JP3531727B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＡＣ−ＤＣ変換器、
ＤＣ−ＡＣ変換器、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器等の電力変
換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＣ−ＤＣ変換器（コンバータ）、及び
ＤＣ−ＡＣ変換器（インバータ）はブリッジ接続された
スイッチをオン・オフ制御するように構成されている。
コンバータ、インバータにおいて、スイッチのターンオ
フ時及びターンオン時にスイッチング損失が生じる。タ
ーンオフ時のスイッチング損失の低減及びノイズの抑制
のためにスイッチに並列にコンデンサを接続することが
既に行われている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチに
並列に接続されたコンデンサはターンオフ時においてス
イッチング損失を低減し且つノイズを抑制する。しか
し、ターンオン時にコンデンサの電荷がスイッチを介し
て放出されるとスイッチング損失となる。

【０００４】そこで、本発明の目的は、スイッチのター
ンオン時のスイッチング損失を低減することができる単
相又は多相の電力変換装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、少なくとも第１及び第
２の交流入力端子と一対の直流出力端子と、前記第１及
び第２の交流入力端子と前記一対の直流出力端子との間
にブリッジ接続された少なくとも第１、第２、第３及び
第４のスイッチと、前記第１、第２、第３及び第４のス
イッチに逆方向並列に接続された又は前記第１、第２、
第３及び第４のスイッチに内蔵された第１、第２、第３
及び第４のダイオードと、前記第１、第２、第３及び第
４のスイッチに並列に接続された第１、第２、第３及び
第４のコンデンサ又は浮遊容量とから成るコンバータ
と、交流電源端子と前記交流入力端子との間に接続され
たリアクトルと、前記一対の直流出力端子間に接続され
たソフトスイッチング用コンデンサ又は浮遊容量と、前
記第１、第２、第３及び第４のスイッチの少なくとも１
つをターンオンする直前に前記ソフトスイッチング用コ
ンデンサ又は浮遊容量の電圧をほぼ零にするためのソフ
トスイッチング制御回路とを備え、前記ソフトスイッチ
ング制御回路は、直流電源（Ｅ0 ）と、第１、第２及び
第３の制御スイッチ（Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13）と、第１、第
２、第３、第４、第５、第６、第７のダイオード（Ｄ1
1、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ14、Ｄ15、Ｄ16、Ｄ17）と、第１、
第２及び第３のコンデンサ（Ｃ11、Ｃ12、Ｃ13）と、リ
アクトル（Ｌ11）と、スイッチ制御回路（４ｃ）とを有
し、前記第１の制御スイッチ（Ｑ11）の一端は前記直流
電源（Ｅ0 ）の一端に接続され、前記第１の制御スイッ
チ（Ｑ11）の他端は前記一対の直流出力端子の一方（Ｅ
１）に接続され、前記直流電源（Ｅ0 ）の他端は前記一
対の直流出力端子の他方（Ｅ2）に接続され、前記第２
の制御スイッチ（Ｑ12）の一端は前記直流電源（Ｅ0 ）
の一端に接続され、前記第３の制御スイッチ（Ｑ13）は
前記第２の制御スイッチ（Ｑ12）の他端と前記直流電源
（Ｅ0 ）の他端との間に接続され、前記第１、第２及び
第３のダイオード（Ｄ11、Ｄ12、Ｄ13）は前記第１、第
２及び第３の制御スイッチ（Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13）に逆方
向並列に接続され、前記第１のコンデンサ（Ｃ11）は前
記第１の制御スイッチ（Ｑ11）に並列に接続され、前記
リアクトル（Ｌ11）の一端は前記一方の直流出力端子
（Ｅ1）に接続され、前記リアクトル（Ｌ11）の他端は
前記第２及び第３の制御スイッチ（Ｑ12、Ｑ13）の相互
接続点に接続され、前記第４、第５、第６及び第７のダ
イオード（Ｄ14、Ｄ15、Ｄ16、Ｄ17）は互いに直列接続
され且つ前記直流電源（Ｅ0 ）の一端と他端との間に接
続され、前記第２のコンデンサ（Ｃ12）は前記第４及び
第５のダイオード（Ｄ14、Ｄ15）の相互接続点と前記リ
アクトル（Ｌ11）の一端との間に接続され、前記第３の
コンデンサ（Ｃ13）は前記第６及び第７のダイオード
（Ｄ16、Ｄ17）の相互接続点と前記リアクトル（Ｌ11）
の一端との間に接続され、前記第２及び第３の制御スイ
ッチ（Ｑ12、Ｑ13）の相互接続点（Ｊ1 ）が前記第５及
び第６のダイオード（Ｄ15、Ｄ16）の相互接続点に接続
され、前記スイッチ制御回路（４ｃ）は、前記第１の制
御スイッチ（Ｑ11）を前記コンバータの少なくとも１つ
のスイッチのターンオン時点よりも少し前の時点（ｔ1
）でターンオフ制御し、しかる後に前記コンバータの
別の少なくとも１つのスイッチのターンオフ時点の少し
後の時点（ｔ7 ）でターンオン制御し、前記第２の制御
スイッチ（Ｑ12）を前記第１の制御スイッチ（Ｑ11）の
ターンオフ制御時点（ｔ1 ）よりも少し前の時点（ｔ0
）で第１回のターンオフ制御し、前記第１の制御スイ
ッチ（Ｑ11）のターンオン制御時点（ｔ7 ）よりも前の
時点（ｔ4 ）で第１回のターンオン制御し、前記第１の
制御スイッチ（Ｑ11）のターンオン制御時点（ｔ7 ）よ
りも後の時点（ｔ8 ）で第２回のターンオフ制御し、こ
のタ−ンオフ制御時点から所定時間後に第２回のターン
オン制御し、前記第３の制御スイッチ（Ｑ13）を前記第
２の制御スイッチ（Ｑ12）の第１回のターンオフ制御時
点（ｔ0 ）に同期して第１回のターンオン制御し、前記
第２の制御スイッチ（Ｑ12）の第１回のターンオン制御
時点（ｔ4 ）よりも少し前の時点（ｔ3 ）で第１回のタ
ーンオフ制御し、前記第２の制御スイッチ（Ｑ12）の第
２回のターンオフ制御時点（ｔ8 ）よりも少し後の時点
（ｔ9 ）で第２回のターンオン制御し、前記第２の制御
スイッチ（Ｑ12）の第２回のターンオン制御時点（ｔ1
0）にほぼ同期して第２回のターンオフ制御するように
形成されていることを特徴とする電力変換装置に係わる
ものである。なお、請求項２に示すように請求項１のコ
ンバータをインバータに置き換えた構成にすることがで
きる。また、請求項３に示すようにコンバータとインバ
ータとの組み合せにすることができる。

【０００６】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、ソフトスイッ
チング用コンデンサ又は浮遊容量によってスイッチの両
端子間電圧を零又はほぼ零にした後に変換用スイッチを
オン制御するので、スイッチの電力損失を低減すること
ができる。また、正確且つ容易にソフトスイッチングを
達成することができる。また、余分なエネルギをソフト
スイッチング制御回路で吸収して電力変換を良好に進め
ながらスイッチング損失の低減を図ることができる。

【０００７】

【実施形態及び実施例】次に、図面を参照して本発明の
実施形態及び実施例を説明する。

【０００８】

【第１の実施例】図１に示す第１の実施例の電力変換装
置は、ＡＣ−ＤＣコンバータ１とＤＣ−ＡＣインバータ
２と直流リンク回路とも呼ぶことができるソフトスイッ
チング制御回路３とスイッチ制御回路４とを有してい
る。

【０００９】コンバータ１の第１、第２及び第３の交流
入力端子Ｂ1 、Ｂ2 、Ｂ3 は第１、第２及び第３の昇圧
用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と第１、第２及び第３の
交流入力端子Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 を介して１００Ｖの３相
交流電源ＡＣに接続されている。インバータ２は第１及
び第２の直流ラインＥ1 、Ｅ2 を介してコンバータ１の
出力端子に接続されている。第１及び第２の直流ライン
Ｅ1 、Ｅ2 間には直流リンク用コンデンサと呼ぶことも
できるソフトスイッチング用コンデンサＣo とソフトス
イッチング制御回路３とが接続されている。ソフトスイ
ッチング用コンデンサＣo は共振用コンデンサであっ
て、高周波動作可能な小容量コンデンサである。また、
ソフトスイッチング制御回路３はコンデンサＣo と共振
するリアクトル及び共振回路を選択的に形成するための
スイッチ等を含む。コンデンサＣoの立上り電圧及び立
下り電圧がコンバータ１及びインバータ２の変換用スイ
ッチの特定された区間のターンオン及びターンオフ時の
端子間電圧となり、変換スイッチのターンオン及びター
ンオフ時の端子間電圧の急激な変化を緩和する作用即ち
ソフトスイッチング作用が生じる。

【００１０】インバータ２の３相出力端子にはフィルタ
用のリアクトルＬa 、Ｌb 、Ｌc を介して抵抗Ｒ1 、Ｒ
2 、Ｒ3 から成る負荷Ｒが接続されている。

【００１１】制御回路４は、コンバータ１の制御回路
と、インバータ２の制御回路と、ソフトスイッチング制
御回路３を制御する回路とを含む。この制御回路４によ
ってコンバータ１を制御するために、この制御回路４は
交流入力端子Ａ1 、Ａ2 、Ａ3に接続され、また交流入
力端子Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 を通って流れる電流を検出する
電流検出器ＣＴ1 、ＣＴ2 、ＣＴ3 に接続され、また、
コンバータ１の出力電圧を検出するために第１及び第２
の直流ラインＥ1 、Ｅ2 に接続されている。インバータ
２の出力電圧を一定に制御するために、この制御回路４
はインバータ２の出力ラインにも接続されている。ま
た、制御回路４の出力ラインはコンバータ１及びインバ
ータ２の変換用スイッチの制御端子（ゲート）及びソフ
トスイッチング制御回路３の制御スイッチの制御端子
（ゲート）にも接続されている。

