JPH04197078A

JPH04197078A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH04197078A
Application number: JP2323159A
Authority: JP
Inventors: Ikuo Yamato; 育男大和; Kiichi Tokunaga; 紀一徳永
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-11-28
Filing date: 1990-11-28
Publication date: 1992-07-16
Anticipated expiration: 2016-03-05
Also published as: JP3140042B2; US5285365A; EP0487970A2; EP0487970A3

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は直流電力を３相の交流電力に変換する電力変換
装置に係り、特に入出力間に絶縁を要する電力変換装置
とその制御方法及びそれを用いた無停電電源装置に関す
るものである。

〔従来の技術〕

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、
入出力間に絶縁が必要とされるものとして、無停電電源
用の電力変換装置が知られている。

従来、この用途に用いられるものとして第１０図に示す
電力変換装置がある。すなわち、直流電源１．３相のパ
ルス幅変調（以下ＰＷＭ）インバータ２、絶縁変圧器３
、制御回路５で構成される。

また従来のＰＷＭ方式として、例えば「半導体電力変換
回路よ　（電気学会編、Ｐ、１２９）記載の線間電圧制
御方式が知られている。第１１図にその動作を示す。本
従来方式では、３相宿号発生器５０２が出力する３相信
号ｅｘ、ｅｙ、ｅｚと搬送波発生器５０３が出力する搬
送波ｅｃを比較器５０４−５０６により比較し、インバ
ータ各相の制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。なお
制御信号が１のときには、その相のＰ側のスイッチを。

ＯのときにはＮ側のスイッチを点弧することを示す。本
従来技術によれば、３相信号により変調された出力ｅｕ
ｖ、　ｅｖｗ、　ｅｔｙｕ　を得ることができる。

しかしながら、従来技術では、絶縁変圧器が出力の周波
数と同じ低い周波数（５０あるいは６０Ｈｚ　）で使わ
れるため、形状が大きく重い１ＭＡｌ１＃変圧器が必要
となる問題があった。

この問題を解決する技術として、インバータで直流を一
旦負荷が必要とする周波数より高い周波数に変換し、変
圧器で絶縁した後に所望の周波数に再変換して変圧器の
小形、軽量化を実現する電力変換装置が特開昭６１−２
３６３７１号公報に開示されている。前記従来技術によ
る電力変換装置を、第１２図と第１３図により説明する
。第１２図において、１は直流電源、２はインバータ、
３は変圧器、４はサイクロコンバータである。従来技術
では、単相インバータ２で第１３図（ａ）、（ｂ）に示
すようにパルス幅変調し、直流電源１の直流電圧を（ｄ
）に示す高周波電圧ｅ、に変換し、変圧器３で＃＠縁し
た後、サイクロコンバータ４により高周波電圧の極性を
制御して、（ｅ）に示す所望の周波数の電圧ｅ２を得る
構成となっている。

従ってインバータの出力周波数を上げることにより変圧
器を著しく小形、軽量化することが可能と−なる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、第１２図に示した従来技術は単相の交流
出力を得るものであり、３相の交流出力を得るためには
単相のインバータ、変圧器、サイクロコンバータをそれ
ぞれ３台用意する必要があり、装置の小形化が十分行え
ないという問題があった。

本発明の目的は、直流電力を３相の交流電力に変換する
電力変換装置で、入出力間の！緑変圧器を小形、軽量化
できる電力変換装置及びその制御方法を提供することに
ある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するため、電力変換装置は所定の周波数
よりも高い周波数の交流電圧を出力する単相インバータ
と、前記インバータの出力電圧を絶縁伝送する単相変圧
器と、前記絶縁伝送されたインバータ出力の交流電圧を
３相の交流電圧に変換するサイクロコンバータと、前記
サイクロコンバータのスイッチ素子のオン、オフをイン
バータ動作と関連して生成したＰＷＭ信号で制御してイ
ンバータ出力の単相で高周波数の交流電圧を、３相で所
定の周波数の交流電圧に周波数変換する制御回路で構成
したものである。

