CN109196775A - 开关放大器和功率转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及具有双极输出的开关放大器和开关功率转换器。公开了一种新的电路配置，该电路配置既不是“单端的”也不是“桥接的”。这引入了一类新的放大器和功率转换器，其为“跨越”。还公开了用于此类放大器和转换器的新的电路拓扑和新的开关序列策略。这些开启了功率效率、空间效率和成本效率方面的改进。该改进可以在宽范围的信号幅度上获得，其中负载电路可以是电阻性的、部分电抗性的或完全电抗性的。

Description

开关放大器和功率转换器
技术领域
本发明涉及具有双极输出的开关放大器和开关功率转换器。具体地，本发明涉及放大器电路，其能够提供超过已知放大器电路的功率效率、空间效率和成本效率。
背景技术
开关功率放大器的设计者经常从功率转换的领域借用。出色的功率转换参考是Erickson和Maksimovic(ISBN 0-306-48048-4)的2004版“电力电子学基础(Fundamentalsof Power Electronics)”，以下简称Erickson&Maksimovic。然而，在设计在功率转换领域中并不关心的放大器电路时，存在需要解决的重要问题。放大器通常必须能够处理高动态和双极性的信号(例如无DC)，而大多数功率转换器是具有静态单极性输出的DC-DC转换器。此外，波形保真度往往在放大器中比在功率转换器中受到更多的关注。例如，即使少量的过零失真也可能是音频应用中的问题。而且，在操作中，放大器在大多数时间倾向于调制不足，仅被调制几个数量级。相比之下，大多数功率转换器大部分时间都接近完全调制。对影响开关放大器的设计问题的很好的总结是Honda和Adams关于“Class D Audio AmplifierBasics(D类音频放大器基础)”的2005年应用笔记(“International RectifierApplication Note AN-1071(国际整流器应用指南AN-1071)”)。它解释了诸如死区时间失真等常见问题。
放大器可以以许多已知配置连接到负载。图1示出了根据现有技术的负载10与单向放大器12的单端连接。与许多应用一样，只有单个电源轨可用。由负载看到的输出信号通过包含隔直流电容器14而无DC。这被示为连接到零伏，但也可以替代地连接到放大器的另一个电源端子VP。放大器12被绘制为功率转换器以强调功率流，功率流总是从电源到负载。输入信号和控制电路未示出。放大器12可以例如具有B类输出级(非开关型)。
图2示出了两个放大器块22、24之间的负载20的桥接连接。这避免了对隔直流电容器的需求。当放大器块22、24是B类放大器时，差分输出电压范围介于-VP(负VP)与+VP(正VP)之间。例如，当VP等于10伏时，范围介于-10伏与+10伏之间。图2所示的电路无法将输出提升到超过-VP和+VP。
图3示出了用作双向功率转换器32的单端开关放大器。双向功率转换器32连接到负载30。还包括隔直流电容器34。功率转换器32通常是降压转换器。这种放大器可以驱动部分或完全电抗性的负载，而不会消耗大量功率。来自负载或来自放大器的输出滤波器的电抗能量被传递回电源。然后需要容纳这种能量，或者可能存在过度的电源电压泵送，但是对此已经有成熟的解决方案。
图4示出了桥接开关放大器，其使用桥接负载40的两个双向功率转换器块42、44。如果功率转换器是降压转换器，则这种布置成为经典的D类H桥。从功率转换的角度来看，其在Erickson&Maksimovic的图6.11和6.14.5中示出。如前所述，输入信号和控制电路未示出。输入信号可以采用多种形式，包含模拟波形和数位流。控制方案可以采用多种形式，包含纯前馈、单回路电压反馈、单回路电流反馈、充电控制、多回路以及混合。
对电源电压升压的需求和对信号放大的需求经常是相辅相成的。各个创新者都试图将这两个功能结合起来。例如，US6646507公开了一种“功率增强放大器”，其本质上实现高达2倍的电压提升。在2010年关于“Output power enhancement of full-bridge class-D amplifier(全桥D类放大器的输出功率增强)”(IEEE IPEC会议论文集)的论文中，Hwu和Yau提出了电压提升高达3倍的电路。然而，所述电路是复杂的，并且始终存在升压电压。这在不需要升压的那些时段期间降低了效率，而所述时段通常是大部分时间。
替代方案仅在信号足够大以使其成为必要时才使用升压电压。这与众所周知的G类和H类放大器拓扑有关。多年来，许多设计师已经实现了跟踪电源。US5442317中公开了极好的实例。由于它结合了H类和D类，因此有时称为HD类。另一实例在US6538505中公开。选择性地使用升压电压可以极大地提高在低信号电平下实现的能量效率。在信号倾向于具有高波峰因数的应用中，这种益处倾向于直接映射到提高电池寿命。
此类解决方案的一个问题是它们的复杂性相对较高。例如，HD类电路通常具有至少两个很大程度上分开的转换块，每个转换块具有其自身的绕组部件。这使得成本和尺寸相对较高且效率较低。理想的解决方案是单级的且包括更少的部件。
功率转换文献描述了在低信号电平下提高效率的不同方法，即将转换器设计为使用DCM(不连续导通模式)。在DCM中，每个开关活动周期与下一个周期分开一个主开关电流为零的时间段。随着信号电平降低，开关电流为零的时间段增加。这推动了导通损失降低。绝大多数开关放大器使用CCM(连续导通模式)。然而，存在增加DCM在开关放大器中的使用的趋势。
期望找到提供升压和双极输出的构建块。如果存在这样的拓扑结构，它可以用于构建不需要隔直流电容器的简单的单级升压放大器。然而，Erickson&Maksimovic的图6.14示出了所有基本的转换器拓扑结构，以及它们在PWM(脉冲宽度调制)下的增益曲线。只有两条曲线通过零，其中只有一条具有升压方面。其是Watkins-Johnson转换器的曲线。但是此转换器只能在一个方向上提升电压，而不是两个方向。其可以驱动其输出比-VP(负VP)更负，但不比+VP(正VP)更正。因此，现有技术中未出现已知的简单的单级双输出升压放大器拓扑。