【００１２】図２は図１のコンバータ１及びソフトスイ
ッチング制御回路３を詳しく示す。この図２から明らか
なようにコンバータ１は、周知の力率改善可能なスイッ
チング型コンバータであって、３相ブリッジ接続された
第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ
1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、各ダイオードＤ
1 〜Ｄ6 に並列接続された絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）Ｆ
ＥＴ（電界効果トランジスタ）から成る第１、第２、第
３、第４、第５及び第６のコンバータ用スイッチＱ1 、
Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 及び第１、第２、第３、
第４、第５及び第６のコンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ
4 、Ｃ5 、Ｃ6 とから成る。このコンバータ１における
第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の第１の直列回
路、第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の第２の直列
回路、第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 の第３の直
列回路の一端は、第１の直流出力端子として機能する第
１の直流ラインＥ1 にそれぞれ接続され、これ等の他端
は第２の直流出力端子として機能する第２の直流ライン
Ｅ2 に接続されている。第１、第２及び第３の直列回路
の中間点は第１、第２及び第３の交流入力端子Ｂ1 、Ｂ
2 、Ｂ3 となっている。図２ではダイオードＤ1 〜Ｄ6
及びコンデンサＣ1 〜Ｃ6 が個別素子として示されてい
るが、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を構成する絶縁
ゲート型ＦＥＴの内蔵ダイオード及び浮遊容量とするこ
とができる。

【００１３】図３は図１のインバータ２とソフトスイッ
チング制御回路３とを詳しく示す。この図３から明らか
なように、インバータ２は、３相ブリッジ接続された絶
縁ゲート型ＦＥＴから成る第１、第２、第３、第４、第
５及び第６のインバータスイッチＱa 、Ｑb 、Ｑc 、Ｑ
d 、Ｑe 、Ｑf とこれ等に並列に接続された第１、第
２、第３、第４、第５及び第６の帰還ダイオードＤa 、
Ｄb 、Ｄc 、Ｄd 、Ｄe、Ｄf と第１、第２、第３、第
４、第５及び第６の並列コンデンサＣa 、Ｃb 、Ｃc 、
Ｃd 、Ｃe 、Ｃf とから成る。このインバータ２におけ
る第１及び第２のインバータスイッチＱa 、Ｑb の第１
の直列回路、第３及び第４のインバータスイッチＱc 、
Ｑd の第２の直列回路、第５及び第６のスイッチＱe 、
Ｑf の第３の直列回路の一端は第１の直流入力端子とし
て機能する第１の直流ラインＥ1 にそれぞれ接続され、
これ等の他端は第２の直流入力端子として機能する第２
の直流ラインＥ2 にそれぞれ接続され、これ等の中点は
第１、第２及び第３のフィルタ用リアクトルＬa 、Ｌb
、Ｌc を介して抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 から成る３相負
荷Ｒに接続されている。

【００１４】コンバータ１とインバータ２との関係を明
確にするために図２及び図３との両方に詳しく示されて
いるソフトスイッチング制御回路３は、ソフトスイッチ
ング用コンデンサＣo の電圧Ｖcoを周期的に制御するも
のであって、例えば整流器とコンデンサから成る電源回
路又は電池から成る２００Ｖの直流電源Ｅ0 と、絶縁ゲ
ート型ＦＥＴから成る第１、第２、第３の制御スイッチ
Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13と、これ等のスイッチＱ11、Ｑ12、Ｑ
13に並列に接続された帰還ダイオードＤ11、Ｄ12、Ｄ13
と、ソフトスイッチング用リアクトルＬ11と、第１、第
２及び第３のソフトスイッチ制御用コンデンサＣ11、Ｃ
12、Ｃ13と、第１、第２、第３及び第４のソフトスイッ
チ用ダイオードＤ14、Ｄ15、Ｄ16、Ｄ17とを有する。第
１の制御スイッチＱ11は直流電源Ｅ0 の一端と第１の直
流ラインＥ1 との間に接続されている。第２及び第３の
制御スイッチＱ12、Ｑ13は互いに直列に接続され、この
直列回路の一端は直流電源Ｅ0 の一端に接続され、他端
は直流電源Ｅ0 の他端及び第２の直流ラインＥ2 に接続
されている。ソフトスイッチング用リアクトルＬ11は第
２及び第３の制御スイッチＱ12、Ｑ13の接続点Ｊ1 と第
１の直流ラインＥ1との間に接続されている。従って、
このリアクトルＬ11は第３の制御スイッチＱ13を介して
ソフトスイッチング用コンデンサＣo に接続される。第
１、第２、第３及び第４のソフトスイッチ制御用ダイオ
ードＤ14、Ｄ15、Ｄ16、Ｄ17の直列回路は直流電源Ｅ0
に対して逆方向並列に接続されている。第１のソフトス
イッチ制御用コンデンサＣ11は第１の制御スイッチＱ11
に並列に接続されている。第２のソフトスイッチ制御用
コンデンサＣ12の一端はダイオードＤ14、Ｄ15の中間点
に接続され、この他端はリアクトルＬ11の一端Ｊ2 に接
続されている。第３のソフトスイッチ制御用コンデンサ
Ｃ13の一端はダイオードＤ16、Ｄ17の中間点に接続さ
れ、この他端はリアクトルＬ11の一端Ｊ2 に接続されて
いる。

【００１５】スイッチ制御回路４は、図４に示す第１〜
第６のコンバータ用スイッチＱ1 〜Ｑ6 を制御するため
の第１の制御回路４ａと、図６に示す第１〜第６のイン
バータ用スイッチＱa 〜Ｑf を制御するための第２の制
御回路４ｂと、図８に示す第１〜第３の制御スイッチＱ
11〜Ｑ13を制御するための第３の制御回路４ｃとを含ん
でいる。

【００１６】図４に示すコンバータ１のスイッチＱ1 〜
Ｑ6 を制御するための第１の制御回路４ａは、Ｕ相信号
形成回路２１、Ｖ相信号形成回路２２、Ｗ相信号形成回
路２３、及び制御信号出力回路２４から成る。Ｕ相信号
形成回路２１は、図１の電流検出器ＣＴ1 の出力ライン
２４ａに接続された検出電流入力回路２５と、図１の電
源端子Ａ1 に電圧検出ライン２６を介して接続された電
圧検出回路２７と、出力電圧検出ライン２８に接続され
た誤差増幅器２９と、基準電圧源３０と、電圧検出回路
２７から得られた基準正弦波に誤差増幅器２９から得ら
れた電圧制御信号を乗算する乗算器３１と、電流入力回
路２５の電流波形と乗算器３１の出力の正弦波との差に
対応する信号を形成する誤差増幅器３２と、交流電源Ａ
Ｃの交流電圧の周波数よりも十分に高い周波数即ち交流
電圧の周期よりも十分に短い周期で三角波を発生する三
角波発生回路３４と、誤差増幅器３２の出力ライン３３
と三角波発生回路３４に接続された電圧比較器３５と、
基準発振器３６と、第１の時間Ｔ1 のタイマとしてのモ
ノマルチバイブレータ（以下、ＭＭＶと言う）３７とか
ら成る。Ｖ相信号形成回路２２は、図１の電流検出器Ｃ
Ｔ2 にライン３８で接続され、また電源端子Ａ2 にライ
ン３９で接続され、また、直流ラインＥ1 にライン２８
で接続され、第３及び第４のコンバータ用スイッチＱ3
、Ｑ4 を制御するための信号をＵ相信号形成回路２１
と同様に形成する。Ｗ相信号形成回路２３は図１の直流
検出器ＣＴ3 にライン４０で接続され、また電源端子Ａ
3 にライン４１で接続され、また、直流ラインＥ1 にラ
イン２８で接続され、第５及び第６のコンバータ用スイ
ッチＱ5 、Ｑ6 を制御するための信号をＵ相信号形成回
路２１と同様に形成する。なお、Ｖ相及びＷ相信号形成
回路２２、２３は、Ｕ相信号形成回路２１の発振器３６
及びＭＭＶ３７に相当するものは含まず、Ｕ相信号形成
回路２１のこれ等を兼用している。

【００１７】Ｕ相、Ｖ相及びＷ相信号形成回路２１、２
２、２３は図１の入力端子Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 を通って流
れる電流の波形を正弦波に近似させ且つ力率を１に近づ
けるようにスイッチＱ1 〜Ｑ6 を制御するための信号を
形成する。図４を参照してＵ相信号形成回路２１の動作
を説明すると、電流入力回路２５からは交流入力電流に
対応した波形Ａが得られ、これが誤差増幅器３２の入力
となる。電圧検出回路２７からは基準正弦波Ｂが得られ
る。乗算器３１からは基準正弦波Ｂに電圧制御信号を乗
算して波形Ｃが得られる。誤差増幅器３２は波形ＡとＣ
との差に対応する出力を比較器３５に与える。比較器３
５は三角波発生回路３４から発生する図１０（Ａ）に示
す三角波電圧Ｖt とライン３３の電圧Ｖ33とを比較し、
図１０（Ｂ）に示す方形波出力を発生する。図４の発振
器３６は図１０のｔ0 時点、ｔ23時点等でクロックパル
スを発生する。図４のＭＭＶ３７は、図１０（Ｃ）に示
すように発振器３６の出力に応答して時間幅Ｔ1 のパル
スを発生する。三角波発生回路３４はＭＭＶ３７の出力
パルスの後縁に同期して所定電圧値まで急速に立上り、
しかる後に徐々に低下する三角波電圧Ｖt を発生する。
ＭＭＶ３７は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相信号形成回路２１、
２２、２３で共用されているので、Ｕ相の比較器３５の
出力パルスの立上りとこのＵ相比較器３５に対応するＶ
相及びＷ相の比較器の出力パルスとは同期する。なお、
三角波発生回路３４は比較器３５に入力するライン３３
の正弦波の正の半波と、負の半波で三角波と極性（方向
性）を変えるような構成のものであってもよい。

