JP2598163B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4807—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は無停電電源装置（以後、UPSと略す。）や燃
料電池発電システムなどのような交流電源装置に使用す
る電力変換装置に関するものである。
料電池発電システムなどのような交流電源装置に使用す
る電力変換装置に関するものである。
第８図は例えば、特願平１−211737号に示された電力
変換装置のブロック図である。図において、（１）は直
流電源、（２）はインバータ回路、（３）は入力側がイ
ンバータ回路（２）に接続された変圧器、（４）は変圧
器（３）の出力側に接続されたサイクロコンバータ回
路、（５）はサイクロコンバータ回路（４）の出力側に
接続されたフィルタ回路、（６）は負荷回路である。ま
た、（10）はキャリア信号発生回路、（11）はインバー
タスイッチング回路、（12）はサイクロコンバータ回路
（４）の出力電圧の基準となる基準電圧信号発生回路、
（13b）はスイッチング信号発生回路である。
変換装置のブロック図である。図において、（１）は直
流電源、（２）はインバータ回路、（３）は入力側がイ
ンバータ回路（２）に接続された変圧器、（４）は変圧
器（３）の出力側に接続されたサイクロコンバータ回
路、（５）はサイクロコンバータ回路（４）の出力側に
接続されたフィルタ回路、（６）は負荷回路である。ま
た、（10）はキャリア信号発生回路、（11）はインバー
タスイッチング回路、（12）はサイクロコンバータ回路
（４）の出力電圧の基準となる基準電圧信号発生回路、
（13b）はスイッチング信号発生回路である。
第９図は、インバータ回路（２）、変圧器（３）、サ
イクロコンバータ回路（４）、フィルタ回路（５）の詳
細な構成を示す。インバータ回路（２）はトランジス
タ、MOSFET等のスイッチング素子S1〜S4と、これらと逆
並列に接続されたダイオードD1〜D4から構成されてい
る。また、変圧器（３）は１次巻線をインバータ回路
（２）に接続し、２次巻線をサイクロコンバータ回路
（４）に接続している。サイクロコンバータ回路（４）
はトランジスタやMOSFET等のスイッチング素子S5〜S8,S
5′〜S8′と、これらのスイッチング素子と逆並列に接
続されたダイオードD5〜D8,D5′〜D8′から構成されて
いる。なお、２つの半導体スイッチング素子Sn,Sn′
（ｎ＝５〜８）とこれに逆並列接続されたダイオードD
n,Dn′（ｎ＝５〜８）とは通電方向が制御可能な双方向
性スイッチを構成しており、そのスイッチ群をQn（ｎ＝
５〜８）とする。
イクロコンバータ回路（４）、フィルタ回路（５）の詳
細な構成を示す。インバータ回路（２）はトランジス
タ、MOSFET等のスイッチング素子S1〜S4と、これらと逆
並列に接続されたダイオードD1〜D4から構成されてい
る。また、変圧器（３）は１次巻線をインバータ回路
（２）に接続し、２次巻線をサイクロコンバータ回路
（４）に接続している。サイクロコンバータ回路（４）
はトランジスタやMOSFET等のスイッチング素子S5〜S8,S
5′〜S8′と、これらのスイッチング素子と逆並列に接
続されたダイオードD5〜D8,D5′〜D8′から構成されて
いる。なお、２つの半導体スイッチング素子Sn,Sn′
（ｎ＝５〜８）とこれに逆並列接続されたダイオードD
n,Dn′（ｎ＝５〜８）とは通電方向が制御可能な双方向
性スイッチを構成しており、そのスイッチ群をQn（ｎ＝
５〜８）とする。
第10図はインバータスイッチング回路（11）の詳細な
構成を示し、入力信号の立ち下がりに同期して出力信号
の極性が反転する1/2分周器（100）と、それに接続され
たノット回路（101）から構成され、インバータ回路
（２）のスイッチング信号T1〜T4を出力する。なお、信
号T1〜T4はそれぞれインバータ回路（２）のスイッチS1
〜S4のスイッチング信号である。
構成を示し、入力信号の立ち下がりに同期して出力信号
の極性が反転する1/2分周器（100）と、それに接続され
たノット回路（101）から構成され、インバータ回路
（２）のスイッチング信号T1〜T4を出力する。なお、信
号T1〜T4はそれぞれインバータ回路（２）のスイッチS1
〜S4のスイッチング信号である。
第11図はスイッチング信号発生回路（13b）の詳細な
構成を示し、絶対値回路（102）、比較器（103）、ノッ
ト回路（105、106、108、110）、1/2分周回路（104、10
7）、極性判別回路（109）、アンド回路（111〜118）、
オア回路（119〜122）から構成され、T5〜T8の信号を出
力する。なお、信号T5〜T8はそれぞれサイクロコンバー
タ回路（４）のスイッチ群Q5〜Q8のスイッチング信号で
ある。
構成を示し、絶対値回路（102）、比較器（103）、ノッ
ト回路（105、106、108、110）、1/2分周回路（104、10
7）、極性判別回路（109）、アンド回路（111〜118）、
オア回路（119〜122）から構成され、T5〜T8の信号を出
力する。なお、信号T5〜T8はそれぞれサイクロコンバー
タ回路（４）のスイッチ群Q5〜Q8のスイッチング信号で
ある。
次に、前記した従来装置の動作を第12図のタイミング
チャートを用いて説明する。まず、キャリア信号発生回
路（10）から第12図（ａ）に示す右上がりのノコギリ波
状のキャリア信号Vpが出力される。次に、第10図に示す
インバータスイッチング回路（11）から以下の動作によ
ってデューティ比50％のスイッチング信号T1〜T4が出力
される。即ち、キャリア信号Vpが入力されると、1/2分
周期（100）からこの信号に同期し1/2分周された第12図
（ｄ）に示す信号Txが出力され、ノット回路（101）か
らは信号Txを符号反転した信号Ty（第12図（ｆ））が出
力される。この結果、信号Txがスイッチング信号T1,T4
