したが、前述の他の実施の形態を参照すれば出力電圧を制御する他の駆動方法を案出することは容易なので、他の駆動方法の例示は省略する。

また、このように出力電圧を正負自由に制御できれば、前述の他の実施の形態と同様、ＤＣ／ＡＣコンバータとしても動作可能であることは明らかなので、これ以上の説明は省略する。

〔従来技術による絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとの対比〕

図３１のＤＣ／ＤＣコンバータとしての動作を、図３４のような従来技術による絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと対比して説明する。図３４に示す従来技術による絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作について、図３５を参照する。

スイッチＳ１がオンのとき〔図３５の（ａ）〕には、絶縁トランスＴの一次側に逆起電力が発生、これにより二次側に誘導起電力が発生する。これによりダイオードＤ５が導通し、インダクタＬの前には正極性電圧が印加される。

スイッチＳ２がオンのとき〔図３５の（ｂ）〕には、絶縁トランスＴの一次側には逆方向の逆起電力が発生、これにより二次側には逆方向の誘導起電力が発生する。これによりダイオードＤ６が導通し、インダクタＬの前には同じく正極性電圧が印加される。スイッチＳ１のオン〔図３５の（ａ）〕とスイッチＳ２のオン〔図３５の（ｂ）〕の動作を交互に繰り返せば、負荷には最大の正極性電圧が印加されるが、これは図３３の「＋最大出力」時の動作と同様である。

なお、図３５の（ａ）、（ｂ）の動作の間にＳ１もＳ２もオフの期間を挟めば、その間はインダクタＬの前に正極性電圧が印加されないので、インダクタＬとキャパシタＣによって平滑化される結果、負荷にはより低い電圧が印加される。すなわち、図３４では、スイッチＳ１とＳ２のデューティ比率によって負荷に印加される電圧を変化させることができる。ただし、図３４では、絶縁トランスＴの二次側にはダイオードを使用しており、双方向性スイッチ素子のように任意のタイミングで両方向に電流を流すことはできないため、一方向の極性（図３４では正極性）の電圧しか発生することができず、また、絶縁トランスＴの二次側から一次側に電力を回生することもできない。

〔回生動作〕

図３１のＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣインバータにおける回生動作の説明のために、図３６のように負荷の代わりに正極性の直流電圧源を接続した場合を例示する。

図３６の（ａ’）では、インダクタＬに蓄積されていたエネルギが放出されてインダクタＬに逆起電力が生じ、直流電圧源の電圧と加算されて絶縁トランスＴの二次巻線の一つに印加され、逆起電力が生じる。この結果、絶縁トランスＴの二次巻線の他方と絶縁トランスＴの一次巻線に誘導起電力が生じる。絶縁トランスＴの一次巻線には図中の矢印方向の電流が流れ、直流電源１０に電力を回生する。この動作、及び電流の方向は、図３２の（ａ’）とは逆になっている。

次に図３６の（ｂ’）では、直流電源１０から絶縁トランスＴの一次巻線に図中の矢印方向に電流が流れて逆起電力が生じ、絶縁トランスＴの二次巻線に誘導起電力が生じ、直流電圧源の電圧と加算されて、スイッチＳ４ｂを介してインダクタＬに矢印方向の電流が流れる結果、インダクタＬには矢印方向のエネルギが蓄積される。この動作、及び電流の方向は、図３２の（ｂ’）とは逆になっている。

図３２の（ａ）のスイッチ状態の時間が長く、図３２の（ｂ）のスイッチ状態の時間が短い場合には、図３６の（ａ’）でインダクタＬに蓄積されていたエネルギが放出され、図３６の（ｂ’）でインダクタＬにエネルギが蓄積される。図３２の（ｃ）と図３２の（ｄ）についても同様に、図３２の（ｃ）のスイッチ状態でインダクタL に蓄積されていたエネルギが放出され、図３２の（ｄ）のスイッチ状態でインダクタL にエネルギが蓄積される。

時間の長短が逆の場合、すなわち負極性電圧を出力する制御状態における回生動作では、スイッチＳ１及びＳ４ａがオンのとき〔図３２の（ａ）〕にインダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチＳ１及びＳ４ｂがオンのとき〔図３２の（ｂ）〕にはインダクタＬに蓄積されていたエネルギが放出される。〔図３２の（ｃ）と図３２の（ｄ）についても同様である。〕