US4186437公开了两个升压功能块的桥接以形成升压放大器。其升压功能块是Cuk转换器(Erickson&Maksimovic的图6.15.1)。Cuk和Erickson在1978年发表了一篇题为“Aconceptually new high-frequency switched-mode power amplifier techniqueeliminates current ripple(一种消除电流纹波的概念上新的高频开关模式功率放大器技术)”的相关论文(Powercon5会议论文集)。在其中，他们公开了使用升压转换器或反相降压-升压转换器的可能性(Erickson&Maksimovic的图6.14.2和6.14.3)。Caceres和Barbi还在其1995年的IEEE论文“A boost DC-AC converter:Operation,analysis,control andexperimentation(升压DC-AC转换器：操作、分析、控制和实验)”(IEEE IECON会议论文集)中介绍了升压转换器的使用。此类解决方案很吸引人，但它们仍然包括两个很大程度上分开的块，每个块都有其自身的绕组部件。它们不是单级设计。
考虑放大器和转换器在实际负载下的表现也很重要。有用的参考文献是Burrow和Grant在2001年的关于“Efficiency of low power audio amplifiers and loudspeakers(低功率音频放大器和扬声器的效率)”的论文(IEEE会刊消费电子学卷(IEEETransactions on Consumer Electronics))。作者指出“D类放大器回收正交负载电流的能力提供了提高效率的新方法”。这一点由Keele在2003年的一篇题为“Comparison ofdirect-radiator loudspeaker system nominal power efficiency vs.trueefficiency with high-BL drivers(直接散热器扬声器系统标称功率效率与高BL驱动器真实效率的比较)”的论文(AES会议论文5887)推动。另一类重要的负载是压电式。Rios和Flemming在2014年关于“A novel electrical configuration for three wirepiezoelectric bimorph micro-positioners(三线压电双晶片微定位器的新型电气配置)”的论文(IEEE ASME会议论文集)中阐述了驱动此类负载时的注意事项，该文章还强调了偏移双极驱动的价值。
为了在驱动诸如扬声器的部分电抗负载时的高效率和低失真，开关放大器需要是双向的。更具体地说，它需要是四象限放大器，随着负载电流和负载电压的极性在(++)、(-+)、(--)和(+-)之间移动而无缝管理。在(++)和(--)象限中，放大器为负载提供能量。在(+-)和(-+)象限中，其从负载中回收能量。Erickson和Maksimovic没有明确地教示四象限转换，但是这一主题在2011年出版的由Carbone编辑的“Energy Storage in the EmergingEra of Smart Grids(智能电网新兴时代的能量存储)”一书(ISBN 978 953 307 269 2)的第9章中有所涉及。图5示出了四个象限以及两个负载线。对角负载线50用于纯电阻负载。圆形负载线52用于将正弦波转换成纯电抗负载。大多数负载既不是纯电阻也不是纯电抗的，特别是当通过输出滤波器看时。从输出滤波器回收电抗能量与从负载回收电抗能量同样重要。
当您在CCM中操作全桥D类放大器时，无需特殊的开关策略即可实现电抗能量的回收。似乎很多放大器设计人员都认为DCM也是如此，但事实并非如此。在DCM中，控制块在每个控制周期中每次从少量可用序列中选择开关序列。选择部分取决于电路的当前状态。例如，它可以取决于负载电压和负载电流的极性。如果可用开关序列的集合具有盲点，或者如果控制块从所述集合中选择不适当的开关序列，则电路将不起四象限放大器的作用。在Walker的1995年的题为“Four quadrant amplifier based on the flyback topology(基于反激拓扑的四象限放大器)”(IEEE APEC会议论文集)的论文中可以找到必须采用的方法的良好实例。其描述了四种不同的开关序列，并列出了使用每种开关序列的环境。与许多出版物一样，这一论文将不同的开关序列称为“模式”。
还有一个问题需要通过四象限操作来解决。有些放大器能够在所有四个象限中操作，但在象限之间不能无缝连接。这在图6中示意性地示出。对于电抗负载的受控处理，放大器需要能够在象限之间无缝移动。例如，即使负载电压朝零减小(图6中的区域R)，它也需要能够从负载提取高电流。在“Four quadrant amplifier based on the flyback topology(基于反激拓扑的四象限放大器)”(IEEE APEC会议论文集1995)中公开的Walker电路在这方面具有局限性。在所述电路中，当输出电压接近零时，次级侧的占空比将变得过长。除非采取措施防止它，否则电流导通将变得持续。这导致交叉失真。
另一个实例是US5610553中公开的电路。虽然其功率级可以双向操作，但其控制电路不适应这种操作所需的开关序列。实际上，此放大器可以如图7所示进行抽象。其输出是双极性的，所以图1的隔直流电容器不是必需的。类似的情况适用于US8410851中公开的电路。此放大器可以如图8所示进行抽象。其输出是双极和对称的。它类似于从单端放大器和变压器获得的结果。这些和类似电路的重点是电阻负载。通过回收电抗能量来提高效率和保真度的机会尚待开发。
在US5610553和US8410851中公开的电路的棘手特征是一些输出电压必须低于零伏特。这使得将这些电路实现为半导体IC(集成电路)变得困难或不可能。在大多数IC工艺中，不允许任何节点比衬底更负。
在US5610553和US8410851中公开的电路的有吸引力的特征是它们仅使用一个绕组部件；简单的双端电感器。来自DC DC转换器领域的各种电路也是如此。在Ki和Ma于2001年关于“Single-inductor multiple-output switching converters(单电感器多输出开关转换器)”的论文(IEEE会刊电路和系统卷II(IEEE Transactions on Circuits andSystems II))中可以找到一些实例。另一实例特征在Branca、Chesneau、Allard和Lin-Shi于2011年题为“Proposal of a low power,1.6MHz,91％efficiency,single inductor,double symmetrical outputs integrated DC-DC converter for CCM and DCMoperations(关于CCM和DCM操作的低功率、1.6MHz、91％效率、单电感、双对称输出集成DC-DC转换器的建议)”的论文(IEEE ECCE会议论文集)中可以找到。所有这些电路都使用单个电感器进行时间分片，以调节多个输出端子上的电压。