として、信号Tyがスイッチング信号T2,T3としてインバ
ータ回路（２）に出力される。このスイッチング信号T1
〜T4のレベルがハイのときはインバータ回路（２）の対
応するスイッチング素子S1〜S4はオンし、ローのときは
オフするものとする。又、第９図よりスイッチング素子
S1〜S4のオンオフと変圧器（３）の２次電圧V2との関係
は次式のようになる。
チャートを用いて説明する。まず、キャリア信号発生回
路（10）から第12図（ａ）に示す右上がりのノコギリ波
状のキャリア信号Vpが出力される。次に、第10図に示す
インバータスイッチング回路（11）から以下の動作によ
ってデューティ比50％のスイッチング信号T1〜T4が出力
される。即ち、キャリア信号Vpが入力されると、1/2分
周期（100）からこの信号に同期し1/2分周された第12図
（ｄ）に示す信号Txが出力され、ノット回路（101）か
らは信号Txを符号反転した信号Ty（第12図（ｆ））が出
力される。この結果、信号Txがスイッチング信号T1,T4
として、信号Tyがスイッチング信号T2,T3としてインバ
ータ回路（２）に出力される。このスイッチング信号T1
〜T4のレベルがハイのときはインバータ回路（２）の対
応するスイッチング素子S1〜S4はオンし、ローのときは
オフするものとする。又、第９図よりスイッチング素子
S1〜S4のオンオフと変圧器（３）の２次電圧V2との関係
は次式のようになる。
S1、S4がオンのとき:V2＝Vdc （Ａ） S2、S3がオンのとき:V2＝−Vdc 従って、２次電圧V2は第12図（ｇ）に示すようにデュ
ーティ比が50％の矩形波電圧となる。
ーティ比が50％の矩形波電圧となる。
一方、基準電圧信号発生回路（12）からサイクロコン
バータ回路（４）が出力すべき基準電圧信号Vcc＊が出
力され、キャリア信号Vpとともにスイッチング信号発生
回路（13b）に入力される。スイッチング信号発生回路
（13b）はこれを受けて次のようにPWM変調されたスイッ
チング信号T5〜T8を出力する。まず、基準電圧信号Vcc
＊は絶対値回路（102）により絶対値信号|Vcc＊｜に変
換される。この絶対値信号|Vcc＊｜は、キャリア信号Vp
と共に比較器（103）に入力され、比較器（103）は第12
図（ｂ）に示す信号Tpを出力する。信号Tpは1/2分周器
（104）に入力され、信号Ta（第12図（ｃ））に変換さ
れる。また、信号Tpがノット回路（106）によって符号
反転された後1/2分周器（107）に入力されると、第10図
に示す信号Txと同一波形の信号Tbが出力される。さら
に、信号Taをノット回路（105）に入力すると信号Tcが
出力され、信号Tbをノット回路（108）に入力すると第
８図示す信号Tyと同一波形の信号Tdが出力される。
バータ回路（４）が出力すべき基準電圧信号Vcc＊が出
力され、キャリア信号Vpとともにスイッチング信号発生
回路（13b）に入力される。スイッチング信号発生回路
（13b）はこれを受けて次のようにPWM変調されたスイッ
チング信号T5〜T8を出力する。まず、基準電圧信号Vcc
＊は絶対値回路（102）により絶対値信号|Vcc＊｜に変
換される。この絶対値信号|Vcc＊｜は、キャリア信号Vp
と共に比較器（103）に入力され、比較器（103）は第12
図（ｂ）に示す信号Tpを出力する。信号Tpは1/2分周器
（104）に入力され、信号Ta（第12図（ｃ））に変換さ
れる。また、信号Tpがノット回路（106）によって符号
反転された後1/2分周器（107）に入力されると、第10図
に示す信号Txと同一波形の信号Tbが出力される。さら
に、信号Taをノット回路（105）に入力すると信号Tcが
出力され、信号Tbをノット回路（108）に入力すると第
８図示す信号Tyと同一波形の信号Tdが出力される。
ここで、信号Ta〜Tdとサイクロコバータ回路（４）の
出力電圧Vccとの関係について説明する。出力電圧Vccの
極性を正にしたい場合には、次式に従って、スイッチン
グ信号T5〜T8を決定する。
出力電圧Vccとの関係について説明する。出力電圧Vccの
極性を正にしたい場合には、次式に従って、スイッチン
グ信号T5〜T8を決定する。
T5＝Ta,T6＝Tc,T7＝Td,T8＝Tb （Ｂ） このスイッチング信号T5〜T8に応じて、双方向性スイ
ッチを構成するスイッチ群Qn（ｎ＝５〜８）がオンオフ
し（ただし、QnがオンオフするということはSn,Sn′が
同時のオンオフするものとする。）、サイクロコンバー
タ回路（４）の出力電圧Vccが制御される。このときの
スイッチ群Qn（ｎ＝５〜８）のオンオフと前記出力電圧
Vccとの関係は、次式で示される。
ッチを構成するスイッチ群Qn（ｎ＝５〜８）がオンオフ
し（ただし、QnがオンオフするということはSn,Sn′が
同時のオンオフするものとする。）、サイクロコンバー
タ回路（４）の出力電圧Vccが制御される。このときの
スイッチ群Qn（ｎ＝５〜８）のオンオフと前記出力電圧
Vccとの関係は、次式で示される。
Q5,Q8がオンのとき:Vcc＝V2 Q6,Q7がオンのとき:Vcc＝−V2 Q5,Q7がオンのとき:Vcc＝０ （Ｃ） Q6,Q8がオンのとき:Vcc＝０ 従って、（Ｂ）式および（Ｃ）式より、第13図におい
て信号Ta,Tbが共にハイレベルのときVcc＝V2、信号Tc,T
dがともにハイレベルのときVcc＝−V2、信号Ta,Tbまた
は信号Tb,TcがハイレベルのときVcc＝０となるので、サ
イクロコンバータ回路（４）の出力電圧Vccは第12図
（ｈ）に示すようにPWM変調され、かつ極性が正の電圧
となる。反対に、Vccの極性を負にしたい場合は、次式
に従ってスイッチング信号T5〜T8を決定すればよい。
て信号Ta,Tbが共にハイレベルのときVcc＝V2、信号Tc,T
dがともにハイレベルのときVcc＝−V2、信号Ta,Tbまた
は信号Tb,TcがハイレベルのときVcc＝０となるので、サ
イクロコンバータ回路（４）の出力電圧Vccは第12図
（ｈ）に示すようにPWM変調され、かつ極性が正の電圧
