CN105075091A - 超高效率单级隔离式开关功率放大器 - Google Patents

超高效率单级隔离式开关功率放大器 Download PDF

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Abstract

双向开关电路，耦合到双向有源箝位电路以接收被放大的波形信号器，双向开关电路被配置以从调制器电路接收调制信号调制的输入信号，从而使被放大的调制信号利用被放大的波形信号来产生；过滤器电路耦合到双向开关电路以收到被放大的调制信号，且转换被放大的调制信号为输出信号，输出信号实际上是输入信号的放大的复制；和调制器电路，被配置以接收输入信号，调制器电路被配置以产生被调制的信号，且供应被调制的信号到双向开关电路，调制器电路被配置以产生由波形发生器和双向有源箝位电路接收的控制信号。

Description

超高效率单级隔离式开关功率放大器
相关申请的交叉引用
本申请要求基于美国法典第35篇第119条(e)(35U.S.C.119(e))，于2012年11月28日递交的临时专利申请NO61/7330，947的权利，其全部公开的内容在此被引用。
背景
1、技术领域
该发明和功率变换系统相关。特别是和超高效率单级隔离式开关放大器相关。
2、相关技术说明
功率转换装置用于将电源供应的功率转换为用于负载的电力功率。对于一个电力转换装置的理想功率转换过程，直流电源理论上可以转换所有应被提供传输给负载的有效能量。然而，这样的效率在现实的转化设备中并不总是可能的。为了获得高效率，设计目标是最大的或最优化的减少或者消除在功率流中的种种因素导致的功率损失。
在功率转换装置中产生的功率损失可以从两个角度来看，也即，元件角度和级角度。对于元件角度，如图1所示，常规的功率装置10通常的包含六个元件，可以分为功率损耗元件，如这里示出的开关元件P1，变压器元件P2，整流器元件P3，放大器元件P4，滤波器元件P5，和辅助电源元件P6。
开关元件P1通常包括一或多个用于产生合适的电源所需要的功率转换的高频开关。变压器元件P2通常包括一或多个高频开关隔离变压器。整流器元件P3通常包括一或多个整流电路。放大器元件P4通常包括开关驱动放大器，比如脉宽调制(PWM)放大器，其用于再生和放大输入信号到负载。滤波器元件P5通常包括一或多个电路以滤出脉宽调制放大器的高的载波频率。辅助电源元件P6通常包括辅助电源，其一方面消耗功率，另一方面，功率元件，比如调制器电路，用于转换装置的驱动电路，吸收环流和尖峰的吸收电路。
从级角度看，常规功率转换装置10，例如常规功率放大器10，通常经历至少两级----也即生成所需电源的第一级(以下简称“供应级”)和使用生成的电源用一或多组开关组合以放大输入信号的第二级(以下简称“放大级”)。在各级，这样的二级(或多级)功率放大器10产生功率损失，导致降低了系统效率。已经有努力将上述两级合并为单级以便提高系统效率。然而这样的努力在传统技术中的非常少的单级功率转换装置10上收效甚微。
无论级的数量多少，通常包括整流电路的整流器元件P3，在常规功率转换装置10里通常是必要的元件。在常规的技术里，如单级功率放大器，典型的包括在功率转换处理过程中的整流电路。在另一方面，整流器元件P3消耗功率，是常规的功率转换装置10中的上述六个元件中最大能量消耗元件的一个。
例如，：(i)在图2示出的半桥式结构中，1000-瓦开关功率放大器系统15，(ii)驱动两欧负载的放大器元件P4，和(iii)具有90％的效率的放大级。在这种结构中，整流器元件P3为放大级供给功率，放大级具有通过全波整流电路16的8安培有效电流36。在整流电路16中，各二极管的功率损失大约5.6瓦，使用下列方程式：
Ps＝1/2×I×Vf＝0.5×8A×1.4V＝5.6W
I是经过二极管的有效直流电流
Vf是整流二极管的正向电压降
相应的，四个整流二极管的总功率损失大约22.4瓦，或大约2.24％损失。
由于整流器元件P3的功率损耗的性质，工作重点放在了消除在开关功率放大器拓扑中的整流器元件P3上，特别是在单级开关功率放大器拓扑中，如上面所说的在传统技术中是非常少的。美国专利号为4，479，175(以下简称为“175专利”)，名为“相位调制的开关功率功率放大器和波形发生器”，由伊勒等(Gille)提出，描述了有意避免使用整流器元件P3的单级开关功率放大器。175专利的全部公开内容在这儿被参考引用。
图3A示出了在175专利中描述的开关功率放大器。参考图3A，放大器20在功率流动环中没有加入整流器元件P3。第一场效应晶体管S1(FET)和第二场效应晶体管S2被配置用作推挽开关电路以产生固定频率，以及确定50％占空比方波以驱动隔离变压器Tl。理想的，如图3B所示，干净的方波21与放大器20的结点A-B相交。功率MOS场效应晶体管(S3，S4)和(S5，S6)分别充作双向开关26A和26B。在操作中，当一个双向开关接通，另一个双向开关断开。两个开关在第一场效应晶体管S1和第二场效应晶体管S2处于同样频率时开关。双向开关26A和26典型地通过相移调制器(PSM)而控制。
时钟脉冲设置驱动信号以驱动第一场效应晶体管S1和第二场效应晶体管S2。双向开关26A和26B的驱动信号可以伴随输入信号而被调整，相对于时钟脉冲而调整相位。当驱动信号驱动双向开关26A相对于时钟脉冲相移90°，相应的反转驱动信号驱动双向开关26B相对于时钟脉冲相移270°，导致负载28两端零电压产生。当双向开关26A的驱动信号相对于时钟脉冲相移仅仅1°，相应的反向驱动信号驱动双向开关26B相对于时钟脉冲相移181°，产生负载28两端最高正电压。