〔作用〕

インバータ動作と関連づけて搬送波の１周期ごとに反転
させたＰＷＭ信号を生成し該ＰＷＭ信号でサイクロコン
バータを駆動するため、直流電圧をインバータで３相Ｐ
ＷＭ出力電圧に変換するのと同様に、単相インバータで
生成した高い周波数の単相交流電圧から、３相の交流電
圧に変換すると共に低い周波数への周波数変換ができ、
所定の周波数の３相交流電圧を得ることができる。単相
インバータ、単相変圧器、３相サイクロコンバータで構
成する電力変換装置により、変圧器により絶縁が要求さ
れる３相出力の電力変換装置を著しく小形、軽量化する
ことが可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図と第２図により説明す
る。第１図において１は直流電源、２は単相インバータ
、３は単相変圧器、４は３相サイクロコンバータ、５は
制御回路である。また、制御回路５の内部は発振器５０
１、レベル反転信号発生器５０７、三相信号発生器５０
２、搬送波発生器５０３、比較器５０４〜５０６及び選
択スイフチ５０８等で構成されている。

単相インバータ２は、レベル反転信号発生器５０７が出
力する第２図（ｅ）に示すレベル反転信号Ｓｐにしたが
ってスイッチング素子Ｓ１．Ｓ４とＳ２、Ｓ、がオン、
オフし、（ｉ）に示す矩形波電圧ｅ１を発生する。比較
器５０４−５０６は、（ａ）に示す３相の信号ｅｘ、ｅ
ｙ、ｅｚと搬送波ｅＱより、（ｂ）−（ｃｌ）に示す従
来と同様のＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。選
択スイッチ５０８は、レベル反転信号発生器５０７から
印加された信号Ｓｐの極性にしたがって、比較器５０４
〜５０６から印加したＰＷＭ信号Ｓｕ。

Ｓｖ、Ｓｗとその極性を反転した信号を選択出力する。

例えば１１−１２間では信号Ｓｐが１のため、選択スイ
ッチ５０８の出力点Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗにはそれぞれ信号
Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗと同極性の（ｆ）−（ｈ）に示す信号
が出力される。１２−１．間では、信号ｓｐが０のため
、５０８の出力点Ｋｕ。

Ｋｖ、ＫｗにはそれぞれＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗの反転信号が
出力される。

ｔ、　　ｔｌ１間は、Ｋｕが１．ＫｖがＯ，Ｋｗが０と
なり、サイクロコンバータ４のスイッチング素子Ｕｐ、
Ｕｐ、Ｖｎ、Ｖｎ、Ｗｐ＋　Ｗｐがオンする。このため
、サイクロコンバータ４の出力には、（ｊ）−（］）に
示すようにインバータの出力電圧ｅ１がｕ　−ｖ相間に
は正、　ｖ−ｗ相間には負として現れる。次に、しいＸ
　　ｔｘｚ間は、Ｋｕが１゜ＫｖがＯ，ＫｗがＯとなり
、サイクロコンバータ４の導通スイッチング素子はＵ　
Ｐ　、　Ｌ　Ｐ、Ｖｎ。

Ｖｎ、Ｗｎ、Ｗｎとなる。この期間のサイクロコンバー
タ４の出力には、インバータの出力電圧ｅ工がｕ−Ｖ相
間には正＋ｗ−ｕ相間には負として現れる。ｔｎ２　　
ｔ１３間は、Ｋｕ、ＫＶ、ＫＷ、が全て０となるので、
サイクロコンバータ４の導通スイッチング素子はＵｎｔ
　Ｕｎ、Ｖｎ、Ｖｎ。