となる。反対に、Vccの極性を負にしたい場合は、次式
に従ってスイッチング信号T5〜T8を決定すればよい。
T5＝Tc,T6＝Ta,T7＝Tb,T8＝Td （Ｄ） 次に、第11図の動作説明の続きを説明する。極性判定
回路（109）から基準電圧信号Vcc＊の極性信号Vsgnが出
力される。また、ノット回路（110）から極性信号Vsgn
を符号反転した信号が出力される。これらの信号および
信号Ta〜Tdはアンド回路（111〜118）を介してオア回路
（119〜122）に入力され、基準電圧信号Vcc＊の極性が
正のときはアンド回路（111、114、116、117）からそれ
ぞれ信号Ta,Tc,Td,Tbが出力されるので、（Ｂ）式に応
じたスイッチング信号がサイクロコンバータ回路（４）
のスイッチ群Q5〜Q8に出力される。同様にして、基準電
圧Vcc＊の極性が負のとき、（Ｄ）式に応じたスイッチ
ング信号が前記スイッチ群Q5〜Q8に出力される。以上の
動作によって、基準電圧信号発生回路（12）から出力さ
れた交流の基準電圧信号Vcc＊をPWM変調した波形の電圧
Vccがサイクロコンバータ回路（４）から出力される。
さらにこの出力電圧VccをリアクトルLFとコンデンサCF
とから構成されるフィルタ回路（５）に入力すると、PW
M変調による高周波成分が除去された正弦波電圧が負荷
回路（６）に供給される。
回路（109）から基準電圧信号Vcc＊の極性信号Vsgnが出
力される。また、ノット回路（110）から極性信号Vsgn
を符号反転した信号が出力される。これらの信号および
信号Ta〜Tdはアンド回路（111〜118）を介してオア回路
（119〜122）に入力され、基準電圧信号Vcc＊の極性が
正のときはアンド回路（111、114、116、117）からそれ
ぞれ信号Ta,Tc,Td,Tbが出力されるので、（Ｂ）式に応
じたスイッチング信号がサイクロコンバータ回路（４）
のスイッチ群Q5〜Q8に出力される。同様にして、基準電
圧Vcc＊の極性が負のとき、（Ｄ）式に応じたスイッチ
ング信号が前記スイッチ群Q5〜Q8に出力される。以上の
動作によって、基準電圧信号発生回路（12）から出力さ
れた交流の基準電圧信号Vcc＊をPWM変調した波形の電圧
Vccがサイクロコンバータ回路（４）から出力される。
さらにこの出力電圧VccをリアクトルLFとコンデンサCF
とから構成されるフィルタ回路（５）に入力すると、PW
M変調による高周波成分が除去された正弦波電圧が負荷
回路（６）に供給される。
従来の電力変換装置は以上のように構成されているの
で、サイクロコンバータ回路（４）のスイッチング素子
のオンオフ時に、電流経路が開路し、回路インダクタン
スに蓄えられたエネルギによりサージ電圧が発生すると
いう問題点があった。例えば第12図（イ）の時点につい
て考えると、V2は正極性でQ5とQ8とがオンしてVccに正
の電圧を出力している状態から、Q5がオフし、Q6とQ8と
がオンして零電圧を出力する状態に移行しようとしてい
る。
で、サイクロコンバータ回路（４）のスイッチング素子
のオンオフ時に、電流経路が開路し、回路インダクタン
スに蓄えられたエネルギによりサージ電圧が発生すると
いう問題点があった。例えば第12図（イ）の時点につい
て考えると、V2は正極性でQ5とQ8とがオンしてVccに正
の電圧を出力している状態から、Q5がオフし、Q6とQ8と
がオンして零電圧を出力する状態に移行しようとしてい
る。
ここで、実際のスイッチング素子がスイッチングする
には、ある有限の時間がかかることを考慮すると、Q5と
Q6とが同時にオンして変圧器（３）の２次側端子を短絡
してしまう動作モードを避けるために、必ずS5がオフし
た後にQ6をオンさせる必要がある。ところが、Q5を流れ
ていた電流を見ると、Q5からQ6に移行する間に回路が一
旦開路されることになるので、フィルタ回路（５）およ
び負荷回路（６）のインダクタンス分に流れる電流を遮
断することになり、サージ電圧が発生し、サイクロコン
バータのスイッチ素子や負荷回路に過大な電圧が印加さ
れてしまうことになる。
には、ある有限の時間がかかることを考慮すると、Q5と
Q6とが同時にオンして変圧器（３）の２次側端子を短絡
してしまう動作モードを避けるために、必ずS5がオフし
た後にQ6をオンさせる必要がある。ところが、Q5を流れ
ていた電流を見ると、Q5からQ6に移行する間に回路が一
旦開路されることになるので、フィルタ回路（５）およ
び負荷回路（６）のインダクタンス分に流れる電流を遮
断することになり、サージ電圧が発生し、サイクロコン
バータのスイッチ素子や負荷回路に過大な電圧が印加さ
れてしまうことになる。
このような問題点を解消するために、従来、サイクロ
コンバータ回路（４）のスイッチ群Sn（ｎ＝５〜８）を
サイクロコンバータ回路（４）の出力電流の極性によ
り、下記のように片方向のみスイッチングして前記と同
様にPWM変調することが行なわれている。
コンバータ回路（４）のスイッチ群Sn（ｎ＝５〜８）を
サイクロコンバータ回路（４）の出力電流の極性によ
り、下記のように片方向のみスイッチングして前記と同
様にPWM変調することが行なわれている。
サイクロコンバータ出力電流の極性が正のとき、 S5＝T5,S′６＝T6,S′７＝T7,S8＝T8 （Ｅ） Ｓ′5,S6,S7,S′８はすべてオフ 電流の極性が負のとき、 S5,S′6,S′7,S8はすべてオフ （Ｆ） Ｓ′５＝T5,S6＝T6,S7＝T7,S′８＝T8 しかしながら、サイクロコンバータ出力電流にはPWM
によるリップル成分が含有されており、電流が少ないと
きには極性が正負に変化するために、上記のようなスイ
ッチの選択がうまくできないので、結局サイクロコンバ
ータに開路状態を作らざるを得ず、サージ電圧が発生し
てしまう。
によるリップル成分が含有されており、電流が少ないと
きには極性が正負に変化するために、上記のようなスイ
ッチの選択がうまくできないので、結局サイクロコンバ
ータに開路状態を作らざるを得ず、サージ電圧が発生し