当双向开关26A处于接通时----MOS场效应晶体管S3和S4作为一个整体被驱动从而充当短接电路----双向开关26B被断开，结果是放大器20具有如图4A所示的等效电路。参照图4B，当双向开关26B断开时----MOS场效应晶体管S5和S6均断开----MOS场效应晶体管S5和S6相当于两串联的电容器，产生大约几百皮法的等效电容。同样地，图4B中的放大器20被是为一等效电路。当双向开关26B接通和双向开关26A断开时，形成类似于图4B的等效电路。
可以理解的，图4B的等效电路也很有问题。这是因为隔离变压器Tl的漏电感和上述二等效的电容器可能会谐振，在节点A-B两端产生大量多余的环和电压尖峰，如图4D示出的结点A-B的波形所示。大量的环和尖峰的可能导致不希望的问题。特别的，过度的电压尖峰使功率MOS场效应晶体管受力过大从而破坏了他们，从而使放大器20不能工作。过度的环可以产生巨大的电磁干扰信号，其对放大器20是破坏性的。
在过去，做出很多努力去改变175专利的放大器20，以求减少由于放大器20的设计而导致的上述大量的多余的环和电压尖峰。例如，如图5A所示，吸收网络32被增加到放大器20的电路以产生一个减少环和尖峰的开关功率放大器30。吸收网络32由彼此串联连接的电容器C2和电阻器Rl组成，其中电容C2是2000皮法，电阻Rl是20欧。放大器30的结点A-B的波形，如图5所示，当与放大器20的结点A-B的波形21相比时更干净。然而，可以清楚的看到，波形31仍包括大量的可以破坏放大器30自身的电压尖峰。同样的，分析在20欧的吸收电阻器Rl中消耗的功率时，在一个300W的开关功率放大器30中，显示Rl消耗了一个不小的12.7瓦的功率。
事实上，吸收网络，比如吸收网络32，普遍的被用于功率转换系统以减少环和尖峰能量。然而，吸收网络的使用通常进一步的减少系统效率，而不是改善它，因为吸收网络通常减少环和尖峰，通过首先吸收与环和尖峰有联系的能量，然后驱使被吸收的能量进入一或多个其吸收电阻器内，从而被吸收的能量绝不会得到有用(有生产价值的)目的的再利用。
因此，虽然可以理解的，在传统的技术中，在单级开关功率转化设备中避免整流器元件P3的使用可以有效的改善功率转化过程的系统效率，对于申请人而言，传统技术没有任何实际的方法能够同时解决下述，一方面，移去其他破坏性的“侧面效果”(比如大量的电压尖峰)，通常的伴随着避免在单级结构中使用整流器元件P3，以及在另一方面，通过再利用与环和尖峰有联系的能量用于有生产价值的使用增强了系统效率。
相应地，存在对开关功率转化设备的需求，以避免或者减少整流器元件P3的使用，而不需要抛弃单级模式，同时可以去移除或者最大的减少上述破坏性的“侧面效果”，其通常伴随着这样的一个方法，也即通过再生与环和尖峰联系的，用于有用的目的的能量来提高系统效率。
概要
在一方面，本发明公开的内容提供了一种开关功率转化设备，在其能量转换环中不包括整流处理。特别的，双向有源箝位电路不仅仅被用来移除或者最大的减少导致破坏性的环和尖峰，而且转换与环和尖峰有联系的能量以回馈能量回到直流电源，因此极大的提高系统效率，且获得高达97％的极高系统效率。
在另一方面，所公开的双向有源箝位电路被配置以吸收与不期望的环和尖峰有关的能量，环和尖峰是由放大的波形信号产生的，在隔离变压器电路的次级侧产生的，因而设法去基本上维持被放大的波形信号的波形，或者返回被吸收的能量回到隔离变压器电路的初级端，或重新供应被吸收的能量到隔离变压器电路的次级侧从而送到负载。在一个例子中，所示的双向有源箝位电路被配置，在放大波形信号的每个周期里，储存与不期望的环和尖峰有关的能量以及放出被储存的能量，以某种方式，被放出的能量或者从次级侧回到初级侧，或者被再供给到次级侧然后到负载。因此，利用公开的双向有源箝位电路，公开的开关功率转化设备不仅用于移除或者最大的减少正在发生的破坏性的环和尖峰，而且用于送回与正在发生的破坏性的环和尖峰相关的能量到初级端，以便初级端可以有生产价值目的地再次利用和使用返回的能量，比如功率放大目的，或者建造被用于产生开关信号以驱动隔离变压器的开关的软开关的目的。
在另一方面，公开的开关功率转化设备包括调制器电路，调制器电路被设置以收到输入信号、调制输入信号、产生载波信号(调制输入信号)和控制信号，以及供给产生的载波和控制信号到包括所公开的双向电源开关电路的元件组件的调制部分。特别的，被供给到公开的双向电源开关的控制信号被如此配置，以便在放大波形信号的每个周期内，控制信号能够使得公开的双向电源开关电路储存的与不希望的环和尖峰有关的能量以及释放从次级侧回到初级侧被储存的能量。具有这种结构，调制器电路105设计为控制变换电路的初级侧和次级侧二者的单一控制模块，以实现转换输入信号为被放大的输出信号，且因此使得所公开的开关功率放大器100实现在单一级中从直流电源到交流电源的转化。这些足以使得放大器100获得和单级功率放大器一样的高效率。
附图简要说明
图1是根据相关技术的功率放大器系统的功率流量的图表说明。
图2是为说明整流器元件的功率损耗的情况，半桥式放大器结构的整流器元件的图示的细节。
根据相关技术，图3A-B是用于说明传统的放大器20简图和图表，传统的放大器20避免在功率流量环中使用整流器元件；
根据相关技术，图4A-D是用于说明在运行过程中的传统的放大器20的一或多个等效电路的简图和图表。
根据相关技术，图5A-B是用于说明从传统的放大器20改变而得到的传统的放大器30的简图和图表，其试图克服放大器20的缺陷。
根据本发明公开的一或多个实施例，图6是用于说明所公开的单级开关功率转化设备100的简化的原理框图。
根据本发明公开的一或多个实施例，图7是所公开的单级开关功率转化设备100的实例运行的原理图。
根据本发明公开的一或多个实施例，图8A-B是用于说明被提供或者被产生的相应的信号的示例性的波形的图表，相应的信号在所公开的单级开关功率转化设备100的双向有源箝位电路工作的过程中被提供或者被产生。
