JP2000287453A - 多重電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 指令値に応じた所定の基本波電圧を出力し、
任意に選定される種類の次数の高調波成分を零にするこ
とができる多重電力変換装置を得ることを目的とする。 【解決手段】 ２レベル１パルスＰＷＭ方式の電力変換
部を２^m台備え、その交流側を直列に接続し、交流電圧
指令値Ｖｒｅｆと一致するよう基準制御角αを作成する
基準制御角演算手段９０１、この基準制御角αに、電力
変換部毎に定まるシフト角定数φｌを加減算して個別制
御角αｌを作成する加算手段９０２、および個別制御角
αｌと位相信号θｌとを入力して各電力変換部のスイッ
チング素子をオンオフするための制御信号ｒｌを作成す
る制御信号演算手段９０４を備え、合計ｍの任意に選定
される種類の次数の高調波成分を零とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、交流と直流との
電力変換を行う電力変換部を複数備え、その交流側を互
いに直列にして交流系統に接続し、直流系統と上記交流
系統との間で電力変換を行う多重電力変換装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】図１３は例えば「Dynamic Performance
and Control of a Static Var Generator Using Cascad
e Multilevel Inverters」（Ｐｅｎｇ等著、IAS. Annua
l Meeting pp1009-1015,1996）に記載された従来の多重
電力変換装置の構成図である。図において、１は三相の
交流電力系統（交流系統）の内の一相であり、２２ａ〜
２２ｅは端子間の電圧がそれぞれＶｄｃａ〜Ｖｄｃｅで
ある直流キャパシタであり、２３ａ〜２３ｅはそれぞれ
制御信号ｒａ〜ｒｅを入力とし、例えばＧＴＯ（Gate T
urn-off Thyrister）などのスイッチング素子４を利用
して、１パルスＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式
に基づいて交流直流間で電力を変換する電力変換部であ
り、２５は電力変換部２３ａ〜２３ｅを多重に（交流側
を直列に）接続して構成され、連系リアクトル１１によ
り接続された交流電力系統１と直流系統２６ａ〜２６ｅ
との間で電力の変換を行う一相分の多重電力変換部であ
り、２７ａ〜２７ｅはそれぞれ直流キャパシタ２２ａ〜
２２ｅの端子間電圧Ｖｄｃａ〜Ｖｄｃｅを検出する直流
電圧値検出手段であり、２８は直流電圧Ｖｄｃａ〜Ｖｄ
ｃｅおよび直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を入力として制御信
号Δαａ〜Δαｅを出力する直流電圧制御手段であり、
９は交流電力系統１の相電圧Ｖを検出する交流電圧値検
出手段であり、１０は交流電圧値検出手段９により検出
された電圧値Ｖを入力として基準位相θを算出する交流
電圧位相演算手段であり、２００は所定の電圧指令値Ｖ
ｒｅｆ、交流電力系統１の位相に同期した基準位相θお
よび直流電圧制御手段２８の出力Δαａ〜Δαｅを入力
とし電力変換部２３ａ〜２３ｅに制御信号ｒａ〜ｒｅを
出力する制御信号演算部である。三相の交流電力系統の
他の相に接続された多重電力変換部に関しては構成が同
様であるためその説明を省略する。

【０００３】図１４は制御信号演算部２００の詳細な構
成例を示す図である。２０１は電圧指令値Ｖｒｅｆを入
力として、各電力変換部２３ａ〜２３ｅの制御角αａ、
αｂ、αｃ、αｄおよびαｅを生成し、出力する制御角
演算手段であり、２０３ａ〜２０３ｅは、それぞれ制御
信号Δαａ〜Δαｅと入力信号θとの和を演算しそれぞ
れ位相信号θａ〜θｅとして出力する加算手段であり、
２０４ａ〜２０４ｅはそれぞれαａ〜αｅおよび位相信
号θａ〜θｅを入力としてそれぞれ電力変換部２３ａ〜
２３ｅを構成するスイッチング素子を点弧および消弧す
る制御信号ｒａ〜ｒｅを生成し、それぞれ電力変換部２
３ａ〜２３ｅへ出力する制御信号演算手段である。

【０００４】次に動作について説明する。制御角演算手
段２０１は、電圧指令値Ｖｒｅｆを入力としてあらかじ
め所定の方法で演算し記憶装置に保持させている表に基
づいて制御角αａ〜αｅを生成し、制御信号演算手段２
０４ａ〜２０４ｅへ出力する。直流電圧値検出手段２７
ａ〜２７ｅはそれぞれ直流キャパシタ２２ａ〜２２ｅの
端子間電圧それぞれＶｄｃａ〜Ｖｄｃｅを検出し、直流
電圧制御手段２８へ出力し、直流電圧制御手段２８は直
流電圧Ｖｄｃａ〜Ｖｄｃｅおよび直流電圧指令値Ｖｄｃ
^*を入力として、Ｖｄｃａ〜ＶｄｃｅがそれぞれＶｄｃ^*
に追従するための制御信号Δαａ〜Δαｅを所定の方法
で演算し、制御信号演算部２００の加算手段２０３ａ〜
２０３ｅへ出力する。交流電圧値検出手段９は交流電力
系統１の相電圧を検出し、交流電圧位相演算手段１０へ
出力する。交流電圧位相演算手段１０は交流電圧値検出
手段９により検出された相電圧値を入力とし、その位相
を算出し、基準位相θとして制御信号演算部２００の加
算手段２０３ａ〜２０３ｅへ出力する。加算手段２０３
ａ〜２０３ｅはそれぞれ制御信号Δαａ〜Δαｅと基準
位相θとの和を算出し、それぞれ位相信号θａ〜θｅと
してそれぞれ制御信号演算手段２０４ａ〜２０４ｅへ出
力する。

【０００５】制御信号演算手段２０４ａは制御角αａお
よび位相信号θａを入力とし、位相信号θａがαａ〜
（π−α１）ｒａｄのときは電力変換部２３ａが＋Ｖｄ
ｃａの電圧を出力し、θａが（π＋αａ）〜（２π−α
ａ）ｒａｄのときは電力変換部２３ａが−Ｖｄｃａの電
圧を出力し、それ以外のときは電力変換部２３ａが０の
電圧を出力するための制御信号ｒａを生成し、制御信号
演算手段２０４ｂ〜２０４ｅは制御信号演算手段２０４
ａの場合と同様にして、それぞれ制御角αｂ〜αｅおよ
び位相信号θｂ〜θｅを入力としてそれぞれ電力変換部
２３ｂ〜２３ｅを制御するための制御信号ｒｂ〜ｒｅを
出力する。電力変換部２３ａ〜２３ｅはそれぞれ制御信
号ｒａ〜ｒｅを入力とし、入力信号に従ってスイッチン
グ素子を点弧あるいは消弧させてそれぞれ直流系統２６
ａ〜２６ｅと交流電力系統１との間で電力の変換を実行
する。