在美国专利US7786709中公开了一些上述方法的有意义的扩展和深化。优选实施例的功率级具有六个抽象出的开关、第一端子、第二端子和共用端子。能量流可以是双向的，并且电路可以被配置成用作升压放大器。US7786709还教示了电源可以是AC而不是DC。
对于双极信号，US7786709中公开的电路遭受半导体IC集成问题，即输出电压必须低于零伏特。此外，在实际实现中，其六个抽象出的开关变为十二个FET(场效应晶体管)，如US7786709的图8中可见。这种倍增是因为开关需要承受双极电压，并且它对尺寸、成本和效率具有重大影响。Erickson&Maksimovic的4.1.4节涵盖了开关的实现，并在Tormo、Poveda、Alarcon和Guinjoan于2011年题为“A grounded-output 5-switch bipolar buck-boostconverter topology for switching power amplifiers(用于开关功率放大器的接地输出5开关双极降压-升压转换器拓扑)”的论文(IEEE ISCAS论文集)中进一步探讨。
需要新的方法来设计和实现具有双极输出的开关放大器和开关功率转换器。具体来说，需要回避现有方法的一些或所有问题。这些问题包含：a)死区时间失真机制的存在和影响；b)由不同开关序列之间的过渡引起的过零失真；c)由于需要承受双极性电压而导致的FET的激增；d)由于衬底电压问题而难以将电路实现为半导体IC；e)由于使用CCM而导致的低调制深度处的高损耗；f)由于无法处理来自负载的电抗能量而导致的意外行为；g)设计双向DCM电路的难度；h)设计双极性DCM电路的难度；i)非信号自适应电压提升对效率的影响；以及j)由于其复杂性而导致的信号自适应电压提升对效率和设计时间的影响。
还需要在一系列指标上优于先前的解决方案的升压放大器和升压功率转换器。这些指标包含：a)整体能源效率，因此电池寿命；b)最坏情况损失，因此散热要求；c)紧凑；d)部件成本；e)组装成本；f)集成水平；以及e)可靠性。
本发明的一个目的是解决上述一些或所有问题，或者至少为公众提供有用的替代方案。
发明内容
在所附独立权利要求中限定了本发明，应参考所附权利要求。
在本发明的第一方面，提供一种开关放大器或双极输出开关功率转换器，其包括：
功率级，所述功率级包括第一端子、第二端子和公共端子；其中所述功率级被配置成与连接在所述第一和第二端子之间的负载电路一起操作。
放大器或功率转换器被配置成跨越负载电路。与现有技术相比，此配置提供了功率效率、空间效率和成本效率的改进。可以在宽范围的信号幅度上获得改进，并且使用可以是电阻性、部分电抗性或完全电抗性的负载电路。
作为跨越配置的结果，放大器或功率转换器可以在其负载处建立正差分电压和负差分电压。有利地，功率级在单级中提供大于2倍的电压升压和信号调制。然后整个放大器在单级中组合升压和信号调制。这避免了在第一块中进行所有电压升压然后在第二块中将信号调制到升压电压上的解决方案的低效率和成本。
有利地，功率级有时被配置成将能量从第一端子移动到第二端子，并且在其它时间将能量从第二端子移动到第一端子。能量可以从负载电路中恢复，从而提供功率效率。
有利地，放大器被配置成以不连续导通模式(DCM)操作。DCM在放大具有高峰值平均功率比的信号时提供高整体效率。DCM还消除了传统D类放大器存在的死区时间失真效应。
功率级可以包括多个开关，这些开关可以被操作以提供来自电源的电压的升压和基于输入信号的信号调制。
功率级有利地被配置成连接到提供电源电压的电源，使得第一端子和第二端子都不永久地与电源电压相连。优选地，第一端子连接到第一节点，第二端子连接到第二节点，其中第一节点和第二节点可以动态地与电源电压相连。在正常操作中，第一节点与电源电压相连，第二节点与电源电压相连，或第一节点和第二节点都不与电源电压相连。
为此，可以将第一二极管从电源电压连接到第一节点，并且可以将第二二极管从电源电压连接到第二节点。取决于第一和第二节点处的电压，第一和第二二极管可以允许电流从电源流到第一节点或第二节点。
放大器还可包括连接到第一节点的第一储存电容器和连接到第二节点的第二储存电容器。放大器用于将能量从储存电容器移动到负载以及从负载移动到储存电容器。第一和第二储存电容器可以接地。
可替选地，第一晶体管可以连接到第一节点，第二晶体管连接到第二节点，第一和第二晶体管允许电源与第一节点或第二节点(或者两个节点皆不是)之间的电流流动。利用这种布置，可不需要储存电容器，因为能量可以从负载移回到电源。然后电源部分地作为能量储存器。
功率级是双向的，因为能量可以从第一端子移动到第二端子以及从第二端子移动到第一端子。优选地，功率级包括双向降压-升压转换器。然而，功率级可以采用在两个方向上提供升压和降压的其它形式。双向功率级可以包括两个被布置成提供双向功率转换的单向功率转换器。例如，两个交错的单向降压-升压电路的布置可以形成功率级。两个单向功率转换器可以交叉耦合。两个单向功率转换器可以共用公共电感器。
双向降压-升压转换器可以采用多种不同的形式。在一个优选实施例中，双向降压-升压转换器是双向反激转换器。双向反激转换器可以包括耦合的电感器和两个有源开关。少量有源开关意味着损耗相对较小。有源开关可以是场效应晶体管(FET)。FET可以是接地参考，这使得它们易于驱动。
双向降压-升压转换器可包括多个有源开关。优选地，双向降压-升压转换器包括不超过四个有源开关。有源开关可以包括晶体管。肖特基二极管可以连接在每个晶体管上。
双向降压-升压转换器可以是双向四开关转换器。双向四开关转换器可以有利地包括单个双端电感器。
可替选地，双向降压-升压转换器可以是包括另一个端子的三端口转换器，其中所述另一个端子连接到电源电压。在某些情况下，三端口功率转换器可以降低损耗。
优选地，双向降压-升压转换器包括单个绕组部件。
优选地，双向降压-升压转换器是非反相转换器。优选地，双向降压-升压转换器被配置用于四象限操作。优选地，双向降压-升压转换器被配置成提供大于供电电压两倍的升压。这在具有高峰值平均功率比的音频应用中是有利的。
放大器可以在集成电路中提供。可以控制放大器，使得第一端子处的电压和第二端子处的电压不会下降到衬底电压以下，衬底电压通常为零伏特。
放大器还可以包括用于功率级的控制电路。控制电路可以被配置成基于负载电路两端的电压或通过负载电路的电流来控制功率级。控制电路可以操作以控制负载电路两端的差分电压，或者可以操作以控制另一个参数，例如电流、积分电压、电荷或这些参数的某种组合。
双向降压-升压转换器可以包括多个有源开关，并且控制电路可以被配置成控制每个有源开关。在本发明的第二方面，提供了一种开关放大器电路或双极输出开关功率转换器电路，其包括：