Ｗｎ、Ｗｎとなり、サイクロコンバータ４の出力電圧は
全てＯとなる。ｔ工、−ｔ２間は、再びＫｕが１．Ｋｖ
がＯ，Ｋｗが○となり、サイクロコンバータ４の導通ス
イッチング素子はｕｐ、Ｕｐ、Ｖｎ、Ｖｎ＋　Ｗｎ、Ｗ
ｎとなる。サイクロコンバータ４の出力には、インバー
タの出力電圧ｅ□がｕ−ｖ相間には正、ｗ−ｕ相間には
負として現れる。次ぎに、１２−１．間では１１−１２
間とは信号Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗのレベル関係が異なるが、
インバータの出力電圧ｅ１　が負のためサイクロコンバ
ータ４の出力には、前記間とほぼ同様に各相間に（ｊ）
−（１）に示す電圧が生成される。このように、ＰＷＭ
信号Ｋｕ、ＫＶ、Ｋｗが、インバータの出力電圧のレベ
ル変化に対応した信号にできるので、直流電圧から３相
の交流電圧を生成する従来の３相ＰＷＭインバータと同
様にサイクロコンバータ４は高周波の交流電圧から３相
交流電圧ｅｕｖ、　ｅｖｖ、　ｅｗｕを出力することが
でき、同時に従来の３相ＰＷＭインバータに較べ絶縁変
圧器を小形、軽量化できる。

第３図に、本発明による他の実施例を示す。本実施例は
、第１図及び第２図に示した実施例において、搬送波発
生器５０３で発生する搬送波ｅｃを鋸歯状波としたもの
である。これにより、Ｓｕ。

Ｓｖ、Ｓｗの信号変化時点をレベル反転信号Ｓｐの変化
時点ｔ工、ｔ２、ｔ３等に同期できるので、（ｆ）−（
ｈ）に示すようにＫｕ、Ｋｖ、Ｋｗの反転動作回数すな
わちサイクロコンバータ４のスイッチング周波数を低く
することができ、前記実施例よりも電力損失の小さい電
力変換装置を提供することができる。

本発明による他の実施例を第４図と第５図により説明す
る。本実施例は、第１図に示した実施例の制御回路５に
インバータ出力幅信号Ｓｗｉを発生する手段を設けたも
のである。絶対値比較器５０９は、３相の信号ｅｘ、ｅ
ｙ、ｅｚを比較し、（ｅ）　−（ｇ）に示すように他の
信号より大きな期間に相当する信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを
生成する。

信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗと信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗより、論
理回路で（ｈ）に示すインバータ出力電圧の幅信号Ｓｗ
ｉを得る。信号Ｓｗｉとレベル反転信号Ｓｐに応じてイ
ンバータ２を記動し、第５図（ｍ）に示すようにインバ
ータ出力電圧がＯになる期間を設けたものである。本実
施例によれば、サイクロコンバータのスイッチング動作
をインバ−タの出力電圧がＯの期間に行なうことができ
る機会が生じるので、スイッチング動作によるエネルギ
ー損失を低減できるために実質的にサイクロコンバータ
の損失を低減することができる。

本発明による他の実施例を第６図と第７図により説明す
る９本実施例は、サイクロコンバータ４のスイッチの切
換えにインバータ２の出力電圧を利用するようにしたも
ので、第１図に示す実施例における選択スイッチ５０８
の出力点の信号Ｋｕ。

ＫＶ、ＫＷからサイクロコンバータのスイッチの点弧信
号Ｕｐ−Ｗｎを形成する部分を図示のように変えたもの
である。第６図と第７図は、信号Ｋｕから点弧信号Ｕｐ
、Ｕｎを形成するＵ相についてのみ記しているが、他の
相についてもまったく同様である。図において、５１０
．５１１は信号Ｋｕを遅延する遅延回路、５１２は信号
Ｋｕ及びその反転信号間と遅延回路側からの信号Ｋ　ｕ
ｌ。

Ｋｕ２を選択して点弧信号とする選択スイッチ、５１３
は出力電流の極性を判定する極性判定器、５１４は信号
Ｋｕ、極性判定器と信号Ｓｗにより選択スイッチを制御
する選択スイッチ制御信号発生器である。第７図を用い
以下動作を説明する。