【０００６】図１５は電圧指令値Ｖｒｅｆが与えられた
場合に、多重電力変換部２５が出力する電圧の指令値お
よび出力電圧の波形ならびに電力変換部２３ａ〜２３ｅ
がそれぞれ出力する電圧の波形を示す図である。ただ
し、直流電圧Ｖｄｃａ〜Ｖｄｃｅが十分目標値に等しく
保たれているときは直流電圧制御信号Δαａ〜Δαｅは
０であるため、図において直流電圧制御信号Δαａ〜Δ
αｅの影響は省略している。図において、４００はＶｒ
ｅｆにより決まる交流電圧の指令値の波形であり、４０
１は多重電力変換部２５が出力する電圧波形であり、４
０２ａ〜４０２ｅは電力変換部２３ａ〜２３ｅが出力す
る電圧波形である。波形４０１は波形４０２ａ〜４０２
ｅを全て加算した波形となる。

【０００７】制御角演算手段２０１は電圧指令値Ｖｒｅ
ｆが与えられると、電力変換部２３ａ〜２３ｅがそれぞ
れ波形４０２ａ〜４０２ｅの電圧を出力するための制御
角αａ〜αｅを、表に基づいて算出する。この表は、出
力電圧の基本波成分が波形４００で与えられるもので、
かつ出力電圧に含まれる高調波の大きさが低減されるよ
うな制御角αａ〜αｅをあらかじめいくつかのＶｒｅｆ
に対して計算し、それを表として制御角演算手段２０１
内の記憶装置内に保持したものである。

【０００８】このように動作することにより多重電力変
換部２５は、与えられた電圧指令値Ｖｒｅｆに応じた電
圧の基本波成分を出力し、かつその基本波電圧を出力し
た上で含まれる高調波成分を減少させた電圧を出力する
ことができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】以上の従来の方法では
それぞれの２レベルインバータの出力電圧は制御角演算
手段２０１内の表によって制御されており、この表をも
とにした制御信号は、基本波電圧の指令値Ｖｒｅｆに応
じた出力電圧の基本波成分を保った上で高調波成分を低
減させる制御信号であるが、高調波成分の総量を最小に
するように求められたものであり、特定次数の高調波成
分を０にする働きはない。また、電力変換部２３ａ〜２
３ｅがそれぞれ出力する電圧は、例えば２３ｅが電圧が
０となる時間が最も短く、２３ａが電圧が０となる時間
が最も長くなっている。制御角演算手段２０１に含まれ
ている表は、この２３ａ〜２３ｅのパルス幅の大小関係
を保った上で、多重電力変換部２５が出力する電圧に含
まれる高調波を最小にするように求められているので、
出力電圧の上昇とともに各パルス幅設定の自由度は低く
なり電圧の高調波成分を低減する働きは弱くなる。

【００１０】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、指令値に応じた所定の基本波電圧
を出力し、任意に選定される種類の次数の高調波成分を
零にすることができる多重電力変換装置を得ることを目
的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この発明に係る多重電力
変換装置は、交流と直流との電力変換を行う電力変換部
を複数備え、その交流側を互いに直列にして交流系統に
接続し、直流系統と上記交流系統との間で電力変換を行
う多重電力変換装置において、上記各電力変換部を２レ
ベル１パルスＰＷＭ方式、その台数を一相当たり２
^m（ｍは正の整数）とし、上記交流系統への出力電圧が
交流電圧指令値と一致するよう基準パルス信号（但し、
この基準パルスは、その幅中心が位相角π／２および３
π／２に一致する正負一対のパルスに対応する）を作成
する手段、上記交流系統への出力電圧に含まれる各次高
調波成分の内、合計ｍの任意に選定される種類の次数の
高調波成分が零となるよう、上記基準パルス信号の位相
を上記電力変換部毎にずらせて得られる、上記電力変換
部毎の個別パルス信号を作成する手段、各パルスを直列
合成して得られる波形が上記各個別パルスを直列合成し
て得られる波形と一致する条件で、その幅中心が位相角
π／２および３π／２に一致する正負一対のパルスとな
る、上記電力変換部毎の個別基準パルス信号を作成する
手段、および上記各個別基準パルス信号に基づき上記各
電力変換部のスイッチング素子をオンオフ制御する手段
を備えたものである。

【００１２】また、この発明に係る多重電力変換装置
は、交流と直流との電力変換を行う電力変換部を複数備
え、その交流側を互いに直列にして交流系統に接続し、
直流系統と上記交流系統との間で電力変換を行う多重電
力変換装置において、上記各電力変換部を２レベル１パ
ルスＰＷＭ方式、その台数を一相当たり２^m（ｍは正の
整数）とし、上記交流系統への出力電圧が交流電圧指令
値と一致するよう基準制御角（但し、基準制御角をαと
したとき、各電力変換部は、位相角αから（π−α）の
間で正の、（π＋α）から（２π−α）の間で負の各１
パルス（基準パルス）を出力するものとする）を作成す
る基準制御角作成手段、上記交流系統への出力電圧に含
まれる各次高調波成分の内、合計ｍの任意に選定される
種類の次数の高調波成分が零となるよう、上記基準制御
角で定まる電力変換部の出力パルス位相が上記各電力変
換部間で互いに異なるよう、上記基準制御角に、上記電
力変換部毎に定まるシフト角定数φｌ（ｌ＝１，２・・
・２^m）を加減算して、上記電力変換部毎の個別制御角
αｌ（ｌ＝１，２・・・２^m）を作成する個別制御角作
成手段、上記個別制御角αｌを入力し、下記条件式によ
り定まる、上記電力変換部毎の個別基準パルス信号ｒｌ
（ｌ＝１，２・・・２^m）を作成する個別基準パルス信
号作成手段、および上記各個別基準パルス信号ｒｌに基
づき上記各電力変換部のスイッチング素子をオンオフ制
御する手段を備えたものである。 条件式 αｌ＜０のときは、位相角（−αｌ）から（π＋αｌ）
の間で正の、（π−αｌ）から（２π＋αｌ）の間で負
の各１パルスを出力する信号 ０≦αｌ≦π／２のときは、位相角αｌから（π−α
ｌ）の間で正の、（π＋αｌ）から（２π−αｌ）の間
で負の各１パルスを出力する信号 π／２＜αｌのときは、位相角（π−αｌ）からαｌの
間で負の、（２π−αｌ）から（π＋αｌ）の間で正の
各１パルスを出力する信号