【００１８】図５は図４の制御信号出力回路２４を詳し
く示す。この制御信号出力回路２４は、第１、第２及び
第３のＮＯＴ回路４２、４３、４４と、第１、第２及び
第３のＯＲゲート４５、４６、４７と、タイマとしての
ＭＭＶ４８とから成る。なお、図５において、ブリッジ
回路の同一アームのスイッチＱ1 とＱ2 、Ｑ3 とＱ4、
Ｑ5 とＱ6 とが同時にオンになることを禁止するために
一方のオンから他方のオンへの切換え時点の相互間にデ
ッドタイム（休止期間）を設けるための要素がＮＯＴ回
路４２、４３、４４とＯＲゲート４５、４６、４７に含
まれている。しかし、図５で点線で示すように独立に周
知のデッドタイム回路４９を設けることができる。ＮＯ
Ｔ回路４２、４３、４４は比較器３５及びこれに対応す
る別の相の比較器の出力ライン３５ａ、３５ｂ、３５ｃ
に接続されている。各相のＯＲゲート４５、４６、４７
の一方の入力端子は各相のＮＯＴ回路４２、４３、４４
に接続され、他方の入力端子はＭＭＶ４８にそれぞれ接
続され、この出力端子は第１、第３及び第５のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ3 、Ｑ5 の制御端子に接続されている。また、
各相の比較器出力ライン３５ａ、３５ｂ、３５ｃは第
２、第４及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ6 の制御端
子にそれぞれ接続されている。第１のＭＭＶ４８は図４
のＭＭＶ３７に接続され、図１０（Ｄ）に示すｔ2 から
ｔ6 までの時間幅Ｔ2 のパルスをＭＭＶ３７の後縁に同
期して発生する。ＯＲゲート４５の出力即ちスイッチＱ
1 の制御信号は図１０（Ｅ）に示すようにｔ0 〜ｔ6 の
時間幅Ｔ1 ＋Ｔ2 及びｔ18〜ｔ23の期間にオン（高レベ
ル）になり、ｔ6 〜ｔ18の期間にオフ（低レベル）にな
る。第２のスイッチＱ2 の制御信号は図１０（Ｆ）に示
すように図１０（Ｂ）の比較器３５の出力と同一であ
る。図１０から明らかなように、スイッチＱ1 のターン
オン時にはｔ17〜ｔ18に示す周知のデッドタイムが設け
られているが、スイッチＱ2 のターンオン時にはデッド
タイムが設けられておらず、スイッチＱ1 、Ｑ2 がｔ2
〜ｔ6 で同時にオンになる。第３〜第６のスイッチＱ3
〜Ｑ6 の制御信号は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
の制御信号と同様に形成される。但し、Ｗ相の第５及び
第６のスイッチＱ5、Ｑ6 の制御信号は図９のｔa 時点
においてＷ相の電圧Ｖw1が負の半波の区間であるので、
正の半波の区間とは極性（方向性）の異なる三角波電圧
とＷ相電圧Ｖw1との比較に基づいて作成される。なお、
図１０の時点ｔ0 、ｔ2 、ｔ6 、ｔ17、ｔ23は図１１の
同一符号で示す時点と同一である。

【００１９】図１１（Ａ）はコンデンサＣo の電圧Ｖco
を示し、図１１（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、
（Ｆ）、（Ｇ）はコンバータ１の第１〜第６のスイッチ
Ｑ1 〜Ｑ6 のドレイン・ソース間電圧Ｖ1 〜Ｖ6 を示
し、図１１（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、
（Ｍ）はインバータ２の第１〜第６のインバータ用スイ
ッチＱa 〜Ｑf のドレイン・ソース間電圧Ｖa 〜Ｖf を
示す。なお、図１１（Ｂ）〜（Ｍ）の斜線を付した区間
はスイッチのオンを示す。図１１（Ｂ）〜（Ｇ）から明
らかなようにコンバータ１の全スイッチＱ1 〜Ｑ6 及び
インバータ２の全スイッチＱa 〜Ｑf はｔ2 〜ｔ6 区間
で全てオン駆動され、同時にオン状態になっている。こ
の様にｔ2 〜ｔ6 区間で全ての変換用スイッチＱ1 〜Ｑ
6 及びＱa 〜Ｑf がオン状態になると、図１１（Ａ）に
示すようにソフトスイッチング用コンデンサＣo の電圧
Ｖcoは零ボルトになり、このコンデンサ電圧Ｖcoはｔ1
〜ｔ2 区間で徐々に低下、ｔ6 〜ｔ7 区間で徐々に高く
なる。図１１ではスイッチＱ2 の電圧Ｖ2 、スイッチＱ
4 の電圧Ｖ4 、スイッチＱ5 の電圧Ｖ5 、スイッチＱa
の電圧Ｖa 、スイッチＱc の電圧Ｖc 、スイッチＱf の
電圧Ｖf がｔ1 〜ｔ2 区間でコンデンサＣo の電圧Ｖco
に同期して徐々に低下し、これ等のスイッチＱ2 、Ｑ4
、Ｑ5 、Ｑa 、Ｑc 、Ｑf のターンオン時のソフトス
イッチングが達成され、また、スイッチＱ1 の電圧Ｖ1
、スイッチＱ3 の電圧Ｖ3 、スイッチＱ6 の電圧Ｖ6
、スイッチＱb の電圧Ｖb 、スイッチＱd の電圧Ｖd
、スイッチＱe の電圧Ｖe がｔ6 〜ｔ7 区間でコンデ
ンサＣo の電圧Ｖcoに同期して徐々に高くなり、これ等
のスイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ6 、Ｑb 、Ｑd 、Ｑe のター
ンオフ時のソフトスイッチングが達成されている。ｔ1
〜ｔ2 区間及びｔ6 〜ｔ7 区間のコンデンサＣo の傾斜
電圧はソフトスイッチング制御回路３に基づいて作成さ
れている。なお、図１０、図１１及び図１２の波形は、
図９に示すコンバータ１の３相入力電圧Ｖu1、Ｖv1、Ｖ
w1、及びインバータ２の出力電圧Ｖu2、Ｖv2、Ｖw2のｔ
a時点を含む微小区間を示す。図９のｔa 時点よりも直
ぐ後の区間においては、スイッチＱ1 〜Ｑ6 及びＱa 〜
Ｑf のオン期間及びオフ期間が図１１の点線で示すよう
に変化する。

【００２０】図６は図１の制御回路４に含まれている第
２の制御回路４ｂ即ちインバータ制御回路を示す。この
インバータ制御回路４ｂは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ
パルス形成回路５１、５２、５３と制御信号出力回路５
４とから成り、６個のインバータ用スイッチＱa 〜Ｑf
をオン・オフするためのＰＷＭ（パルス幅変調）パルス
を出力する。Ｕ相ＰＷＭパルス形成回路５１は、正弦波
発生回路５５と、乗算器５６と、比較器５８と、三角波
発生回路５７と、電圧検出回路５９と、誤差増幅器６０
と、基準電圧源６１とから成る。正弦波発生回路５５は
インバータ２の出力周波数と同一周波数で基準正弦波を
発生する。電圧検出回路５９は図１のインバータ２のＵ
相の出力電圧を検出し、誤差増幅器６０に送るものであ
る。誤差増幅器６０は電圧検出回路５９の出力と基準電
圧源６１の基準電圧との差に対応する出力を乗算器５６
に送る。乗算器５６は正弦波に電圧制御信号を乗算して
振幅制御した正弦波を比較器５８に送る。三角波発生回
路５７はインバータ２の出力周波数よりも十分に高い周
波数で三角波電圧（キャリア）を発生する。なお、この
三角波発生回路５７は図４に示したＭＭＶ４８の出力に
同期して三角波電圧を発生する。但し、三角波発生回路
５７は比較器５８で比較する正弦波が負の半波の期間に
は正の半波の時の三角波電圧と極性（方向性）の異なる
三角波電圧を発生する。Ｖ相及びＷ相ＰＷＭパルス形成
回路５２、５３はＵ相ＰＷＭパルス形成回路５１と実質
的に同一に構成されている。

【００２１】図７は図６の制御信号出力回路５４を詳し
く示す。この制御回路５４は３つのＮＡＮＤゲート７
１、７２、７３と１つのＮＯＴ回路７４とから成る。な
お、インバータ２の各アームのスイッチＱa とＱb 、Ｑ
c とＱd 、Ｑe とＱf とが同時にオンになることを防ぐ
ための要素がＮＡＮＤゲート７１、７２、７３に含まれ
ているものとして図７が簡略的に示されている。しか
し、同一アームの２つのスイッチが同時にオンになるこ
とを防ぐ周知のデッドタイム（休止期間）回路７５を図
７で点線で示すように独立に設けることもできる。比較
器５８の出力ライン５８ａは第１のインバータ用スイッ
チＱa の制御端子に接続されていると共に第１のＮＡＮ
Ｄゲート７１の一方の入力端子に接続されている。Ｕ相
の比較器５８に対応するＶ相及びＷ相の比較器の出力ラ
イン５８ｂ、５８ｃは第３及び第５のインバータ用スイ
ッチＱc 、Ｑe の制御端子に接続されていると共に第２
及び第３のＮＡＮＤゲート７２、７３の一方の入力端子
に接続されている。第１、第２及び第３のＮＡＮＤゲー
ト７１、７２、７３の他方の入力端子はＮＯＴ回路７４
を介して図４のＭＭＶ４８に接続され、これ等の出力端
子は第２、第４及び第６のインバータ用スイッチＱb 、
Ｑd 、Ｑf の制御端子に接続されている。