遅延回路とオア回路では、（ｃ）の信号Ｋｕより例えば
ｔ。２　　ｔｌ２の間１である信号がｔ。２　　ｔｚｘ
で１となる（ｅ）に示す信号Ｋｕ、を１ｔ１２ｔ２２の
間Ｏである信号よりｔ工２　　ｔ３１て１となる（ｇ）
に示す信号Ｋｕ２を生成する。ここではｔ３時点まで出
力電圧が正、出力電流が正の領域であり、且つＫｕの信
号が０にレベル反転する時点がＳｗの信号が０にレベル
反転する時点と同等とする。極性判定器５１３の８力信
号Ｐｉｕは（ｃｌ）のように１で９選択スイッチ５１２
は信号Ｋｕユ、Ｋｕ２を点弧信号ＵＰ、Ｕｎにする選択
動作する０例えば、ｔｌ２　　ｔ２、間はＵＰ　ｒ　Ｕ
　ｎの両者に点弧信号が印加されているので、ｔ２時点
でインバータから負極性の電圧ｅ、がスイッチ素子Ｕｎ
からＵｐに印加されと、この電圧を利用した転流が行わ
れスイッチ素子Ｕｎがオンしｖｐがオフする。ｔｌ２〈
ｔ３３のようにＫｕの信号がＯとなる時点がＳｗの信号
がＯとなる時点より小の時は、ｔｌ２　　ｔＳに示すよ
うにＫｕ及びその反転信号を点弧信号ＴＪ　Ｐ　ｔ　Ｕ
　ｎとする選択動作を行なう。この時のスイッチの切換
えは、素子自身のスイッチングとなる。また、ｔ５時点
より出力電圧と出力電流が負極性となるものとすると、
図示のように信号Ｋｕ工。

Ｋｕ２を点弧信号ＩＪｐ、Ｕｎにする選択動作を行ない
、サイクロコンバータのスイッチ素子の切り替え動作は
先と同様にインバータ２の出力電圧を利用した転流で行
なわれる。本実施例によれば。

サイクロコンバータのスイッチの切換えを、スイッチン
グのみによらずインバータ２の出力電圧を利用しても行
なえるので、サイクロコンバータの損失を低減すること
ができる。なお、電流の大きさも考慮し絶対値が所定値
以下の時、スイッチの切換えを素子自身のスイッチング
で行なう様にすることにより、より安定したサイクロコ
ンバータ動作とすることができる。

本発明による他の実施例を第１５図と第１６図により説
明する。本実施例は、第６図に示す実施例と同様にサイ
クロコンバータ４のスイッチの切換えにインバータ２の
出力電圧を利用するようにしたもので、第４図に示す実
施例における選択スイッチ５０８の出力点の信号Ｋｕ、
Ｋｖ、Ｋｗからサイクロコンバータのスイッチの点弧信
号ＵＰ−Ｗｎを形成する部分と論理回路の出力点の信号
Ｓｗｉからインバータのパルス分配器の一方の入力部分
を図示のように変えたものである。第１５図と第１６図
は、信号Ｋｕから点弧信号Ｕｐ、Ｕｎを形成するＵ相に
ついてのみ記しているが、他の相についてもまったく同
様である。図において、５１５パルス幅信号Ｓｗｉのパ
ルス幅を拡張するパルス拡張器、第１６図を用い以下動
作を説明する。この図は、第７図のｔｌがらｔ４期間を
拡大したもので、さらＰｉｕがＯであるものとした場合
を示す。この場合は、出力電圧が正、出力電流が負の領
域であるから、前記実施例では、切り換えスイッチ５１
２は、Ｋｕ側が選択され、この時の切り換えはスイッチ
自身のスイッチングになる。本実施例はインバータのパ
ルス幅信号Ｓｗｊを拡張するパルス拡張器５１５と遅延
回路５１０と５１１の出力とパルス拡張器５１５の出力
Ｓｗｉ’の論理積をとるアンド回路を設け、さらに、Ｓ
ｗｉとＳｗｉ’　を切り換える選択スイッチ５１６と遅
延回路の出力とアンド回路の出力を切り換える切り換え
スイッチ５１７と５１８を設ける。出力電圧と出力電流
が異なる領域では、選択スイッチ５１６をＳｗｉ’側５
１７．５１８をアンド回路出力側、５１２をＫｕｌ、Ｋ
ｕ２側にする。これにより、Ｕｐ、ＵｎにはＳｗｉ’　
の立ち下がりのタイミングでオフ信号が与えられるよう
になる。このためｔ１□とｔ□２の期間はＵｐ、Ｕｎは
どちらもオン状態となり、さらにこの期間はＳｗｉ’　
によりインバータ出力に電圧が発生しているからこの電
圧を利用したスイッチの切り換えが行なわれる。また出
力電圧と出力電流が異なる領域では選択スイッチ５１６
をＳｗｉ側５１７．５１８を遅延回路出力側にして、前
記実施例と全く同じ動作をする。従って本実施例では、
出力電圧と出力電流が異なる領域においても、電圧を利
用したスイッチ切り換えを行なうことができるので、サ
イクロコンバータのスイッチ切り換えに伴う損失を低減
できる。