【００１３】また、この発明に係る多重電力変換装置の
個別制御角作成手段は、シフト角定数φｌを式（１）に
より決定するようにしたものである。

【００１４】

【数３】

【００１５】また、この発明に係る多重電力変換装置の
個別制御角作成手段は、予め式（１）に算出したシフト
角定数φｌを読み出し可能に記憶する手段を備えたもの
である。

【００１６】また、この発明に係る多重電力変換装置の
基準制御角作成手段は、基準制御角αを式（２）により
決定するようにしたものである。

【００１７】

【数４】

【００１８】また、この発明に係る多重電力変換装置の
基準制御角作成手段は、交流系統電圧検出値Ｖｉを入力
し、この検出値Ｖｉと交流電圧指令値Ｖｒｅｆとの偏差
が零となるよう動作し基準制御角αを出力する演算増幅
器としたものである。

【００１９】また、この発明に係る多重電力変換装置
は、交流系統電圧から基準位相θを検出する基準位相検
出手段、各電力変換部の直流側出力電圧Ｖｄｃｌ（ｌ＝
１，２・・・２^m）を検出する直流電圧検出手段、上記
直流側出力電圧Ｖｄｃｌと直流電圧指令値Ｖｄｃ^*とを
入力しその偏差が零となるよう位相制御出力Δαｌ（ｌ
＝１，２・・・２^m）を出力する直流電圧制御手段、お
よび上記基準位相θと位相制御出力Δαｌとを加算し位
相信号θｌ（ｌ＝１，２・・・２^m）を出力する加算手
段を備え、上記電力変換部毎に、個別基準パルス信号ｒ
ｌを上記位相信号θｌだけシフトするようにしたもので
ある。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、発明の実施の一形態を説明
する。 実施の形態１．この発明においては、電力変換部は一般
形として２^m個使用するが、この実施の形態１における
図１は、例えばｍ＝１として２個の単相２レベルインバ
ータを縦続接続し、（第）ｎ１次の高調波を出力電圧に
含まない多重電力変換装置の構成を示す図である。図に
おいて、２−１〜２−２は端子間の電圧がそれぞれＶｄ
ｃ１〜Ｖｄｃ２である直流キャパシタであり、３−１〜
３−２はそれぞれ制御信号ｒ１〜ｒ２を入力とし、例え
ばＧＴＯなどのスイッチング素子を利用して、１パルス
ＰＷＭ方式に基づいて交流直流間で電力を変換する電力
変換部であり、５は電力変換部３−１〜３−２を多重に
接続して構成され、交流電力系統１とそれぞれ直流系統
６−１〜６−２との間で電力の変換を行う一相分の多重
電力変換部であり、７−１〜７−２はそれぞれ直流キャ
パシタ２−１〜２−２の端子間電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ２
を検出する直流電圧値検出手段であり、８は直流電圧Ｖ
ｄｃ１〜Ｖｄｃ２および直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を入力
として制御信号Δα１〜Δα２を出力する直流電圧制御
手段であり、１００は所定の電圧指令値Ｖｒｅｆ、交流
電力系統１の位相に同期した基準位相θおよび直流電圧
制御手段８の出力Δα１〜Δα２を入力として電力変換
部３−１〜３−２に制御信号ｒ１〜ｒ２を出力する制御
信号演算部である。三相の交流電力系統の他の相に接続
された多重電力変換部に関しては構成が同様であるため
その説明を省略し、また交流電圧値検出手段９、交流電
圧位相演算手段１０、連系リアクトル１１に関しては従
来のものと構成が同様であるためその説明を省略する。

【００２１】図２は、制御信号演算部１００の詳細な構
成を示す図である。図において、１０１は電圧指令値Ｖ
ｒｅｆおよび後述するシフト角定数φ１〜φ２を入力と
して基準制御角αを出力する基準制御角演算手段であ
り、１０２−１〜１０２−２は基準制御角演算手段１０
１の出力αとそれぞれ所定のシフト角定数φ１〜φ２と
の和を算出し、それぞれ制御角α１〜α２として出力す
る加算手段であり、１０３−１〜１０３−２は入力θと
それぞれ入力Δα１〜Δα２との和を算出し、それぞれ
θ１〜θ２として出力する加算手段であり、１０４−１
〜１０４−２はそれぞれα１〜α２およびθ１〜θ２を
入力としてそれぞれ電力変換部３−１〜３−２に対する
個別基準パルス信号としての制御信号ｒ１〜ｒ２を演算
し出力する個別基準パルス信号作成手段としての制御信
号演算手段である。なお、シフト角定数φ１〜φ２は式
（３）で与えられる定数である。

【００２２】

【数５】

【００２３】次に動作について説明する。制御信号演算
部１００において、基準制御角演算手段１０１は電圧指
令Ｖｒｅｆおよびシフト角定数φ１〜φ２を入力とし、
多重電力変換部５の出力電圧の基本波成分がＶｒｅｆに
応じた値となるための基準制御角αを式（４）に従って
０〜π／２ラジアンの範囲内で算出し、加算手段１０２
−１〜１０２−２へ出力する。