根据本发明公开的一或多个实施例，图9A-B是用于说明被提供或者被产生的相应的信号的示例性的波形的图表，被提供或者被产生的相应的信号用于驱动一对双向功率开关以便生成被放大的调制信号。
根据本发明公开的一或多个实施例，图10是用于说明所公开的单级开关功率转化设备100的相移调制器电路的工作过程的简化的原理电路图。
本发明详细说明
接下来是所公开内容的示例性的实施例的详细说明，所公开的内容中的具体示例性的实例被足够详细的描述，以使得对技术熟悉的人可以去实现所公开的实例。例如，具体的细节如方法次顺，构造，元件，以及连接已经在这儿被呈现。然而可以理解的，被呈现的具体的细节不是必须被用作去实现本发明的实例。下面的详细说明因此不被理解为限制，本发明的范围通过附加的权利要求和其等同内容限定。
在说明书内“一个实例(oneembodiment)”，“一实例(aembodiment)”“实例”，或“一或多个实例”试图去表明详细的零件，结构，或与可以归入本发明的至少一个实例的实例有关的被描述的特征。在说明书内各种位置的这样的措词并不全部指的是同一实例，也不是与其他实例互相排斥的分离的或可替换的实例。进一步的，被描述的各种部分可能被一些具体实例展示而未被其他实例展示。类似的，被描述的各种必要条件对于某些实例是必要条件但是对于其他实例并非这样。
该处使用的术语仅仅是出于描述特定的实例的目的，不被理解为对本发明的限制。如同这里所使用的，单数形式的“a”，“an”，“the”也包括复数形式，除非上下文清晰的指出其他情况。而且，术语第一、第二等的使用，不表示任何的次序或者重要性，而是术语第一、第二等被用于区别一个元件和另一个元件。
本领域普通技术人员能够理解，在下面的图中描绘的电路元件和基本布局是可以改变的。其他的电路元件可被增加或者代替所描绘的元件。所描述的例子不意味着施加关于本发明描述的一个或多个实例和/或总的公开内容的结构上的或者其他的限制。
在附图的不同视角的描述里，同样的参考数字和/或符号的使用在不同的附图中指示相似或者相同的零件，在整个附图(s)中相似的元件给出了相似的名称和参考数字。如果参考数字曾被用于指示若干类似元件，参照上下文，参考数字可以指示任何，一个子集或者所有的在附图中表示了该参考数字的类似元件。分配给元件的具体的专有词/名称和参考数字被提供以辅助说明，且不意味着在所描述的实例中施加任何的限制(结构上的或者功能上的或者其他)。
在描述中，相对的术语，例如“左”，“右”，“竖直的”，“水平的”，“上部”，“下部”，“顶部”，“底部”和任何其派生的(例如，“左侧”，“上部副线圈”等)应该被认为指的是逻辑的方向，如同在被讨论的附图中随后被描述或者被示出的。这些相对的术语便于描述并且不被理解为传递任何关于某一特别的方向的限制。
如这里所使用的，术语“放大(amplify)”，“放大(amplification)”，“放大(amplifying)”，“放大(amplified)”，在信号放大的上下文中，当可适用到本发明时，意指且包括在输入源信号的相同极性或者相反极性中对输入源信号同极性放大和反极性放大。相似的，如这里所使用的，术语“增益(gain)”，在信号放大的上下文中，意指增益和衰减。
如这里所使用的，术语“信号电平”，“输入电平”以及其他类似的术语与测量特征相关，在信号调制或放大的上下文中，除非另作说明，在应用时，意指任何电压等级，电流等级，功率大小和其任意的组合。
为简化讨论，一个指示结点或者装置(例如变压器)的参考数字也可以被用于指示在节点处的信号或者信号驱动装置，当术语“信号”先于参考数字时。例如，在节点A处的信号可以被称为信号A，驱动变压器Tl的信号可以被称为驱动信号Tl，与节点A和B交互的差分信号可以被称为信号A-B。
为简化讨论，指示电器元件的参考数字，例如电感器，电容器，或者电阻器，也可被用于指示电器部件的内在性质的值。例如，L1，其可用来指示一个电感器，也可被用来指示电感器的电感值。C2，其可用来指示一个电容器，也可被用来指示电容器的电容值。
现在参考附图，从图6开始，按照本发明的一或多个实例，是说明单级开关功率转化设备100的原理框图。在本发明中，公开的单级开关功率转化设备100也被称为单级开关功率放大器100，可以理解的，如果新颖的和创造性的内容包括、或者另外的用于公开单级开关功率转化设备100中，公开的单级开关功率转化设备100不限于包括或者其他的用于开关功率放大器，也可能被包括或者相反的被用于包括功率转换过程的其他类型的设备。如这里所使用的，术语“电路”和“组件”可互换地被用于指示包括电子电路的功能组件。
单级开关功率放大器100可能包含直流电源电路101，波形发生器电路102，隔离变压器电路103，双向有源箝位电路104，调制器电路105，双向功率开关电路106，滤波器电路107。
直流电源电路101被配置以供给所需要的功率去放大输入信号110。直流电源电路101也被配置以储存和再循环从任何公开的放大器100的一或多个元件组件返回的能量流，例如是波形发生器电路102。
波形发生器电路102被配置以接收来自直流电源电路101的功率以及产生具体波形(以下简称为“波形信号(s)”)的高频开关信号，其驱动隔离变压器电路103以便产生相应的高频放大信号，高频放大信号可用于放大输入信号110以产生被放大的输出信号109(与负载108交互)，输出信号109是输入信号110的真实的放大。在一个执行过程中，高频波形信号通常具有相应于来自直流电源电路101的被接收的功率的等级(比如电压等级)的幅值(例如电压幅值)。