てしまう。
この為従来の電力変換装置では、サージ電圧を吸収す
る為に大容量のスナバ回路が必要であったり、スイッチ
ング素子の電圧定格を大きく選ばなければならないの
で、装置が大きくなったり、損失が増大するなどの問題
点があった。
る為に大容量のスナバ回路が必要であったり、スイッチ
ング素子の電圧定格を大きく選ばなければならないの
で、装置が大きくなったり、損失が増大するなどの問題
点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、サージ電圧の発生が少なく、小形で損失の
小さな装置を得ることを目的としている。
れたもので、サージ電圧の発生が少なく、小形で損失の
小さな装置を得ることを目的としている。
この発明に係る電力変換装置のサイクロコンバータは
通電方向が制御可能な双方向性スイッチから構成したも
ので、インバータの出力する第１の周波数の交流電力を
第２の周波数の交流電力に変換するものである。
通電方向が制御可能な双方向性スイッチから構成したも
ので、インバータの出力する第１の周波数の交流電力を
第２の周波数の交流電力に変換するものである。
この発明における双方向性スイッチは、インバータの
出力電圧を短絡しないような極性のスイッチが常時オン
され、電流の還流経路を形成する。
出力電圧を短絡しないような極性のスイッチが常時オン
され、電流の還流経路を形成する。
以下、この発明の一実施例を第１図〜第３図について
説明する。第１図はこの発明の一実施例を示す構成図で
ある。図において、（11）はインバータスイッチング回
路、（13）はサイクロコンバータのスイッチング信号発
生回路である。なお、他の部分は従来と同様である。
説明する。第１図はこの発明の一実施例を示す構成図で
ある。図において、（11）はインバータスイッチング回
路、（13）はサイクロコンバータのスイッチング信号発
生回路である。なお、他の部分は従来と同様である。
第２図はスイッチング信号発生回路（13）の詳細な構
成を示し、絶対値回路（102）、比較器（103）、ノット
回路（105,106,108,110）、1/2分周回路（104,107）、
極性判別回路（109）、アンド回路（111〜118）、オア
回路（119〜126）から構成され、P5〜P8,P′５〜Ｐ′８
の信号を出力する。これらの信号はそれぞれサイクロコ
ンバータ回路の対応するスイッチS5〜S8,S′５〜Ｓ′８
に供給される。
成を示し、絶対値回路（102）、比較器（103）、ノット
回路（105,106,108,110）、1/2分周回路（104,107）、
極性判別回路（109）、アンド回路（111〜118）、オア
回路（119〜126）から構成され、P5〜P8,P′５〜Ｐ′８
の信号を出力する。これらの信号はそれぞれサイクロコ
ンバータ回路の対応するスイッチS5〜S8,S′５〜Ｓ′８
に供給される。
スイッチング信号発生回路（13）は、負荷電流の還流
電流経路をオフしないようにスイッチングさせるもの
で、双方向スイッチのうち、交流入力電圧の逆極性側の
スイッチをオンとし、順極性側のスイッチで波形制御す
るように構成したもので、比較器（103）から出力した
い電圧のパルス幅変調情報が出力され、1/2分周回路（1
04、107）及びノット回路（106）から構成される分周回
路から、交流入力電圧の周波数（位相）情報と前記パル
ス幅変調情報を持った信号が出力される。さらにアンド
回路（111〜118）及びオア回路（119〜122）で構成され
たセレクタ回路により、出力電圧極性に従った信号が出
力され、オア回路（123〜126）で構成された強制オン回
路により交流入力電圧と逆極性側のスイッチをオンする
ようにした。また、図２において、スイッチング信号P
7,P′７及びP8,P′８には強制オン回路がないが、これ
は一般的に出力相数をｎとすると、ｎ−１相を制御すれ
ば出力電圧が得られ、特別に処理する必要がないためで
ある。
電流経路をオフしないようにスイッチングさせるもの
で、双方向スイッチのうち、交流入力電圧の逆極性側の
スイッチをオンとし、順極性側のスイッチで波形制御す
るように構成したもので、比較器（103）から出力した
い電圧のパルス幅変調情報が出力され、1/2分周回路（1
04、107）及びノット回路（106）から構成される分周回
路から、交流入力電圧の周波数（位相）情報と前記パル
ス幅変調情報を持った信号が出力される。さらにアンド
回路（111〜118）及びオア回路（119〜122）で構成され
たセレクタ回路により、出力電圧極性に従った信号が出
力され、オア回路（123〜126）で構成された強制オン回
路により交流入力電圧と逆極性側のスイッチをオンする
ようにした。また、図２において、スイッチング信号P
7,P′７及びP8,P′８には強制オン回路がないが、これ
は一般的に出力相数をｎとすると、ｎ−１相を制御すれ
ば出力電圧が得られ、特別に処理する必要がないためで
ある。
次に、この実施例の動作を第３図のタイミングチャー
トを用いて説明する。第３図（ｂ），（ｃ）にそれぞれ
示すTx,Tyの信号がインバータ回路（２）に供給され、
デューティ比50％の矩形波電圧V2が変圧器（３）から出
力されるのは従来と同様である。
トを用いて説明する。第３図（ｂ），（ｃ）にそれぞれ
示すTx,Tyの信号がインバータ回路（２）に供給され、
デューティ比50％の矩形波電圧V2が変圧器（３）から出
力されるのは従来と同様である。
一方、スイッチング信号発生回路（13）では従来と同
様に信号Ta,Tb,Tc,Tdが作成され、（第３図（ｆ）
（ｂ）（ｇ）（ｃ））さらにVcc＊の極性信号Vsgnによ
って切りかえられ、T5〜T8の信号になる。
様に信号Ta,Tb,Tc,Tdが作成され、（第３図（ｆ）
（ｂ）（ｇ）（ｃ））さらにVcc＊の極性信号Vsgnによ
って切りかえられ、T5〜T8の信号になる。
ここで、オア回路（123）に信号T5とTdとが入力さ
れ、第３図（ｈ）に示すスイッチング信号P5が作成され