【００２４】

【数６】

【００２５】加算手段１０２−１〜１０２−２は基準制
御角演算手段１０１の出力αとそれぞれシフト角定数φ
１〜φ２との和を算出し、それぞれ制御角α１〜α２と
して制御信号演算手段１０４−１〜１０４−２へ出力す
る。交流電圧値検出手段９は多重電力変換部５が連系リ
アクトル１１を通して接続された交流電力系統１の相電
圧値を検出し、交流電圧位相演算手段１０へ出力する。
交流電圧位相検出手段１０は交流電圧値検出手段９によ
り検出された電圧検出値を入力として、相電圧の基準位
相θを算出し、制御信号演算部１００の加算手段１０３
−１〜１０３−２へ出力する。直流電圧値検出手段７−
１〜７−２はそれぞれ直流キャパシタ２−１〜２−２の
端子間電圧それぞれＶｄｃ１〜Ｖｄｃ２を検出し、直流
電圧制御手段８へ出力し、直流電圧制御手段８は直流電
圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ２および直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を
入力として、Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ２がそれぞれＶｄｃ^*に
追従するための制御信号Δα１〜Δα２を演算し、制御
信号演算部１００の加算手段１０３−１〜１０３−２へ
出力する。加算手段１０３−１〜１０３−２はそれぞれ
制御信号Δα１〜Δα２と基準位相θとの和を算出し、
それぞれ位相信号θ１〜θ２としてそれぞれ制御信号演
算手段１０４−１〜１０４−２へ出力する。制御信号演
算手段１０４−１は制御角α１および位相信号θ１を入
力とし、以下に述べる方法により制御信号ｒ１を算出
し、電力変換部３−１へ出力する。

【００２６】図３は制御信号演算手段１０４−１が入力
α１および入力θ１が与えられたときに、電力変換部３
−１が出力する電圧波形を示した図である。制御信号演
算手段１０４−１は、α１が０より小さい場合には電力
変換部３−１が図３（ａ）に示す電圧波形３０１を出力
するための制御信号を生成し、α１が０〜π／２ラジア
ンの場合には電力変換部３−１が図３（ｂ）に示す電圧
波形３０２を出力するための制御信号を生成し、α１が
π／２ラジアンより大きい場合には電力変換部３−１が
図３（ｃ）に示す電圧波形３０３を出力するための制御
信号を生成し、ｒ１として電力変換部３−１へ出力す
る。制御信号演算手段１０４−２はα２およびθ２を入
力として、制御信号演算手段１０４−１の場合と同様に
して電力変換部３−２に対する制御信号ｒ２を生成し、
それぞれ電力変換部３−２へ出力する。電力変換部３−
１〜３−２は制御信号ｒ１〜ｒ２を入力として、スイッ
チング素子をオンオフ制御してそれぞれ所定の電圧を出
力し、それぞれ直流系統２−１〜２−２と連系リアクト
ル１１により接続された交流系統１との間で電力の変換
を行う。

【００２７】図４は図２の制御信号演算部１００の動作
により、多重電力変換部５の出力電圧のｎ１次高調波成
分が０となることを説明するための波形を示したもので
ある。波形３１１および波形３１２はそれぞれ制御角α
１およびα２をもとに電力変換部３−１および電力変換
部３−２が出力する電圧波形であり、波形３１３は多重
電力変換部５が出力する電圧波形であり、波形３１４は
基準制御角である位相αラジアンで値を０から+Ｖｄｃ^*
に変化し、位相（π−α）ラジアンで値を＋Ｖｄｃ^*か
ら０に変化し、位相（π＋α）ラジアンで値を０から−
Ｖｄｃ^*に変化し、位相（２π−α）ラジアンで値を−
Ｖｄｃ^*から０に変化する波形であり、波形３１５は波
形３１４の位相をπ／（２・ｎ１）ラジアン進めた波形
であり、波形３１６は波形３１４の位相をπ／（２・ｎ
１）ラジアン遅らせた波形である。ただし、ここでＶｄ
ｃ１およびＶｄｃ２は十分Ｖｄｃ^*に等しくなるように
制御されているものとする。即ち、制御信号Δα１、Δ
α２が共に０となる定常状態にあるものとする。

【００２８】次に、図２の制御信号演算部１００の動作
と関連させて図４の各波形を説明する。図４の波形３１
４は、基準制御角演算手段１０１が出力する基準制御角
αによって特定されるパルス波形で、図に示す通り、パ
ルス幅が（π−２α）で、その幅中心が位相角π／２お
よび３π／２に一致する正負一対のパルス（対称形のパ
ルス）である。この波形３１４を加算手段１０２−１で
シフト角定数φ１だけ進めたものが波形３１５、また、
加算手段１０２−２でシフト角定数φ２だけ進めた（も
っとも、式（３）から判る通り、φ２は負であるので実
際は遅らせることになる）ものが波形３１６である。従
って、この波形３１５、３１６をそれぞれ電力変換部３
−１、３−２から出力させたとすると、その直列合成出
力、即ち、多重電力変換部５の出力電圧は波形３１３の
通りとなり、この波形３１３は、互いに２×（π／２・
ｎ１）＝π／ｎ１だけ位相がずれた同一波形３１５、３
１６の合成であるので、その高調波には第ｎ１次の成分
は含まれない訳である。

【００２９】図２の基準制御角演算手段１０１は、上述
した合成出力波形３１３の基本波成分が電圧指令値Ｖｒ
ｅｆと一致するよう、既述した式（４）により基準制御
角αを求める。

【００３０】ところで、図４の波形３１５、３１６は、
共に、そのパルス幅中心が位相角π／２および３π／２
からずれたもの（非対称形のパルス）となっている。こ
の結果、この波形３１５、３１６そのままで電力変換部
３−１、３−２から出力するようにすると、後述するよ
うに、直流キャパシタ２の電圧が一定に保たれないとい
う不具合が生じる。図２の制御信号演算手段１０４−
１、１０４−２は、上記不具合を解消するため、制御角
α１、α２の入力で特定される波形３１５と３１６との
合成波形３１３と同一の合成波形（式（５））が得られ
る、いずれも対称形のパルス波形３１１、３１２（図４
の上２段）を出力する。

【００３１】

【数７】

【００３２】制御信号演算手段１０４の具体的な動作内
容は、入力される制御角を一般形のαｌとしたとき、下
記条件式に従ってそれぞれのパルス信号（個別基準パル
ス信号）としての制御信号ｒｌを出力するもので、その
条件式の各場合における出力波形は、既に図３で説明し
た通りである。

【００３３】条件式 αｌ＜０のときは、位相角（−αｌ）から（π＋αｌ）
の間で正の、（π−αｌ）から（２π＋αｌ）の間で負
の各１パルスを出力する信号 ０≦αｌ≦π／２のときは、位相角αｌから（π−α
ｌ）の間で正の、（π＋αｌ）から（２π−αｌ）の間
で負の各１パルスを出力する信号 π／２＜αｌのときは、位相角（π−αｌ）からαｌの
間で負の、（２π−αｌ）から（π＋αｌ）の間で正の
各１パルスを出力する信号