根据本发明第一方面的放大器；以及连接在第一与第二端子之间的负载电路。所述负载电路通常包括输出滤波器和负载。
负载电路可以包括至少一个电抗部件，并且控制电路可以被配置成操作功率级以从负载电路获取能量并随后将所述能量重新施加到负载电路。
负载电路可以采用多种不同的形式。负载电路可以包括单独的负载或负载以及诸如输出滤波器的附加部件。负载可以包括例如压电致动器或扬声器。
负载电路可以包括主要是电阻性负载和电容性输出滤波器。其还可以包括用于低通滤波的电感元件。
放大器电路还可以包括功率适配块和连接到电源电压的功率储存器。这可用于平稳主电源的能量需求并缓解功率需求瓶颈。
如所描述的，放大器可以被配置成使得第一和第二端子在整个操作中处于正电压。这允许放大器电路在半导体芯片上的集成电路中实现。
在本发明的第三方面，提供了一种操作开关放大器或双极输出开关功率转换器的方法，所述开关放大器或双极输出开关功率转换器包括具有第一端子、第二端子和公共端子的功率级，所述方法包括：
在第一端子与第二端子之间连接负载电路。
所述方法可以包括操作功率级以将能量从第一端子移动到第二端子、以及从第二端子移动到第一端子的步骤。
优选地，功率级包括双向降压-升压转换器。
所述方法可以包括基于第一端子处的电压或电流以及第二端子处的电压或电流来控制双向降压-升压转换器。所述方法可以包括以不连续导通模式操作双向降压-升压转换器。
双向降压-升压转换器可以连接到电源电压，使得第一端子和第二端子中的每一个可以动态地连接到电源电压以及从电源电压断开。
负载电路可以包括电抗部件，并且所述方法可以进一步包括从负载电路获取能量并随后将所述能量重新施加到负载电路。
在本发明的另一方面，提供了一种开关放大器电路，其包括：
双向功率级；
连接到双向功率级的负载电路；
向双向功率级提供电源电压的电源；以及
至少一个能量存储装置，其连接到双向功率级但不直接连接到电源，其中，在操作中，可以控制双向功率级以将能量从负载传递到能量存储装置，以及从能量存储装置传递到负载。
双向功率级可以包括降压-升压转换器，并且优选地是非反相的。负载电路有利地为完全或部分电抗的。负载电路或负载可以连接在双向功率级的两个端子之间。有利地，双向功率级的端子可以动态地连接到电源电压。
放大器或功率转换器优选地被配置成在单级中提供升压和信号调制。
关于本发明的一个方面描述的特征可以应用于本发明的其它方面。
附图说明
现在将参考附图仅通过实例详细描述本发明的实施例，其中：
图1描绘了隔DC的现有技术单端放大器或功率转换器；
图2描绘了现有技术的桥接放大器或功率转换器；
图3描绘了现有技术的双向单端放大器或功率转换器；
图4描绘了现有技术的双向桥接放大器或功率转换器；
图5示出了放大器操作的四个象限，加上两条负载线；
图6描绘了一个特定现有技术放大器的可实现的操作区域；
图7描绘了具有双极输出和接地负载的现有技术放大器；
图8描绘了具有双极输出和浮动负载的现有技术放大器；
图9示出了根据本发明的开关放大器或功率转换器；
图10示出了包含双向降压-升压转换器的图9的电路；
图11示出了用于图10的电路的基于二极管的功率注入布置；
图12示出了用于图10的电路的基于FET的动态电源电压引线(pinning)布置；
图13示出了图12的电路中的双向反激转换器；
图14示出了图12的电路中的双向四开关转换器；
图15示出了一些实例负载电路；
图16示出了根据本发明的放大器的输入信号和控制块；
图17示出了双向降压-升压转换器的选择；
图18示出了包括三端口转换器的图10的电路；
图19示出了可以在图18的电路中使用的三端口转换器的选择；
图20示出了可以在图9的电路中使用的替代转换器；以及
图21示出了可选的功率适配块和功率储存器。
具体实施方式
根据本发明的放大器或功率转换器的关键连接在图9中以一般形式示出。功率级92经由第一节点(N1)94和第二节点(N2)96连接到包括负载的负载电路90。功率级92还经由两个或更多个电源节点97、98连接到电源(未示出)，在这种情况下，电源节点97、98具有电压VP和0V(零伏)。节点94和96与图9中的电源节点97、98不同，尽管如所描述它们有时可以动态连接。通过有时将能量从N1传递到N2，并且在其它时间将能量从N2传递到N1，放大器在负载电路90或负载处建立所需信号。在这两个能量传递方向中，功率级的电压转换范围包含逐步降低(降压)和逐步提升(升压)。
作为跨越配置的结果，放大器或功率转换器可以在负载处建立正差分电压和负差分电压。它可以提供双极性输出，即使其功率级在N1和N2处仅具有单极输入/输出(IO)。
作为功率级92在两个方向上具有逐步降低和逐步提升的能力的结果，放大器或功率转换器可以作为四象限设备操作。当以这种方式操作时，它可以从负载电路90恢复电感能量，并且它可以成功地驱动高电抗性负载。
功率级92的电压逐步提升能力优选地显著延伸超过倍压。这为放大器或功率转换器提供了整体升压能力。它可以在负载上建立远远超出-VP(负VP)和+VP(正VP)的差分电压。此外，它可以在没有任何节点电压低于0V的情况下完成此操作。
根据图9的配置的升压放大器和功率转换器将它们的升压和信号调制结合在一个功率级中。它们避免了在第一块中进行所有其电压升压然后在第二块中将信号调制到升压电压上的解决方案的低效率和成本。
在功率级内，N1与N2之间的能量路径优选地是直接路径，这意味着它仅涉及一级或转换而不是多级或转换的级联。并且能量传递优选是直接传递，优选仅涉及一个绕组部件。
电源可以是单轨DC电源(单极)，或其可以替代地是多轨或AC(双极)。电源和功率级92具有节点0V，如图9中的公共节点，尽管所述节点可以替代地为电隔离的。VP可以是静态电压，或其可以是时变或取决于参数的。通常，电力不仅可以从电源流出，还可以流回电源。
如图10所示，实现根据本发明的放大器或功率转换器的一种方式是围绕非反相双向降压-升压转换器100构建其功率级92。术语双向降压-升压转换器在本文中用于表示双向转换器，其转换范围包含在两个能量传递方向上的电压逐步降低和电压逐步提升。双向降压-升压转换器在本领域中是公知的。但是，它们通常用作双端口设备，其电源和目标连接到一个端口或另一个端口。例如，这可以在US7786709中看到。在本发明的放大器和功率转换器中，负载替代地连接在双向降压-升压转换器上。
双向降压-升压转换器通常具有单极性输入/输出(IO)。它们有时被称为双向降压-升压DC-DC转换器。术语DC-DC涉及IO的单极性。这并不意味着IO电压必须是静态的。
双向降压-升压转换器通常可以从电压逐步降低以1:1的比率无缝移动到电压逐步提升。换句话说，1:1比率在其电压转换范围的中间某处，而不是在一端。在图10所示的布置中，1:1比率对应于负载处的零差分电压。此区域中的无缝操作改善了过零失真，并且避免了前面参考图6描述的四象限问题。