てスイッチング素子S5に出力される。同様に、オア回路
（124）〜（126）からそれぞれ信号T5又はT7とTd又はTb
との論理和として、第３図（ｉ）〜（ｋ）に示すスイッ
チング信号Ｐ′5,P6,P′６が作成されて、スイッチング
素子Ｓ′5,S6,S′６にそれぞれ出力される。
れ、第３図（ｈ）に示すスイッチング信号P5が作成され
てスイッチング素子S5に出力される。同様に、オア回路
（124）〜（126）からそれぞれ信号T5又はT7とTd又はTb
との論理和として、第３図（ｉ）〜（ｋ）に示すスイッ
チング信号Ｐ′5,P6,P′６が作成されて、スイッチング
素子Ｓ′5,S6,S′６にそれぞれ出力される。
又、スイッチング信号T7,T8はそのままスイッチング
信号P7,P′７およびP8,P′８としてそれぞれスイッチン
グ素子S7,S′7,S8,S′８に出力される。
信号P7,P′７およびP8,P′８としてそれぞれスイッチン
グ素子S7,S′7,S8,S′８に出力される。
次に第３図（ロ）の時点の動作について考える。V2は
正極性でQ5とQ8がオンしており、Vccに正の電圧を出力
している状態から、Q5がオフし、Q6とQ8とがオンして零
電圧を出力する状態に移行しようとしている。又、電流
はS5・Ｄ′５→フィルタ回路（５）→負荷回路（６）→
S8・Ｄ′８という経路で正方向に流れているものとす
る。ここでS5がオフすると、フィルタ回路（５）および
負荷回路（６）のインダクタンス分により電流は流れ続
けようとする。ところで、この時点でＳ′６には既にオ
ン信号が与えられているので、上記の電流はＳ′６−D6
のスイッチに移行して還流される。従って、インダクタ
ンス分を流れている電流を遮断することはなくなり、サ
ージ電圧も発生されない。従って、サージ電圧を吸収す
る大容量のスナバ回路も必要ない。
正極性でQ5とQ8がオンしており、Vccに正の電圧を出力
している状態から、Q5がオフし、Q6とQ8とがオンして零
電圧を出力する状態に移行しようとしている。又、電流
はS5・Ｄ′５→フィルタ回路（５）→負荷回路（６）→
S8・Ｄ′８という経路で正方向に流れているものとす
る。ここでS5がオフすると、フィルタ回路（５）および
負荷回路（６）のインダクタンス分により電流は流れ続
けようとする。ところで、この時点でＳ′６には既にオ
ン信号が与えられているので、上記の電流はＳ′６−D6
のスイッチに移行して還流される。従って、インダクタ
ンス分を流れている電流を遮断することはなくなり、サ
ージ電圧も発生されない。従って、サージ電圧を吸収す
る大容量のスナバ回路も必要ない。
次にこの発明の第２の実施例を第４図〜第７図につい
て説明する。
て説明する。
第４図は第２の実施例を示す構成図である。図におい
て、（4a）は３相のサイクロコンバータ回路、（5a）は
サイクロコンバータ回路（4a）の出力側に接続された３
相のフィルタ回路、（6a）はフィルタ回路（5a）の出力
側に接続された３相の負荷回路、（12a）はサイクロコ
ンバータ回路（4a）の出力電圧の基準となる３相の基準
電圧信号発生回路、（13a）はサイクロコンバータのス
イッチング信号発生回路である。
て、（4a）は３相のサイクロコンバータ回路、（5a）は
サイクロコンバータ回路（4a）の出力側に接続された３
相のフィルタ回路、（6a）はフィルタ回路（5a）の出力
側に接続された３相の負荷回路、（12a）はサイクロコ
ンバータ回路（4a）の出力電圧の基準となる３相の基準
電圧信号発生回路、（13a）はサイクロコンバータのス
イッチング信号発生回路である。
第５図はサイクロコンバータ回路（4a）、フィルタ回
路（5a）の詳細な構成を示す構成図であり、サイクロコ
ンバータ回路（4a）はスイッチ素子S5〜S10およびＳ′
５〜Ｓ′10と、これらのスイッチ素子と逆並列接続され
たダイオードD5〜D10およびＤ′５〜Ｄ′10とから構成
されており、フィルタ回路（5a）はリアクトルLFとコン
デンサCFとから構成されている。
路（5a）の詳細な構成を示す構成図であり、サイクロコ
ンバータ回路（4a）はスイッチ素子S5〜S10およびＳ′
５〜Ｓ′10と、これらのスイッチ素子と逆並列接続され
たダイオードD5〜D10およびＤ′５〜Ｄ′10とから構成
されており、フィルタ回路（5a）はリアクトルLFとコン
デンサCFとから構成されている。
第６図はスイッチング信号発生回路（13a）の詳細な
構成を示すブロック図であり、（201）〜（203）は比較
器、（204）〜（206），（211）は入力信号の立下がり
に同期して出力信号の極性が反転する1/2分周器、（20
7）〜（210），（212）はノット回路、（213）〜（22
4）はオア回路である。
構成を示すブロック図であり、（201）〜（203）は比較
器、（204）〜（206），（211）は入力信号の立下がり
に同期して出力信号の極性が反転する1/2分周器、（20
7）〜（210），（212）はノット回路、（213）〜（22
4）はオア回路である。
次にこの実施例の動作を第７図のタイミングチャート
を用いて説明する。まず、キャリア信号Vpに同期したデ
ューティ比50％の矩形波電圧V2が変圧器（３）から出力
されるのは前記第１の実施例と同様である。一方、スイ
ッチング信号発生回路ではキャリア信号Vpと、３相の基
準電圧信号（Vccu＊,Vccv＊,Vccw＊）とが比較器（20
1）〜（203）で比較され、信号Tpu〜Tpwが作成される。
（第７図（ｅ））ｕ相の1/2分周器（204）ではTpuを変
換して第７図（ｆ）に示すT5の信号を得、更にこの信号
をノット回路（207）で反転して第７図（ｉ）に示すT6
の信号を得る。又、Tpwの信号をノット回路（210）で反
転して入力された1/2分周器（211）ではキャリア信号Vp
に同期した信号Tb（第７図（ｂ））を得、さらにこの信
号をノット回路（212）で反転して信号Td（第７図
（ｃ）を得る。
を用いて説明する。まず、キャリア信号Vpに同期したデ
ューティ比50％の矩形波電圧V2が変圧器（３）から出力