【００２２】図１３は図６及び図７のＵ相のスイッチＱ
a 、Ｑb の制御信号を示す波形図である。比較器５８は
図１３（Ａ）に示すように三角波発生回路５７の電圧Ｖ
57と乗算器５６の出力正弦波電圧Ｖ56とを比較し、図１
３（Ｂ）に示す方形波を発生する。ＮＡＮＤゲート７１
には図１３（Ｃ）のＭＭＶ４８のパルスの反転信号が入
力しているので、図１３（Ｅ）の出力が得られ、これが
第２のインバータ用スイッチＱb の制御信号となる。第
１のインバータ用スイッチＱa は図１３（Ｂ）の比較器
５８の出力と同一の図１３（Ｄ）の制御信号で制御され
る。これにより、ｔ2 〜ｔ6 区間には第１及び第２のイ
ンバータ用スイッチＱa 、Ｑb の両方が同時にオンにな
る。Ｖ相及びＷ相のインバータ用スイッチＱc 、Ｑd 、
Ｑe 、Ｑf の制御信号もＵ相と同様な方法で作成され
る。但し、三相交流の各相出力電圧の正の半波と負の半
波において三角波電圧の極性を転換する。図１１は図９
のｔa 時点を含む区間の動作を示しているので、Ｗ相出
力電圧は負の半波である。この結果、図１１（Ｌ）
（Ｍ）に示すようにＷ相の第５及び第６のインバータ用
スイッチＱe 、Ｑf のオン・オフ状態は図１１（Ｈ）〜
（Ｋ）のＵ相及びＶ相のスイッチＱa 〜Ｑd のオン・オ
フ状態とは異なっている。図９のｔa 時点よりも少し後
の区間でのスイッチＱa 〜Ｑf のオン・オフ状態は図１
１（Ｈ）〜（Ｍ）で点線で示すように変化する。

【００２３】図１１（Ｈ）〜（Ｍ）から明らかなように
インバータ２のスイッチＱa 〜Ｑfもｔ2 〜ｔ6 区間で
同時にオンになる。また、スイッチＱa 、Ｑc 、Ｑf は
ｔ2時点で同時にオン制御される。ｔ2 時点のこれ等の
ターンオン期間にはこれ等のスイッチの電圧Ｖa 、Ｖc
、Ｖf がほぼ零になっているので、ソフトスイッチン
グ（ゼロボルトスイッチング）が達成され、スイッチン
グ損失が抑制される。スイッチＱb 、Ｑd 、Ｑe はｔ6
時点でオフ制御され、ｔ6 〜ｔ7 のターンオフ期間にこ
の電圧Ｖb 、Ｖd 、Ｖe が傾斜を有して増大する。従っ
て、これ等のスイッチのソフトスイッチング（ゼロボル
トスイッチング）が達成され、スイッチング損失及びノ
イズが抑制される。なお、図１３（Ｄ）（Ｅ）から明ら
かなようにスイッチＱb のターンオン時点ｔ16はスイッ
チＱa のターンオフ時点ｔ15よりも遅れており、両者間
にデッドタイムが設けられている。

【００２４】図１の制御回路４の第３の制御回路４ｃ
は、図８に示すようにタイマとしての７個のＭＭＶ８
１、８２、８３、８４、８５、８６、８７と、２個のＯ
Ｒゲート８８、８９と、１個のＮＯＴ回路９０とから成
る。ＭＭＶ８１は図１１及び図１２のｔ0 〜ｔ1 期間を
設定するものであり、発振器３６の出力に応答して図１
４（Ａ）に示す時間幅Ｔ3 のパルスを発生する。ＭＭＶ
８２は前段のＭＭＶ８１の出力パルスの後縁に応答して
図１２のｔ1 〜ｔ7 期間を設定するものであり、図１４
（Ｂ）の時間幅Ｔ4 の負パルスを発生し、第１の制御ス
イッチＱ11の制御端子に制御信号を供給する。ＭＭＶ８
３は発振器３６の出力に応答して図１２のｔ0 〜ｔ3 期
間を設定するものであり、図１４（Ｃ）の時間幅Ｔ5 の
パルスを発生する。ＭＭＶ８４は前段のＭＭＶ８３の出
力パルスの後縁に応答して図１２のｔ3 〜ｔ8 期間を設
定するものであり、図１４（Ｄ）の時間幅Ｔ6 のパルス
を発生する。ＭＭＶ８５はＭＭＶ８４の出力パルスの後
縁に応答してｔ8 〜ｔ9 期間を設定するものであり、図
１４（Ｅ）に示す時間幅Ｔ7 のパルスを発生する。ＭＭ
Ｖ８６は前段のＭＭＶ８５の出力パルスの後縁に応答し
てｔ9 〜ｔ10の期間を設定するものであり、図１４
（Ｆ）の時間幅Ｔ8 のパルスを発生する。ＯＲゲート８
８はＭＭＶ８３の出力パルスとＭＭＶ８６の出力パルス
に基づいて図１４（Ｇ）のｔ0 〜ｔ3 期間とｔ9 〜ｔ10
期間のパルスを第３の制御スイッチＱ3 の制御端子に供
給する。ＭＭＶ８７はＭＭＶ８３の出力パルスの後縁に
応答して図１４（Ｈ）のｔ3 〜ｔ4 期間に示す時間幅Ｔ
9 を発生する。ＯＲゲート８９はＯＲゲート８８の出力
パルスとＭＭＶ８５の出力パルスとＭＭＶ８７の出力パ
ルスに基づいて図１４（Ｆ）のｔ0 〜ｔ4 とｔ8 〜ｔ10
とでパルスを出力するものである。ＮＯＴ回路９０はＯ
Ｒゲート８９の出力を反転して図１４（Ｊ）に示すパル
スを第２の制御スイッチＱ12の制御端子に供給する。第
２の制御スイッチＱ12はｔ0 〜ｔ4 及びｔ8 〜ｔ10でオ
フ制御される。

【００２５】次に、図１１及び図１２の各区間における
図１の電力変換装置の動作を説明する。なお、図１１の
ｔ0 、ｔ1 、ｔ2 、ｔ6 、ｔ10は図１２で同一符号で示
す時刻に一致している。また、以下の説明において、電
流経路を回路要素の参照符号のみで示す。また、既に説
明したように図１１及び図１２は図９のｔa を含む微小
期間の各部の状態を示している。

【００２６】

【ｔo 〜ｔ1 区間】図９の時刻ｔa においては、第１の
入力端子Ａ1 の電圧が最も高く、次に第２の入力端子Ａ
2 の電圧であり、第３の入力端子Ａ3 の電圧が最も低く
且つ負である。また、ｔ0 〜ｔ1 区間では第１、第３及
び第６のコンバータ用スイッチＱ1、Ｑ3 、Ｑ6 がオ
ン、第２、第４及び第５のインバータ用スイッチＱb 、
Ｑd 、Ｑe がオン、ソフトスイッチング制御回路３の第
３の制御スイッチＱ13がオンになる。これにより、コン
バータ１とソフトスイッチング制御回路３との間におい
て、Ａ1 −Ｌ1 −Ｄ1 とＱ1 −Ｌ11−Ｑ13−Ｄ6 とＱ6
−Ｌ3 −Ａ3 の回路、Ａ1 −Ｌ1 −Ｄ1 とＱ1 −Ｄ11−
Ｅ0 −Ｄ6 とＱ6 −Ｌ3 −Ａ3 の回路、Ａ2 −Ｌ2 −Ｑ
3 とＤ3 −Ｌ11−Ｑ13−Ｄ6 とＱ6 −Ｌ3 −Ａ3 の回
路、Ａ2 −Ｌ2 −Ｄ3 とＱ3 −Ｄ11−Ｅ0 −Ｄ6 とＱ6
−Ｌ3 −Ａ3 の回路が形成される。また、インバータ２
とソフトスイッチング制御回路３とリアクトルＬa 、Ｌ
b 、Ｌc と負荷Ｒとの間において、Ｌa −Ｒ−Ｌc −Ｄ
5 とＱe −Ｌ11−Ｑ13−Ｄb とＱb の回路、Ｌa −Ｒ−
Ｌc −Ｄ5 とＱe −Ｄ11−Ｅ0 −Ｄb とＱb の回路、Ｌ
b −Ｒ−Ｌc −Ｄe とＱe −Ｌ11−Ｑ13−Ｄd とＱd の
回路、Ｌb −Ｒ−Ｌc −Ｄe とＱe −Ｄ11−Ｅ0 −Ｄd
とＱd の回路が形成される。また、コンデンサＣo の電
圧Ｖcoが電源Ｅ0 の電圧（２００Ｖ）よりも低い時には
Ｅ0 −Ｑ11−Ｃo の回路が形成され、コンデンサＣo の
電圧は２００Ｖになる。このｔ0 〜ｔ1 区間では、コン
バータ１において昇圧作用が生じ、一対の直流ラインＥ
1 、Ｅ2 間に２００Ｖ以上の電圧が発生した時にはコン
デンサＣo は２００Ｖ又はこれよりも高い電圧に保た
れ、昇圧されたエネルギが直流電源Ｅ0 に帰還され、且
つインバータ２の出力段のリアクトルＬa 〜Ｌc 及び負
荷Ｒの蓄積エネルギが直流電源Ｅ0 に帰還される。ま
た、このｔ0 〜ｔ1 区間の始まりのｔ0 時点で第３の制
御スイッチＱ13がオン制御されるが、リアクトルＬ11の
限流作用によって第３の制御スイッチＱ13の電流は急激
には流れず、徐々に増大し、ソフトターンオン動作即ち
ゼロ電流スイッチングになり、スイッチング損失が抑制
される。コンデンサＣ13はダイオードＤ16を介してリア
クトルＬ11に並列に接続されているので、ｔ0 〜ｔ1 区
間ではコンデンサＣ13の電圧は図１２（Ｇ）に示すよう
に図１２（Ｆ）のリアクトルＬ11の電圧ＶL とほぼ同一
になる。