N1和N2之间的能量传递很重要。但是，从电源获得功率且有时返回到电源也很重要。为此可以进行多种布置。图11和图12示出了其中两个。
在图11中，功率级92的核心是双向降压-升压转换器100，如已经参考图10描述的。它的两个IO端子分别连接到节点N1和N2，其公共端子连接到0V。也可以使用四端隔离双向降压-升压转换器，首先将一端的端子与另一端的端子共用。此操作将转换器取消隔离并创建公共端子。图11的布置另外具有两个二极管114、116，通过它们可以从电源VP流出功率。它们通常是肖特基二极管。二极管114从VP连接到N1，且二极管116从VP连接到N2。
通过考虑负载电路90是简单的双端电容性负载115的情况，可以最好地理解操作。在这种情况下，所述布置还需要在N1与0V(或VP)之间的第一储存电容器118以及在N2与0V(或VP)之间的第二储存电容器119。在正常操作中，在任何给定时刻，二极管114、116中的仅一个导通，或者它们都不导通。将N1处的电压表示为VN1，将N2处的电压表示为VN2，负载处的差分电压为(VN2-VN1)。为了使此电压更正(或等效地，负更小)，双向降压-升压转换器100将电荷从N1移动到N2。为了使其更负(或等效地，正更小)，双向降压-升压转换器100将电荷从N2移动到N1。
如果转换是无损耗的并且负载90是纯电容性的，则电路可以输出正弦波而不需要来自电源的任何补充电荷。用VMAG表示正弦波的峰值幅度，给出以下结果：在正峰值处，VN1≈VP且VN2≈(VP+VMAG))，因此负载90和第二电容器119保持大部分能量。在负峰值处，VN1≈(VP+VMAG)且VN2≈VP，因此负载90和第一电容器118保持大部分能量。在零交叉处，负载中没有能量。在第一和第二电容器118、119之间均等地分配能量。此时，那些电容器上的电压VN1＝VN2是可以通过调用能量守恒来容易地计算的中间值。
在实践中，电路不是无损耗的。利用正弦波，电路从电源通过处于接近正峰值的第一二极管114并通过处于接近负峰值处的第二二极管116获得补充电荷。VN1和VN2随时间的代表性电压波形示于图11中的窗口111、112中。这些电压之间的差异是负载处的所需正弦波。双向降压-升压转换器100通过将能量从电路的一侧移动到另一侧来驱动波形。第一和第二电容器118和119用作往复式能量储存器。
为了在诸如此类的情况下实现高效率，从电源到电路的能量传递不是特别关键的。通过双向降压-升压转换器100，即在N1与N2之间的传递更为重要。能量使前者的行进不超过一次，但为了有效操作，它必须使后者行进多次。
尽管已经参考电容性负载描述了图11的布置，但其也可以与其它类型的负载一起使用。这将在下面描述。
在图12中，功率级92的核心再次是双向降压-升压转换器100。功率级类似于图11中的功率级，除了用两个有源开关124、126代替了两个二极管之外。这些中的每一个都示为单个FET，包括体二极管。双FET实现也可以将N1和N2的电压范围扩展到VP以下。第一FET124从VP连接到N1，第二FET 126从VP连接到N2。它们的取向使得体二极管在正常操作期间不导通。
操作这些FET的优选方式如下。当负载电路(VN2VN1)处的差分电压至少为一个比零更正的二极管压降时，FET 124保持导通。当它至少有一个比零更负的二极管压降时，FET126保持导通。当它接近或为零时，FET 124、126中的一个保持导通，但具体是哪一个可能取决于信号历史和动态。在此区域实现一些滞后行为可以提高效率和波形保真度，尤其是在低信号电平时。
使用FET 124和126，负载电路的一侧和另一侧可以替换地引线(pinned)到电源电压VP。在图11的窗口121和122中示出N1和VN2随时间的代表性电压波形。这些电压之间的差异是负载处的所需正弦波。这些FET可以相对不频繁地开关。它们的开关速率与信号有关，在低信号电平时接近零。它远低于双向降压-升压转换器100内的开关的开关速率。这极大地简化了这两个FET的低导通电阻、低电容和低价格之间的折衷。
图12的布置允许电抗功率流回电源。对于AC信号和部分或完全电抗负载电路，电源部分地作为往复式能量储存器。需要适应往复能量和/或相关的供电电压泵送。
利用图12的布置，N1和0V(或VP)之间或N2和0V(或VP)之间的过大电容会阻碍FET124与FET 126之间的成功切换。优选地，在N1和N2之间具有电容。为了驱动两端电容性负载，图12的布置通常可以用比图11的布置更少的附加电容来管理。这意味着电流和电荷可以更低，从而减少损失。
图11和图12的布置有一个共同的特点。N1和N2中的每一个都不时地连接到VP。这些连接不是永久性的。它们是动态的，是电路成功操作所必需的。用于连接电源的其它布置是可能的，并且所属领域的技术人员将容易达到。这些布置中的一些具有上述特征。而其它则从不将N1或N2直接连接到VP，而是所有这些都提供电源与电路其余部分之间的能量路径。例如，可以使用简单的功率转换块来介于VP与N1之间，并且可以使用另一个这样的块来介于VP与N2之间。这些块可与双向降压-升压转换器同步操作。
双向降压-升压转换器在本领域中是公知的。存在许多可用于图10至12的电路的不同类型。图13和图14示出了应用于图12的示例性布置的两种优选类型。
图13的电路是本发明的第一优选实施例。其中，双向降压-升压转换器100是基本双向反激转换器。许多出版物都详细描述了双向反激转换器的实现和操作。这包括例如Venkatesan在1989年关于“Current mode controlled bidirectional flybackconverter(电流模式控制的双向反激转换器)”的论文(IEEE PESC会议论文集)。进一步的指导可以在US5745351中找到。
在其最基本的形式中，双向反激转换器由耦合电感器130、131和仅两个有源开关132、134组成。这是相对少量的有源开关，其保持降低损耗。在图13中，有源开关132、134是单个FET。它们是接地参考，这使它们易于驱动。
在图13中，示出肖特基二极管136和138分别连接在FET 132和134两端。如本领域所公知的那样，对于任何不总是在具有同步整流的连续导通模式(CCM)下操作的开关电路来说，安装这些开关电路是合适的。它们的性能优于FET的体二极管，从而提高了可获得的效率。肖特基二极管未在图14或任何后续图中示出，部分是因为它们并不总是必要的，但主要是为了提高附图的清晰度。但是，它们可用于示出FET的任何地方。
对于诸如具有高峰值平均功率比的信号的放大的应用，通过在DCM中操作电路获得最佳的总效率。此外，在DCM中操作可避免影响所有传统D类放大器的死区时间失真机制。
