CN102739059A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种具备绝缘变压器（T）的绝缘型电力变换装置，其特征在于，具备：第一开关单元（开关S1），设置在直流电源和所述绝缘变压器的一次侧之间，用于在正向驱动所述绝缘变压器的一次侧；第二开关单元（开关S2），设置在所述直流电源和所述绝缘变压器的一次侧之间，用于在反向驱动所述绝缘变压器的一次侧；串联电路，设置在所述绝缘变压器的二次侧，串联连接有负载（16）和电感器（L）；一个或多个第四开关单元（开关S4），设置在所述串联电路和所述绝缘变压器的二次侧之间并具有双向性，将所述直流电源的电力作为任意极性的直流或交流送出到所述负载侧或将来自所述负载侧的直流电力或交流电力再生到所述直流电源。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及将直流输入变换为绝缘的直流输出或交流输出、或者将交流输入变换为绝缘的直流输出的电力变换技术，涉及作为具备针对输入侧的电力再生功能或正负双极性输出功能的DC（direct current：直流 ）/DC变换器、DC/AC（alternating current：交流）逆变器而使用的绝缘型电力变换装置。
背景技术
在将电池等的直流电力变换为绝缘的直流电力或交流电力的情况下，使用绝缘型DC/DC变换器或绝缘型DC/AC逆变器等的绝缘型电力变换装置。关于该绝缘型电力变换装置，作为绝缘型DC/DC变换器的一种，已知正激变换器（forward converter）。此外，作为绝缘型DC/AC逆变器，已知将绝缘型DC/DC变换器和DC/AC逆变器组合的逆变器。还已知在这样的绝缘型DC/AC逆变器中省略了整流单元的逆变器（例如，日本特开2004-135408号公报）。
作为正激变换器，图37所示的结构例示了在绝缘变压器中使用了两个一次绕组的正激变换器。根据驱动电路的结构，也能够以绝缘变压器的一个一次绕组构成。
关于该电路的工作，参照图38A以及38B，图38A示出开关元件导通时的工作，图38B示出开关元件截止时的工作。通过利用控制单元交替地切换这两个状态，从而作为绝缘型DC/DC变换器而进行工作。关于其切换频率，作为一个例子是数十[kHz]～数[MHz]。
如图38A所示，当开关元件导通时，电流开始从直流电源流到绝缘变压器的一个一次绕组中，由此，在该一次绕组中产生反电动势，由此在绝缘变压器的二次绕组中产生感应电动势。在图中，粗线箭头示出电流方向。在绝缘变压器的二次绕组中产生的电流通过二极管和电感器向负载提供电力，并且，将电容器充电。在此期间，在电感器中蓄积能量。
如图38B所示，当开关元件截止时，电流通过二极管流到绝缘变压器的另一个一次绕组中，绝缘变压器的磁通量被恢复（reset）。图中，粗虚线箭头示出磁通量恢复的电流方向。在粗线箭头的前端标注有×，这表示在该箭头方向不流过电流。在电感器中由蓄积的能量产生反电动势。由此，通过二极管向负载提供电力，并且，将电容器充电。若电感器中蓄积的能量的排出结束，则从电容器向负载提供电力。
这样的开关元件的导通期间相对于导通/截止的周期的时间比（占空比）影响输出电力。再有，在图37所示的正激变换器中，为了避免绝缘变压器的磁饱和，需要使占空比为50[%]以下来使用。在占空比为50[%]时，即，在导通期间和截止期间相等时，成为最大输出电压。但是，这是绝缘变压器的一次绕组的两个绕组数相同的情况。
在没有损失等的理想状态时，正激变换器的输出电压用下面的公式进行表示。
输出电压=直流电源电压×占空比×（绝缘变压器的二次绕组数÷绝缘变压器的一次绕组数）                                                         ····（1）。
在图37所示的正激变换器中，控制电路具有控制开关元件的导通/截止的功能，以由电压设定部设定的处于0[%]（=0V）～50[%]（=最大输出电压）之间的占空比来进行工作。
在没有损失等的理想状态的情况下，输出电压由上述的式（1）决定，但是，实际上由于各部分的损失等，输出电压与理想状态相比稍低。
图37所示的正激变换器输出从0[V]到最大输出电压的单一极性的直流电压，不能够进行双极性的输出。此外，这样的正激变换器不能够将输出侧电力再生到直流电源侧。
图39所示的绝缘型DC/AC逆变器是将绝缘型DC/DC变换器和DC/AC逆变器组合后的结构。虽然图39所示的绝缘型DC/DC变换器为推挽（push-pull）方式，但也能够使用上述的正激变换器等。DC/AC逆变器部分例示了全桥（full-bridge）驱动电路，能够利用PWM（pulse width modulation：脉冲宽度调制）或PFM（pulse frequency modulation：脉冲频率调制）等输出任意的交流。该绝缘型DC/AC逆变器不能够将输出侧的电力再生到直流电源侧，在需要电力再生的情况下需要追加用于电力再生的电路。
在该绝缘型DC/AC逆变器中，由于使绝缘型DC/DC变换器和DC/AC逆变器进行组合，所以，电路复杂化，在安装面积或成本方面是不利的。
此外，针对绝缘变压器的二次侧之后，将上述的绝缘型DC/AC逆变器（日本特开2004-135408号公报的图1）与图39所示的电路进行对比，如下所示。
a） 省略了整流单元（由四个二极管构成的二极管桥、电容器）以及一个电感器（在图39所示的电路中是两个电感器的对，相对于此，在日本特开2004-135408号公报中是一个电感器）。
b）在绝缘变压器的二次侧的全桥开关电路中所使用的双向性开关元件在可获得性或成本方面是不利的。
并且，在上述的绝缘型DC/AC逆变器（日本特开2004-135408号公报的图1）中，没有记载将输出侧的电力再生到绝缘变压器的一次侧的直流电源。虽然存在利用双向性开关和设置在绝缘变压器的二次侧的电解电容器进行电力再生的记述，但是，能够蓄积在电解电容器中的能量是微少的，不能够对将输出侧的电力再生到直流电源侧的情况下的那样的大电力进行再生。
课题如下。
（1）在绝缘型DC/DC变换器（正激变换器等）中，只能得到正负任一方的极性输出。
（2）在绝缘型DC/DC变换器（正激变换器等）中，如果要使输出侧的电力再生到直流电源侧，则必须另外设置反向的绝缘型DC/DC变换器，存在装置规模变成约两倍的问题。
（3）在绝缘型DC/AC逆变器中，需要用于将直流电源绝缘并对直流电压进行变换的绝缘型DC/DC变换器和用于将电压变换后的直流变换为交流的DC/AC逆变器的这二者，所以，结构复杂，并且安装空间、重量、体积大，价格高。
（4）在绝缘型DC/AC逆变器中，如果要将输出侧的电力再生到输入电源侧，则必须另外设置用于电力再生的反向的绝缘型AC/DC变换器或绝缘型DC/DC变换器（在将DC/AC逆变器部的DC电源再生到绝缘变压器的一次侧的直流电源的情况），存在装置规模变大的问题。
（5）在日本特开2004-135408号公报的绝缘型DC/AC逆变器中，能够省略整流单元以及一个电感器，但是，在绝缘变压器的二次侧还需要四个难以获得的双向性开关元件。因此，存在需要相应的安装空间、此外成本也高的问题。
（6）在日本特开2004-135408号公报的绝缘型DC/AC逆变器中，不存在将输出侧的电力再生到直流电源侧的记载，在为了向直流电源侧的电力再生而另外设置反向的AC/DC变换器的情况下，存在装置的规模变为接近两倍的问题。
发明内容
因此，本发明鉴于上述问题提供一种具备向直流电源侧的电力再生功能或正负双极性输出功能的绝缘型电力变换装置。
用于解决上述课题的本发明的结构如下。
（1）一种具备绝缘变压器的绝缘型电力变换装置，其特征在于，具备：
设置在直流电源和所述绝缘变压器的一次侧之间并且用于在正向对所述绝缘变压器的一次侧进行驱动的第一开关单元；
设置在所述直流电源和所述绝缘变压器的一次侧之间并且用于在反向对所述绝缘变压器的一次侧进行驱动的第二开关单元；
设置在所述绝缘变压器的二次侧且将负载和电感器串联连接的串联电路；以及
设置在所述串联电路和所述绝缘变压器的二次侧之间并且具有双向性的一个或多个第四开关单元，
将所述直流电源的电力作为任意极性的直流或交流送出到所述负载侧或者将来自所述负载侧的直流电力或交流电力再生到所述直流电源。
该结构对应于后述的示例11（图31）。
（2）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，还具备与所述串联电路并联设置并具有双向性的一个或多个第三开关单元。
（3）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述绝缘变压器具备串联连接的第一以及第二一次绕组，所述第一开关单元的一端连接到所述第一一次绕组，所述第二开关单元的一端连接到所述第二一次绕组，所述第一开关单元以及所述第二开关单元的另一端共同连接。该结构构成推挽方式的绝缘型电力变换装置。
（4）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述绝缘变压器具备一个一次绕组，所述一次绕组的一端经由所述第一开关单元以及所述第二开关单元连接到所述直流电源，所述一次绕组的另一端经由电容器连接到所述直流电源、或者连接到两个直流电源之间的中点。该结构构成半桥方式的绝缘型电力变换装置。
（5）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述绝缘变压器具备一个一次绕组，所述第一开关单元由至少两个开关元件构成，所述第二开关单元由至少两个开关元件构成，由所述第一开关单元的所述开关元件以及所述第二开关单元的所述开关元件构成桥电路，所述桥电路连接到所述一次绕组。该结构构成全桥方式的绝缘型电力变换装置。
（6）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第一开关单元、所述第二开关单元、或者所述第一以及第二开关单元这二者是场效应晶体管（MOS-FET）、结型场效应晶体管（J-FET）、双极晶体管或绝缘栅双极晶体管（IGBT）。
（7）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第一开关单元、所述第二开关单元以及所述第四开关单元中的一个或多个并联地具备二极管，该二极管是与所述开关单元连接的二极管元件、或者内置在所述开关单元中的二极管或寄生二极管。
（8）如上述（2）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第三开关单元并联地具备二极管，该二极管是与所述开关单元连接的二极管元件、或者内置在所述开关单元中的二极管或寄生二极管。