隔离变压器电路103通常包括一或多个隔离变压器，且具有如其一或多个隔离变压器的初级和次级侧线圈所定义的初级侧和次级侧。隔离变压器电路103被配置以在初级侧接收来自波形发生器电路102的高频波形信号，并且在次级侧放大接收到的波形信号以便生成相应的波形(以下简称为“被放大的波形信号(s)”)的相应高频率放大信号，其用于放大输入信号110以生成被放大的输出信号109。在一个执行过程中，生成的放大的波形信号具有相应于被放大的输出信号109的幅值等级。
双向有源箝位电路104耦合到变压器电路103的次级侧，被用以吸收与不希望的环和尖峰相关的、而不是由隔离变压器电路103产生的能量，同时设法真实的保持放大的波形信号的波形，并返回被吸收的能量到隔离变压器电路103初级侧和/或供应被吸收的(储存的)能量到次级侧从而到负载108。在一个执行过程中，双向有源箝位电路104被配置，在放大的波形信号的每个周期内，储存(吸引)与不希望的环和尖峰相关的能量，且以被释放的能量从隔离变压器电路103的次级侧返回到隔离变压器电路103的初级侧的方式来释放被储存的能量，或者再供应被储存的能量到次级侧然后到负载108。
双向功率开关电路106被配置以接收来自双向有源箝位电路104的放大的波形信号，且载波信号被调制加入了输入信号110，同时利用接收到的放大的波形信号和载波信号来产生和供应放大的已调信号111到滤波器电路107(在其中一个输出节点或在其中的两个输入节点之间)。在一个执行过程中，双向功率开关电路106包括均耦合到双向有源箝位电路104以及耦合到滤波器电路107(经由一个公共的输出节点或者两个分别与不同的双向电源开关副电路相关的输出节点)的双向功率开关子电路106A和106B。
滤波器电路107被用以接收来自双向功率开关电路106的放大的调制信号111，解调信号111，以及产生负载两端的放大的输出信号109。在一个执行过程中，滤波器电路107可以利用一个传统的感应滤波器线路来执行。在另一个执行过程中，滤波器电路107可以利用另一个相应于产生放大的已调信号111的调制方案的解调方案来执行。虽然负载108示范性的是电阻性负载，负载108也可以是一电感负载。
调制器电路105被配置以收到输入信号110，调制输入信号110，产生载波信号(调制加入输入信号110)和控制(驱动)信号，和提供产生的载波和控制信号到包括波形发生器电路102，双向有源箝位电路104和双向功率开关电路106的元件组件。
特别地，调制器电路105可以提供控制(驱动)信号给波形发生器电路102以便控制波形发生器电路102，从而产生高频波形信号。进一步的，调制器电路105可以提供控制信号给双向有源箝位电路104以便控制双向有源箝位电路104从而吸收过多的能量，同时仍设法基本上保持被放大的波形信号的波形，且返回被吸收的能量回到隔离变压器电路103的初级侧。进一步的，调制器电路105可以提供载波信号给双向电源功率电路106以启动双向功率开关电路106从而生成放大的调制的信号111。
同样地，调制器电路105通过单一控制组件控制变压器电路103的初级侧和次级侧，以实现将输入信号111转为放大的输出信号109，因而能够使得公开的开关功率放大器100100在单级获得从直流电源到交流电源的转换。这使放大器100可以作为单级功率放大器时获得高的系统效率。在一个执行过程中，调制器电路105使用相移调制(PSM)以调制输入信号110。在另一个执行过程中，调制器电路105可以使用除PSM之外的调制方案去调制输入信号110。
根据本发明的一或多个实例，图7是所公开的单级开关功率放大器100的示例性的执行过程的原理图。
隔离变压器电路103可以包含隔离变压器T7，其提供了系统电气隔离。在一个执行过程中，隔离变压器T7具有在初级侧的单级线圈(以下简称为“初级线圈132”)和在次级侧的中心分组线圈(总体上以下简称为“次级线圈134”)。以下，隔离变压器T7的初级侧简称为“初级侧”，隔离变压器T7的次级侧简称为“次级侧”。在初级侧，初级线圈132被耦合到波形发生器电路102。在次级侧，次级线圈134被耦合到双向有源箝位电路104。
对于初级侧，在一个执行过程中，波形发生器电路102被配置以产生50％占空比的固定频率的对称脉冲，和在结点E和F处驱动隔离变压器T7的波形信号相同。固定频率通常可以被设置从大约20KHz到大约500KHz的值。
如图所示，波形发生器电路102可以使用半桥式接线以产生波形信号，同时开关场效应晶体管S1和S2相应的由隔离驱动变压器Tl和T2输出的驱动信号S1和S2来驱动。变压器Tl和T2通过调制器电路105供给的控制(驱动)信号Tl和T2驱动。驱动信号Tl和S1的波形105除振幅外基本上相同。因此，实际上，驱动信号Tl和S1预期与被生成用于驱动场效应晶体管(开关)S1驱动信号可互换。类似的驱动信号T2和S2预期与被生成用于驱动场效应晶体管(开关)S2的驱动信号可互换。
开关场效应晶体管S1和S2可应用到MOS场效应晶体管，双极性晶体管，或任何其他种类的转换装置。在另一个执行过程中，波形发生器电路102可使用除图示的半桥式结构外的结构，例如全桥式结构，以产生波形信号。
如图所示的，波形发生器电路102可以进一步的包括具有电感器L1和电容器C2的谐振变换器。电感器L1和电容器C2是相应的数值L1和C2，其功能在与可以为开关S1和S2(或者与ZCS或ZVS)产生软开关。隔离变压器T7的漏电感是谐振网络(转换)的电感L1的一部分。和传统技术的放大器20或30对比，所公开的开关放大器100，具有谐振转换器，可以在软开关(或者ZCS或ZVS)上进行波形信号E和F的操作以减少开关损耗，从而产生系统效率进一步提高的效果。
在初级侧的直流电源电路101供给电源到波形发生器电路102。除直流电源外，直流电源电路101进一步包含交互耦合到直流电源的电容器C1。因为该结构，电容器C1可以作为滤波电容器，起到类似能量储存库的作用，以经由波形发生器电路102储存和再循环返回能量流(从，例如次级侧)。