〔他の実施の形態〕

(1) 上記実施の形態において、電圧検出部で実際の出力電圧を監視し、絶縁伝送部を介して制御回路１８にフィードバックすることにより、実際の出力電圧がより正確になるように動作させることもできる。しかし検出回路部や絶縁伝送部は無くても、動作可能である。なお、この場合、制御回路１８の構成や動作によって、定電流出力、定インピーダンス出力、定電力出力等にしたり、過電流保護（フの字垂下型や垂直垂下型など）を追加したりすることも任意である。

(2) 上記実施の形態において、図１、図９に示す回路には制御回路１８を示しているが、この制御回路１８は各実施の形態においても同様に設置されている。

(3) 上記実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作、ＤＣ／ＡＣインバータ動作について例示しているが、本発明の絶縁型電力変換装置は、双方の動作形態だけでなく、一方の動作形態を目的として構成される場合にも適用可能である。

以上説明したように、本発明の最も好ましい実施の形態等について説明したが、本発明は、上記記載に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載され、又は発明を実施するための形態に開示された発明の要旨に基づき、当業者において様々な変形や変更が可能であることは勿論であり、斯かる変形や変更が、本発明の範囲に含まれることは言うまでもない。

本発明は、下記に示す広い用途に利用可能であり、有益である。

(1) 絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして使用し、正負両極性のいずれも出力可能な直流電源装置として利用することができる。一例として、直流モータにおいて、出力電圧の正負の極性によって回転方向を制御し、出力電圧の絶対値によって回転数を制御するというような用途に用いることができる。この場合、直流モータの慣性等による余剰電力の回生や、回生ブレーキ時に直流モータを発電機として使用する電力の回生なども可能である。

(2) 絶縁型双方向ＤＣ／ＡＣインバータとして使用し、バッテリーからの交流電力の生成や、双方向性による交流電力からのバッテリーの充電などに利用でき、
(2-1) 大容量バッテリーやフライホイール等の蓄電装置を使用し、商用電源の消費電力平準化装置として利用することができる。（商用電源が不足気味の時には、ＤＣ／ＡＣインバータとして動作してバッテリーから商用電源に電力を供給する系統連系インバータとして使用する。商用電源が余り気味の時には、ＡＣ／ＤＣコンバータとして動作して、商用電源から蓄電装置に充電するために使用する。）

(2-2) 定置型バッテリーを使用し、停電時の非常用電源、兼、バッテリー充電器として利用することができる。（停電時にはＤＣ／ＡＣインバータとして、非常用電源として使用する。通常時にはＡＣ／ＤＣコンバータとして、商用電源からバッテリーに充電するために使用する。）

(2-3) プラグインハイブリッド車や電気自動車等をバッテリーとして使用して、商用電源停電時の非常用電源等（系統連係インバータ）、兼、商用電源によるバッテリー充電器として利用することができる。本発明は、定置側、車載側いずれに設けることもできるが、絶縁型であるという特徴、回路構成が簡単で小型・軽量化に適しているという特徴から、特に車載型とする場合にメリットが大きい。

(2-4) ハイブリッド車や電気自動車等において、加速時にはバッテリーから交流モータに対して任意の電圧や周波数の交流電力を供給し、回生ブレーキ時には交流モータを発電機として使用してバッテリーに直流電力を回生し、バッテリーに充電するために利用することができる。

(3) 絶縁型ＤＣ／ＡＣインバータとして使用し、風力発電、燃料電池発電、太陽電池発電における系統連系インバータやパワーコンディショナーとして利用することができる。（さらにバッテリー等を併用して電力回生機能を活かし、発電した電力が余り気味の時にはバッテリーに充電し、電力が不足気味の時にはバッテリーから電力を供給することも可能である。）

２ 電力変換装置
１０ 直流電源
１６ 負荷
１８ 制御回路
Ｔ 絶縁トランス
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ３’、Ｓ４、Ｓ４’、Ｓ３ａ、Ｓ３ｂ’、Ｓ４ａ、Ｓ４ｂ’、Ｓ３ｓ、Ｓ３ｃ、Ｓ４ｓ、Ｓ４ｃ、Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗ、Ｓ４ａＵ、Ｓ４ｂＵ、Ｓ４ａＶ、Ｓ４ｂＶ、Ｓ４ａＷ、Ｓ４ｂＷ スイッチ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ３’、Ｄ４、Ｄ４’、Ｄ４ａ、Ｄ４ｂ’、Ｄ５、Ｄ６ ダイオード
Ｌ インダクタ
Ｃ キャパシタ