【００２７】

【ｔ1 〜ｔ2 区間】ｔ1 時点で第１の制御スイッチＱ11
がターンオフ制御される。これにより、並列コンデンサ
Ｃ11の充電が可能になり、Ｅ0 −Ｃ11−Ｌ11−Ｑ13の回
路でコンデンサＣ11が充電される。コンデンサＣ11の電
圧は徐々に高くなるので、第１の制御スイッチＱ11の電
圧Ｖ11は図１２（Ａ）に示すように傾斜を有して立上
り、ソフトスイッチングが達成される。ｔ1 〜ｔ2 区間
ではＣo −Ｌ11−Ｑ13の回路に共振が生じ、コンデンサ
Ｃo のエネルギがリアクトルＬ11に移る。これにより、
コンデンサＣo の電圧Ｖcoは図１１（Ａ）に示すように
ｔ1 〜ｔ2 で傾斜を有して低下する。このｔ1 〜ｔ2 区
間においてはコンバータ１のスイッチＱ1 、Ｑ3、Ｑ6
及びインバータ２のスイッチＱb 、Ｑd 、Ｑe がオン状
態にあり、これ等に直列のスイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ5 、
Ｑa 、Ｑc 、Ｑf はオフ状態にある。従って、オフ状態
のスイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑa 、Ｑc 、Ｑf の端子
間電圧（ドレイン・ソース間電圧）Ｖ2 、Ｖ4 、Ｖ5 、
Ｖa 、Ｖc 、Ｖf はコンデンサＣoの電圧Ｖcoと実質的
に等しくなり、図１１（Ｃ）、（Ｅ）、（Ｆ）、
（Ｈ）、（Ｊ）、（Ｍ）に示すようにｔ1 〜ｔ2 区間で
徐々に低下し、ｔ2 時点で実質的に零になる。なお、ｔ
1 〜ｔ2 区間でリアクトルＬ11の電流ＩL は図１２
（Ｅ）に示すように徐々に増大し、この電圧ＶL は図１
２（Ｆ）に示すように徐々に低下し、また、コンデンサ
Ｃ13の電圧も図１２（Ｇ）に示すように徐々に低下す
る。

【００２８】

【ｔ2 〜ｔ3 区間】ｔ2 時点でスイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ
5 、Ｑa 、Ｑc 、Ｑf がターンオン制御される。このｔ
2 時点でこれ等のドレイン・ソース間電圧は図１１
（Ｂ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、（Ｊ）、（Ｍ）に示
すように実質的に零であるので、ソフトスイッチング
（ゼロボルトスイッチング）が達成され、スイッチング
損失が小さくなる。このｔ2 〜ｔ3 区間はコンバータ１
及びインバータ２の全スイッチＱ1〜Ｑ6 及びＱa 〜Ｑf
のオン区間ｔ2 〜ｔ6 に含まれているので、コンデン
サＣoはスイッチＱ1 〜Ｑ6 及びＱa 〜Ｑf によって短
絡され、この電圧Ｖcoは零に保たれる。また、直流ライ
ンＥ1 、Ｅ2 間に接続されたＬ11−Ｑ13の回路に流れる
電流ＩL は図１２（Ｅ）に示すように一定になり、ここ
の電圧ＶL は図１２（Ｆ）に示すように零になる。

【００２９】

【ｔ3 〜ｔ4 区間】コンバータ１及びインバータ２のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 及びＱa 〜Ｑf は前の区間に続いてオ
ンに保たれているｔ3 時点で第３の制御スイッチＱ13が
ターンオフ制御される。このｔ3 〜ｔ4 期間では第１及
び第２の制御スイッチＱ11、Ｑ12もオフ状態にあるの
で、ソフトスイッチング制御回路３の全ての制御スイッ
チＱ11、Ｑ12、Ｑ13がオフになる。しかし、Ｌ11−Ｄ15
−Ｃ12の閉回路が形成され、リアクトルＬ11のエネルギ
の放出によってコンデンサＣ12が充電され、この電圧が
図１２（Ｈ）に示すようにｔ3 〜ｔ4 区間で傾斜を有し
て増大する。また、第３の制御スイッチＱ13の電圧Ｖ13
が図１２（Ｄ）に示すように傾斜を有して高くなり、こ
のターンオフ時のソフトスイッチングが達成される。な
お、ｔ3 〜ｔ4 区間で第３の制御スイッチＱ13の電圧Ｖ
13が徐々に高くなると、これに直列に接続されている第
２の制御スイッチＱ12の電圧Ｖ12は図１２（Ｃ）に示す
ように徐々に低下し、ｔ4 時点で零になる。

【００３０】

【ｔ4 〜ｔ5 区間】ｔ4 時点で第２の制御スイッチＱ12
がターンオン制御されるが、この端子間電圧Ｖ12はｔ4
時点で零になっているのでゼロボルトスイッチングが達
成され、スイッチング損失が抑制される。このｔ4 〜ｔ
5 区間ではリアクトルＬ11に余っているエネルギの放出
が実行される。この放出回路はＬ11−Ｄ12とＱ12−Ｅ0
−Ｑ1 〜Ｑ6 及びＱa 〜Ｑf から成る回路及びＬ11−Ｄ
15−Ｄ14−Ｅ0 −Ｑ1 〜Ｑ6及びＱa 〜Ｑf から成る回
路である。ｔ5 時点になるとリアクトルＬ11を流れる正
方向電流が零になる。

【００３１】

【ｔ5 〜ｔ6 区間】ｔ5 時点でリアクトルＬ11の蓄積エ
ネルギの放出が終了すると、リアクトルＬ11のエネルギ
の蓄積が開始する。このエネルギ蓄積回路は、Ｅ0 −Ｑ
12−Ｌ11−Ｑ1 〜Ｑ6 及びＱa 〜Ｑf から成る回路であ
る。

【００３２】

【ｔ6 〜ｔ7 区間】ｔ6 時点ではスイッチＱ1 、Ｑ3 、
Ｑ6 、Ｑb 、Ｑd 、Ｑe がターンオフ制御され、コンデ
ンサＣo の短絡が解除され、コンデンサＣo とリアクト
ルＬ11との共振回路が形成される。この共振回路は、Ｌ
11−Ｃo −Ｅ0 −Ｑ12から成る回路である。これによ
り、コンデンサＣo の電圧Ｖcoは図１２（Ｂ）に示すよ
うにｔ6 〜ｔ7 区間で徐々に高くなる。この結果、ｔ6
時点でターンオフするスイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ6 、Ｑb
、Ｑd 、Ｑe の端子間電圧も図１１（Ｂ）、（Ｄ）、
（Ｇ）、（Ｉ）、（Ｋ）、（Ｌ）に示すように徐々に高
くなり、ターンオフ時のソフトスイッチングが達成され
る。なお、このｔ6 〜ｔ7 区間ではコンデンサＣ11、Ｃ
12が放電する。即ち、Ｃ11−Ｑ12−Ｌ11の閉回路でコン
デンサＣ11が放電し、Ｃ12−Ｄ14−Ｑ12−Ｌ11の閉回路
でコンデンサＣ12が放電する。これにより、コンデンサ
Ｃ11及び第１の制御スイッチＱ11の電圧が図１２
（Ａ）、（Ｈ）に示すように徐々に低下し、ｔ7 時点で
零になる。また、ｔ6 〜ｔ7 区間には、Ａ1 −Ｌ1 −Ｑ
2 −Ｅ0 −Ｑ12−Ｌ11−Ｑ5 −Ｌ3 −Ａ3 の回路、及び
Ａ2 −Ｌ2 −Ｑ4 −Ｅ0 −Ｑ12−Ｌ11−Ｑ5 −Ｌ3 −Ａ
3の回路によるリアクトルＬ11へのエネルギの蓄積動作
が生じ、更に、Ｅ0 −Ｑ12−Ｌ11−Ｑa −Ｌa −Ｒ−Ｌ
c −Ｑf の回路、及びＥ0 −Ｑ12−Ｌ11−Ｑc −Ｌb −
Ｒ−Ｌc −Ｑf の回路も生じ、リアクトルＬ11にエネル
ギが蓄積される。

【００３３】

【ｔ7 〜ｔ8 区間】ｔ7 時点で第１の制御スイッチＱ11
がターンオン制御される。第１の制御スイッチＱ11の電
圧Ｖ11はｔ7 時点で零になっているので、第１の制御ス
イッチＱ11はソフトターンオン動作となり、スイッチン
グ損失が少ない。このｔ7 〜ｔ8 区間では、前のｔ6 〜
ｔ7 区間と同様な回路でリアクトルＬ11に電流ＩL が流
れると共に、第２の制御スイッチＱ12とリアクトルＬ11
との直列回路に並列に接続された第１の制御スイッチＱ
11を通ってコンバータ１のスイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ5及
びインバータ２のスイッチＱa 、Ｑc 、Ｑf に電流が流
れる。このｔ7 〜ｔ8区間ではコンデンサＣo の電圧は
約２００Ｖ一定になり、またリアクトルＬ11の電流ＩL
も図１２（Ｅ）に示すように一定になり、リアクトルＬ
11の電圧ＶL は図１２（Ｆ）に示すように零になる。

【００３４】

【ｔ8 〜ｔ9 区間】ｔ8 時点で第２の制御スイッチＱ12
がターンオフ制御される。このｔ8 〜ｔ9区間のコンバ
ータ１及びインバータ２の動作は前のｔ7 〜ｔ8 区間と
同一であるので、これ等のスイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ5 、
Ｑa 、Ｑc 、Ｑf には第１の制御スイッチＱ11を通して
ｔ7 〜ｔ8 区間と同様に電流が流れる。ｔ8 〜ｔ9 区間
では、第２の制御スイッチＱ12のオフによって、Ｌ11−
Ｃ13−Ｄ16の閉回路に電流が流れ、コンデンサＣ13が充
電され、この電圧が図１２（Ｇ）に示すように傾斜を有
して立上る。この時、リアクトルＬ11はエネルギ放出状
態となり、Ｊ1 点の電位は徐々に低下し、第３の制御ス
イッチＱ13の端子間電圧Ｖ13は図１２（Ｄ）に示すよう
にｔ9 時点でほぼ零になる。第２の制御スイッチＱ12の
電圧Ｖ12は電源Ｅ0 の電圧から第３のスイッチＱ13の電
圧Ｖ13を差し引いた値であるので、図１２（Ｃ）に示す
ようにｔ8 〜ｔ9 区間で徐々に高くなる。従って、第２
の制御スイッチＱ12のソフトターンオフが達成され、ス
イッチング損失が小さくなる。