（9）如上述（2）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第三开关单元由在对置的方向连接的两个单向开关元件构成。
（10）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第四开关单元由在对置的方向连接的两个单向开关元件构成。
（11）如上述（2）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第三开关单元由二极管桥以及在构成该二极管桥的二极管的阳极彼此的连接点和阴极彼此的连接点之间连接的单向开关元件构成。
（12）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第四开关单元由二极管桥以及在构成该二极管桥的二极管的阳极彼此的连接点和阴极彼此的连接点之间连接的单向开关元件构成。
（13）如上述（2）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第三开关单元由MOS-FET、J-FET、双极晶体管、IGBT或者单一的双向性开关元件的任意一种构成。
（14）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述第四开关单元由MOS-FET、J-FET、双极晶体管、IGBT或者单一的双向性开关元件的任意一种构成。
（15）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述绝缘变压器在二次侧具备一个或多个其它绕组，对所述一个或多个其它绕组分别设置整流单元以及平滑单元，利用所述一个或多个其它绕组的每一个和所述整流单元以及平滑单元构成绝缘的直流源。
（16）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，所述绝缘型电力变换装置输出多相输出，各多相输出从所述绝缘变压器的单独的二次绕组输出或者从共同的二次绕组输出。
（17）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘型电力变换装置输出二相输出，该二相输出中的某个相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用输入波形的绝对值和锯齿状波的比较所生成的波形相当的波形，
其它的相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用所述输入波形的绝对值和反锯齿状波的比较所生成的波形相当的波形。
（18）如上述（1）所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘型电力变换装置输出三相输出，该三相输出中的第一相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用输入波形的绝对值和锯齿状波的比较所生成的波形相当的波形，
与所述第一相不同的第二相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用所述输入波形的绝对值和反锯齿状波的比较所生成的波形相当的波形，
与所述第一或所述第二相不同的第三相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用所述输入波形的绝对值和三角波的比较所生成的波形相当的波形。
根据本发明，得到如下的任一种效果。
（1）在作为绝缘型DC/DC变换器而使用的情况下，正负哪种极性的输出都能够得到。
（2）在作为绝缘型DC/DC变换器而使用的情况下，能够将输出侧的直流电力再生到直流电源侧。
（3）在作为绝缘型DC/AC逆变器而使用的情况下，使绝缘型DC/DC变换器的正负输出连续地变化，从而能够进行交流输出，所以，结构简单，能够小型、轻量化并能够谋求低成本化。
（4）在作为绝缘型DC/AC逆变器而使用的情况下，不需要追加结构就能够将输出侧的电力再生到输入电源侧，能够在很多用途中利用。
（5）当与日本特开2004-135408号公报的绝缘型DC/AC逆变器进行比较时，二次侧的开关元件用容易获得的单向的开关元件即可，因此能够实现低成本化。此外，即使是在使用双向性开关元件的情况下，其需要的数量也少，能够实现小型轻量化、低成本化。
（6）能够在不变更结构的情况下得到缘型DC/DC变换器工作或绝缘型DC/AC逆变器工作。
附图说明
图1是示出示例1的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图2A以及图2B是示出示例1的绝缘型电力变换装置的正极性输出时的工作的图。
图3A以及3B是示出负极性输出时的工作的图。
图4A以及4B是示出正极性电力的再生工作的图。
图5A以及5B是示出负极性电力的再生工作的图。
图6是示出DC/AC逆变器工作的图。
图7是示出DC/AC逆变器工作时的控制的图。
图8是示出DC/AC逆变器工作时的控制电路的一个例子的图。
图9是示出示例2的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图10A、10B、10C以及10D是示出正极性输出时的工作的图。
图11A、11B、11C以及11D是示出负极性输出时的工作的图。
图12是示出DC/AC逆变器工作的图。
图13A、13B、13C、13D以及13E是示出示例3的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图14A、14B、14C以及14D是示出一次侧的驱动工作的图。
图15是示出示例4的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图16A、16B、16C以及16D是示出一次侧的驱动工作的图。
图17是示出示例5的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图18是示出DC/AC逆变器工作的图。
图19是示出驱动的变形例1的图。
图20是示出驱动的变形例2的图。
图21是示出驱动的变形例3的图。
图22是示出在驱动的变形例3中使用的控制电路的一个例子的图。
图23A、23B、23C、23D、23E、23F以及23G是示出示例6的绝缘型电力变换装置的双向性开关的一个例子的图。
图24A、24B、24C以及24D是示出示例7的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图25A以及25B是示出示例8的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图26是示出示例9的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图27是示出二相DC/AC逆变器工作的图。
图28是示出二相DC/AC逆变器工作以及控制的图。
图29是示出示例10的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图30是示出三相DC/AC逆变器工作的图。
图31是示出示例11的绝缘型电力变换装置的一个例子的图。
图32A、32B、32C、32D、32A’以及32B’是示出输出工作的图。
图33是示出输出电压的控制工作的图。
图34是用于进行与绝缘型DC/DC变换器的对比的图。
图35A以及35B是用于说明与绝缘型DC/DC变换器的对比工作的图。
图36A’以及36B’是示出再生工作的图。
图37是示出绝缘型DC/DC变换器（正激变换器）的图。
图38A以及38B是示出绝缘型DC/DC变换器的工作的图。
图39是示出绝缘型DC/AC逆变器的图。
具体实施方式
示例1
在示例1中，关于作为绝缘型电力变换装置的一个例子的绝缘型双极性双向DC/DC变换器以及绝缘型双向DC/AC逆变器的基本电路，作为DC/DC变换器的工作而示出了正极性输出工作、负极性输出工作、正极性再生工作以及负极性再生工作，并且，示出了DC/AC逆变器工作等。
图1示出了示例1的绝缘型电力变换装置的一个例子。图1所示的电力变换装置2是本发明的绝缘型电力变换装置的一个例子，是作为绝缘型双极性双向DC/DC变换器（以下仅称为“DC/DC变换器”。）或绝缘型双向DC/AC逆变器（以下仅称为“DC/AC逆变器”。）而进行工作的基本电路的一个例子。
该电力变换装置2具备绝缘变压器T，该绝缘变压器T具备两个一次绕组n11、n12。一次绕组n11、n12串联连接。在一次绕组n11侧串联连接有作为第一开关单元的一个例子的开关元件S1（以下仅称为“开关S1”）。在一次绕组n12侧串联连接有作为第二开关单元的一个例子的开关元件S2（以下仅称为“开关S2”。）。与开关S1、S2并联连接有作为整流单元的一个例子的二极管D1、D2。在一次绕组n11、n12的中间连接点连接有一个输入端子6，在开关S1、开关S2、二极管D1的阳极侧以及二极管D2的阳极侧的共同连接点连接有另一个输入端子8。在输入端子6、8之间以将输入端子6侧作为正极的方式连接有直流电源10。
在绝缘变压器T的二次绕组n2侧具备作为第三开关单元的一个例子的开关元件S3、S3’（以下仅称为“开关S3、S3’”）、作为第四开关单元的一个例子的开关元件S4、S4’（以下仅称为“开关S4、S4’”），并且具备二极管D3、D3’、D4、D4’。
在绝缘变压器T的二次绕组n2串联连接有将源极共同连接的两个开关S3、S3’。在该开关S3、S3’的串联电路上串联连接有将源极共同连接的两个开关S4、S4’。与开关S3并联连接有二极管D3，与开关S3’并联连接有二极管D3’，与开关S4并联连接有二极管D4，此外，与开关S4’并联连接有二极管D4’。各二极管D3、D3’、D4、D4’是整流单元的一个例子。
在开关S3、S3’的串联电路侧并联连接有电感器L与电容器C的串联电路。在电容器C设置有输出端子12、14。在该输出端子12、14连接有负载16。即，在绝缘变压器T的二次侧设置有将负载和电感器串联连接的串联电路。
控制电路18连接到各开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的栅极，向该控制电路18施加在输出端子12、14得到的输出，利用该控制电路18的输出进行开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的开关控制。