Claims (14)

1. 直流電源と絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を順方向に駆動するための第１のスイッチング手段と、
   前記直流電源と前記絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第２のスイッチング手段と、
   前記絶縁トランスの二次側に設置された負荷とインダクタの直列回路と、
   前記直列回路に並列に設けられ、双方向性を持つ１又は複数の第３のスイッチング手段と、
   前記直列回路と前記絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ１又は複数の第４のスイッチング手段と、
   を備え、
   前記直流電源の電力を前記負荷側に任意極性の直流又は交流として送出する、もしくは前記負荷側からの直流電力又は交流電力を前記直流電源に回生する
   ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
2. 直流電源と絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を順方向に駆動するための第１のスイッチング手段と、
   前記直流電源と前記絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第２のスイッチング手段と、
   前記絶縁トランスの二次側に設置された負荷とインダクタの直列回路と、
   前記直列回路と前記絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ１又は複数の第４のスイッチング手段と、
   を備え、
   前記直流電源の電力を前記負荷側に任意極性の直流又は交流として送出する、もしくは前記負荷側からの直流電力又は交流電力を前記直流電源に回生する
   ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
3. 前記絶縁トランスは直列に接続される第１及び第２の一次巻線を備え、前記第１及び第２の一次巻線の接続点ではない側に各々、第１の一次巻線に前記第１のスイッチング素子が接続され、第２の一次巻線に前記第２のスイッチング手段が接続され、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング手段の反対側が共通接続されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の絶縁型電力変換装置。
4. 前記絶縁トランスは一つの一次巻線を備え、前記絶縁トランスの一つの一次巻線の一方が前記第１のスイッチング手段及び前記第２のスイッチング手段を介して直流電源の両端に接続され、前記絶縁トランスの一つの一次巻線の他方は、キャパシタを介して前記直流電源に接続するか、又は二つの直流電源の中点に接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載の絶縁型電力変換装置。
5. 前記絶縁トランスは一つの一次巻線を備えるとともに、前記第１のスイッチング手段は少なくも二つのスイッチ素子、前記第２のスイッチング手段は少なくも二つのスイッチ素子で構成し、前記第１スイッチング素子の前記スイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子の前記スイッチ素子でブリッジ回路を構成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の絶縁型電力変換装置。
6. 前記第１のスイッチング手段及び／又は前記第２のスイッチング手段は、ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｊ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。
7. 前記第１のスイッチング手段、前記第２のスイッチング手段、前記第３のスイッチング手段、前記第４のスイッチング手段の少なくとも一つは、並列にダイオードを備えており、このダイオードは前記スイッチ手段の外部に接続されたダイオード素子、前記スイッチング手段の内蔵ダイオード又は寄生ダイオードであることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。
8. 前記第３のスイッチング手段及び／又は前記第４のスイッチング手段が、相対する方向に接続された二つの単方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする請求項１ないし７の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。
9. 前記第３のスイッチング手段及び／又は前記第４のスイッチング手段が、ダイオードブリッジと、該ダイオードブリッジを構成するダイオードのアノード同士の接続点とカソード同士の接続点の間の単方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする請求項１ないし７の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。
10. 前記第３のスイッチング手段及び／又は前記第４のスイッチング手段が、ＭＯＳ ＦＥＴ、Ｊ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ又は単一の双方向性スイッチング素子のいずれかで構成されることを特徴とする請求項１ないし９の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。
11. 前記絶縁トランスは二次側に１又は複数の別巻線を備え、前記別巻線の各々に整流手段及び平滑手段を設け、前記別巻線毎に絶縁された直流電源とすることを特徴とする請求項１ないし１０の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。
12. 多相出力であって、前記多相出力の各々は、個別の二次巻線で構成し、もしくは共通の二次巻線で構成することを特徴とする請求項１ないし１１の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。
13. 前記絶縁型電力変換装置の出力が二相出力であって、該二相出力のうち、ある相の前記スイッチング素子の駆動波形に入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用し、他の相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用することを特徴とする請求項１２に記載の絶縁型電力変換装置。
14. 前記絶縁型電力変換装置の出力が三相出力であって、該三相出力のうち、ある相の前記スイッチング素子の駆動波形に入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較により生成した波形に相当する波形を使用し、前記相と異なる相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用し、前記相と異なる相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と三角波の比較により生成された波形に相当する波形を使用することを特徴とする請求項１２に記載の絶縁型電力変換装置。

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