【００３５】

【ｔ9 〜ｔ10区間】ｔ9 時点では第３の制御スイッチＱ
13がターンオン制御される。このｔ9 時点では第３の制
御スイッチＱ13の電圧Ｖ13が図１２（Ｄ）に示すように
ほぼ零であるので、第３の制御スイッチＱ13のソフトス
イッチング（ゼロボルトスイッチング）が達成され、こ
のスイッチング損失は少ない。このｔ9 〜ｔ10区間で
は、Ｌ11−Ｑ5 −Ｌ3 −Ａ3 −ＡＣ−Ａ1 −Ｌ1 −Ｑ2
−Ｄ17−Ｄ16の回路、この回路のＡ1 −Ｌ1 −Ｑ2 の部
分をＡ2 −Ｌ2 −Ｑ4 に置き換えた回路、上記Ｄ17−Ｄ
16の部分をＱ13で置き換えた回路によってリアクトルＬ
11のエネルギの放出が行われ、この電流ＩL はｔ10で零
になる。なお、ｔ9 〜ｔ10区間でも前のｔ8 〜ｔ9 区間
と同様に第１の制御スイッチＱ11を通る電流が流れる。

【００３６】

【ｔ10〜ｔ11区間】ｔ10〜ｔ23の区間におけるソフトス
イッチング制御回路３の動作は同一であって図１４
（Ｂ）、（Ｊ）から明らかなように第１及び第２の制御
スイッチＱ11、Ｑ12はオン制御された状態に保たれ、第
３の制御スイッチＱ13は図１４（Ｇ）から明らかなよう
にオフ制御状態に保たれる。従って、リアクトルＬ11の
電流ＩLは図１２（Ｅ）に示すように流れず、この電圧
ＶL は図１２（Ｆ）に示すように零である。従って、ｔ
10〜ｔ23の区間はコンバータ１及びインバータ２のスイ
ッチのターンオフ及びターンオンのみに関係している。
ｔ10〜ｔ11区間では、前のｔ9 〜ｔ10区間と同様にコン
バータ１のスイッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ5 がオン、インバー
タ２のスイッチＱa 、Ｑc 、Ｑf がオンであり、ソフト
スイッチング制御回路３の電源Ｅ0 と第１の制御スイッ
チＱ11を通る電流が前のｔ9 〜ｔ10区間と同様に流れ
る。

【００３７】

【ｔ11〜ｔ12区間】ｔ11時点でスイッチＱ5 がターンオ
フ制御され、スイッチＱ6 がｔ12時点でターンオン制御
される。スイッチＱ5 をターンオフ制御すると、並列コ
ンデンサＣ5 が徐々に充電され、コンデンサＣ5 及びス
イッチＱ5 の電圧Ｖ5 は図１２（Ｆ）に示すように傾斜
を有して立上り、ソフトスイッチングが達成され、この
スイッチング損失が少なくなる。一方、第６のスイッチ
Ｑ6 は第５のスイッチＱ5 に直列に接続されているの
で、直流ラインＥ1 、Ｅ2 間の電圧（約２００Ｖ）から
第５のスイッチＱ5 の電圧Ｖ5 を差し引いた値になり、
ｔ11〜ｔ12区間で図１１（Ｇ）に示すように傾斜を有し
て立下る。従って、ｔ12時点で第６のスイッチＱ6 をタ
ーンオン制御すると、ソフトスイッチング（ゼロボルト
スイッチング）が達成され、スイッチング損失が少なく
なる。このｔ11〜ｔ12区間には電流が、ＡＣ−Ａ1 −Ｌ
1 −Ｑ2 −Ｄ6 −Ｌ3 −Ａ3の回路、及びＡＣ−Ａ2 −
Ｌ2 −Ｑ4 −Ｄ6 −Ｌ3 −Ａ3 の回路で流れる。この電
流の振幅値は交流電源ＡＣの正弦波の振幅に比例するの
で、入力電流波形を正弦波に近傍させる作用が生じる。
また、ｔ11〜ｔ12区間では、Ｅ0 −Ｑ11−Ｑa −Ｌa −
Ｒ−Ｌc −Ｑf の回路、及びＥ0 −Ｑ11−Ｑc −Ｌb −
Ｒ−Ｌc −Ｑf の回路が形成され、インバータ２による
直流−交流変換動作が生じる。

【００３８】

【ｔ12〜ｔ13区間】ｔ12〜ｔ13区間はｔ12時点でスイッ
チＱ6 がターンオンした後を示す。ｔ11〜ｔ12区間では
ダイオードＤ6 を通って電流が流れたが、ｔ12〜ｔ13で
はスイッチＱ6 を通る電流が流れることも可能になる。
なお、コンバータ１及びインバータ２のｔ12〜ｔ13区間
の動作はｔ11〜ｔ12区間の動作と実質的に同一である。

【００３９】

【ｔ13〜ｔ14区間】ｔ13〜ｔ14区間はインバータ２のス
イッチＱc がｔ13でターンオフし、スイッチＱd がｔ14
でターンオンする区間である。このｔ13〜ｔ14区間のコ
ンバータ１の動作は前のｔ12〜ｔ13区間と同じである。
ｔ13〜ｔ14においてインバータ２は、スイッチＱa 、Ｑ
f がオン、スイッチＱb 、Ｑe がオフ、スイッチＱc 、
Ｑdがデッドタイムとなる。スイッチＱc がｔ13でター
ンオフすると、コンデンサＣc が徐々に充電され、この
電圧Ｖcoが図１１（Ｊ）に示すように傾斜を有して立上
り、また、スイッチＱd がｔ14でターンオンする時には
この電圧Ｖd が図１１（Ｋ）に示すようにほぼ零であ
る。従って、スイッチＱc 、Ｑd のソフトスイッチング
が達成される。

【００４０】

【ｔ14〜ｔ15区間】ｔ14〜ｔ15区間はｔ15時点でスイッ
チＱd がオンになった後の状態を示す。このｔ14〜ｔ15
区間においてコンバータ１は前の区間と同一の動作を継
続し、インバータ２はスイッチＱa 、Ｑd 、Ｑf のオン
状態による動作となる。

【００４１】

【ｔ15〜ｔ16区間】ｔ15〜ｔ16区間では、ｔ15でスイッ
チＱa がターンオフし、ｔ16でスイッチＱb がターンオ
ンする。ｔ15時点でスイッチＱa がターンオフすると、
コンデンサＣa が徐々に充電され、この電圧Ｖa が図１
１（Ｈ）に示すように傾斜を有して立上り、また、スイ
ッチＱb の電圧Ｖb は図１１（Ｉ）に示すように傾斜を
有して立下り、ｔ16時点でほぼ零になる。従って、スイ
ッチＱa 、Ｑb のソフトスイッチングが達成される。

【００４２】

【ｔ16〜ｔ17区間】ｔ16〜ｔ17区間では、コンバータ１
は前の区間と同一に動作し、インバータ２はスイッチＱ
b 、Ｑd 、Ｑf のオン期間になる。このｔ16〜ｔ17区間
では、スイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ5 、Ｑa 、Ｑc 、Ｑe が
オフであるので、ソフトスイッチング制御回路３に電流
が流れない。

【００４３】

【ｔ17〜ｔ18区間】ｔ17〜ｔ18区間では、ｔ17でコンバ
ータ１のスイッチＱ2 がターンオフ、ｔ18でスイッチＱ
1 がターンオンする。ｔ17時点でスイッチＱ2 がターン
オフすると、この並列コンデンサＣ2 が徐々に充電さ
れ、この電圧Ｖ2 が図１１（Ｃ）に示すように傾斜を有
して立上り、逆にスイッチＱ1 の電圧Ｖ1 は図１１
（Ｂ）に示すように傾斜を有して立下り、ｔ18時点でほ
ぼ零になる。従って、スイッチＱ1、Ｑ2 のソフトスイ
ッチングが達成される。ｔ17〜ｔ18区間ではＱ1 、Ｑ2
のいずれもオフであるので、ＡＣ−Ａ1 −Ｌ1−Ｄ1 −
Ｄ11−Ｅ0 −Ｄ6 とＱ6 −Ｌ3 −Ａ3 の回路、及びＡＣ
−Ａ2 −Ｌ2 −Ｑ4 −Ｄ6 とＱ6 −Ｌ3 −Ａ3 の回路が
形成される。

【００４４】

【ｔ18〜ｔ19区間】ｔ18〜ｔ19区間はｔ19時点でスイッ
チＱ1 がターンオンした後を示す。このｔ18〜ｔ19区間
では、前のｔ17〜ｔ18区間の動作にダイオードＤ1 に並
列のスイッチＱ1 を通る電流経路が付加された動作とな
る。なお、この区間ではスイッチＱ1 、Ｑ4 、Ｑ6 、Ｑ
b 、Ｑd 、Ｑf がオンである。