なお、第２．３．５図において３相の信号ｅｘ。

ｅｙ、ｅｚは正弦波状としなかったが、正弦波状の信号
とすることもでき、その場合も電力変換装置は前述した
と同様に動作できることは勿論である。

本発明による他の実施例を第８図に示す。本実施例は、
第１図に示す実施例に、サイクロコンバータのスイッチ
を切換える際のエネルギーを処理するエネルギー処理手
段６を設けたものである。

但し本図では各スイッチング素子を駆動する制御回路は
省略しである。エネルギー処理手段６は、サイクロコン
バータ４の入力点と出力点にＤニーＤ１ｏよりなるダイ
オードブリッジ回路を接続し、その出力のＰ、Ｎ点間に
コンデンサ６０１を接続し、更にＤ□−Ｄ４にスイッチ
素子５ｃｍ−８Ｃ４を逆極性に並列接続した構成である
。サイクロコンバータのスイッチ切り換え時には、変圧
器３や配線のインダクタンス等のエネルギーをダイオー
ドＤ□−Ｄ□。を介してコンデンサ６０１に吸収する。

スイッチは、レベル反転信号ＳｐによりＳｃｌとＳｃ４
を、ｓｐの反転信号によりＳｃ２とＳｃ３を駆動する。

なお、スイッチの駆動期間は、変圧器３の電圧ｅ１が確
立している期間内で行うため、レベル反転信号Ｓｐより
幅が狭くなることは勿論である。これにより、コンデン
サ６０１は充電電圧がインバータ出力電圧の極性と同じ
極性となるよう変圧器２次側に接続され、サイクロコン
バータのスイッチ切り換え時にコンデンサに吸収したエ
ネルギーをインバータ側あるいは出力側に回生できる。

従って、本実施例によれば、サイクロコンバータ４のス
イッチを切換える際のエネルギーを低損失で処理できる
ので、サイクロコンバータの損失を低減することができ
る。

本発明による他の実施例を第１４図に示す。本実施例は
、第１図に示す実施例の変圧器３の２次側、及びサイク
ロコンバータ４の構成を図示のように各相銀とに分割し
たものであり、各スイッチの動作は前述した各実施例と
同様に行える。本実施例によると、前述した各実施例の
特長のほかに３相４線式への対応が容易であるという効
果もある。なお、第８図に示したエネルギー処理手段６
と同様なエネルギー処理手段を設けることができるのは
勿論である。