【００３４】次に、上掲の不具合現象の生じる理由につ
いて図５を参照して説明する。図５は図１で示される回
路図において、電力変換部３−１〜３−２から出力され
る電圧の波形が、交流電力系統１の電圧の位相θが０〜
πの間ではπ／２ラジアンである点に対し対称なパルス
波形をしており、かつθがπ〜２πの間では３π／２ラ
ジアンである点に対し対称なパルス波形をしていなけれ
ばならないことを説明するものである。図５（ａ）にお
いて、波形３２１は電力変換部３−１または電力変換部
３ー２を示す単相２レベルインバータの出力電圧の位相
０〜πおよび位相π〜２πの半周期分波形が、それぞれ
π／２ラジアンである点および３π／２ラジアンである
点に対して対称形をしている場合の電圧Ｖの波形であ
り、波形３２２は単相２レベルインバータの出力端子に
流れる電流Ｉの波形であり、波形３２３は例えば直流コ
ンデンサ２−１または直流コンデンサ２−２を示す単相
２レベルインバータの直流コンデンサ部を流れる電流Ｉ
ｃの波形である。図５（ｂ）において、波形３２４は電
力変換部３−１または電力変換部３ー２を示す単相２レ
ベルインバータの出力電圧の波形の位相が対称形をして
いるときよりも、例えば進んだ場合の電圧Ｖの波形であ
り、波形３２５は単相２レベルインバータの出力端子に
流れる電流Ｉの波形であり、波形３２６は単相２レベル
インバータの出力電圧が波形３２４であり、かつ単相２
レベルインバータの出力電流が波形３２５で与えられる
場合に例えば直流コンデンサ２−１または直流コンデン
サ２−２を示す単相２レベルインバータの直流コンデン
サ部を流れる電流Ｉｃの波形を示すものである。

【００３５】但し、多重電力変換部５は、図５（ａ）
（ｂ）いずれの場合も、振幅が入力信号Ｖｒｅｆに比例
し、かつ位相が交流電力系統１の位相θと等しい電圧基
本波成分を持つ電圧を出力するものとする。交流電力系
統１および多重電力変換部５は連系リアクトル１１によ
って接続されているため、多重電力変換装置５には入力
信号Ｖｒｅｆの大きさに従って、位相θに対しπ／２ラ
ジアン進んだあるいはπ／２ラジアン遅れた電流が流れ
る。図５は例えば、多重電力変換部５を流れる電流の位
相がθよりもπ／２ラジアン進んでいる場合について示
したものである。

【００３６】図５（ａ）は電力変換部の出力電圧波形が
位相π／２に対し対称形をしている場合について示した
図である。図において、電力変換部の出力電圧波形が位
相π／２に対し対称形をしているときは、直流コンデン
サ部を流れる電流は波形３２３に示される波形となる。
この波形３２３はθの一周期で平均をとると０であり、
そのため直流コンデンサの端子間電圧は定常的に一定に
保たれる。

【００３７】それに対し、図５（ｂ）は電力変換部の出
力電圧波形の位相が対称形をしている場合よりも、進ん
でいる場合について示した図である。図において、電力
変換部の出力電圧波形の位相が進んでいる場合には直流
コンデンサ部を流れる電流は波形３２６に示される波形
となる。この波形３２６はθの一周期で平均を取ると０
にはならず、正に偏っている。そのため直流コンデンサ
の端子間電圧は一定に保たれず、増加する。また、多重
電力変換部５を流れる電流位相が交流電力系統１の電圧
位相に対してπ／２遅れている場合や、電力変換部の出
力電圧波形が対称形をしている波形に対して遅れている
場合にも直流コンデンサの端子間電圧は正、または負の
方向に変動してゆく。

【００３８】以上のことから、すべての電力変換部の出
力電圧波形は、交流電力系統１の電圧の位相θが０〜π
の間の波形がπ／２ラジアンである点において対称なパ
ルス波形をしており、かつθがπ〜２πの間の波形が３
π／２ラジアンである点において対称なパルス波形をし
ていなければならない。

【００３９】以上のようにこの実施の形態１により、多
重電力変換部５は入力信号Ｖｒｅｆに比例した基本波成
分を持ち、かつｎ１次高調波成分が０である電圧を出力
することができる。この方法は任意に選んだｎ１次高調
波に対して電圧指令Ｖｒｅｆによらず適用できるため、
特定の電圧高調波成分を０にした多重電力変換装置の運
転が可能となる。

【００４０】実施の形態２．図６は、例えばｍ＝２とし
て４個の単相２レベルインバータを縦続接続し、ｎ１次
およびｎ２次の二つの高調波を出力電圧に含まない多重
電力変換装置の構成を示す図である。図において、５０
２−１〜５０２−４は端子間の電圧がそれぞれＶｄｃ１
〜Ｖｄｃ４である直流キャパシタであり、５０３−１〜
５０３−４はそれぞれ制御信号ｒ１〜ｒ４を入力とし、
例えばＧＴＯなどのスイッチング素子を利用して、１パ
ルスＰＷＭ方式に基づいて交流直流間で電力を変換する
電力変換部であり、５０５は電力変換部５０３−１〜５
０３−４を多重に接続して構成され、交流電力系統１と
それぞれ直流系統５０６−１〜５０６−４との間で電力
の変換を行う一相分の多重電力変換部であり、５０７−
１〜５０７−４はそれぞれ直流キャパシタ５０２−１〜
５０２−４の端子間電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４を検出する
直流電圧値検出手段であり、５０８は直流電圧Ｖｄｃ１
〜Ｖｄｃ４および直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を入力として
制御信号Δα１〜Δα４を出力する直流電圧制御手段で
あり、６００は所定の電圧指令値Ｖｒｅｆ、交流電力系
統１の位相に同期した基準位相θおよび直流電圧制御手
段５０８の出力Δα１〜Δα４を入力として電力変換部
５０３−１〜５０３−４に制御信号ｒ１〜ｒ４を出力す
る制御信号演算部である。三相の交流電力系統の他の相
に接続された多重電力変換部に関しては構成が同様であ
るためその説明を省略し、また交流電圧値検出手段９、
交流電圧位相演算手段１０、連系リアクトル１１に関し
ては従来と構成が同様であるためその説明を省略する。