【００４５】

【ｔ19〜ｔ20区間】ｔ19〜ｔ20区間では、ｔ19でスイッ
チＱ4 がターンオフし、ｔ20でスイッチＱ3 がターンオ
ンする。ｔ19でスイッチＱ4 がターンオフすると、この
並列コンデンサＣ4 が充電され、この電圧Ｖ4 が図１１
（Ｅ）に示すように傾斜を有して立上り、逆にスイッチ
Ｑ3 の電圧Ｖ3 は図１１（Ｄ）に示すように傾斜を有し
て立下り、ｔ20でほぼ零になる。これにより、スイッチ
Ｑ3 、Ｑ4 のソフトスイッチングが達成される。このｔ
19〜ｔ20区間では、ＡＣ−Ａ1 −Ｌ1 −Ｑ1 とＤ1 −Ｑ
11−Ｅ0 −Ｑ6とＤ6 −Ｌ3 −Ａ3 の回路とＡＣ−Ａ2
−Ｌ2 −Ｄ3 −Ｑ11−Ｅ0 −Ｑ6 とＤ6−Ｌ3 −Ａ3 の
回路に電流が流れる。インバータ２は前の区間と同様に
動作する。

【００４６】

【ｔ20〜ｔ21区間】ｔ20〜ｔ21区間はｔ20でスイッチＱ
3 がオンになった後の状態を示す。このｔ20〜ｔ21区間
では、スイッチＱ3 を通る電流通路が生じる点を除いて
前の区間と同一の動作が生じる。なお、区間ではスイッ
チＱ1 、Ｑ3 、Ｑ6 、Ｑb 、Ｑd 、Ｑf がオンである。

【００４７】

【ｔ21〜ｔ22区間】ｔ21〜ｔ22区間では、インバータ２
のスイッチＱf がｔ21でターンオフし、スイッチＱe が
ｔ22でターンオンする。ｔ21でスイッチＱf がターンオ
フすると、この並列コンデンサＣf が充電され、この電
圧Ｖf が図１１（Ｍ）に示すように傾斜を有して立上
り、逆にスイッチＱe の電圧Ｖe は図１１（Ｌ）に示す
ように傾斜を有して立下り、ｔ22でほぼ零になる。これ
により、スイッチＱe 、Ｑf のソフトスイッチングが達
成される。このｔ21〜ｔ22の区間では、Ｒ−Ｌc −Ｄe
−Ｄ11−Ｅ0 −Ｄb とＱb −Ｌaの回路、Ｒ−Ｌc −Ｄe
−Ｄ11−Ｅ0 −Ｄd とＱd −Ｌb の回路が形成され
る。なお、コンバータ１は前の区間と同一動作状態を保
つ。

【００４８】

【ｔ22〜ｔ23区間】ｔ22〜ｔ23区間はｔ22でスイッチＱ
e がターンオンした後を示す。この区間ではスイッチＱ
e を通る電流通路が生じる点を除いて前の区間と同一の
動作が生じる。このｔ22〜ｔ23区間でオンになるスイッ
チはＱ1 、Ｑ3 、Ｑ6 、Ｑb 、Ｑd、Ｑe である。ｔ23
時点はＰＷＭ制御の１周期の終りの時点を示す。従っ
て、ｔ23時点の後には、ｔ0 〜ｔ23と同様な動作が生じ
る。但し、既に説明したように図９の制御時点ｔa が変
化すると、スイッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｑa 〜Ｑb のオン・オ
フパターンが変化する。

【００４９】上述から明らかなように本実施例によれ
ば、コンバータ１のスイッチＱ1 〜Ｑ6 及びインバータ
２のスイッチＱa 〜Ｑf のターンオフ時及びターンオン
時の両方においてソフトスイッチングを確実且つ容易に
達成することができる。

【００５０】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでは
なく例えば次の変形が可能なものである。 （１） コンバータ１及びインバータ２のスイッチＱ1
〜Ｑ6 、Ｑa 〜Ｑf をオン・オフするための制御信号の
形成方法を種々変えることができ、例えばディジタル制
御器によってスイッチ制御信号を作成することができ
る。 （２） 負荷Ｒをモータとすることができる。負荷Ｒが
モータの場合またはインダクタンスを有する場合にはリ
アクトルＬa 〜Ｌc を省くことができる。 （３） スイッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｑa 〜Ｑf 、Ｑ11〜Ｑ13
をＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等
の別の半導体スイッチにすることができる。 （４） インバータ２の出力周波数を変えるように構成
することができる。 （５） 単相又は２相のコンバータ又はインバータにも
本発明を適用できる。 （６） インバータ２を省き、コンバータ１とソフトス
イッチング制御回路３とコンデンサＣo の組み合せ回路
にすること、またコンバータ１を省き、インバータ２と
ソフトスイッチング制御回路３とコンデンサＣo との組
み合せ回路にすることができる。 （７） コンバータのみの場合、コンバータとインバー
タとの組み合せ回路の場合は電源Ｅ0 をコンデンサにす
ることができる。 （８） 図１〜図３の電力変換装置からソフトスイッチ
ング用コンデンサＣ0を省いた構成にすることができ
る。一対の直流ラインＥ1、Ｅ2間の浮遊容量又はスイッ
チＱ1〜Ｑ6に並列に接続されたコンデンサＣ1〜Ｃ6又は
これ等の浮遊容量又はスイッチＱａ〜Ｑｆに並列に接続
されたコンデンサＣａ〜Ｃｆ又はこれ等の浮遊容量又は
これ等の組み合せが図１〜図３のソフトスイッチング用
コンデンサＣ0と同様に働く。 （９） コンバ−タ１を直流ラインＥ1、Ｅ2の直流電圧
を交流電圧に変換させるようにインバ−タ動作させるこ
とができる。インバ−タ２を出力側の交流電力を直流ラ
インＥ1、Ｅ２側に回生させるようにコンバ−タ動作さ
せることができる。 （10） スイッチＱ11、Ｑ12、Ｑ73の切換え時点をタイ
マで行う代わりに、各部の電圧検出に基づいて行うこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の電力変換装置を示すブロック
図である。

【図２】図１のコンバータとソフトスイッチング制御回
路とを詳しく示す回路図である。

【図３】図１のインバータとソフトスイッチング制御回
路とを詳しく示す回路図である。

【図４】図１のスイッチ制御回路のコンバータ制御回路
部分を示す回路図である。

【図５】図４の制御信号出力回路を概略的に示すブロッ
ク図である。

【図６】図１のスイッチ制御回路のインバータ制御回路
部分を示すブロック図である。

【図７】図６の制御信号出力回路を概略的に示すブロッ
ク図である。

【図８】図１のスイッチ制御回路のソフトスイッチング
制御回路のスイッチを制御する回路を示すブロック図で
ある。

【図９】図１のコンバータの入力交流電圧とインバータ
の出力交流電圧とを示す波形図である。

【図１０】図４及び図５の各部の状態を示す波形図であ
る。

【図１１】図１の各部の状態を示す波形図である。

【図１２】図２のソフトスイッチング制御回路の各部の
状態を示す波形図である。

【図１３】図６及び図７の各部の状態を示す波形図であ
る。

【図１４】図８の各部の状態を示す波形図である。

【符号の説明】

１ コンバータ ２ インバータ Ｃo ソフトスイッチング用コンデンサ Ｌ11 ソフトスイッチング用リアクトル Ｑ1 〜Ｑ6 、Ｑa 〜Ｑf スイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｆ 7/5387 7/5387 Ｚ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/219 H02M 1/00 H02M 3/00 H02M 7/12 H02M 7/48 H02M 7/5387