在该绝缘型电力变换装置2中，各开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’例示了MOS-FET（场效应晶体管），但是，也可以使用J-FET（结型场效应晶体管）、双极晶体管、IGBT（绝缘栅双极晶体管）等其它种类的开关元件。
也可以代替各二极管D1、D2、D3、D3’、D4、D4’而使用各开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的内置二极管（包含寄生二极管），如果使用内置二极管，则能够使安装面积或成本减小。也可以根据开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的种类或驱动方法等省略二极管D1、D2、D3、D3’、D4、D4’。
与负载16并联连接的电容器C是为了降低开关工作引起的负载端噪声而设置的，但是，从原理上讲即使没有该电容器C，绝缘型电力变换装置2也进行工作，所以也可以省略。以下，对于本发明的全部示例都相同。
当将该绝缘型电力变换装置2与上述的绝缘型DC/AC逆变器（图39）进行比较时，在绝缘型电力变换装置2（图1）中省略了整流单元（由四个二极管构成的二极管桥和电容器C）以及一个电感器L。即，在图39所示的电路中，需要两个电感器L的对，与此相对地，在该绝缘型电力变换装置2中以一个电感器L构成。此外，在以前的现有技术中，不能够进行以下所述的从输出侧向直流电源10的电力再生。
此外，当与在绝缘变压器T的二次侧的全桥开关电路中具备双向性开关元件的结构（日本特开2004-135408号公报）进行比较时，在示例1中不需要这样的双向性开关元件。并且，在日本特开2004-135408号公报的结构中也不存在进行以下所述的从输出侧向直流电源10的电力再生的记载。
参照图2至图6说明该绝缘型电力变换装置2的工作。再有，在图2至图5中，为了使开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的导通/截止状态明确化，将其置换为开关标记来进行标记。
[正极性输出工作]
关于正极性输出工作，参照图2。在正极性电压输出时，开关S2被固定为截止，开关S3’、S4’被固定为导通。
图2A示出开关S1、S4均导通、开关S3截止时的工作。此外，图2B示出开关S1、S4均截止、开关S3导通时的工作。在图2中，通过由控制电路18交替地切换这两个状态，从而作为DC/DC变换器而进行工作。作为一个例子，其切换频率为数十[kHz]～数[MHz]。
在图2A中，当开关S1导通时，电流开始从直流电源10流到绝缘变压器T的一个一次绕组n11，由此产生反电动势。由此，在绝缘变压器T的二次绕组n2产生感应电动势。在绝缘变压器T的二次绕组n2中产生的电流通过开关S4’（固定为导通）、开关S4（导通）、电感器L向负载16提供电力，在此期间，在电感器L中蓄积能量。此外，在与负载16并联地连接了电容器C的情况下，向负载16提供电力，并且，电容器C被充电。
接着，在图2B中，当开关S1截止时，电流通过与开关S2并联连接的二极管D2流到绝缘变压器T的另一个一次绕组n12，绝缘变压器T的磁通量被恢复。此外，在电感器L中，由蓄积的能量产生反电动势，通过开关S3’（固定为导通）、开关S3（导通）向负载16提供电力。在与负载16并联地连接有电容器C的情况下，向负载16提供电力，并且，对电容器C进行充电，当蓄积在电感器L中的能量的排出结束时，从电容器C向负载16提供电力（在以下记载的示例中也是同样的）。在开关S1导通的期间，开关S4、S4’截止、开关S3、S3’导通，然后，开关S1截止也可以。
在图2中，开关S4与开关S1同步地以相同极性进行导通/截止，开关S3以与开关S4相反的极性进行导通/截止。粗线箭头示出电流路径，根据该电流路径可知，即使开关S4或开关S3保持截止的状态不变，电流也经由分别并联连接的二极管D4、D3流过而进行工作，该工作成为与正激变换器相同的工作。但是，与正向二极管相比，导通后的开关为低损失的情况较多，所以，通过在预定的定时使开关S3或开关S4导通，从而进行更高效率的工作。此外，在开关S4和开关S3保持截止不变的状态下，也产生不能够进行后述的再生工作的问题。此外，在图2中，开关S3’、S4’被固定为导通，但是，即使开关S3’与开关S3同时进行导通/截止，也同样地进行工作，此外，即使开关S4’与开关S4同时进行导通/截止，也同样地进行工作。图2所示的工作示出了使开关工作更少的例子。
当将图2所示的工作与图38的工作进行对比时，图2A与图38A、图2B与图38B成为对应的工作。开关S1、开关S4的占空比为50[%]时为最大输出电压的这一点、没有损失等的理想状态时的输出电压的上述的公式（1）都与图37、图38的正激变换器相同。
[负极性输出工作]
关于负极性输出工作，参照图3。图3示出负极性电压的输出工作。在负极性电压输出时，开关S1被固定为截止，开关S3、S4被固定为导通。图3A示出开关S2、S4’导通、开关S3’截止时的工作。此外，图3B示出开关S2、S4’截止、开关S3’导通时的工作。
在图3A中，当开关S2导通时，电流开始从直流电源10流到绝缘变压器T的一个一次绕组n12，由此产生反电动势。由此，在绝缘变压器T的二次绕组n2中产生感应电动势，但是，该电压是与图2A的情况相反的极性。在绝缘变压器T的二次绕组n2中产生的电流通过开关S4’（导通）、开关S4（固定为导通）、电感器L向负载16提供负极性电压的电力。此外，在此期间，在电感器L中蓄积能量。
接着，在图3B中，当开关S2截止时，电流通过与开关S1并联连接的二极管D1流到绝缘变压器T的另一个一次绕组n11，绝缘变压器T的磁通量被恢复。此外，在电感器L中，由蓄积的能量产生反电动势，通过开关S3’（导通）、开关S3（固定为导通）向负载16提供负极性电压的电力。在开关S2导通的期间，开关S4、S4’截止，开关S3、S3’导通，然后，开关S2截止也可以。
在图3中，开关S4’与开关S2同步地以相同极性进行导通/截止，开关S3’以与开关S4’相反的极性进行导通/截止。由粗线箭头所示的电流路径可知，即使开关S4’、S3’保持截止的状态不变，电流也经由分别并联连接的二极管D4’、D3’流过，所以，没有问题地进行工作，但是，通过使开关在预定的定时导通，从而成为更高效率的工作并能够进行再生，这方面与图2相同。此外，在图3中，开关S3、S4被固定为导通，但是，即使开关S3与开关S3’同时进行导通/截止，也同样地进行工作，此外，即使开关S4与开关S4’同时进行导通/截止，也同样地进行工作，但是，在图3所示的电路中，使开关工作更少这一点也与图2所示的电路相同。
当将图2以及图3所示的电路的工作进行比较时，可知为正负反向的工作。
此外，在图3中，开关S2、S4’的占空比为50%时成为负方向的最大输出电压的这一点、没有损失等的理想状态时的输出电压（但是为负极性）的公式（公式（1））也与图37或图2相同。
[正极性再生工作]
在图4中示出了正极性电压的电力再生工作。开关等的工作与图2所示的电路相同，但是，从输出侧提供电力，电流的方向与图2所示的电路相反。即，在由输出侧消耗电力的情况下成为图2的工作，在从输出侧提供电力的情况下成为图4所示的工作，示出能够进行所谓的双向性工作。
在图4A中，当开关S3截止、开关S4、S1导通时，电流开始从绝缘变压器T的二次侧的直流电压源20经由电感器L、开关S4（导通）、开关S4’（固定为导通）流到绝缘变压器T的二次绕组n2，由此产生反电动势，由此，在绝缘变压器T的一次绕组n11中产生感应电动势。蓄积在电感器L中的作为反电动势表现的能量与来自绝缘变压器T的二次侧的直流电压源20的能量加在一起排出。在绝缘变压器T的一次绕组中产生的电流向绝缘变压器T的一次侧的直流电源10提供电力，并且，该电流通过开关S1。
接着，在图4B中，当开关S3导通、开关S4、S1截止时，电流从绝缘变压器T的二次侧的直流电压源20经由电感器L、开关S3（导通）、开关S3’（固定为导通）流过，由此，在电感器L中蓄积能量。此外，开关S1截止，由此，电流通过与开关S2并联连接的二极管D2流到绝缘变压器T的另一个一次绕组n12，绝缘变压器T的磁通量被恢复，并且，向绝缘变压器T的一次侧的直流电源10提供电力。
从绝缘变压器T的二次侧的直流电压源20流入的电流的大小由绝缘变压器T的二次侧的直流电压源20的电压和输出阻抗、以及DC/DC变换器要输出的电压和输出阻抗决定。由于哪个的输出阻抗都低，所以，当绝缘变压器T的二次侧的直流电压源20的电压和DC/DC变换器要输出的电压不同时，存在流过预定外的大电流的可能性。因此，需要与想要再生的电力或电流量等匹配地对DC/DC变换器输出的电压进行控制、或者以成为恒定电流的方式进行控制以使DC/DC变换器的输出阻抗提高等（包括后述的DC/AC逆变器，在本发明的全部示例中是相同的）。
[负极性再生工作]
关于负极性再生工作，参照图5。图5示出负极性电压的电压再生工作。开关等的工作与图3相同，但是，从输出侧提供负极性电压的电力，电流的方向与图3相反。即，在由输出侧的负载16消耗负极性电压的电力的情况下进行图3的工作，在从输出侧提供负极性电压的电力的情况下进行图5的工作，示出能够进行所谓的双向性工作。
在图5A中，当开关S3’截止、开关S4’、S2导通时，电流开始从直流电压源20经由开关S4’（导通）、开关S4（固定为导通）、电感器L流到绝缘变压器T的二次绕组n2，由此产生反电动势，由此，在绝缘变压器T的一次绕组中产生感应电动势。蓄积在电感器L中的作为反电动势表现的能量与来自绝缘变压器T的二次侧的直流电压源20的能量加在一起排出。在绝缘变压器T的一次绕组中产生的电流向绝缘变压器T的一次侧的直流电源10提供电力，并且通过开关S2。
接着，在图5B中，当开关S3’导通、开关S4’和开关S2截止时，电流从绝缘变压器T的二次侧的直流电压源20经由开关S3’（导通）、开关S3（固定为导通）、电感器L流过，由此，在电感器L中蓄积能量。此外，开关S2截止，由此，电流通过与开关S1并联连接的二极管D1流到绝缘变压器T的另一个一次绕组n11，绝缘变压器T的磁通量被恢复，并且，向绝缘变压器T的一次侧的直流电源10提供电力。
[DC/AC逆变器工作]
关于DC/AC逆变器工作，参照图6。图6示出DC/AC逆变器工作的一个例子。