现在将描述图13所示电路在DCM中的操作，其同样使用负载电路是简单的双端电容性负载的情况。最初FET 124导通，FET 126关断，输出电压(VN2-VN1)为正，并且希望使其更正。第一FET 132接通。当电感器130、131由电源通过节点N1供电时，FET 132中的电流增大。在适当的时刻，FET 132关断。电流移动到二极管138，并且能量开始通过节点N2从电感器131移出到负载90。电流降至零，然后保持为零直到下一个周期。最终结果是能量从电源传递到负载。
首先接通将能量从负载90移回电源FET 134。当电感器通过节点N2由负载供电时，FET 134中的电流增大。在适当的时刻，FET 134关断。电流移动到二极管136，并且能量开始通过节点N1从电感器130移出到电源。电流降至零，然后保持为零直到下一个周期。
当FET 124关断且FET 126导通时，很容易得出相应的序列。为了使输出电压(VN2-VN1)更正(或等效地，负更小)，我们将FET 132接通然后关断。为了使输出电压(VN2-VN1)更负(或等效地，正更小)，我们将FET 134接通然后关断。
图14示出了本发明的第二优选实施例。在图14的电路中，双向降压-升压转换器100是原型双向四开关转换器。多年来，四开关转换器被称作许多不同的名称。在Erickson&Maksimovic中，它被称为非反相降压-升压转换器。(参考该书中的图6.14)许多出版物都详细介绍了双向四开关转换器的实现和操作。这包含例如由Caricchi，Crescimbini和Napoli在1995年关于“20kW water-cooled prototype of a buck-boost bidirectional DC-DCconverter topology for electrical vehicle motor drives(一种用于电动车辆电机驱动的降压-升压双向DC-DC转换器拓扑的20kW水冷原型)”的论文(IEEE APEC会议论文集)。进一步的教示可以在美国专利US5734258中找到。
双向四开关变换器中的绕组部件是简单的双端电感器140。这是优于双向反激变换器的优点。双向四开关转换器中的有源开关数量为四个。这是双向反激转换器的缺点。在图14中，有源开关显示为单个FET 142、144、146、148。通常还有四个相应的肖特基二极管(未示出)。
对于诸如具有高峰值平均功率比的信号的放大的应用，通过在DCM中操作电路获得最佳的总效率。此外，在DCM中工作可避免影响所有传统D类放大器的死区时间失真机制。
一种在DCM中操作图14的双向四开关转换器的方法如下。为了使输出电压(VN2-VN1)更正(或等效地，负更小)，将FET 142和FET 148接通然后断开。当它们接通时，它们中的电流随着电感器140通电而增大。当它们被关断时，电流移动到FET 146和FET 144的体二极管，或者移动到它们相关的肖特基二极管(未示出)。它降至零，然后保持在零直到下一个周期。为了使输出电压(VN2-VN1)更负(或等效地，正更小)，将FET 144和FET 146接通然后断开。当它们接通时，它们中的电流随着电感器140通电而增大。当它们被关断时，电流移动到FET 148和FET 142的体二极管，或者移动到它们相关的肖特基二极管(未示出)。它降至零，然后保持为零直到下一个周期。
开关序列提供两个共用单个电感器的单向升压转换器的功能。两个升压转换器交叉耦合，其中一个转换器的输入连接到另一个转换器的输出。因此，通过实现沿相反方向连接的两个单向转换器，实现图9的双向转换。图20示出了类似的配置，但不共用公共电感器。在所有情况下，当VN1或VN2的电压低于电池电压Vp时，二极管/开关124或126导通以补充损失的电荷。
操作图14中的双向四开关降压-升压转换器的其它方式是可能的。其中一些通过降低集合的FET开关速率提供更高的效率。例如，可以在Ren、Ruan、Qian、Li和Chen于2009年关于“Three-mode dual-frequency two-edge modulation scheme for four-switchbuck-boost converter(用于四开关降压-升压转换器的三模双频双边调制方案)”的论文(IEEE会刊电力电子学卷(IEEE Transactions on Power Electronics))中找到细节。进一步的教示可以在美国专利US6636431中找到。
图9至14中的负载电路90可以包含到0V或其它电路节点的连接。它们通常包含输出滤波器以及负载或连接负载的端子。输出滤波器通常由少量无源部件组成。图15示出了一些实例。
图15A示出了没有输出滤波器和双端电容性负载150(例如压电致动器或电活性聚合物致动器)的情况。图15B增加了VHF滤波器以减少射频发射。滤波器包括共模扼流圈152、153和陶瓷电容器154、155和156，以这样的方式布置，使得它们不影响放大器或功率转换器的开关和基带性能。图15C示出了具有用于平稳的并联电容器162的电阻性负载160。并联电容器162使负载电路在开关频率下看起来是电容性的。这给图13和图14的功率级带来了良好的结果。它与输出滤波方法的不同之处在于可以使用电压输出CCM功率级。它与电流输出DCM功率级具有协同作用。图15D示出了混合方法。除了用于VHF抑制的并联电容器162和两个三端电容器164、165之外，还存在包括负载160加电感器166和电容器168的二阶输出滤波器。最后，图15E示出了三端电容性负载170，其公共端子连接到0V。四端负载也是可能的，例如可以通过使两个端子共用来实现，从而它们成为三端负载。图15E的负载电路还包括两个铁氧体磁珠172、173，用于射频抑制。
使用如图15E中的三端电容性负载，图11的布置不需要储存电容器118和119。电容器118和119的工作将由负载的两半完成。
图16示出了图9至14中的负载电路90和功率级92，它还另外以一般形式示出了放大器或功率转换器的控制块180。此块接收输入信号181，输入信号181以某种规定的方式在负载处定义所需信号。它通常还从功率级92和负载电路90接收状态信号和值信息182。它还提供控制信号183以驱动功率级的有源开关。控制块实现控制方案。许多控制方案在本领域中是已知的。例如，当驱动具有主导并联电容的电阻性负载时，如图15所示，图13和图14的电路的优选控制方案是Janocha和Stiebel的以能量为中心的控制方案。这在他们于1998年题为“New approach to a switching amplifier for piezoelectric actuators(用于压电致动器的开关放大器的新方法)”(ACTUATOR 98会议论文集，ISBN 978-3-933339-00-1)的论文中有详细描述。在每个开关周期中，它们的方案“精确地传递在负载下实现所需输出值所需的能量部分”。在Lawson于2013年题为“CogniPower predictive energy balancingfor switched-mode power amplifiers(用于开关模式功率放大器的认知力预测能量平衡)”的论文(来自http://cognipower.com/pdf的文件'APEC2013_PEB_Audio_Amp.pdf')中可以找到进一步的指导。