转到次级侧，在一个执行过程中，双向有源箝位电路104包括并联的与次级线圈134彼此交互耦合的开关电容器对(S3，C3)和(S4和C4)。对于每个开关电容器对，其开关被串联的连接到其电容器，其开关具有连接到次级线圈的一个末端的一端，同时该电容器具有连接到次级线圈的另一端的一端。在一个执行过程中，每个电容器C3和C4具有大约0.47μf(百万分之一法)的电容。
开关S3和S4被耦合到次级线圈134的不同的末端，当开关S3的上端耦合到次级线圈的上部端子(也即，节点A)，开关S4的下端和到次级线圈的下部端子(也即结点B)。在一个执行过程中，开关S3和S4被执行，利用具有在起内部的体二极管的MOS场效应晶体管。如图示的，MOS场效应晶体管S3和S4被配置以便他们各自反转耦合到的体二极管被相反的偏置。在另一个执行过程中，开关S3和S4可以利用其它种类的开关被执行，而不是其自身具有的体二极管。在这样的一个执行过程中，对于每个开关S3和S4，二极管被增加以便交叉耦合每个开关的上部和下部端子，从而实现相应的图7中实处的MOS场效应晶体管(具有其自生的体二极管)的结构。
开关S3和S4相应的由隔离驱动变压器T3和T5输出的驱动信号S3和S4驱动。变压器T3和T5相应的由自调制器电路105供给的控制(驱动)信号T3和T5驱动。由于与驱动信号Tl和S1相关的那些状态，实际上，作为驱动MOS场效应晶体管(开关)S3的驱动信号，T3和S3可预料的与驱动信号可互换。，同时，驱动信号T5和S4作为驱动MOS场效应晶体管(开关)S4的驱动信号可预料是可互换的。
图8A是示出示例性的驱动信号S1，S2，S3和S4的波形，电信号流经C3和C4，同时流过结点A-B，按照本发明的一或多个实施例。
如图示的，驱动信号S1和S2是彼此互补的50％占空比方波。由于驱动信号S1和S2驱动场效应晶体管S1和S2以产生用于驱动初级线圈132的波形信号E和F，波形信号E和F(未示出)的波形跟随驱动信号S1和S2的波形(依照其变“高”和变“低”)变化，只是电平幅值不一样。因此，波形信号E和F也是彼此互补的50％占空比方波。波形信号E和F的电平幅值都由直流电源电路101提供。通过驱动变压器T7，波形信号E和F在次级侧在两个节点A和B----为次级线圈134的两个端子----的位置产生两个相应放大的波形信号A和B。
如图8A所示，结点A-B之间的信号的波形----是放大的波形信号A和B之间的差分信号----除幅值外基本上跟随驱动信号S1的波形。如图所示，信号A-B的幅值是通过驱动信号S1的幅值而“加强的”(被放大的)。这和变压器T7的放大功能一样由波形信号E和F的加强得到。同样地，信号A-B(结点A-B)也是基本上跟随驱动信号S1而被放大的波形信号。换句话说，放大的波形信号A-B也是50％占空比的方波，具有和驱动信号SI和Tl以及波形信号E和F同样的频率。
如果没有双向有源吸收电路104，被放大的波形信号A-B----也即，与结点A-B之间的被放大的信号----将包含过多的振荡和电压尖峰，如图4D所示。通过双向由于吸收电路104作用，被放大的波形信号A-B具有平整的波形，无过多的振荡和电压尖峰。
参照图8A，对于信号A-B的每个周期，当信号A-B处于正的半周期(其表示在节点A处的信号是相应于在结点B处的信号是正的)，在正的半周期的第一个半周期时(或者换句话说，周期的上半期)，驱动信号S3和S4均变低，导致开关S3和S4被断开，电容器C4通过开关S4的体二极管(或被耦合的二极管)被充电。同样地，电容器C4，更类似于能量储存库，吸收和储藏在正的半周期的上半期中本来会产生振荡和尖峰的相关能量。在正的半周期的下半期(或者换句话说，周期的下半期)，驱动信号S3保持低电平而驱动信号S4变高，使得开关S3保持断开而开关S4接通。因为这个结构，由于MOS场效应晶体管S4的接通，电容器C4可以释放(放电)在正的半周期的上半期过程中储存的能量，从而经过次级线圈134回到隔离变压器T7，使得释放的能量可以经过初级线圈132返回初级侧或者重新提供给次级侧负载(因而加到负载108)。
如本领域技术人员所了解的，一旦被释放的能量返回初级端，由于初级端电路的结构波形发生器电路102和直流电源电路101，返回的能量通过初级端电路得到有效的再利用，然后通过初级端电路储存和再循环，如用于有用的(生产性的)目的(比如功率放大目的或者软开关目的)。如一个例子，当返回的能量流通过开关S1和S2以返回电流的形式返回初级端时，返回电流与开关电流(在图8A所示的执行过程中，具有方波的波形)相结合，形成的电流波形或者电压波形，有助于开关S1和S2的零电流开关(ZCS)或零电压开关(ZVS)，从而使得系统效率得到极大的改善。
相似的，当信号A-B处于每个周期的负的半周期，开关S3和S4以类似于当信号A-B处于每个周期的正的半周期时被控制的方式而被控制。驱动信号S3和S4两者都变低，导致开关S3和S4都被断开，电容器C3通过开关S3的体二极管(或者耦合二极管)被充电。同样的，电容器C3，更加类似于能量储存库，通过储存该能量来吸收与振荡和尖峰(在正的半周期的上半期中已经产生的)有关的能量。在负的半周期的下半期(或者换句话说，周期的第四期)，驱动信号S4保持低电平，而驱动信号S3变高，使得开关S4保持断开，而MOS场效应晶体管S3处于接通状态。在这一结构下，由于开关S3的接通，电容器C3可以释放(放电)在负半周期的上半周期被储存的能量，通过次级线圈134回到隔离变压器T7。被储存的能量的放电(释放)导致被释放的能量通过初级线圈132返回初级端或是被再提供到次级侧(因而到负载)。同样地，返回的能量可以被再利用，再循环，或者通过初级端电路或次级电路为了生产性的目的而再使用，例如那些上面描述的在每个周期的负的半周期中与双向有源吸收电路104操作有关的。