如上述那样，示出了如下情况：图1所例示的电路作为能够进行正负双极性的输出的DC/DC变换器而工作，并且，能够将输出侧的电力再生到输入侧即直流电源10。此外，示出了如下情况：能够利用开关的工作来进行正以及负的双极性输出，能够利用开关工作的占空比来控制输出电压的绝对值。如果利用这些特质，则能够构成绝缘型双向DC/AC逆变器并使其工作。
在图2至图5中，利用控制电路18以大致固定的占空比进行开关工作，由此，得到固定的输出电压即直流输出。在图6所示的工作中，与所希望的输出电压的瞬时值匹配地使开关的导通/截止设定或开关工作的占空比依次变化，由此，使输出电压变化，得到所希望的波形即交流输出。
在图6中，S1、S2、S3、S3’、S4、S4’分别示出与图1～图5中的开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’对应的各开关的工作（导通/截止工作），“输出”表示输出电压波形。
在输出波形的前半部分，输出正极性电压，所以，与图2或图4同样地开关S2被固定为截止，开关S3’、S4’被固定为导通。此外，开关S4与开关S1同步地以相同极性进行导通/截止，开关S3以与开关4相反的极性进行导通/截止。在输出波形中的电压低的部分，开关S4的占空比接近0[%]（导通时间比截止时间短），在电压高的部分，开关S4的占空比接近50[%]（导通时间与截止时间接近）。
在输出波形的后半部分，输出负极性电压，所以，与图3或图5同样地开关S1被固定为截止，开关S3、S4被固定为导通。此外，开关S4’与开关S2同步地以相同极性进行导通/截止，开关S3’以与开关S4’相反的极性进行导通/截止。在输出波形中的电压接近于0[V]的部分，开关S4’的占空比接近0[%]（导通时间比截止时间短），在负极性电压大的部分，开关S4’的占空比接近50[%]（导通时间与截止时间接近）。
这样，如果对应于输出波形的瞬时值，使开关的导通/截止设定或开关工作的占空比依次变化，则能够得到所希望的波形即交流输出。
再有，如在正极性输出工作或负极性输出工作中所述的那样，也能够使导通/截止被固定的开关在预定的定时导通/截止。
为了得到所希望的输出波形，可以从外部向控制电路18提供模拟波形信号或数字波形数据，也可以在控制电路18中产生所希望的波形信号、或利用运算等生成波形数据等。
从图2和图4、或图3和图5的对比可知以上的工作在从输出侧对负载16提供电力的情况下、和反之在将输出侧的电力再生到直流电源10的情况下都是相同的，由此，实现能够将输出侧的电力再生到直流电源10的DC/AC逆变器。
再有，在图6中使开关频率为输出频率的18倍，但是不限定于此，此外也不需要是整数比。在图7以及图8中示出了图6所示的开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的控制信号、S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的生成方法的一个例子。再有，在示例1～11或其它示例中，为了容易理解而例示了PWM，但是也可以使用PFM等其它方法。
在图7中，基于输入信号，生成表示输入信号的正负的信号和输入信号的绝对值信号（即，输入信号为正时保持原样，输入信号为负时是反转后的信号）。对另外生成的三角波信号（其频率为开关频率）和绝对值信号的大小进行比较，由此，生成PWM信号及其反转信号。此处，三角波信号的振幅为绝对值信号的振幅的两倍以上，由此，使占空比为50%以下。此外，除了三角波以外，也能够使用锯齿状波、反锯齿状波、或上升沿与下降沿非对称的斜坡波等的波形。根据这样得到的示出输入信号的正负的信号、以及PWM信号及其反转信号，生成各开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的控制信号。
接着，关于控制电路18，参照图8。图8示出控制电路的一个例子。在该控制电路18中，向作为正负判别部的正负判别电路181提供输入信号，从而生成示出输入信号的正负的信号。此外，向作为绝对值生成部的绝对值生成电路182提供输入信号，从而生成绝对值信号。将在作为三角波生成部的三角波生成电路183中生成的三角波信号和绝对值信号提供给比较器184，由此，生成PWM信号及其反转信号。使用根据示出输入信号的正负的信号（A/B）切换A输入（A1、A2、A3、A4、A5、A6）和B输入（B1、B2、B3、B4、B5、B6）的选择器185，切换PWM信号及其反转信号、高电平、低电平，由此，生成各开关S1、S2、S3、S3’、S4、S4’的控制信号。
在图8所示的控制电路18中，具备正负判别电路181、绝对值生成电路182、三角波产生电路183、比较器184，例示了对作为模拟信号的输入信号进行模拟信号处理，但是，也能够使用数字输入信号并进行数字处理。作为一个例子，在输入信号为以2的补数形式进行表示的数字波形数据的情况下，将最高有效位（MSB）反转了的信号为示出正负的信号，此外，对除了MSB以外的各位与MSB取异或（exclusive or），由此，能够得到绝对值波形数据。三角波能够基于时钟信号由计数器等生成，能够利用数字比较器等得到PWM信号或其反转信号。并且，也能够以软件实现这些处理的一部分或全部。
示例2
在示例2中公开了在绝缘变压器T中具备两个二次绕组并且在该两个二次绕组的两侧附加了二极管或开关的结构。图9示出示例2的绝缘型电力变换装置。
在上述的示例1中，按开关频率的每一个周期使开关S4、开关S4’导通一次。与此相对地，在示例2中，开关S4a、开关S4a’在开关频率的半个周期导通，在剩余的半个周期使开关S4b、开关S4b’导通，按开关频率的每一个周期进行两次导通工作。换言之，在示例1中进行半波整流那样的工作，与此相对地，在示例2中进行全波整流那样的工作（以下，将这些工作分别称为半波整流型、全波整流型。）。在图10～图12中示出图9所示的电力变换装置2的工作。
[正极性输出工作]
在图10中示出正极性电压的输出时的工作。图10A示出了开关S1、开关S4a、开关S4a’导通、其它开关截止时的工作，图10C示出开关S2、开关S4b、开关S4b’导通、其它开关截止时的工作。此外，图10B和图10D示出开关S3、开关S3’导通、其它开关截止时的工作。
在图10A中，当开关S1导通时，电流开始从直流电源10流到开关S1侧的绝缘变压器T的一次绕组n11，由此产生反电动势。由此，在绝缘变压器T的二次绕组n21以及n22产生感应电动势。在开关S4a’侧的绝缘变压器T的二次绕组n21中产生的电流通过开关S4a’（导通）、开关S4a（导通）、电感器L向负载16提供电力，在此期间，在电感器L中蓄积能量。
在图10B中，当开关S4a和开关S4a’截止、开关S3和开关S3’导通时，在电感器L中，由蓄积的能量产生反电动势。由此，通过开关S3、开关S3’向负载16提供电力。此外，当开关S1截止时，电流通过与开关S2并联连接的二极管流到绝缘变压器T的一次绕组n12，绝缘变压器T的磁通量被恢复。在开关S1导通的期间，开关S4a、开关S4a’截止，开关S3、开关S3’导通，然后，开关S1截止也可以。
接着，在图10C中，当开关S2导通时，电流开始从直流电源10流到开关S2侧的绝缘变压器T的一次绕组n12，由此产生反电动势。由此，在绝缘变压器T的二次绕组n21以及n22中产生感应电动势。在开关S4b’侧的绝缘变压器T的二次绕组n22中产生的电流通过开关S4b’（导通）、开关S4b（导通）、电感器L向负载16提供电力，在此期间，在电感器L中蓄积能量。
在图10D中，当开关S4b和开关S4b’截止、开关S3和开关S3’导通时，在电感器L中，由蓄积的能量产生反电动势。由此，通过开关S3、开关S3’向负载16提供电力。此外，当开关S2截止时，电流通过与开关S1并联连接的二极管流到绝缘变压器T的一次绕组n11，绝缘变压器T的磁通量被恢复。在开关S2导通的期间，开关S4b、开关4b’截止，开关S3、开关S3’导通，然后，开关S2截止也可以。
开关S4a、S4a’、S4b、S4b’的占空比为50[%]时成为最大输出电压这一点与图37、图38的正激变换器相同。与示例1相同地，在正极性输出时也能够将开关S4a’、开关S4b’、开关S3’固定为导通。不存在损失等的理想状态时的输出电压的公式（公式（1））中的“（占空比）”为“（开关S4a、开关S4a’的占空比+开关S4b、开关S4b’的占空比）”是公式（1）的两倍的输出电压。
[负极性输出工作]
图11示出了负极性电压的输出时的工作。图11A示出开关S2、开关S4a、开关4a’导通、其它开关截止时的工作，图11C示出开关S1、开关S4b、开关S4b’导通、其它开关截止时的工作。此外，图11B和图11D示出开关S3、开关S3’导通、其它开关截止时的工作。
当与图10进行比较时，与开关S1、开关S2对应地进行导通的开关是开关S4a、开关S4a’还是开关S4b、开关S4b’变为相反，由此，成为负极性输出，其它的工作相同。与示例1相同地，在负极性输出时也能够将开关S4a、开关S4b或开关S3固定为导通。
[再生工作]
在示例2中，在输出侧消耗电力的情况下进行输出工作、在从输出侧提供电力的情况下进行再生工作，能够实现所谓的双向性工作。再生工作时的开关等的工作与输出工作相同，但是，从输出侧提供电力，电流的方向变为相反。该关系根据示例1的图2和图4、图3和图5的对比是明显的，所以，在示例2中省略图或详细的说明。
[DC/AC逆变器时的工作]
图9所示的电力变换装置2即使作为DC/AC逆变器也能够进行工作，在图12中示出该工作。
图12示出如下情况：与所希望的输出电压的瞬时值匹配地使开关的导通/截止设定或开关工作的占空比依次变化，由此，使输出电压变化，得到所希望的波形即交流输出。
在输出波形的前半部分，输出正极性电压，在开关S1导通时，开关S4a、开关S4a’导通，在开关S2导通时，开关S4b、开关S4b’导通。在输出波形的后半部分，输出负极性电压，在开关S2导通时开关S4a、开关S4a’导通，在开关S1导通时，开关S4b、开关S4b’导通。
开关S3、开关S3’在开关S4a、开关S4a’、开关S4b、开关S4b’的任意一个导通时成为截止、并且在开关S4a、开关S4a’、开关S4b、开关S4b’全部截止时成为导通。
此外，关于输出波形的电压值，在输出波形中的电压的绝对值低的部分，开关S4a、开关S4a’、开关S4b、开关S4b’的占空比接近0%（导通时间比截止时间短），在电压的绝对值高的部分，占空比接近50[%]（导通时间接近于截止时间）。换言之，根据开关S4a、开关S4a’、开关S4b、开关S4b’的占空比决定输出电压的绝对值，根据开关S4a、开关S4a’、以及开关S4b、开关S4b’的导通/截止与开关S1、开关S2的哪一个的导通/截止同步来决定输出电压的正负。