されるのは前記第１の実施例と同様である。一方、スイ
ッチング信号発生回路ではキャリア信号Vpと、３相の基
準電圧信号（Vccu＊,Vccv＊,Vccw＊）とが比較器（20
1）〜（203）で比較され、信号Tpu〜Tpwが作成される。
（第７図（ｅ））ｕ相の1/2分周器（204）ではTpuを変
換して第７図（ｆ）に示すT5の信号を得、更にこの信号
をノット回路（207）で反転して第７図（ｉ）に示すT6
の信号を得る。又、Tpwの信号をノット回路（210）で反
転して入力された1/2分周器（211）ではキャリア信号Vp
に同期した信号Tb（第７図（ｂ））を得、さらにこの信
号をノット回路（212）で反転して信号Td（第７図
（ｃ）を得る。
オア回路（213）には、信号T5とTdとが入力されスイ
ッチング素子S5のスイッチング信号P5が、 オア回路（214）には、信号T5とTbとが入力され、
Ｓ′５のスイッチング信号Ｐ′５が、 オア回路（215）には、信号T6とTdとが入力され、S6
のスイッチング信号P6が、 オア回路（216）には、信号T6とTbとが入力され、
Ｓ′６のスイッチング信号Ｐ′６が、 それぞれ出力される。
ッチング素子S5のスイッチング信号P5が、 オア回路（214）には、信号T5とTbとが入力され、
Ｓ′５のスイッチング信号Ｐ′５が、 オア回路（215）には、信号T6とTdとが入力され、S6
のスイッチング信号P6が、 オア回路（216）には、信号T6とTbとが入力され、
Ｓ′６のスイッチング信号Ｐ′６が、 それぞれ出力される。
同様にｖ相,W相のスイッチング素子S7〜S10,S′７〜
Ｓ′10にはスイッチング信号P7〜P10,P′７〜Ｐ′10が
出力される。
Ｓ′10にはスイッチング信号P7〜P10,P′７〜Ｐ′10が
出力される。
ここで第７図（ハ）の時点の動作について考える。V2
は正極性でQ5がオンしており、Vccu（ｕ相の仮想中性
点：例えば変圧器（３）の２次巻線の中点：に対する電
圧）に正の電圧を出力している状態から、Q5がオフしQ6
がオンしてVccuに負の電圧を出力する状態に移行しよう
としている。又、電流はS5−Ｄ′５からフィルタ回路
（5a）という経路で正方向で流れているものとする。こ
の状態でS5をオフさせるとS5を流れている電流はこの時
点で既にオン信号が与えられているＳ′６−D6のスイッ
チに移行する。
は正極性でQ5がオンしており、Vccu（ｕ相の仮想中性
点：例えば変圧器（３）の２次巻線の中点：に対する電
圧）に正の電圧を出力している状態から、Q5がオフしQ6
がオンしてVccuに負の電圧を出力する状態に移行しよう
としている。又、電流はS5−Ｄ′５からフィルタ回路
（5a）という経路で正方向で流れているものとする。こ
の状態でS5をオフさせるとS5を流れている電流はこの時
点で既にオン信号が与えられているＳ′６−D6のスイッ
チに移行する。
従ってこの場合も、フィルタ回路および負荷回路のイ
ンダクタンス分を流れている電流を遮断しないので、サ
ージ電圧も発生されず、大容量のスナバ回路も必要な
い。
ンダクタンス分を流れている電流を遮断しないので、サ
ージ電圧も発生されず、大容量のスナバ回路も必要な
い。
他のタイミング、他の相についても、同様に電流経路
が開放されるモードは無くなり、同様の効果を奏する。
が開放されるモードは無くなり、同様の効果を奏する。
また、上記各実施例では、サイクロコンバータのスイ
ッチとして、スイッチング素子とダイオードとの組み合
せで説明したが、電流方向が制御可能なスイッチであれ
ばどのような構成でもよく、上記実施例と同様の効果を
奏する。
ッチとして、スイッチング素子とダイオードとの組み合
せで説明したが、電流方向が制御可能なスイッチであれ
ばどのような構成でもよく、上記実施例と同様の効果を
奏する。
以上のように、この発明によれば、サイクロコンバー
タのスイッチが開放モードを作らないよう、双方向性ス
イッチの内インバータの出力電圧を短絡しないような極
性のスイッチを常時オンし、電流の還流経路を形成する
ように構成したので、サージ電圧が発生せず、小形で損
失の小さな装置が得られる効果がある。
タのスイッチが開放モードを作らないよう、双方向性ス
イッチの内インバータの出力電圧を短絡しないような極
性のスイッチを常時オンし、電流の還流経路を形成する
ように構成したので、サージ電圧が発生せず、小形で損
失の小さな装置が得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による電力変換装置を示す
構成図、第２図はサイクロコンバータのスイッチング信
号発生回路を示すブロック図、第３図はスイッチングパ
ターン説明図である。第４図はこの発明の別の実施例を
示す構成図、第５図はこの発明の別の実施例のサイクロ
コンバータとフィルタを示す構成図、第６図はサイクロ
コンバータのスイッチング信号発生回路を示すブロック
図、第７図はスイッチングパターン説明図である。第８
図は従来の電力変換装置を示すブロック図、第９図は従
来の電力変換装置の詳細を示す構成図、第10図はインバ
ータスイッチング回路の構成図、第11図はスイッチング
信号発生回路の構成図、第12図はタイミングチャート説
明図である。 図において、（１）……直流電源、（２）……インバー
タ回路、（３）……変圧器、（４）（4a）……サイクロ
コンバータ回路、（５）（5a）……フィルタ回路、
（６）（6a）……負荷回路、（10）……キャリア信号発
生回路、（11）……インバータスイッチング回路、（1
2）（12a）……基準電圧信号発生回路、（13）（13a）
（13b）……スイッチング信号発生回路 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
構成図、第２図はサイクロコンバータのスイッチング信
号発生回路を示すブロック図、第３図はスイッチングパ
ターン説明図である。第４図はこの発明の別の実施例を
示す構成図、第５図はこの発明の別の実施例のサイクロ