如图8A所示，电流信号C4和C3的示例波形示出了与C4和C3的充电和放电相关的各自的时序，在信号A-B的各周期中。参考图8B，示出了和被放大的信号A-B的放大后的波形相似的电流信号C4和C3的放大后的波形图，信号A-B具有平整的波形，没有其他的振荡和电压尖峰，同时维持所期望的方波波形，方波波形为通过双向电源开关电路106生成放大所需要的的调制信号。因此，双向有源吸收电路104，一方面，使本来可能产生破坏性影响的振荡和电压尖峰被消除或者被最大程度的减少，在另一方面，本来产生振荡和电压尖峰相关的能量被有效(致使系统效率进一步的提高)重新使用，而不是散失在吸收电阻器内(如同传统技术中的放大器30一样)。
如本领域技术人员可以理解的，图8A中示出的驱动(控制)信号S3和S4的波形仅仅是示例性的。驱动信号S3和S4可以有各种各样的其他的波形，可以被用于去获得相同的能量吸收(储存)和释放功能，由示出的驱动信号S3和S4的波形获得上述功能。特别的，在信号A-B的每个周期的正的半周期内，驱动信号S3必须变低以便断开开关S3，而驱动信号S4可以是各种各样波形，只要该波形包括一或多个能够启动电容器C4的时间间隔，以吸收(储存)充足的能量去消除(或者最大程度的减少)随着开关S4被断开而通过充电电容器C4产生的振荡和尖峰，同时也为电容器C4给出了充足的时机以便电容器C4去通过被接通的开关S4来释放之前储存的能量。
类似的，在信号A-B的每个周期的负的半周期里，驱动信号S4必须变低以便关掉开关S4，而驱动信号S3可以是各种波形，只要该波形包括一或多个能够启动电容器C3的时间间隔，以吸引(储存)充足的能量去消除(或者最大程度的减少)随着开关S3被断开而通过充电电容器C3产生的振荡和尖峰，同时也为电容器C3给出了充足的时机以便电容器C3去通过被接通的开关S4来释放之前储存的能量。
回到图7，双向电源开关电路106包含双向电源开关子电路106A和106B，每个包括双向电源开关和输出驱动信号驱动双向电源开关的隔离驱动变压器。每个子电路的双向电源开关可以被配置去使用两个转换装置，以类似于175专利图解和描述的、被配置以使用两个MOS场效应晶体管的双向电源开关26A或26B的方式。在另一个执行过程中，每个子电路的双向电源开关可以被配置去使用其它的类型的一或多个转换装置，只要双向电源开关总体上起到高频开关以及双向导电的功能。因此，子电路106A包括被配置以使用一对转换装置S5和S6以及隔离驱动变压器T4的双向电源开关114A，同样地，子电路106B包括被配置以使用一对转换装置S7和S8以及隔离驱动驱动变压器T6的双向电源开关114B。
至于每个双向电源开关子电路，其双向电源开关的一端经由次级线圈134的一个端子耦合到双向有源吸收电路104，以便接收被放大的波形信号，其双向电源开关的另一端经由与双向电源开关子电路共有的输出节点C耦合到滤波电路107。由于与驱动信号Tl和S1相关的那些状态相同，实际上，驱动隔离驱动变压器的驱动信号和由隔离驱动变压器输出以驱动双向电源开关的驱动信号，可以预料的与用来驱动双向电源开关的驱动信号是可互换的。特别的，驱动隔离驱动变压器的驱动信号为调制器电路105供给的载波信号(用输入信号110调制)。
因此，对于双向电源开关子电路106A和106B，双向电源开关114A和114B经由结点A和B耦合到双向活有源收电路104，以便接收被放大的波形信号A和B，相应的，经由公共的输出节点C被耦合到滤波电路。驱动信号T4和114A可以预料的与用以驱动双向电源开关114A的驱动信号是可互换的，驱动信号T6和114B可以预料的与用以驱动双向电源开关114B的驱动信号是可互换的。驱动信号T4和T6为由调制器电路105供给的载波信号(用输入信号110调制)。因此，驱动信号114A和114B同样为由输入信号110调制的载波信号。
图9A-B是说明用以驱动和控制一对双向电源开关以生成被放大的调制信号的相应的信号的示范的波形，按照本发明的一或多个实施例。
在一个执行过程中，被放大的波形信号A-B的波形大致是高频50％占空比的方波。驱动信号114A和114B(相应的驱动双向电源开关114A和114B)是相移调制信号，每个相对于信号A-B的相移代表了输入信号110的信号水平。驱动信号114A和114B相对于彼此反转，而且与相移180°的不同，如图9A和9B二者中图示的那样。
图9A用于指示第一方案，其中驱动信号114A相对于信号A-B相移90°，同时驱动信号114B相对于信号A-B相移270°。在第一个方案里，如图示的，放大的调制信号C(其为信号111的另一个名称)在输出节点C处被生成，被放大的调制信号C成为一个具有信号A-B的两倍开关频率的和信号A-B的一半振幅的、相等占空比的脉冲信号。放大的调制信号C通过滤波电路107(包括一对电感器L2和电容器C5)被转变为与负载108两端的零输出电压109。
图9B被用于指示第二方案，其中驱动信号114A经过0°和180°之间的非90°的相移。在该第二方案的例子中，如图9B示出的，驱动信号114A经过接近于180°的相移(例如，179°)，驱动信号114B经过接近于360°的相应的相移，两者都以信号A-B为基准。在这个例子中，如图示出的，放大的调制信号C在输出节点C的位置被生成，放大的调制信号C具有窄的脉冲，且具有信号A-B的开关频率的两倍和信号A-B的幅值的一半。放大的调制信号C依次被转换为最低的负的输出电压(或者换句话说，负的输出电压的最大的绝对值)的放大的输出信号109，加在负载108两端。