这样，与所希望的输出波形的电压的瞬时值对应地使开关的导通/截止设定或开关工作的占空比依次变化，得到所希望的波形即交流输出，这与示例1的图6所示的输出工作相同。
当将全波整流型与半波整流型进行比较时，在绝缘变压器的利用效率方面存在差异。即，在半波整流型中，电力变换装置在驱动绝缘变压器的一个方向（半波）工作。与此相对地，在全波整流型中，电力变换装置在驱动绝缘变压器的两个方向（全波）工作。因此，全波整流型具有绝缘变压器的利用效率提高的优点。但是，在全波整流型中，需要两个绝缘变压器的二次绕组，此外，开关S4、开关S4a、开关S4b等、或开关S4’、开关S4a’、开关S4b’等的数量为半波整流型的两倍。
示例3
示例1或示例2作为绝缘变压器T的一次侧的驱动电路而例示了推挽方式，与此相对地在示例3中公开了使绝缘变压器T的一次侧的驱动电路为半桥方式的情况。
图13A、13B、13C、13D以及13E示出了示例3的结构例。当将半桥方式与推挽方式进行比较时，如图13所示，具有绝缘变压器T的一次绕组为一个即可的优点，另一方面，需要用于将绝缘变压器T的一次绕组的一方连接的中点。可以在该中点如图13A～13C那样追加形成电容器C，也可以如图13E那样利用两个直流电源101、102的中点。也能够如图13D那样使用电容器C和直流电源101、102的中点这二者。如图13D以及13E所示，在绝缘变压器T的中点具备输入端子7即可。
在示例3中，图14示出图13A所示的电路的工作。当开关S1导通时，电流开始从直流电源10流到绝缘变压器T的一次绕组，由此，产生某方向的反电动势，由此，在绝缘变压器T的二次绕组中产生相同的方向的感应电动势（图14A）。当开关S1截止时，电流通过与开关S2并联连接的二极管流到绝缘变压器T的一次绕组，绝缘变压器T的磁通量被恢复（图14B）。接着，当开关S2导通时，电流开始从直流电源10在反方向流到绝缘变压器T的一次绕组，由此，产生反向的反电动势，由此，在绝缘变压器T的二次绕组中产生与一次绕组的反电动势相同的方向的感应电动势（图14C）。当开关S2截止时，电流通过与开关S1并联连接的二极管流到绝缘变压器T的一次绕组，绝缘变压器T的磁通量被恢复（图14D）。
在半桥方式中的以电容器C形成中点的情况下（图13A～13D），绝缘变压器T的一次绕组的一方连接到该电容器C，直流不流到绝缘变压器T，因此，绝缘变压器T具有不进行磁饱和的特征。在该情况下，也能够仅将图14A以及14C所示的工作分别以50[%]的占空比交替地重复。并且，在开关S1和开关S2的占空比完全不相同的情况下，也自动地调整绝缘变压器T的一次绕组的一方与电容器C连接的点的电位，所以，也具有得到能够防止绝缘变压器T的磁饱和的工作的优点。
在如图13E所示那样利用两个直流电源101、102的中点的情况下，能够适用于半波整流型、全波整流型这二者，但是，在以电容C形成中点的情况下（图13A～13D），不适用于如示例1那样的半波整流型而是适用于如示例2那样的全波整流型。这是因为，在半波整流型中，在输出直流的情况下，绝缘变压器T的一次侧电流偏向一个极性，电容器C在一个方向被充电，不能够正常地工作。除了该制约以外，哪个示例均能够进行与绝缘变压器T的二次侧的任意的电路或工作的组合。
示例4
在示例4中，作为绝缘变压器T的一次侧的驱动电路的另一结构例，公开了全桥方式。
图15示出示例4的结构例。当将该全桥方式与推挽方式进行比较时，虽然多需要二个开关元件，但具有如下优点：绝缘变压器T的一次绕组为一个即可，开关S1、开关S1’、开关S2、开关S2’的耐电压为直流电源10的电压即可（在推挽方式中需要直流电源10的电压的两倍的耐电压）。
在图16中示出示例4的工作。当开关S1和开关S1’导通时，电流开始从直流电源10流到绝缘变压器T的一次绕组，由此，产生某个方向的反电动势，由此，在绝缘变压器T的二次绕组中产生相同的方向的感应电动势（图16A）。当开关S1和开关S1’截止时，电流通过与开关S2和开关S2’并联连接的二极管流到绝缘变压器T的一次绕组中，绝缘变压器T的磁通量被恢复（图16B）。接着，当开关S2和开关S2’导通时，电流从直流电源10在反方向流到绝缘变压器T的一次绕组，由此，产生反向的反电动势，由此，在绝缘变压器T的二次绕组中产生与反电动势相同的方向的感应电动势（图16C）。当开关S2和开关S2’截止时，电流通过与开关S1和开关S1’并联连接的二极管流到绝缘变压器T的一次绕组中，绝缘变压器T的磁通量被恢复（图16D）。
全桥方式能够进行与绝缘变压器T的二次侧的任意的电路或工作的组合。例如，在适用于示例1的半波整流型的情况下，在正极性输出或正极性再生工作时，重复图16A和16B即可，在负极性输出或负极性再生工作时，重复图16C和16D即可。在适用于示例2的全波整流型的情况下，依次重复图16A～16D即可。
此外，全桥方式与推挽方式相比，绝缘变压器T的一次绕组的使用效率提高，所以，能够降低一次绕组的占有率，能够谋求绝缘变压器T的小型化。
以上，作为本发明中的绝缘变压器T的一次侧的驱动电路的例子，示出了推挽方式、半桥方式、全桥方式，但是，如果能够在正向以及反向驱动绝缘变压器T的一次侧，则怎样的方式都可以，不限定于所例示的方式。
示例5
示例5公开了示例1的变形例。图17示出了示例5的例子。再有，以下的（A）～（C）的变形能够分别独立地采用，组合没有特别制约。
（A）双向性开关元件的应用
使绝缘变压器T的二次侧的开关元件为双向性开关元件，从而能够减少开关元件的数量（也能使用后述的示例6的其它变形例构成。）
（B）被绝缘的直流源的追加
在绝缘变压器T的二次侧追加另外的线圈并分别设置整流单元和平滑单元，由此，得到分别绝缘的直流源。如图17所示它们也能够作为绝缘变压器T的二次侧的开关元件的驱动电路用来使用、或者也能够在控制电路等的其它的用途中使用。
（C）控制信号的波形
关于图17所示的示例5的结构，在图18～图21中示出控制信号的波形或其变形例。此外，图22示出生成图21所示的控制信号的控制电路的一个例子。
关于上述变形例（A），与示例1的图1进行对比并基于图17进行说明。
在图1所示的电路中，与电感器L和负载16的串联电路并联地将开关S3和开关S3’这两个开关元件对置地串联地使用。此外，在电感器L和负载16的串联电路与绝缘变压器T的二次侧绕组之间，对置地串联地使用开关S4和开关S4’这两个开关元件。此外，在图2～图8中示出了开关S3和开关S3’、开关S4和开关S4’各自独立地导通/截止的例子，但是，在示例1的说明中示出了能够使开关S3和开关S3’、开关S4和开关S4’分别同时进行导通/截止。
在图1中，在使开关S3、S3’同时导通/截止的情况下，如果将该两个开关元件置换为一个双向性开关元件，则成为图17所示的开关S3那样。此外，在图1中，在使开关S4、S4’同时导通/截止的情况下，如果将该两个开关元件置换为一个双向性的开关元件，则成为图17的开关S4那样。它们不需要二者同时置换，也能够仅置换一个。
即，在相邻对置的两个开关元件能够同时进行导通/截止的情况下，能够将其置换为一个双向性开关元件，这样的结构能够适用于本申请发明的全部示例。
接着，对变形（C）进行说明，其中也提及变形（B）。
图22示出了控制电路18的一个例子。该图22所示的电路相当于示例1的图8。根据上述的变形（A）进行向双向性开关元件的置换，所以，开关S3和开关S4的控制信号波形和图6所示的波形稍有差异。
此处，上述的变形（B）的直流源的整流单元和平滑单元的输出电压为与开关S1或开关S2的占空比成比例的电压。即，在图18那样的控制信号的情况下，整流单元和平滑单元的输出电压为图18所示的直流源输出那样的电压波形，因此，以比开关频率低的频率变动。为了避免该电压变动，将平滑单元的时间常数取得充分长即可，但是，使平滑单元大型化。
因此，为了避免电压变动，以开关S1的占空比和开关S2的占空比之和保持为固定值的方式进行连续的驱动即可。作为一个例子，在输出为正的区间，开关S1的占空比从0[%]到50[%]变动的情况下，如果在开关S1导通的前后保持各1/4周期的期间的间隙并使开关S2导通，则开关S2的占空比从50[%]到0[%]变动。此外，在输出为负的区间，开关S2的占空比从0[%]到50[%]变动的情况下，如果在开关S2的导通的前后保持各1/4周期的期间的间隙并使开关S1导通，则开关S1的占空比从50[%]到0[%]变动。利用该方法，开关S1的占空比和开关S2的占空比之和能够保持为固定值（在该例子中为50[%]）（图19），在上述的变形（B）的直流源的整流单元和平滑单元的输出电压中不产生变动，能够得到固定的直流电压。
在图18以及图19所示的例子中，与开关S4的占空比连动地使开关S1、S2的占空比变化，但是，也能如图20或图21所示那样，在开关S1、S2的占空比保持固定的状态下交替地进行导通/截止。在该情况下，在输出正极性电压时，开关S4变为导通是在开关S1导通时，在输出负极性电压时，开关S4变为导通是在开关S2为导通时。
在图20所示的例子中，根据输出正极性电压/负极性电压的哪一个来使开关S1和开关S2的导通/截止的极性反转。另一方面，在图21中，在开关S1、开关S2的导通/截止周期保持固定的状态下，根据输出正极性电压/负极性电压的哪一个来选择在开关S1、开关S2的哪一个导通时使开关S4导通。
在绝缘变压器T的一次侧为半桥方式并以电容器C形成中点的情况下，即使在开关S1、开关S2的占空比完全不是各50[%]的状态下，也能够使开关S1、开关S2交替地导通/截止。另一方面，在推挽方式或全桥方式的情况下，为了避免占空比的误差的蓄积引起的绝缘变压器T的磁饱和，需要在夹着开关S1、开关S2这二者成为截止的时间进行磁通量恢复工作。再有，在图20以及图21中，在上述的变形（B）的直流源的整流单元和平滑单元的输出电压中也不产生变动，能够得到图19的最大两倍的固定的直流电压。
表1示出这些的驱动方法或变形例、绝缘变压器T的一次侧的电路方式、绝缘变压器T的二次侧的电路方式的组合是否合适。
表1
Figure 571179DEST_PATH_IMAGE001
在该表1中，“○”表示能够组合，“×”表示不适合组合。在表1的“一次侧的驱动”部分记载为“开关S4”的部分为开关S4、S4’、S4a、S4a’等的总称。
在全波整流型的情况下，在绝缘变压器T的一次侧，正向的电流和反向的电流的积分值平衡。与此相对地，在半波整流型的情况下，通常，绝缘变压器T的一次侧的电流的积分值在正向和反向不平衡，因此不能够应用半桥方式中的以电容器C形成中点的方法（表1中的※1）。在全波整流型的情况下，由于开关S1和开关S2交替地导通/截止，所以，不能够将一个固定为截止（表1中的※2）。如图19那样，在以开关S1和开关S2的占空比的总计为固定的方式进行驱动的情况下，当一方的占空比接近50[%]时，另一方的占空比变低。但是，在全波整流型中，在输出电压的绝对值大的情况下，需要使二者的占空比接近50[%]，所以，该驱动变形例不适于全波整流型（表1中的※3）。