コンバータとフィルタを示す構成図、第６図はサイクロ
コンバータのスイッチング信号発生回路を示すブロック
図、第７図はスイッチングパターン説明図である。第８
図は従来の電力変換装置を示すブロック図、第９図は従
来の電力変換装置の詳細を示す構成図、第10図はインバ
ータスイッチング回路の構成図、第11図はスイッチング
信号発生回路の構成図、第12図はタイミングチャート説
明図である。 図において、（１）……直流電源、（２）……インバー
タ回路、（３）……変圧器、（４）（4a）……サイクロ
コンバータ回路、（５）（5a）……フィルタ回路、
（６）（6a）……負荷回路、（10）……キャリア信号発
生回路、（11）……インバータスイッチング回路、（1
2）（12a）……基準電圧信号発生回路、（13）（13a）
（13b）……スイッチング信号発生回路 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】通電方向が双方向独立して制御可能なスイ
ッチもしくはスイッチ群で単相または３相のブリッジ回
路を構成し、第１の周波数を有する交流入力電力を第２
の周波数を有する交流出力電力に変換するサイクロコン
バータ回路と、前記スイッチ群の内の前記交流入力電圧
に対して順方向の極性のスイッチは前記第２の周波数の
交流出力電圧を発生するようにスイッチングさせ、且
つ、前記交流入力電圧に対して逆方向の極性のスイッチ
は該交流入力電圧が逆極性である期間はオン信号を与え
ておき、前記順方向の極性のスイッチのスイッチング動
作により出力側に流れる電流が遮断されないように前記
サイクロコンバータ回路をスイッチングさせるスイッチ
ング信号発生回路とを備えることを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項２】直流電力を第１の周波数で所定のデューテ
ィ比の交流電力に変換するインバータ回路と、通電方向
が双方向独立して制御可能なスイッチもしくはスイッチ
群で単相または３相のブロック回路を構成し、前記イン
バータ回路より出力される第１の周波数を有する交流入
力電力を第２の周波数を有する交流出力電力に変換する
サイクロコンバータ回路と、前記スイッチ群の内の前記
交流入力電圧に対して順方向の極性のスイッチは前記第
２の周波数の交流出力電圧を発生するようにスイッチン
グさせ、且つ、前記交流入力電圧に対して逆方向の極性
のスイッチは該交流入力電圧が逆極性である期間はオン
信号を与えておき、前記順方向の極性のスイッチのスイ
ッチング動作により出力側に流れる電流が遮断されない
ように前記サイクロコンバータ回路をスイッチングさせ
るスイッチング信号発生回路とを備えることを特徴とす
る電力変換装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2279895A JP2598163B2 (ja) | 1990-10-16 | 1990-10-16 | 電力変換装置 |
| KR1019910017094A KR920009035A (ko) | 1990-10-16 | 1991-09-30 | 전력변환장치 |
| CA002053381A CA2053381C (en) | 1990-10-16 | 1991-10-11 | Power conversion apparatus |
| US07/775,607 US5274538A (en) | 1990-10-16 | 1991-10-15 | Power conversion apparatus |
| EP91117655A EP0481456B1 (en) | 1990-10-16 | 1991-10-16 | Power conversion apparatus |
| DE69123928T DE69123928T2 (de) | 1990-10-16 | 1991-10-16 | Leistungswandlungsgerät |
| KR2019960010411U KR960006374Y1 (ko) | 1990-10-16 | 1996-05-01 | 전력변환장치(power converting unit) |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2279895A JP2598163B2 (ja) | 1990-10-16 | 1990-10-16 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04156274A JPH04156274A (ja) | 1992-05-28 |
| JP2598163B2 true JP2598163B2 (ja) | 1997-04-09 |
Family
ID=17617424
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2279895A Expired - Fee Related JP2598163B2 (ja) | 1990-10-16 | 1990-10-16 | 電力変換装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5274538A (ja) |
| EP (1) | EP0481456B1 (ja) |
| JP (1) | JP2598163B2 (ja) |
| KR (1) | KR920009035A (ja) |
| CA (1) | CA2053381C (ja) |
| DE (1) | DE69123928T2 (ja) |
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| CA2192891C (en) | 1996-01-16 | 2000-02-22 | Jon O. Reynolds | Plasma cutting or arc welding power supply with phase staggered secondary switchers |