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも第１及び第２の交流入力端子
   と一対の直流出力端子と、前記第１及び第２の交流入力
   端子と前記一対の直流出力端子との間にブリッジ接続さ
   れた少なくとも第１、第２、第３及び第４のスイッチ
   と、前記第１、第２、第３及び第４のスイッチに逆方向
   並列に接続された又は前記第１、第２、第３及び第４の
   スイッチに内蔵された第１、第２、第３及び第４のダイ
   オードと、前記第１、第２、第３及び第４のスイッチに
   並列に接続された第１、第２、第３及び第４のコンデン
   サ又は浮遊容量とから成るコンバータと、 交流電源端子と前記交流入力端子との間に接続されたリ
   アクトルと、 前記一対の直流出力端子間に接続されたソフトスイッチ
   ング用コンデンサ又は浮遊容量と、 前記第１、第２、第３及び第４のスイッチの少なくとも
   １つをターンオンする直前に前記ソフトスイッチング用
   コンデンサ又は浮遊容量の電圧をほぼ零にするためのソ
   フトスイッチング制御回路とを備え、前記ソフトスイッ
   チング制御回路は、直流電源（Ｅ0 ）と、第１、第２及
   び第３の制御スイッチ（Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13）と、第１、
   第２、第３、第４、第５、第６、第７のダイオード（Ｄ
   11、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ14、Ｄ15、Ｄ16、Ｄ17）と、第１、
   第２及び第３のコンデンサ（Ｃ11、Ｃ12、Ｃ13）と、リ
   アクトル（Ｌ11）と、スイッチ制御回路（４ｃ）とを有
   し、 前記第１の制御スイッチ（Ｑ11）の一端は前記直流電源
   （Ｅ0 ）の一端に接続され、 前記第１の制御スイッチ（Ｑ11）の他端は前記一対の直
   流出力端子の一方（Ｅ１）に接続され、 前記直流電源（Ｅ0 ）の他端は前記一対の直流出力端子
   の他方（Ｅ2）に接続され、 前記第２の制御スイッチ（Ｑ12）の一端は前記直流電源
   （Ｅ0 ）の一端に接続され、 前記第３の制御スイッチ（Ｑ13）は前記第２の制御スイ
   ッチ（Ｑ12）の他端と前記直流電源（Ｅ0 ）の他端との
   間に接続され、 前記第１、第２及び第３のダイオード（Ｄ11、Ｄ12、Ｄ
   13）は前記第１、第２及び第３の制御スイッチ（Ｑ11、
   Ｑ12、Ｑ13）に逆方向並列に接続され、 前記第１のコンデンサ（Ｃ11）は前記第１の制御スイッ
   チ（Ｑ11）に並列に接続され、 前記リアクトル（Ｌ11）の一端は前記一方の直流出力端
   子（Ｅ1）に接続され、 前記リアクトル（Ｌ11）の他端は前記第２及び第３の制
   御スイッチ（Ｑ12、Ｑ13）の相互接続点に接続され、 前記第４、第５、第６及び第７のダイオード（Ｄ14、Ｄ
   15、Ｄ16、Ｄ17）は互いに直列接続され且つ前記直流電
   源（Ｅ0 ）の一端と他端との間に接続され、 前記第２のコンデンサ（Ｃ12）は前記第４及び第５のダ
   イオード（Ｄ14、Ｄ15）の相互接続点と前記リアクトル
   （Ｌ11）の一端との間に接続され、 前記第３のコンデンサ（Ｃ13）は前記第６及び第７のダ
   イオード（Ｄ16、Ｄ17）の相互接続点と前記リアクトル
   （Ｌ11）の一端との間に接続され、 前記第２及び第３の制御スイッチ（Ｑ12、Ｑ13）の相互
   接続点（Ｊ1 ）が前記第５及び第６のダイオード（Ｄ1
   5、Ｄ16）の相互接続点に接続され、 前記スイッチ制御回路（４ｃ）は、前記第１の制御スイ
   ッチ（Ｑ11）を前記コンバータの少なくとも１つのスイ
   ッチのターンオン時点よりも少し前の時点（ｔ1 ）でタ
   ーンオフ制御し、しかる後に前記コンバータの別の少な
   くとも１つのスイッチのターンオフ時点の少し後の時点
   （ｔ7 ）でターンオン制御し、前記第２の制御スイッチ
   （Ｑ12）を前記第１の制御スイッチ（Ｑ11）のターンオ
   フ制御時点（ｔ1 ）よりも少し前の時点（ｔ0 ）で第１
   回のターンオフ制御し、前記第１の制御スイッチ（Ｑ1
   1）のターンオン制御時点（ｔ7 ）よりも前の時点（ｔ4
   ）で第１回のターンオン制御し、前記第１の制御スイ
   ッチ（Ｑ11）のターンオン制御時点（ｔ7 ）よりも後の
   時点（ｔ8 ）で第２回のターンオフ制御し、このタ−ン
   オフ制御時点から所定時間後に第２回のターンオン制御
   し、前記第３の制御スイッチ（Ｑ13）を前記第２の制御
   スイッチ（Ｑ12）の第１回のターンオフ制御時点（ｔ0
   ）に同期して第１回のターンオン制御し、前記第２の
   制御スイッチ（Ｑ12）の第１回のターンオン制御時点
   （ｔ4 ）よりも少し前の時点（ｔ3 ）で第１回のターン
   オフ制御し、前記第２の制御スイッチ（Ｑ12）の第２回
   のターンオフ制御時点（ｔ8 ）よりも少し後の時点（ｔ
   9 ）で第２回のターンオン制御し、前記第２の制御スイ
   ッチ（Ｑ12）の第２回のターンオン制御時点（ｔ10）に
   ほぼ同期して第２回のターンオフ制御するように形成さ
   れていることを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 一対の直流入力端子と、少なくとも第１
   及び第２の交流出力端子と、前記直流入力端子と前記交
   流出力端子との間にブリッジ接続された少なくとも第
   １、第２、第３及び第４のインバータスイッチと、前記
   第１、第２、第３及び第４のインバータスイッチに並列
   に接続された又は第１、第２、第３及び第４のインバー
   タスイッチに内蔵された第１、第２、第３及び第４の帰
   還用ダイオードと、前記第１、第２、第３及び第４のイ
   ンバータスイッチに並列に接続された第１、第２、第３
   及び第４の並列コンデンサ又は前記第１、第２、第３及
   び第４のインバータスイッチの浮遊容量とを有している
   インバータと、 前記インバータの前記交流出力端子に接続された平滑用
   のリアクトル又はインダクタンス成分と、 前記一対の直流入力端子間に接続されたソフトスイッチ
   ング用コンデンサ又は浮遊容量と、 前記第１、第２、第３及び第４のインバータスイッチの
   少なくとも１つをターンオンする直前に前記ソフトスイ
   ッチング用コンデンサ又は浮遊容量の電圧をほぼ零にす
   るためのソフトスイッチング制御回路とを備え、前記ソ
   フトスイッチング制御回路は、直流電源（Ｅ0 ）と、第
   １、第２及び第３の制御スイッチ（Ｑ11、Ｑ12、Ｑ13）
   と、第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７のダイ
   オード（Ｄ11、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ14、Ｄ15、Ｄ16、Ｄ17）
   と、第１、第２及び第３のコンデンサ（Ｃ11、Ｃ12、Ｃ
   13）と、リアクトル（Ｌ11）と、スイッチ制御回路（４
   ｃ）とを有し、 前記第１の制御スイッチ（Ｑ11）の一端は前記直流電源
   （Ｅ0 ）の一端に接続され、 前記第１の制御スイッチ（Ｑ11）の他端は前記一対の直
   流入力端子の一方（Ｅ1）に接続され、 前記直流電源（Ｅ0 ）の他端は前記一対の直流入力端子
   の他方（Ｅ2）に接続され、 前記第２の制御スイッチ（Ｑ12）の一端は前記直流電源
   （Ｅ0 ）の一端に接続され、 前記第３の制御スイッチ（Ｑ13）は前記第２の制御スイ
   ッチ（Ｑ12）の他端と前記直流電源（Ｅ0 ）の他端との
   間に接続され、 前記第１、第２及び第３のダイオード（Ｄ11、Ｄ12、Ｄ
   13）は前記第１、第２及び第３の制御スイッチ（Ｑ11、
   Ｑ12、Ｑ13）に逆方向並列に接続され、 前記第１のコンデンサ（Ｃ11）は前記第１の制御スイッ
   チ（Ｑ11）に並列に接続され、 前記リアクトル（Ｌ11）の一端は前記一方の直流入力端
   子（Ｅ1）に接続され、 前記リアクトル（Ｌ11）の他端は前記第２及び第３の制
   御スイッチ（Ｑ12、Ｑ13）の相互接続点に接続され、 前記第４、第５、第６及び第７のダイオード（Ｄ14、Ｄ
   15、Ｄ16、Ｄ17）は互いに直列接続され且つ前記直流電
   源（Ｅ0 ）の一端と他端との間に接続され、 前記第２のコンデンサ（Ｃ12）は前記第４及び第５のダ
   イオード（Ｄ14、Ｄ15）の相互接続点と前記リアクトル
   （Ｌ11）の一端との間に接続され、 前記第３のコンデンサ（Ｃ13）は前記第６及び第７のダ
   イオード（Ｄ16、Ｄ17）の相互接続点と前記リアクトル
   （Ｌ11）の一端との間に接続され、 前記第２及び第３の制御スイッチ（Ｑ12、Ｑ13）の相互
   接続点（Ｊ1 ）が前記第５及び第６のダイオード（Ｄ1
   5、Ｄ16）の相互接続点に接続され、 前記スイッチ制御回路（４ｃ）は、前記第１の制御スイ
   ッチ（Ｑ11）を前記インバータの少なくとも１つのスイ
   ッチのターンオン時点よりも少し前の時点（ｔ1 ）でタ
   ーンオフ制御し、しかる後に前記インバータの別の少な
   くとも１つのスイッチのターンオフ時点の少し後の時点
   （ｔ7 ）でターンオン制御し、前記第２の制御スイッチ
   （Ｑ12）を前記第１の制御スイッチ（Ｑ11）のターンオ
   フ制御時点（ｔ1 ）よりも少し前の時点（ｔ0 ）で第１
   回のターンオフ制御し、前記第１の制御スイッチ（Ｑ1
   1）のターンオン制御時点（ｔ7 ）よりも前の時点（ｔ4
   ）で第１回のターンオン制御し、前記第１の制御スイ
   ッチ（Ｑ11）のターンオン制御時点（ｔ7 ）よりも後の
   時点（ｔ8 ）で第２回のターンオフ制御し、このタ−ン
   オフ制御時点から所定時間後に第２回のターンオン制御
   し、前記第３の制御スイッチ（Ｑ13）を前記第２の制御
   スイッチ（Ｑ12）の第１回のターンオフ制御時点（ｔ0
   ）に同期して第１回のターンオン制御し、前記第２の
   制御スイッチ（Ｑ12）の第１回のターンオン制御時点
   （ｔ4 ）よりも少し前の時点（ｔ3 ）で第１回のターン
   オフ制御し、前記第２の制御スイッチ（Ｑ12）の第２回
   のターンオフ制御時点（ｔ8 ）よりも少し後の時点（ｔ
   9 ）で第２回のターンオン制御し、前記第２の制御スイ
   ッチ（Ｑ12）の第２回のターンオン制御時点（ｔ10）に
   ほぼ同期して第２回のターンオフ制御するように形成さ
   れていることを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 更に、一対の直流入力端子と、少なくと
   も第１及び第２の交流出力端子と、前記直流入力端子と
   前記交流出力端子との間にブリッジ接続された少なくと
   も第１、第２、第３及び第４のインバータスイッチと、
   前記第１、第２、第３及び第４のインバータスイッチに
   並列に接続された又は第１、第２、第３及び第４のイン
   バータスイッチに内蔵された第１、第２、第３及び第４
   の帰還用ダイオードと、前記第１、第２、第３及び第４
   のインバータスイッチに並列に接続された第１、第２、
   第３及び第４の並列コンデンサ又は前記第１、第２、第
   ３及び第４のインバータスイッチの浮遊容量とを有して
   いるインバータと、 前記インバータの前記交流出力端子に接続された平滑用
   のリアクトル又はインダクタンス成分と、を有し、前記
   インバータの一対の直流入力端子は前記一対の直流出力
   端子に接続されていることを特徴とする請求項１記載の
   電力変換装置。