在图22所示的控制电路18中示出了生成各开关S1、S2、S3、S4的控制信号的结构例（图21）。如图22所示，该控制电路18由正负判别电路181、绝对值生成电路182、三角波产生电路183A、三角波产生电路183B、比较器184A、184B、选择器185以及时钟生成电路186构成。在图22中，对与图8相同的部分标注相同附图标记。
基于输入信号，由正负判别电路181生成示出输入信号的正负的信号。在绝对值生成电路182中生成输入信号的绝对值信号。此外，时钟生成电路186生成开关频率的时钟信号（=控制信号S1）及其反转信号（=控制信号S2）。在三角波产生电路183A中，利用时钟信号生成三角波信号（三角波1）。在三角波产生电路183B中，利用时钟信号的反转信号（相反相位信号）生成三角波信号（三角波2）。在比较器184A中比较三角波1和绝对值信号，在比较器184B中比较三角波2和绝对值信号。即，分别比较绝对值信号和三角波1或三角波2的大小，由此，由比较器184A生成PWM1信号，由比较器184B生成PWM2信号。并且，在选择器185中，根据正负判别电路181的输出、即根据示出输入信号的正负的信号，利用PWM1信号或PWM2信号的切换来生成控制信号S3、S4。关于这样的结构以及开关控制信号的生成，也能够利用数字电路或软件等其它方法、单元生成相同的控制信号。
在这些所有的变形例中，输出电压的绝对值都由开关S4的占空比决定。此外，根据开关S1/开关S2的哪一个导通时开关S4变为导通来决定输出电压的极性。
示例6
示例6公开了双向性开关的结构例。图23示出了示例6的能够应用于开关S4、S4’、S3、S3’的双向性开关的结构例。该结构例相当于上述的变形（A）。
在图23中例示了开关S4（开关S4’），但是，开关S3（开关S3’）也能够使用相同的变形例，并且，在开关S4（开关S4’）和开关S3（开关S3’）中能够各自选择任意的变形例来使用。
在图23A～23E中，作为开关元件，例示了MOS-FET，但是，能够使用J-FET、双极晶体管、IGBT等其它种类的开关元件。此外，也能代替N沟道元件或NPN元件而使用P沟道元件或PNP元件或者混合使用。并且，在与开关元件并联连接有二极管的情况下，也能够代之以使用开关元件的内置二极管（包括寄生二极管），能够减少安装面积或成本。
图23A示出了与示例1或示例2相同的双向性开关，在图23B中调换了开关S4和开关S4’的顺序。
在图23A中，考虑使开关S4’导通、电流从左向右方向流过的情况。对于开关S4’来说，电流从漏极流向源极方向，流过所谓的正向电流。即使开关S4保持截止的状态，电流也经由与开关S4并联连接的二极管从左向右方向流过，但是，如果使开关S4导通，则在开关S4也流过相同方向的电流，因此能够降低开关损失。在该情况下，电流在开关S4中从源极流向漏极方向，流过所谓的反向电流。对于开关元件的电特性来说，未对反向电流进行规定的情况较多。但是，已知在图示的MOS-FET或J-FET的情况下，在导通时，能够双向流过电流。此外，已知在双极晶体管或IGBT的情况下，在导通时，也能够双向流过电流，但是，反向耐电压低。但是，在该示例中，并联连接有二极管，针对开关元件的反向电压只涉及二极管的正向电压，因此几乎不存在反向耐电压低的问题。在本发明中，能够向负载16提供电力，也能够从输出侧的电力源向绝缘变压器T的一次侧的直流电源10再生电力，在这些情况下，电流的方向相反，因此，在使电流流过开关S4、开关S4’的情况下，使二者导通，能够在双向流过电流即可。
图23C示出了双向性开关的变形例，图23D示出调换了开关和二极管的顺序的例子（也能够仅调换开关和二极管中的一方的顺序）。在图23C中，当考虑使开关S4’导通、电流从左向右方向流过的情况时，除了导通了的开关S4’的电阻之外，串联连接的二极管D4’的正向电压也成为损失因素，但是，在图23A所示的结构中，能通过使开关S4也导通来降低损失。因此，存在与图23A相比图23C的损失大的情况。
图23E为双向性开关的另一个变形例。存在开关元件仅为一个即可并且仅通过使该元件导通从而能够双向流过电流的优点。需要四个二极管D，在该情况下，无论对于哪个方向的电流，追加两个二极管的量的正向电压损失。在图23E所示的结构中，构成作为上述的第四开关单元的一例的开关S4。该结构以二极管桥和单向开关元件构成。单向开关元件具备构成二极管桥的四个二极管D。即，单向开关元件连接在两个二极管的阳极彼此的连接点和另外两个二极管的阴极彼此的连接点之间。这样的结构对于作为第三开关单元的一例的开关S3也是相同的。
图23F示出了在具有充分的反向耐电压的特殊的开关元件的情况下成为的变形例。例如，存在具有反向耐电压的IGBT（反向阻止IGBT），能够在图23F所示的结构中使用。如图23A或图23B所示，不需要串联连接两个开关元件，因此，能够降低导通时的损失。
图23G是利用双向性开关元件得到的变形例。在图23G中，使用双向性IGBT那样的图标记示出，但是，也可以是利用双极晶体管等的组合构成的双向性开关元件。在哪种情况下，都能够以单一元件进行双向性开关工作。在耐电压等不成为问题的范围，也可以将MOS-FET、J-FET、双极晶体管、IGBT等的开关元件用于图23G所示的结构。
无论是哪种元件或结构，只要能够在双向对电流进行开关即可，本发明不限定于上述的例子。
示例7
示例7公开了关于半波整流型（示例1）的绝缘变压器T的二次侧的变形例。
图24示出示例7的电路结构例。该示例包含下述那样的变形例。
（A）使绝缘变压器T的二次侧的开关元件的一部分为双向性开关元件，从而能够减少开关元件数（与示例5相同，也能够应用示例6的其它变形例）。
（D）在绝缘变压器T的二次侧示出开关元件的位置或连接的变形例。
（E）示出电感器L的位置或连接的变形例。
能够各自分别且独立地采用上述（D）、（E）的变形例。此处，对于绝缘变压器T的二次侧，与示例1（图1）进行对比。
在图24A所示的结构例中，使用双向性开关元件置换图1的开关S4、开关S4’，作为开关S4[变形（A）]。此外，变更电感器L的位置[变形（E）]。能够各自独立地采用它们。
在图24B所示的结构例中，变更图1的开关S4、开关S4’的位置[变形（D）]。也能够将开关S4、开关S4’置换为一个双向性开关元件[变形（A）]。此外，在图24B中示出了调换开关S3和开关S3’的顺序以及开关S4和开关S4’的顺序的例子[变形（D）]。
在图24C所示的结构例中，仅变更图1的开关S4、开关S4’中的开关S4的位置。与此相对地，在图24D中示出了如下例子：进而将图24C的开关S3、开关S3’置换为一个双向性开关元件，此外，调换开关S4和开关S4’，将电感器L分成了两个[变形（D）]。
在图24C或图24D的结构中，不能够将开关S4、开关S4’置换为一个双向性开关元件。即，在变形（D）中，在对置的两个开关连接在分离的位置的情况下，在与变形（A）的组合上存在限制。再有，驱动方法等都与上述图1或图17所示的结构相同。
示例8
示例8公开了将上述的（D）的变形应用于全波整流型（示例2）的变形例。在全波整流型中也能够采用上述的其它变形，但省略例示。
图25示出示例8的电路结构例。此处，以与示例2的图9所示的电路的绝缘变压器T的二次侧的对比进行说明。
在图25A所示的结构例中，变更图9的开关S4a、开关S4a’、开关S4b、开关S4b’的全部的位置（与示例7的图24B对应）。在该情况下，也能够将开关S4a、开关S4a’置换为一个双向性开关元件，也能够将开关S4b、开关S4b’置换为一个双向性开关元件[变形（A）]。
在图25B所示的结构例中，仅变更图9的开关S4a、开关S4a’、开关S4b、开关S4b’中的开关S4a、开关S4b的位置（与示例7的图24C对应）。在该情况下，开关S4a、开关S4a’、开关S4b、开关S4b’不能置换为双向性开关元件，在变形（D）和变形（A）的组合上产生限制。驱动方法等都与图9相同。
示例9
示例9公开了二相DC/AC逆变器的结构例。在需要各相绝缘的多个相的情况下，使绝缘变压器T的二次绕组分开、设置各相独立的电路即可，能够应用全部的示例或变形。此处，作为更简单有效的例子，例示了绝缘变压器T的二次绕组仅为一个且各相非绝缘的使基准电位为共同的二相输出。
图26示出示例9的电路结构例。图27以及图28示出该情况下的控制以及工作的例子。虽然示出波形为正弦波并且cos相相对于sin相的相位提前90°的例子，但是，相位关系或波形、相数等是任意的，本发明不限定于例示了的内容。
在图26中例示了绝缘变压器T的一次侧为推挽方式。此外，示出了绝缘变压器T的二次侧例示双向性开关元件并作为半波整流型的例子。
在图27所示的工作波形中，根据输入波形的绝对值和三角波的比较，生成绝缘变压器T的二次侧的各开关的控制信号，根据输入信号的正负将三角波的相位切换180°。
另一方面，在图28中，在sin相根据输入波形的绝对值和锯齿状波的比较，在cos相根据输入波形的绝对值和反锯齿状波的比较，生成绝缘变压器T的二次侧的各开关的控制信号。根据输入信号的正负将锯齿状波或反锯齿状波的相位切换180°，这一点与图27所示的工作波形相同。
在图27中，当关注开关S1的第三次的导通时，在该期间内，开关S4s和开关S4c这二者在几乎相同的定时进行导通/截止。另一方面，在图28中，开关S4s的上升沿与开关S1的上升沿为相同的定时，开关S4c的下降沿与开关S1的下降沿为相同的定时，定时前后偏移，因此，开关S4s、S4c这二者导通的期间比图27短。利用这样的措施，绝缘变压器T的绕组利用效率提高，所以，能够使绝缘变压器T小型、轻量化。这样的结构不仅能够在作为DC/AC逆变器而使用时应用，也能够在作为2输出的DC/DC变换器而使用时应用。
再有，在图27和图28中成为开关S1和开关S2交替地进行导通/截止的那样的图，但是，由于难以使各个占空比完全为50[%]，所以，在实用中在导通/截止之间需要少许的休止时间。
示例10
示例10公开了Y接线的三相DC/AC逆变器的结构例。
图29示出示例10的电路结构例，图30示出其工作例。示出了在该情况下波形为正弦波并且U相、V相、W相各自的相位分别相差120°的例子，但是，相位关系或波形、相数等是任意的，本发明不限于例示了的内容。