【００４１】図７は、制御信号演算部６００の詳細な構
成を示す図である。図において、６０１は電圧指令値Ｖ
ｒｅｆおよびシフト角定数φ１〜φ４を入力として基準
制御角αを出力する基準制御角演算手段であり、６０２
−１〜６０２−４は基準制御角演算手段６０１の出力α
とそれぞれ所定のシフト角定数φ１〜φ４との和を算出
し、それぞれ制御角α１〜α４として出力する加算手段
であり、６０３−１〜６０３−４は入力θとそれぞれ入
力Δα１〜Δα４との和を算出し、それぞれ位相信号θ
１〜θ４として出力する加算手段であり、６０４−１〜
６０４−４はそれぞれα１〜α４およびθ１〜θ４を入
力としてそれぞれ電力変換部５０３−１〜５０３−４に
対する制御信号ｒ１〜ｒ２を演算し出力する制御信号演
算手段である。なお、シフト角定数φ１〜φ４は式
（６）で与えられる定数である。

【００４２】

【数８】

【００４３】次に動作について説明する。制御信号演算
部６００において、基準制御角演算手段６０１は電圧指
令Ｖｒｅｆおよびシフト角定数φ１〜φ４を入力とし、
多重電力変換部５０５の出力電圧の基本波成分がＶｒｅ
ｆに応じた値となるための基準制御角αを式（７）に従
って０〜π／２ラジアンの範囲内で算出し、加算手段６
０２−１〜６０２−４へ出力する。

【００４４】

【数９】

【００４５】加算手段６０２−１〜６０２−４は基準制
御角演算手段６０１の出力αとそれぞれシフト角定数φ
１〜φ４との和を算出し、それぞれ制御角α１〜α４と
して制御信号演算手段６０４−１〜６０４−４へ出力す
る。交流電圧値検出手段９は多重電力変換部５０５が連
系リアクトル１１を通して接続された交流電力系統１の
相電圧値を検出し、交流電圧位相演算手段１０へ出力す
る。交流電圧位相演算手段１０は交流電圧値検出手段９
により検出された電圧検出値を入力として、相電圧の位
相θを算出し、制御信号演算部６００の加算手段６０３
−１〜６０３−４へ出力する。直流電圧値検出手段５０
７−１〜５０７−４はそれぞれ直流キャパシタ５０２−
１〜５０２−４の端子間電圧それぞれＶｄｃ１〜Ｖｄｃ
４を検出し、直流電圧制御手段５０８へ出力し、直流電
圧制御手段５０８は直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４および
直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を入力として、Ｖｄｃ１〜Ｖｄ
ｃ４がそれぞれＶｄｃ^*に追従するための制御信号Δα
１〜Δα４を演算し、制御信号演算部６００の加算手段
６０３−１〜６０３−４へ出力する。加算手段６０３−
１〜６０３−４はそれぞれ制御信号Δα１〜Δα４と基
準位相θとの和を算出し、それぞれ位相信号θ１〜θ４
としてそれぞれ制御信号演算手段６０４−１〜６０４−
４へ出力する。制御信号演算手段６０４−１〜６０４−
４はα１〜α４およびθ１〜θ４を入力とし、実施の形
態１の場合の制御信号演算手段１０４−１と同様の方法
により制御信号ｒ１〜ｒ４を算出し、それぞれ電力変換
部５０３−１〜５０３−４へ出力する。電力変換部５０
３−１〜５０３−４は制御信号ｒ１〜ｒ４を入力とし
て、それぞれ所定の電圧を出力し、それぞれ直流系統５
０２−１〜５０２−４と連系リアクトル１１により接続
された交流系統１との間で電力の変換を行う。

【００４６】図８は電力変換部５０３−１、電力変換部
５０３−２、電力変換部５０３−３、電力変換部５０３
−４、および多重電力変換部５０５が出力する電圧波形
を示す図、ならびに多重電力変換部５０５が出力する電
圧波形がｎ１次およびｎ２次の二つの電圧高調波を含ま
ないことを説明するための図である。波形７０１、波形
７０２、波形７０３および波形７０４はそれぞれ制御角
α１、α２、α３およびα４をもとに電力変換部５０３
−１〜５０３−４が出力する電圧波形であり、波形７０
５は多重電力変換部５０５が出力する電圧波形であり、
波形７０６は実施の形態１で作成した波形３１３（図
４）と同様の方法で作成された波形であり、波形７０７
は波形７０６の位相をπ／（２・ｎ２）進めた波形であ
り、波形７０８は波形７０６の位相をπ／（２・ｎ２）
遅らせた波形である。ただし、ここでＶｄｃ１〜Ｖｄｃ
４はすべて十分Ｖｄｃ^*に等しくなるように制御されて
いるものとする。

【００４７】図８において、波形７０５は波形７０７と
波形７０８とを加算したものに等しい。ところで波形７
０５は図４における波形３１３と同様にして作られてい
るため、ｎ１次調波成分は０であり、そのため波形７０
７および波形７０８もｎ１次調波成分は０であり、ひい
てはそれらを加算して作られる波形７０５のｎ１次調波
成分は０となる。そのため、多重電力変換部５０５の出
力電圧のｎ１次調波は０となる。

【００４８】さらに、図８において、波形７０５は波形
７０７と波形７０８とを加算したものに等しい。ところ
で波形７０７は波形７０６の位相をπ／（２・ｎ２）進
めた波形であり、波形７０８は波形７０６の位相をπ／
（２・ｎ２）遅らせた波形である。従って、波形７０５
は互いにπ／ｎ２ラジアンだけ位相の異なる同じ波形７
０７、７０８を合成したものであるため、ｎ２次調波は
含まれない。そのため、多重電力変換部５０５の出力電
圧のｎ２次調波は０となる。

【００４９】以上のことから、多重電力変換部５０５の
出力電圧に含まれる高調波の内、ｎ１次調波およびｎ２
次調波の二つの成分は０となる。

【００５０】以上のようにこの実施の形態２により、多
重電力変換部５０５は入力信号Ｖｒｅｆに比例した基本
波成分を持ち、かつｎ１次高調波成分およびｎ２次高調
波成分が０である電圧を出力することができる。この方
法は任意に選んだｎ１次高調波およびｎ２次高調波に対
して電圧指令Ｖｒｅｆによらず適用できるため、特定の
二つの電圧高調波成分を０にした多重電力変換装置の運
転が可能となる。