相似的，在第二方案的另一个例子中，驱动信号114A经过接近于0°(例如1°)的相移，驱动信号114B经过接近于180°的相应的相移，放大的调制信号C(未示出)在输出节点C处被生成，放大的调制信号C具有宽脉冲，且具有两倍于信号A-B的开关频率和信号A-B的一半的幅值。放大的调制信号C依次被转换为加在负载108两端的被放大的输出信号109的最大正输出的放大后的电压。
因此，如同本领域技术人员可以了解的，当载波信号114A的相移从例如179°到1°向下变化时，放大的输出信号109的输出电压向上变化，例如从最低负电压(或者换句话说，负电压的最大量绝对值)到最高的正电压。
在图7示出的双向电源开关子电路106A和106B的示范的执行过程中，每个子电路具有一双向电源开关(由相应的驱动变压器驱动)和分享一个公共的输出节点(也即结点C)的两个子电路。在这一可选择的执行过程中，视所公开的放大器100的其它的元件组件的结构而言，每个子电路可替代的具有一对双向电源开关(每个均由相应的驱动变压器驱动)，且具有从另一个子电路自己的分离的输出节点。因此，在这一可选择的执行过程中，双向电源开关电路106包括两对双向电源开关(用于总共四个双向电源开关)，而不是一对双向电源开关(如图7示出的执行过程的情况)。
而且，在这一可选择的执行过程中，由于每个子电路在其自己的分离的输出节点里输出被放大调制的单独的值，双向电源开关电路106可以生成与两子电路的两个相应的输出节点交互的放大的调制差分信号，放大的调制微分信号被用于滤波电路107以产生加在负载108两端的放大的输出信号109。选择性的，双向电源开关电路106可以简化输出两个输出节点，从其两个子电路106A和106B中的一个，二输出节点作为用于产生与负载108交互的放大的输出信号109的滤波电路107的两输入节点。
回到图7，图7示出了滤波电路107的示范性的执行过程，其包括一对形成常规的滤波器的电感器L2和C5，滤波器被用于滤出放大的调制信号C的载波频率，以便解调放大的调制信号C(信号111)去生成放大的输出信号109(其为输入信号110的真实的放大的复制)。滤波器被配置以滤出放大的调制信号C的载波频率，其两倍于信号A-B的频率。拐点频率设置在截止频率的上频带。例如，如果被公开的放大器100在大约20Hz至20KHz的范围内运行，30KHz的拐点频率可能被选择用于滤波电路107。
在一个可替换的执行过程中，依赖所公开的放大器100的其它的元件组件的结构，滤波电路107可替代的包括两个电感器-电容器对----不是如图7所示的执行过程中的一个电感器-电容器对----输出两个分别与负载108相连接的相应的信号，因此形成差分放大的输出信号109，其基本上为输入信号110的放大的复制。
在应用的方案中，滤波器电路107可被应用而不是常规的滤波器，只要滤波器电路107可以解调输入放大调制信号(例如信号C)以产生放大的输出信号109，也即基本上为输入信号110的放大的复制。
根据本发明公开的实施例，图10是用于说明所公开的单级开关功率转化设备100的调制器电路105的示范的执行过程的简化原理电路图。
参照图10，调制器电路105收到输入信号110，如用于调制的输入信号。调制器电路105可以收到与负载108连接的作为109的反馈信号的输出信号109。如同行所知道的，两个放大器152和151被送入到加法放大器153，误差矫正可以在加法放大器153的输出信号里完成，其为输入信号110的矫正后信号(以下简称“矫正过的输入信号140”)。
比较器154接收矫正过的输入信号140作为其第一输入，锯齿形斜坡信号141作为第二输入，以及输出信号155，其用输入信号110进行脉冲宽度调制(PWM)。因此，下面所说的信号155被称为PWM信号155。锯齿斜坡信号141由斜坡发生器生成，斜坡发生器使用公知技术接收时钟-1信号161作为其时钟信号。时钟-1信号161由许多更快的时钟-0信号160驱动的分频装置生成，其频率通常设置为Mhz。时钟-1信号160的频率通常是时钟-0信号160的几分之一，依赖于时钟-0信号160的分频装置的除法。在一个执行过程中，频率时钟-1信号160可以介于l00khz和lMhz之间。
PWM信号155被送入由D触发器156触发的上升沿，D触发器156为其CLK输入，而另一个时钟-2信号162被送入D触发器504，D触发器504为其D输入。类似于时钟-1信号161，时钟-2信号162也可以通过分频装置生成，时钟-2信号162进一步的被分频装置分频，同时具有时钟-1信号161的频率的一半的频率。D触发器156，在其“Q”输出和其“Q反转”输出，生成反转的脉冲序列信号157A和157B，相应的，脉冲序列信号157A具有等于50％的占空比且相对于时钟-2信号162(其作为基准信号)相移。特别的，脉冲序列信号157A的每个不相等的相移相对于在PWM信号155中的不相等的脉冲宽度。因此，脉冲序列信号157A是相移调制(PSM)信号，其基频为时钟-2信号162的频率。同样的，脉冲序列信号157A下面被称为“PSM信号157A”。
因此，PSM信号157A使用输入信号110调制相移，每个不相等的相移相对于PWM信号155(其用于表示输入信号110的模拟信号的电平)的一个不相等的占空比。因此PSM信号157A是传送体现输入信号110的信息的载波信号。因此，PSM信号157A下面将被称为“PSM载波信号157A”或“载波PSM信号157A”。因此脉冲序列信号157B是从脉冲序列信号157A反转的，脉冲序列信号157B也是传送体现输入信号110的信息的PSM载波信号，因此一下将被类似的称为“PSM载波信号157B”或“载波PSM信号157B”。PSM载波信号157A和157B相应的被用于产生复制反转传送驱动信号T4和T6(其相应的通过变压器T4和T6被用于驱动双向开关114A和114B)，利用已知的被图解的结构，包括已知的延时器，驱动器和逻辑控制电路，从而传送驱动信号T4和T6为具有其基频的PSM信号，基频设置为时钟-2信号162的频率。