本発明による他の実施例を第９図に示す。本実施例は、
第１図等に示したインバータ２、変圧器３、サイクロコ
ンバータ４よりなる電力変換装置を用いて、無停電電源
装置を構成したもので、前記電力変換装置のほか商用電
源からの交流３相電圧を単相の直流電圧に変換する整流
器７、及び前記交流電源が停電時に電圧を供給するため
の蓄電池８を単相インバータの入力側に設け、サイクロ
コンバータの出力側にはサイクロコンバータの出力電圧
に含まれる高調波成分を除去するための出力フィルタ９
．負荷側の影響により過電流を発生した場合に負荷と電
力変換装置とを切り離すための交流スイッチ１０等で構
成される。なお、本図では制御回路５等の制御部分の記
載は省略した。

また、第８図に示したエネルギー処理手段６を接続する
ことも可能であり、この場合はサイクロコンバータのス
イッチを切換える際のエネルギーを低損失で容易に処理
できる。本実施例によれば、小形で低損失の、無停電電
源装置を提供することができる。更に、電力変換装置部
分を第１４図に示した電力変換装置とすることも可能で
あり、出力フィルタ９のコンデンサの接続を星形に変更
し変圧器の中性点Ｎｅと接続することにより、３相４線
式への対応が容易であるという効果もある。

〔発明の効果〕

本発明によれば単相インバータ、単相変圧器、３相サイ
クロコンバータで構成する電力変換装置により、従来の
３相ＰＷＭインバータとまったく同様の出力を得ること
ができるので、絶縁が要求される３相出力の電力変換装
置を著しく小形化することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による電力変換装置の構成図、第２図及
び第３図は第１図の電力変換装置の動作説明図である。第４図と第６図は本発明による他の実施例の構成図、第
５図と第７図はそれぞれの動作説明図である。第８．１
４図は本発明による他の電力変換装置の構成図、第９図
は本発明による無停電電源装置の構成図である。第１０
図、第１２図は従来技術による電力変換装置の構成図、
第１１図、第１３図はその動作説明図、第１５図は本発
明のほかの実施例の構成図、第１６図は第１５図に示す
構成の動作説明図である。１・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・変圧
器、４・・・サイクロコンバータ、５・・・制御回路、
６・・・エネルギー処理回路、７・・・整流器、８・・
蓄電池、９・・・交流フィルタ、１０・・・交流スイッ
チ。代理人　弁理士　小川勝男□て゛、。し　−；′ 第２図第３図第４図１−−　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　−Ｊ第５図第６図に、□　　　　　　　検出電流ＳＷ。第７図第８図第１０図Ｕ相　　　Ｖ相　　　Ｗ相Ｌ　　　　　　　　　　　　　　　　−Ｊ第１１図第１２図第１３図第１５図