具有公共端子(0V)的功率转换块的控制电路通常被配置成控制与连接在所述块的另一个端子与公共端子之间的聚合功率汇聚相关联的参数。例如，在图9或图10的背景下，受控参数通常是N2处的电压。对于本发明，需要不同的配置，因为负载90连接在功率级92两端。控制电路必须配置成在负载电路或负载处建立所需信号。例如，它可以被配置成控制负载电路的差分电压(VN2-VN1)。通常，受控参数可以是电压、电流、积分电压、电荷，其它一些重要指标或这些的某种组合。
有许多不同类型的双向降压-升压转换器可用作图10中的块100。其中八个如图17所示。如图17A所示的第一实例是已经参考图14描述的双向四开关降压-升压转换器。
图17B示出了具有P型有源钳位的双向反激转换器。它来自Zhang、Huang、Wu和Qian于2010年题为“A high efficiency flyback converter with new active clamptechnique(一种使用新型有源钳位技术的高效反激转换器)”的论文(IEEE会刊电力电子学卷)。图17C是双向反激转换器的概括表示。阴影区域涵盖多种不同的可能性。它涵盖图17B和许多其它反激变化形式，包含例如Boeke、Itzenga、Rigbers和De Doncker于2006年关于“Experimental analysis of a flyback converter with excellent efficiency(具有优异效率的反激转换器的实验分析)”的论文(IEEE APEC会议论文集)中描述的那些。图17D示出了双向低应力降压-升压转换器。它来自Chen、Maksimovic和Erickson于2001年关于“Buck-boost PWM converters having two independently controlled switches(具有两个独立控制开关的降压-升压PWM转换器)”的论文(IEEE PESC会议论文集)。它可以通过用有源开关替换单向转换器的二极管的公知步骤，或者通过组合所述论文的图9和10来得到。图17E示出了双向非反相Cuk转换器。例如，可以在Carbone的书(ISBN 978 953 307 2692)的第9章的图22a中找到它。图17F示出了split-pi转换器，其在GB2376357中公开。图17G示出了来自Carbone书第8章的图4的有利的双向四绕组转换器。并且图17H示出了双向SEPIC或ZETA转换器，其可以例如在Erickson&Maksimovic的图6.15中找到。
图17的转换器中的任何一个都不具有四个以上的有源开关，并且这些开关中的任何一个都不需要承受双极性电压。因此很清楚，可以设计根据本发明的放大器和功率转换器，使得它们不会遭受功率晶体管的增加。
许多但不是所有可能的功率转换器电路都是左右对称的。在图17中的所有转换器中，包含不对称的转换器，将能量从N1传递到N2涉及绕组部件中的电流的一个极性，并且将能量从N2传递到N1涉及绕组部件中的电流的另一极性。
图17中的每个双向降压-升压转换器具有一个公共端子(0V)和仅两个其它端子。这种电路通常称为双端口转换器。图18示出了根据本发明的放大器或功率转换器，其中功率级包括三端口转换器200。三端口转换器如前所述连接到0V、N1和N2，但它也连接到VP。三端口转换器200具有关于图10至12描述的双向降压-升压转换器的所有功能。此外，它可以在VP与N1之间以及VP与N2之间传递能量。
这种三端口转换器的许多设计都是可能的。图19示出了四个示例。它们中的每一个都与相关的双端口拓扑有关。例如，图19A类似于图17A。图19A另外包含两个抽象出的开关202、204。通过适当地控制这些开关和FET，控制块可以从VP传递能量以及传递能量到VP。图19B的电路使用较少的开关实现相同的结果，但是它需要更复杂的绕组部件200。在图19C和图19D中，来自VP的路径是单向和自我调节的。与图11的布置有相似之处。图19A至19D的转换器要求存在如图11所示的储存电容器。另一种可能性是在图17中的绕组部件上增加另外的绕组，并将它们用作来自电源或返回到电源的路径。
图20示出了可用于本发明的另一电路。与图17中的电路不同，它本质上不是双向降压-升压转换器。它是两个单向降压-升压电路的交错。连接到上线圈的FET和二极管可以从左向右传输能量。连接到下线圈的FET和二极管可以从右向左传递能量。尽管线圈显示为分开的，但它们可以缠绕在共同的芯上。使用此块代替图11或图12的双向降压-升压转换器100提供了落入本发明的范围内并且通过图9的一般描述很好地表示的放大器或功率转换器。
图21示出了根据本发明的放大器或功率转换器还可以包含功率适配块210从而馈送功率储存器的事实。在图21中，功率储存器被示为VP与0V之间的电容器212。在电池供电的产品中，适配块210可以是DC-DC转换器，其以平稳的速率从电池汲取能量。这可以回避许多电池输出端存在的电源瓶颈。DC-DC转换器可以执行一些升压，使得功率储存器212与功率级92之间的电流不像它们原本那样高。这可以简化部件大小调整。升压量可以是主要条件的函数，主要条件例如放大器的总增益设置、或负载的知识、或主要信号电平或演进信号包络的知识。在市电供电的产品中，适配块可以是AC-DC转换器。
虽然这些图示出了使用FET的电路，但是当然可以选择其它类型的晶体管(BJT、IGBT、HEMT)和各种类型的晶闸管(SCR、GTO、MCT)。可以使用晶体管分段技术，例如，在低信号电平下提高效率。
根据本发明的升压放大器和功率转换器可以结合从负载读回信号的能力。这可以用于确定关于负载的信息、监视负载的状态、管理均衡滤波、改善频率响应平坦度，或用于其它目的。
参考图9至21描述的放大器和功率转换器可用于各种设备中。实例包含汽车、台式计算机、笔记本计算机、平板计算机、移动电话、扬声器子组件、致动子组件、集成定位器、医疗植入物、超声测量设备、RF发射器、触觉反馈设备、智能面板、智能结构等。应用包含音频放大、用于高级用户界面中的触觉反馈的激励、超声波放大、RF放大，其它放大和功率反转。