| US20100244773A1 (en) * | 2009-03-27 | 2010-09-30 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Unity power factor isolated single phase matrix converter battery charger |
| US8199545B2 (en) * | 2009-05-05 | 2012-06-12 | Hamilton Sundstrand Corporation | Power-conversion control system including sliding mode controller and cycloconverter |
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| US8462528B2 (en) | 2010-07-19 | 2013-06-11 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for reducing transient voltage spikes in matrix converters |
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| US8467197B2 (en) | 2010-11-08 | 2013-06-18 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for compensating for electrical converter nonlinearities |
| US8587962B2 (en) | 2010-11-08 | 2013-11-19 | GM Global Technology Operations LLC | Compensation for electrical converter nonlinearities |
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| CA2823737A1 (en) | 2011-01-04 | 2012-07-12 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for resonant power conversion |
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| EP2715926A4 (en) * | 2011-05-26 | 2015-09-02 | Enphase Energy Inc | METHOD AND APPARATUS FOR GENERATING SINGLE PHASE POWER FROM THREE-PHASE RESONANT POWER CONVERTER |
| US8829858B2 (en) | 2011-05-31 | 2014-09-09 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for initializing a charging system |
| US8878495B2 (en) | 2011-08-31 | 2014-11-04 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for providing power to a load based upon a control strategy |
| US9770991B2 (en) | 2013-05-31 | 2017-09-26 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for initializing a charging system |
| IN2013MU00006A (ja) * | 2013-06-20 | 2015-06-05 | Kraftpowercon India Private Ltd | |
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|---|---|---|---|---|
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| JPS6176069A (ja) * | 1984-09-20 | 1986-04-18 | Mitsubishi Electric Corp | コンバ−タ装置 |
| JPS61173636A (ja) * | 1984-12-18 | 1986-08-05 | 三菱電機株式会社 | 電源装置 |
| JPH0810986B2 (ja) * | 1985-06-17 | 1996-01-31 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
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| US5159539A (en) * | 1989-08-17 | 1992-10-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | High frequency DC/AC power converting apparatus |
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1990
- 1990-10-16 JP JP2279895A patent/JP2598163B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1991
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