【００５１】実施の形態３．図９は、実施の形態１、２
を発展させ、任意の個数の場合に適用可能としたもので
ある。即ち、２^m個の単相２レベルインバータを縦続接
続し、ｎ１，ｎ２，……，ｎｍ次のｍ個の種類の高調波
を出力電圧に含まない多重電力変換装置の構成を示す図
である。図において、８０２−１〜８０２−２^mは端子
間の電圧がそれぞれＶｄｃ１〜Ｖｄｃ２^mである直流キ
ャパシタであり、８０３−１〜８０３−２^mはそれぞれ
制御信号ｒ１〜ｒ２^mを入力とし、例えばＧＴＯなどの
スイッチング素子を利用して、１パルスＰＷＭ方式に基
づいて交流直流間で電力を変換する電力変換部であり、
８０５は電力変換部８０３−１〜８０３−２^mを多重に
接続して構成され、交流電力系統１とそれぞれ直流系統
８０６−１〜８０６−２^mとの間で電力の変換を行う一
相分の多重電力変換部であり、８０７−１〜８０７−２
^mはそれぞれ直流キャパシタ８０２−１〜８０２−２^mの
端子間電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ２^mを検出する直流電圧値
検出手段であり、８０８は直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ２
^mおよび直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を入力として制御信号Δ
α１〜Δα２ ^mを出力する直流電圧制御手段であり、９
００は所定の電圧指令値Ｖｒｅｆ、交流電力系統１の位
相に同期した基準位相θおよび直流電圧制御手段８０８
の出力Δα１〜Δα２^mを入力として電力変換部８０３
−１〜８０３−２^mに制御信号ｒ１〜ｒ２^mを出力する制
御信号演算部である。三相の交流電力系統の他の相に接
続された多重電力変換部に関しては構成が同様であるた
めその説明を省略し、また交流電圧値検出手段９、交流
電圧位相演算手段１０、連系リアクトル１１に関しては
従来と構成が同様であるためその説明を省略する。

【００５２】図１０は、制御信号演算部９００の詳細な
構成を示す図である。図において、９０１は電圧指令値
Ｖｒｅｆを入力として基準制御角αを出力する基準制御
角演算手段であり、９０２−１〜９０２−２^mは基準制
御角演算手段９０１の出力αとそれぞれ所定のシフト角
定数φ１〜φ２^mとの和を算出し、それぞれ制御角α１
〜α２^mとして出力する加算手段であり、９０３−１〜
９０３−２^mは入力θとそれぞれ入力Δα１〜Δα２^mと
の和を算出し、それぞれθ１〜θ２^mとして出力する加
算手段であり、９０４−１〜９０４−２^mはそれぞれα
１〜α２^mおよびθ１〜θ２^mを入力としてそれぞれ電力
変換部８０３−１〜８０３−２^mに対する制御信号ｒ１
〜ｒ２^mを演算し出力する制御信号演算手段である。た
だし、φ１〜φ２^mはｍおよび多重電力変換部８０５の
出力電圧から除去する高調波次数ｎ１，ｎ２，……ｎ^m
により決まる定数であり、その値は式（１）により求め
られる。

【００５３】

【数１０】

【００５４】次に動作について説明する。制御信号演算
部９００において、基準制御角演算手段９０１は電圧指
令Ｖｒｅｆおよびシフト角定数φ１〜φ２^mを入力と
し、多重電力変換部８０５の出力電圧の基本波成分がＶ
ｒｅｆに応じた値となるための基準制御角αを式（２）
に従って０〜π／２ラジアンの範囲内で算出し、加算手
段９０２−１〜９０２−２^mへ出力する。

【００５５】

【数１１】

【００５６】加算手段９０２−１〜９０２−２^mは基準
制御角演算手段９０１の出力αとそれぞれシフト角定数
φ１〜φ２^mとの和を算出し、それぞれα１〜α２^mとし
て制御信号演算手段９０４−１〜９０４−２^mへ出力す
る。交流電圧値検出手段９は多重電力変換部５が連系リ
アクトル１１を通して接続された交流電力系統１の相電
圧値を検出し、交流電圧位相演算手段１０へ出力する。
交流電圧位相演算手段１０は交流電圧値検出手段９によ
り検出された電圧検出値を入力として、相電圧の位相θ
を算出し、制御信号演算部９００の加算手段９０３−１
〜９０３−２^mへ出力する。直流電圧値検出手段８０７
−１〜８０７−２^mはそれぞれ直流キャパシタ２−１〜
２−２^mの端子間電圧それぞれＶｄｃ１〜Ｖｄｃ２^mを検
出し、直流電圧制御手段８０８へ出力し、直流電圧制御
手段８０８は直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ２^mおよび直流
電圧指令値Ｖｄｃ^*を入力として、Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ２^m
がそれぞれＶｄｃ^*に追従するための制御信号Δα１〜
Δα２^mを演算し、制御信号演算部９００の加算手段９
０３−１〜９０３−２^mへ出力する。加算手段９０３−
１〜９０３−２^mはそれぞれ制御信号Δα１〜Δα２^mと
基準位相θとの和を算出し、それぞれ位相信号θ１〜θ
２^mとしてそれぞれ制御信号演算手段９０４−１〜９０
４−２^mへ出力する。制御信号演算手段９０４−１〜２^m
はα１〜α２^mおよびθ１〜θ２^mを入力とし、実施の形
態１の制御信号演算手段１０４−１と同様の方法で制御
信号ｒ１〜ｒ２^mを算出し、電力変換部８０３−１〜８
０３−２^mへ出力する。電力変換部８０３−１〜８０３
−２^mは制御信号ｒ１〜ｒ２^mを入力として、それぞれ所
定の電圧を出力し、それぞれ直流系統８０２−１〜８０
２−２^mと連系リアクトル１１により接続された交流系
統１との間で電力の変換を行う。

【００５７】以上の実施の形態３は、実施の形態１およ
び実施の形態２をｍ個の種類の次数の高調波を消去する
ように拡張したものであり、動作原理としてはこれらの
場合とまったく同様のことが言えるため、多重電力変換
部８０５の出力に含まれるｎ１次調波、ｎ２次調波、…
…ｎｍ次調波の任意に選定されるｍ個の種類の次数の高
調波成分が０となる。