Claims

【特許請求の範囲】１、直流電圧を高周波数の交流電圧に変換する単相イン
バータと、前記単相インバータの出力電圧を絶縁伝送す
る変圧器と、前記変圧器の出力を前記単相インバータの
出力周波数より低い周波数の３相の交流電圧に変換する
３相サイクロコンバータとで構成することを特徴とする
電力変換装置。２、直流電圧を高周波数の交流電圧に変換する単相イン
バータと、前記単相インバータの出力電圧を絶縁伝送す
る変圧器と、前記変圧器の出力を負荷の要求する３相の
交流電圧に変換する３相サイクロコンバータとで構成す
ることを特徴とする電力変換装置。３、変調波信号と前記変調波信号より高い周波数の搬送
波信号との大小関係を比較して得られるパルス幅変調信
号により制御する電力変換装置の制御方法において、前
記搬送波の周期に同期して前記パルス幅変調信号のレベ
ルを反転することを特徴とする電力変換装置の制御方法
。４、単相のインバータとその出力を３相の交流電圧に変
換する３相のサイクロコンバータよりなり、変調波信号
と搬送波信号との大小関係を比較して得られるパルス幅
変調信号により制御される電力変換装置において、前記
３相のサイクロコンバータに与える各相のパルス幅変調
信号を比較する比較器と、前記比較器で得られた最も幅
の広い信号と、前記搬送波からパルス幅変調信号のレベ
ルを反転するレベル反転信号を生成するレベル反転信号
発生器とを備え、前記比較器で得られた最も幅の広い信
号と前記レベル反転信号発生器の出力から、前記単相イ
ンバータの出力幅を決める動作信号を求めることを特徴
とする電力変換装置。５、前記単相インバータの出力幅を決める動作信号と、
前記サイクロコンバータの各相のパルス幅変調信号の幅
とを比較してサイクロコンバータの駆動信号を切り替え
るようにしたことを特徴とする請求項４記載の電力変換
装置。６、請求項１又は２記載のパルス幅変調された３相の交
流電圧を出力する電力変換装置において、エネルギー処
理手段を前記サイクロコンバータの入出力点間に具備す
ることを特徴とする電力変換装置。７、請求項６記載のエネルギー処理手段は前記サイクロ
コンバータの入力点側と単相のインバータの出力点を接
続し、エネルギーを一時蓄積するコンデンサーを前記単
相インバータの電源側に接続すると共に前記コンデンサ
ーに並列にダイオードで構成された整流回路接続し前記
整流回路を構成するダイオードの中間点を前記３相サイ
クロコンバータの出力点側に接続したことを特徴とする
電力変換装置。８、直流電圧を単相の交流電圧に変換するインバータと
、前記インバータの出力電圧を絶縁伝送する変圧器と、
前記変圧器を介して伝送された単相交流電圧を３相交流
電圧に変換するサイクロコンバータと前記インバータと
サイクロコンバータを制御する制御回路を備え、前記制
御回路が前記インバータを構成するスイッチング素子の
オン、オフ信号を発生するゲート駆動回路と前記インバ
ータの出力電圧の極性を判別する極性判別回路と、前記
サイクロコンバータを構成するスイッチング素子のオン
、オフを制御するゲート駆動回路と前記極性判別回路の
出力信号に基づいて前記サイクロコンバータ用のゲート
駆動回路の出力を切り替える信号切り替え回路とを有す
ることを特徴とする電力変換装置。９、交流系統から受電した交流電力を整流し直流電圧に
変換する手段、エネルギーを貯蔵する手段、直流を交流
に変換する電力変換装置を有し、交流系統異常時には前
記エネルギー貯蔵手段の電力により負荷に交流電力を供
給する無停電電源装置において、前記電力変換装置を請
求項１、２、４又は８記載の電力変換装置で構成するこ
とを特徴とする無停電電源装置。１０、請求項９記載の電力変換装置を制御する制御回路
は、単相インバータ用のパルス幅変調信号を発生する発
振器と、サイクロコンバータ用の変調波を発生する３相
信号発生器と、前記各変調波と比較するための前記発振
器に同期して搬送波を発生する搬送波発生器と、前記イ
ンバータの出力電圧のレベルを判定しレベル反転信号を
発生するレベル反転信号発生器と、前記レベル反転信号
に基づいて前記サイクロコンバータに与えるパルス幅変
調信号を切り替える信号切り替え器より構成されること
を特徴とする無停電電源装置。１１、単相のインバータとその出力を３相の交流電圧に
変換する３相のサイクロコンバータよりなり、変調波信
号と搬送波信号との大小関係を比較して得られるパルス
幅変調信号により制御される電力変換装置の制御方法に
おいて、前記単相インバータの出力電圧が零となる期間
を設け、前記零期間に前記単相サイクロコンバータを構
成するスイッチング素子が動作するように制御すること
を特徴とする電力変換装置の制御方法。１２、請求項第１１項において、前記単相インバータの
出力電圧に零期間を設けるため、前記サイクロコンバー
タに与える各相のパルス幅変調信号を比較し、前記信号
のうち最も幅の広い信号とレベル反転信号とから前記単
相インバータの駆動信号を生成することを特徴とする電
力変換装置の制御方法。