图29的结构例例示了绝缘变压器T的一次侧为半桥方式。此外，示出了在绝缘变压器T的二次侧使全部的开关元件为双向性开关元件的例子，示出作为全波整流型的例子。
在Y接线中，中点电位为三相共同的基准电位，但是，在三相的情况下，绝缘变压器T的二次绕组数也为两个，这一点与单相的情况相同。
在图30中，根据半桥方式的特征，开关S1和开关S2各自的占空比完全不为50[%]也可以，因此，也可以不存在导通/截止之间的休止时间。
在图30所示的结构例中，根据各相的输入和三角波的比较，生成绝缘变压器T的二次侧的各开关的控制信号。例如，如果利用U相使用三角波、V相使用锯齿状波、W相使用反锯齿状波等的方法使各开关的定时前后错开并且使多个开关同时导通的期间减少，则绝缘变压器T的绕组利用效率提高，所以，也能够使绝缘变压器T小型、轻量化。这样的措施不仅能够在作为DC/AC逆变器而使用时应用，还能够在作为基准电位共同的三输出的DC/DC变换器而使用时应用。
示例11
示例11公开了绝缘型双极性双向DC/DC变换器以及绝缘型双向DC/AC逆变器的另一结构例。
图31示出图11的基本电路的结构例。如图31所示，绝缘变压器T的二次侧是从示例2的全波整流型中省略了开关S3或S3’的结构。由于该开关S3或开关S3’被省略，所以，不进行将蓄积在电感器L中的能量经由开关S3或S3’向负载16提供的工作。
此外，作为绝缘变压器T的一次侧的驱动电路，例示了半桥方式，但是，不限于上述的推挽方式、半桥方式（示例3）、全桥方式（示例4），如果能在正向以及反向驱动绝缘变压器T的一次侧，则可以为任意的结构。开关S4a或S4b例示了双向性开关元件，但是，如果能够在双向使电流导通/截止，则什么样的元件或结构都可以（示例5）。并且，示例8所示的开关元件的位置或连接的变形例[变形（D）]或示例7所示的电感器L的位置或连接的变形例[变形（E）]等的其它变形例也能够适当地应用。
[输出工作]
利用图32A～32D对在电感器L中未蓄积能量的情况下的工作进行说明。首先，考虑开关S1以及S4a导通时（图32A）。在绝缘变压器T的一次绕组中，电流在图中的箭头方向流过，产生反电动势，在绝缘变压器T的二次绕组中产生感应电动势，通过开关4a在电感器L之前（S4a、S4b侧）施加正极性电压，其结果是，在电感器L中，在箭头方向蓄积能量。
接着，考虑开关S1以及开关S4b导通时（图32B）。在绝缘变压器T的一次绕组中电流沿着图中的箭头方向流过，产生反电动势，在绝缘变压器T的二次绕组中产生感应电动势，通过开关S4b在电感器L之前施加负极性电压，其结果是，在电感器中在箭头方向蓄积能量。
开关S2以及开关S4b导通时（图32C）的工作与开关S1以及S4a导通时（图32A）相同，此外，开关S2以及S4a导通时（图32D）的工作与开关S1以及S4b导通时（图32B）相同，所以省略说明。以上是根据图32A～32D在电感器L中没有蓄积能量的情况。
接着，对针对电感器L的能量蓄积以及排出进行说明。在图32A’以及32B’中示出如下情况：在开关S1以及S4a导通时（图32A），在电感器L中蓄积能量，然后，在开关S1以及S4b导通时（图32B），电感器L中蓄积的能量被排出。
图32A’与图32A相同，电流从直流电源10沿着图中的箭头方向流到绝缘变压器T的一次绕组中，产生反电动势，在绝缘变压器T的二次绕组中产生感应电动势，箭头方向的电流流到开关S4a、电感器L、负载，箭头方向的能量蓄积到电感器L中。
接着，在图32B’中，由电感器L中所蓄积的能量产生反电动势，电流在负载、绝缘变压器T的一个二次绕组、S4b这样的路径中流过。在绝缘变压器T的一个二次绕组中产生反电动势，在绝缘变压器T的二次绕组的另一个和绝缘变压器T的一次绕组中产生感应电动势。图中的箭头方向的电流流到绝缘变压器T的一次绕组，使电流返回到直流电源10。
在图32A的开关状态的时间长并且图32B的开关状态的时间短的情况下，在图32A’中，在电感器L中蓄积能量，在图32B’中，蓄积在电感器L中的能量被排出（对于图32C以及32D也是相同的。）。在该时间的长短相反的情况下，在开关S1以及S4a导通时（图32A），电感器L中蓄积的能量被排出，在开关S1以及S4b导通时（图32B），在电感器L中蓄积能量。
在图32A和图32B的开关状态的时间相等的情况下，在时间的前半部分，蓄积在电感器L中的能量被排出，在后半部分，能量在反向蓄积在电感器L中。
[输出电压的控制]
在仅重复开关S1以及S4a的导通（图32A）和开关S2以及S4b的导通（图32C）的情况下，在电感器L之前始终施加正极性电压，因此，最大的正极性电压被施加于负载。
当延长开关S1以及S4a的导通（图32A）时间、缩短开关S1以及S4b的导通（图32B）时间、延长开关S2以及S4b的导通（图32C）时间、缩短开关S2以及S4a的导通（图32D）时间并重复时，在电感器L之前交替地施加更加长时间的正极性电压和更加短时间的负极性电压。该电压由电感器L（以及在存在电容器C的情况下还有电容器C）平滑化，其结果是，向负载施加比最大电压低的正极性电压。
当以等间隔重复开关S1以及S4a的导通（图32A）、开关S1以及S4b的导通（图32B）、开关S2以及S4b的导通（图32C）、开关S2以及S4a的导通（图32D）时，在电感器L之前以等间隔交替地施加正极性电压和负极性电压。该电压由电感器L（以及在存在电容器C的情况下还有电容器C）平滑化，其结果是，未向负载施加电压。其结果是，在不考虑电路中的损失的情况下，蓄积在电感器L中的能量与从电感器L中作为反电动势而被排出的能量相等，经由绝缘变压器T交换能量，其结果是，从绝缘变压器T的一次侧的直流电源10流出的电流与流入的电流的量相等。
当缩短开关S1以及S4a的导通（图32A）、延长开关S1以及S4b的导通（图32B）、缩短开关S2以及S4b的导通（图32C）、延长开关S2以及S4a的导通（图32D）并重复时，在电感器L之前交替地施加更加短时间的正极性电压和更加长时间的负极性电压。该电压由电感器L（以及在存在电容器C的情况下还有电容器C）平滑化，其结果是，向负载施加比最大电压低的负极性电压。
在仅重复开关S1以及S4b的导通（图32B）、开关S2以及S4a的导通（图32D）的情况下，在电感器L之前始终施加负极性电压，因此，向负载施加最大的负极性电压。
它们的关系如图33的定时图（timing chart）所示。开关S1、S2交替地导通，此外，开关S4a、S4b交替地导通。在该图中，波形中的+显示表示在电感器L之前施加正极性电压、－显示表示在电感器L之前施加负极性电压。
在图33中的“+最大输出”中，仅重复开关S1以及S4a的导通（图32A）、开关S2以及S4b的导通（图32C），如上述那样，向负极施加最大的正极性电压。在该情况下，开关S1和S4a、以及开关S2和S4b为同相。
在图33中的“+1/2输出”中，重复延长开关S1以及S4a的导通（图32A）、缩短开关S1以及S4b的导通（图32B）、延长开关S2以及S4b的导通（图32C）、缩短开关S2以及S4a的导通（图32D），向负载施加最大电压的一半的电压的正极性电压。在该情况下，S4a相对于开关S1提前45度、S4b相对于开关S2提前45度。
在图33中的“输出零”中，以等间隔重复开关S1以及S4a的导通（图32A）、开关S1以及S4b的导通（图32B）、开关S2以及S4b的导通（图32C）、开关S2以及S4a的导通（图32D），如上述那样，成为未向负载施加电压的状态。在该情况下，S4a相对于开关S1提前90度、S4b相对于开关S2提前90度。
在图33中的“－1/2输出”中，重复缩短开关S1以及S4a的导通（图32A）、延长开关S1以及S4b的导通（图32B）、缩短开关S2以及S4b导通（图32C）、延长开关S2以及S4a的导通（图32D），向负载施加最大电压的一半的电压的负极性电压。在该情况下，S4a相对于开关S1提前135度、S4b相对于开关S2提前135度。
在图33中的“－最大输出”中，仅重复开关S1以及S4b的导通（图32B）和开关S2以及S4a的导通（图32D），如上述那样，向负载施加最大的负极性电压。在该情况下，S4a相对于开关S1提前180度即成为相反相位、S4b相对于开关S2提前180度即成为相反相位。
这样，输出电压能够由驱动开关S1、S2和开关S4a、S4b的波形的“相位关系”决定，作为双极性DC/DC变换器而进行工作。此处示出了根据驱动波形的相位关系来控制输出电压的例子，但是，如果参照上述的其它示例，则容易研究出控制输出电压的其它的驱动方法，因此，省略其它的驱动方法的例示。
此外，很明显，如果能够这样正负自由地控制输出电压，则与上述的其它示例相同，也能够作为DC/AC逆变器进行工作，因此，省略进一步的说明。
[与比较用的绝缘型DC/DC变换器的对比]
将图31的作为DC/DC变换器的工作与如图34那样的比较用的绝缘型DC/DC变换器进行对比说明。关于图34所示的绝缘型DC/DC变换器的工作，参照图35。
在开关S1导通时（图35A），在绝缘变压器T的一次侧产生反电动势，由此，在二次侧产生感应电动势。由此，二极管D5导通，在电感器L之前施加正极性电压。
在开关S2导通时（图35B），在绝缘变压器T的一次侧产生反向的反电动势，由此，在二次侧产生反向的感应电动势。由此，二极管D6导通，在电感器L之前同样地施加正极性电压。如果交替地重复开关S1的导通（图35A）和开关S2的导通（图35B）的工作，则向负载施加最大的正极性电压，但是，这与图33的“+最大输出”时的工作相同。
再有，如果在图35A、35B的工作之间夹着开关S1、S2都截止的期间，则在该期间未在电感器L之前未施加正极性电压，因此，由电感器L和电容器C平滑化，其结果是，向负载施加更加低的电压。即，在图34中能够根据开关S1和S2的占空比使施加到负载的电压变化。但是，在图34中，在绝缘变压器T的二次侧使用二极管，由于不能如双向性开关元件那样在任意的定时在双向流过电流，所以，只能够产生一个方向的极性（在图34中为正极性）的电压，此外，也不能够使电力从绝缘变压器T的二次侧再生到一次侧。
[再生工作]
为了说明图31的DC/DC变换器以及DC/AC逆变器中的再生工作，例示如图36那样代替负载而连接正极性的直流电压源的情况。
在图36A’中，蓄积在电感器L中的能量被排出，在电感器L中产生反电动势，与直流电压源的电压相加，施加于绝缘变压器T的一个二次绕组，产生反电动势。其结果是，在绝缘变压器T的另一个二次绕组和绝缘变压器T的一次绕组中产生感应电动势。在绝缘变压器T的一次绕组中流过图中的箭头方向的电流，将电力再生到直流电源10。该工作以及电流的方向与图32A’相反。