Claims (36)

1.一种开关放大器，包括：
双向功率级，所述双向功率级包括第一端子、第二端子和公共端子；其中，所述双向功率级被配置成与连接在所述第一端子和所述第二端子之间的负载电路一起操作，其中，所述双向功率级被配置成连接到提供电源电压的电源，并且其中，所述第一端子连接到第一节点并且所述第二端子连接到第二节点，并且其中，所述第一节点和所述第二节点中的每一个可以动态地与所述电源电压相连。
2.根据权利要求1所述的开关放大器，其中，所述双向功率级以将能量从所述第一端子移动到所述第二端子的一个模式配置，并且以将能量从所述第二端子移动到所述第一端子的另一模式配置。
3.根据权利要求1或2所述的开关放大器，所述开关放大器被配置成在不连续导通模式下操作。
4.根据前述权利要求中的任一项所述的开关放大器，其中，所述开关放大器在单级中提供升压和信号调制。
5.根据权利要求4所述的开关放大器，所述开关放大器包括多个开关，所述多个开关能够被操作以提供来自电源的电压的升压并且基于输入信号提供信号调制。
6.根据前述权利要求中的任一项所述的开关放大器，其中，所述双向功率级是双向降压-升压转换器。
7.根据前述权利要求中的任一项所述的开关放大器，其中，所述双向功率级包括两个单向功率转换器，所述两个单向功率转换器被布置成提供双向功率转换。
8.根据权利要求7所述的开关放大器，其中，所述两个单向功率转换器是交叉耦合的。
9.根据权利要求7或8所述的开关放大器，其中，所述两个单向功率转换器共用公共电感器。
10.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，还包括从所述电源电压连接到所述第一节点的第一二极管或有源开关，以及从所述电源电压连接到所述第二节点的第二二极管或有源开关，所述第一和第二二极管或所述有源开关取决于所述第一和第二节点处的电压允许电流从所述电源流到所述第一节点或所述第二节点。
11.根据权利要求10所述的开关放大器，还包括连接到所述第一节点的第一储存电容器和连接到所述第二节点的第二储存电容器。
12.根据权利要求10或11所述的开关放大器，其中，第一有源开关和第二有源开关是晶体管。
13.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器是双向反激转换器。
14.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器是双向四开关转换器。
15.根据权利要求6所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器是包括第三端子的三端口功率转换器，其中，所述第三端子连接到所述电源电压。
16.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器被配置用于四象限操作。
17.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器被配置成提供大于两倍供电电压的升压。
18.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器包括不超过四个有源开关。
19.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，其中，所述放大器完全或部分地设置在集成电路中。
20.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，还包括用于所述双向功率转换器的控制电路。
21.根据权利要求20所述的开关放大器，其中，所述控制电路被配置成基于所述负载电路两端的电压或通过所述负载电路的电流来控制所述双向功率转换器。
22.根据权利要求20或21所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器包括多个有源开关，并且其中所述控制电路被配置成控制所述有源开关。
23.根据任一前述权利要求所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器包括单个绕组部件。
24.根据前述权利要求中任一项所述的开关放大器，其中，所述双向功率转换器是非反相转换器。
25.一种开关放大器电路，所述开关放大器电路包括：
根据前述权利要求中的任一项所述的开关放大器；以及连接在第一端子和第二端子之间的负载电路，其中，所述负载电路包括负载。
26.根据权利要求25所述的开关放大器电路，其中，所述负载电路包括至少一个电抗部件，并且所述开关放大器被配置成操作所述双向功率转换器以从所述负载电路获取能量并随后将所述能量重新施加到所述负载电路。
27.根据权利要求25或26所述的开关放大器电路，其中，所述负载包括压电致动器或扬声器。
28.根据权利要求25、26或27所述的开关放大器电路，其中，所述负载电路包括主要是电阻性负载和电容性输出滤波器。
29.根据权利要求25、26或27所述的开关放大器电路，其中，所述负载电路包括主要是电阻性负载和电感部件。
30.根据权利要求25至29中的任一项所述的开关放大器电路，还包括功率适配块和关联的功率储存器。
31.根据权利要求25至30中的任一项所述的开关放大器电路，其中，所述放大器被配置成使得所述第一端子和所述第二端子在整个操作期间处于正电压。
32.一种操作开关放大器的方法，所述开关放大器包括具有第一端子、第二端子和公共端子的双向功率转换器，所述方法包括：
在所述第一端子与所述第二端子之间连接负载电路，并将所述双向功率转换器连接到电源电压，使得所述第一端子和所述第二端子中的每一个能够被连接到所述电源电压以及从所述电源电压断开。
33.根据权利要求32所述的操作开关放大器的方法，所述方法包括操作所述双向功率转换器以将能量从所述第一端子移动到所述第二端子以及从所述第二端子移动到所述第一端子的步骤。
34.根据权利要求32或33所述的操作开关放大器的方法，所述方法包括基于所述负载电路两端的电压或通过所述负载电路的电流来控制所述双向功率转换器。
35.根据权利要求32、33或34所述的操作开关放大器的方法，所述方法包括以不连续导通模式操作所述开关放大器。
36.根据权利要求32至35中的任一项所述的操作开关放大器的方法，其中，所述负载电路包括电抗部件，并且所述方法还包括从所述负载电路获取能量并随后将所述能量重新施加到所述负载电路。
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