时钟-2信号162辅助性的用于产生作为基础信号的反转驱动信号Tl和T2(其相应的被用于通过变压器Tl和T2驱动波发生器电路102的场效应晶体管S1和S2)，利用已知的示出的结构，包括已知的转换器，延时器，驱动器和逻辑控制电路。这些已知的结构导致驱动信号Tl和T2的转换频率被设置为时钟-2信号162的频率，载波驱动信号T4和T6(其具有设置为时钟-2信号162的频率的基频)为相应于驱动信号Tl和T2的PSM信号。
时钟-2信号162进一步的被用于产生控制(驱动)信号T3和T5(其相应的被用于通过变压器T3和T5来控制MOS场效应晶体管S3和S4的“开”和“关”状态)，相应的，信号T3和T5作为基准信号是基于预定(确定)波形的控制信号T3和T5，控制信号T3和T5的波形与驱动信号Tl和T2的波形有关(其波形，如上所述或者如上图示的，基本上跟踪或者(等同于结点A-B的波形，或基本上的从结点A-B的波形反转而来)。
如图8A所图示的，对于两个驱动信号S3和S1的每个周期，驱动(控制)信号S3具有预定的与驱动信号S1相关的时序关系，用于转至“开”(变高)和转至“关”(变低)。同时，控制信号T3的波形跟随控制信号S3(除了振幅外)的波形，驱动信号Tl的波形跟随驱动信号S1(除振幅外)的波形。因此，对于驱动信号T3和Tl的每个周期，驱动(控制)信号T3也具有预定(确定)的与驱动信号Tl相关的时序关系，用于转至“开”(变高)和转至“关”(变低)。这种在驱动信号T3和Tl之间的预定的时序关系可以被看作图示8A的特例。特别的，对于每个时期，驱动信号T3的“开通”时间被延迟大致四分之三的与驱动信号Tl的“开开通”时间相关的时期，而驱动信号T3的“关断”时间大致的相同于(甚至稍微更早，当其他因素被考虑时)驱动信号Tl的“关断”时间，结果是与驱动信号Tl具有50％占空比相比，驱动信号T3具有大致25％的占空比。
认识到在驱动信号T3和Tl之间的预定的时序关系，在时钟-2信号162被延迟电路173接收后，对于时钟-2信号162的每个周期而言，逻辑控制电路164(其在所有其他事件中，设置合适的时序和停机时间)具有延迟电路173，延迟电路173生成(为驱动信号T3)预定(确定)的“开通”时间和“关断”时间，前述“开通”时间和“关断”时间和延迟电路171生成的已知的不同的“开通”时间和“关断”时间相关，这样，延迟电路173(被用来生成驱动信号T3)的输出信号执行这一预定(确定)与相应的延迟电路171(被用来生成驱动信号Tl)的输出信号有关的时序关系。已知的驱动器线路因此被应用以驱动延迟电路173的输出信号从而生成驱动(控制)信号T3。
类似的，对于驱动信号T5和T2的每个周期，T5也具有一个预定(确定)的与驱动信号T2有关的时序关系，用于转至“开”(变高)和转至“关”(变低)。因此，被应用以产生基于驱动信号Tl的驱动信号T3的相同的方案也被应用，以产生基于驱动信号T2的驱动信号T5，通过相应的逻辑控制电路164的时序控制来操作延迟电路175(被用来生成驱动信号T5)和延迟电路172(被用来生成驱动信号T2)，且利用时钟-2信号162作为基准信号。
在图解的调制器电路105示例的执行过程中，相移调制被用于调制输入信号。本领域技术人员可以预期，除了相移调制外的另一个调制方案可以被用于产生可应用的载波信号(比如载波信号T4和T6)，驱动信号(比如驱动信号Tl和T2)和控制信号(比如控制信号T3和T5)或者他们的等效，使用改进过的或者其他经过调整的电路，基于所用的调制方案而不离开本发明的实质精神和范围。
本发明已经参照示范的实施例被描述，可以理解的，对于本领域技术人员来说各种变化可以被使用，可以代替在其中其等效的元件，而不离开本发明的范围。另外，根据本发明的启发，更多的修改可以被应用以适应一个具体的系统，装置或元件，而不离开实质性的范围。因此，公开的内容不限于为执行本发明而被公开的详细的实施例，本发明会包括落在附加的权利要求的范围内的全部的实施例。

Claims (1)

1.开关功率放大器，该放大器包括：
电源电路，被配置以供给电源；
变压器电路，具有包括一初级线圈的初级端，变压器还具有包括具有两个端子的次级线圈的次级侧；
波形发生器，波形发生器耦合到电源电路以接收功率，并且耦合到初级线圈以驱动变压器，波形发生器被配置以使用接收自调制器电路的控制信号去产生周期波形的波形信号，周期波形被用于驱动变压器的初级线圈，以便产生放大的波形信号，放大的波形信号由通过变压器电路的次级线圈的两个端子交互而产生；
双向有源箝位电路，耦合到次级线圈的两个端子，以接收被放大的波形信号，双向有源箝位电路被配置以接收来自调制器电路的信号，以便在放大的波形信号的每个周期，可控的储存与环和电压尖峰相关、而不是包括在被放大的波形信号内的能量，以及释放被储存的能量，从而被放大的波形信号相应的环和电压尖峰是基本上平稳的，同时被释放的能量从次级侧返回初级侧；
双向开关电路，耦合到双向有源箝位电路以收到被放大的波形信号，双向开关电路被配置以从调制器电路接收调制输入信号的调制信号，从而使被放大的调制信号利用被放大的波形信号来产生；
过滤器电路耦合到双向开关电路以接收被放大的调制信号，且转换被放大的调制信号为输出信号，输出信号实际上是输入信号的放大的复制；
和，调制器电路，被配置以接收输入信号，调制器电路被配置以产生被调制的信号，且供应被调制的信号到双向开关电路，调制器电路被配置以产生由波形发生器和双向有源箝位电路接收的控制信号。
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