接着，在图36B’中，电流从直流电源10沿图中的箭头方向流到绝缘变压器T的一次绕组，产生反电动势，在绝缘变压器T的二次绕组中产生感应电动势，与直流电压源的电压相加，箭头方向的电流经由开关S4b流到电感器L，其结果是，箭头方向的能量蓄积到电感器L中。该工作以及电流的方向与图32B’相反。
在图32A的开关状态的时间长、图32B的开关状态的时间短的情况下，在图36A’中，蓄积在电感器L中的能量被排出，在图36B’中，在电感器L中蓄积能量。关于图32C和图32D，同样地，在图32C的开关状态下蓄积在电感器L中的能量被排出，在图32D的开关状态下，在电感器L中蓄积能量。
在时间的长短相反的情况下，即，在输出负极性电压的控制状态的再生工作中，在开关S1以及S4a导通时（图32A），在电感器L中蓄积能量，在开关S1以及S4b导通时（图32B），蓄积在电感器L中的能量被排出（关于图32C和图32D也相同。）。
其它示例
（1）在上述示例中，由电压检测部监视实际的输出电压，经由绝缘传输部反馈到控制电路18，由此，也能够以实际的输出电压更准确的方式进行工作。但是，即使没有电压检测部或绝缘传输部，也能够工作。再有，在该情况下，如果进而具有电流检测部，则根据控制电路18的结构或工作，成为恒定电流输出、恒定阻抗输出、恒定电力输出等、或追加过电流保护（电流折叠型（current fold back type）或定电流限制型等（constant current limiting type））也是任意的。
（2）在上述示例中，在图1、图9所示的电路中示出了控制电路18，但是，在各示例中也同样设置有该控制电路18。
（3）在上述例子中，对DC/DC变换器工作、DC/AC逆变器工作进行了例示，但是，对于本发明的绝缘型电力变换装置来说，不仅是双方的工作方式，也能够应用于以其中一个的工作方式为目的而构成的情况。
如以上说明的那样，对本发明的最优选的示例等进行了说明，但是，本发明不限定于上述记载，基于技术方案所记载的或实施方式中所公开的发明的主旨，本领域技术人员能够进行各种变形或变更是当然的，当然这样的变形或变更也包含在本发明的范围中。
本发明能够在下述所示的广泛的用途中利用并且是有益的。
（1）能够作为绝缘型DC/DC变换器而使用，能够作为正负双极性均能输出的直流电源装置来利用。作为一个例子，能够用于在直流电动机中根据输出电压的正负的极性控制旋转方向并根据输出电压的绝对值控制转速这样的用途。在该情况下，也能够实现直流电动机的惯性等引起的剩余电力的再生、或在再生制动时将直流电动机作为发电机来使用的电力的再生等。
（2）能够作为绝缘型双向DC/AC逆变器而使用并生成来自电池的交流电或在来自双向性的交流电的电池的充电等中利用，
（2-1）能够使用大容量电池或续流（flywheel）等的蓄电装置，作为商用电源的消耗电力均衡装置来利用。（在商用电源有可能不足时，作为DC/AC逆变器工作并作为将电力从电池供给到商用电源的并网控制逆变器（grid connection inverter）而使用。在商用电源有可能剩余时，作为AC/DC变换器工作，用于从商用电源向蓄电装置充电。）。
（2-2）能够使用固定型电池作为停电时的紧急用电源兼电池充电器来利用。（在停电时，作为DC/AC逆变器，用作紧急用电源。在通常时，作为AC/DC变换器，用于从商用电源向电池充电。）。
（2-3）能够将插电混合动力车（plug-in hyberid car）或电动汽车等作为电池使用，能够作为商用电源停电时的紧急用电源等（并网控制逆变器）兼商用电源的电池充电器来利用。本发明也能够设置在固定侧、车载侧的任意一个，但是，由于是绝缘型这样的特征、电路结构简单并适于小型、轻量化的特征，所以，特别是在车载型的情况下优点较多。
（2-4）在混合动力车或电动汽车等中，在加速时将任意的电压或频率的交流电力从电池提供到交流电动机，在再生制动时将交流电动机作为发电机使用，将直流电力再生到电池，能够利用于向电池充电。
（3）能够作为DC/AC逆变器使用，能够作为风力发电、燃料电池发电、太阳能电池发电的并网控制逆变器或功率调节器使用。（并且，能够并用电池等而灵活利用电力再生功能，在所发的电力有可能剩余时充电到电池中，还能够在电力有可能不足时从电池供给电力。）。

Claims (18)

1.一种具备绝缘变压器的绝缘型电力变换装置，其特征在于，具备：
设置在直流电源和所述绝缘变压器的一次侧之间并且用于在正向对所述绝缘变压器的一次侧进行驱动的第一开关单元；
设置在所述直流电源和所述绝缘变压器的一次侧之间并且用于在反向对所述绝缘变压器的一次侧进行驱动的第二开关单元；
设置在所述绝缘变压器的二次侧且将负载和电感器串联连接的串联电路；以及
设置在所述串联电路和所述绝缘变压器的二次侧之间并且具有双向性的一个或多个第四开关单元，
将所述直流电源的电力作为任意极性的直流或交流送出到所述负载侧或者将来自所述负载侧的直流电力或交流电力再生到所述直流电源。
2.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
还具备与所述串联电路并联设置并具有双向性的一个或多个第三开关单元。
3.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘变压器具备串联连接的第一以及第二一次绕组，所述第一开关单元的一端连接到所述第一一次绕组，所述第二开关单元的一端连接到所述第二一次绕组，所述第一开关单元以及所述第二开关单元的另一端共同连接。
4.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘变压器具备一个一次绕组，所述一次绕组的一端经由所述第一开关单元以及所述第二开关单元连接到所述直流电源，所述一次绕组的另一端经由电容器连接到所述直流电源、或者连接到两个直流电源之间的中点。
5.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘变压器具备一个一次绕组，所述第一开关单元由至少两个开关元件构成，所述第二开关单元由至少两个开关元件构成，由所述第一开关单元的所述开关元件以及所述第二开关单元的所述开关元件构成桥电路，所述桥电路连接到所述一次绕组。
6.如权利要求1所述绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述第一开关单元、所述第二开关单元、或者所述第一以及第二开关单元这二者是场效应晶体管、结型场效应晶体管、双极晶体管或绝缘栅双极晶体管。
7.如权利要求1所述的绝缘型电力变化装置，其特征在于，
所述第一开关单元、所述第二开关单元以及所述第四开关单元中的一个或多个并联地具备二极管，该二极管是与所述开关单元连接的二极管元件、或者内置在所述开关单元中的二极管或寄生二极管。
8.如权利要求2所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述第三开关单元并联地具备二极管，该二极管是与所述开关单元连接的二极管元件、或者内置在所述开关单元中的二极管或寄生二极管。
9.如权利要求2所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述第三开关单元由在对置的方向连接的两个单向开关元件构成。
10.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述第四开关单元由在对置的方向连接的两个单向开关元件构成。
11.如权利要求2所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述第三开关单元由二极管桥以及在构成该二极管桥的二极管的阳极彼此的连接点和阴极彼此的连接点之间连接的单向开关元件构成。
12.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述第四开关单元由二极管桥以及在构成该二极管桥的二极管的阳极彼此的连接点和阴极彼此的连接点之间连接的单向开关元件构成。
13.如权利要求2所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述第三开关单元由场效应晶体管、结型场效应晶体管、双极晶体管、绝缘栅双极晶体管或单一的双向性开关元件的任意一种构成。
14.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述第四开关单元由场效应晶体管、结型场效应晶体管、双极晶体管、绝缘栅双极晶体管或单一的双向性开关元件的任意一种构成。
15.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘变压器在二次侧具备一个或多个其它绕组，对所述一个或多个其它绕组分别设置整流单元以及平滑单元，利用所述一个或多个其它绕组的每一个和所述整流单元以及平滑单元构成绝缘的直流源。
16.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘型电力变换装置输出多相输出，各多相输出从所述绝缘变压器的单独的二次绕组输出或者从共同的二次绕组输出。
17.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘型电力变换装置输出二相输出，该二相输出中的某个相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用输入波形的绝对值和锯齿状波的比较所生成的波形相当的波形，
其它的相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用所述输入波形的绝对值和反锯齿状波的比较所生成的波形相当的波形。
18.如权利要求1所述的绝缘型电力变换装置，其特征在于，
所述绝缘型电力变换装置输出三相输出，该三相输出中的第一相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用输入波形的绝对值和锯齿状波的比较所生成的波形相当的波形，
与所述第一相不同的第二相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用所述输入波形的绝对值和反锯齿状波的比较所生成的波形相当的波形，
与所述第一或所述第二相不同的第三相侧的所述开关元件的驱动波形使用与利用所述输入波形的绝对值和三角波的比较所生成的波形相当的波形。
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