【００５８】以上のようにこの実施の形態３により、多
重電力変換部８０５は入力信号Ｖｒｅｆに比例した基本
波成分を持ち、かつｎ１次高調波成分、ｎ２次高調波成
分、……、ｎｍ次高調波成分のｍ個の高調波成分が０で
ある電圧を出力することができる。この方法は任意に選
んだｍ個の種類の次数の高調波に対して電圧指令Ｖｒｅ
ｆによらず適用できるため、特定のｍ個の電圧高調波成
分を０にした多重電力変換装置の運転が可能となる。

【００５９】なお、以上の実施の形態１では基準制御角
演算手段１０１、実施の形態２では基準制御角演算手段
６０１、実施の形態３では基準制御角演算手段９０１に
おいて、基準制御角αの算出には数式を用いたが、いく
つかの入力Ｖｒｅｆに対する基準制御角αをあらかじめ
計算し表にして記憶しておき、その表を適宜読み出して
各電力変換部を運転しても同様の効果が得られる。

【００６０】また、各実施の形態において、シフト角定
数φ１〜φ２^mを読み出し可能に記憶する手段を備え、
式（８）の演算をその都度実行することなく上記記憶手
段から必要なシフト角定数を読み出すようにしてもよ
い。

【００６１】実施の形態４．図１１は、この発明の実施
の形態４における多重電力変換装置の構成を示す図で、
先の形態３と異なるのは、基準制御角演算手段を中心と
した部分である。図において、９０９は多重電力変換部
８０５が出力する交流相電圧を検出する交流電圧検出手
段であり、９１０は交流電圧検出手段９０９の電圧検出
値を入力として、例えば交流電圧検出値の基本波成分実
効値Ｖｉを出力する交流電圧基本波実効値検出手段であ
り、９５０は所定の入力信号ＶｒｅｆおよびＶｉならび
に交流電力系統１の位相に同期した基準位相θおよび直
流電圧制御手段８０８の出力Δα１〜Δα２^mを入力と
して電力変換部８０３−１〜８０３−２^mに制御信号ｒ
１〜ｒ２^mを出力する制御信号演算部である。その他の
構成部に関しては実施の形態３と同様であるためその説
明を省略する。

【００６２】図１２は、制御信号演算部９５０の詳細な
構成を示す図である。図において９５１は例えば多重電
力変換部８０５に対する電圧指令信号Ｖｒｅｆおよび交
流電圧基本波成分検出信号Ｖｉを入力とし、ＶｉがＶｒ
ｅｆに追従させるための制御信号を基準制御角αとして
出力する基準制御角演算手段である。その他の構成部に
関しては実施の形態３と同様であるためその説明を省略
する。

【００６３】次に動作について説明する。制御信号演算
部９５０において、基準制御角演算手段９５１は電圧指
令Ｖｒｅｆおよび多重電力変換部８０５の出力電圧の基
本波成分の実効値の検出値Ｖｉを入力とし、ＶｉがＶｒ
ｅｆに追従するような制御信号を基準制御角αとして算
出し、加算手段９０２−１〜９０２−２^mへ出力し、以
後は実施の形態３の場合とまったく同様にして多重電力
変換装置を運転する。

【００６４】多重電力変換部８０５が出力する基本波電
圧振幅はαにより決まるため、例えば基準制御角演算手
段９５１を検出信号Ｖｉと電圧指令信号Ｖｒｅｆとの差
を入力とする比例・積分演算増幅器とすれば、基準制御
角演算手段９５１はＶｉがＶｒｅｆに追従するための基
本制御角αを出力することとなる。出力電圧の中に含ま
れるｎ１次、ｎ２次、……、ｎｍ次のｍ個の電圧高調波
の除去はφ１〜φ２^mおよび加算手段９０２−１〜９０
２−２^mによるものであり、基本制御角αが変化したと
しても多重電力変換器８０５の出力する電圧に含まれる
前記ｍ個の電圧高調波は０に保たれる。

【００６５】以上のようにこの実施の形態４により、多
重電力変換部８０５は検出信号Ｖｉが電圧指令信号Ｖｒ
ｅｆに追従するための電圧基本波成分を持ち、かつｎ１
次高調波成分、ｎ２次高調波成分、……、ｎｍ次高調波
成分のｍ個の高調波成分が０である電圧を出力すること
ができる。

【００６６】

【発明の効果】以上のように、この発明に係る多重電力
変換装置は、各電力変換部を２レベル１パルスＰＷＭ方
式、その台数を一相当たり２^m（ｍは正の整数）とし、
交流系統への出力電圧が交流電圧指令値と一致するよう
基準パルス信号（但し、この基準パルスは、その幅中心
が位相角π／２および３π／２に一致する正負一対のパ
ルスに対応する）を作成する手段、上記交流系統への出
力電圧に含まれる各次高調波成分の内、合計ｍの任意に
選定される種類の次数の高調波成分が零となるよう、上
記基準パルス信号の位相を電力変換部毎にずらせて得ら
れる、上記電力変換部毎の個別パルス信号を作成する手
段、各パルスを直列合成して得られる波形が上記各個別
パルスを直列合成して得られる波形と一致する条件で、
その幅中心が位相角π／２および３π／２に一致する正
負一対のパルスとなる、上記電力変換部毎の個別基準パ
ルス信号を作成する手段、および上記各個別基準パルス
信号に基づき上記各電力変換部のスイッチング素子をオ
ンオフ制御する手段を備えたので、交流電圧の基本波成
分は交流電圧指令値と一致し、かつ任意に選定されたｍ
種類の次数の高調波成分を零とでき、また、各電力変換
部の直流電圧も安定した特性が得られる。

【００６７】また、この発明に係る多重電力変換装置
は、各電力変換部を２レベル１パルスＰＷＭ方式、その
台数を一相当たり２^m（ｍは正の整数）とし、交流系統
への出力電圧が交流電圧指令値と一致するよう基準制御
角（但し、基準制御角をαとしたとき、各電力変換部
は、位相角αから（π−α）の間で正の、（π＋α）か
ら（２π−α）の間で負の各１パルス（基準パルス）を
出力するものとする）を作成する基準制御角作成手段、
上記交流系統への出力電圧に含まれる各次高調波成分の
内、合計ｍの任意に選定される種類の次数の高調波成分
が零となるよう、上記基準制御角で定まる電力変換部の
出力パルス位相が上記各電力変換部間で互いに異なるよ
う、上記基準制御角に、上記電力変換部毎に定まるシフ
ト角定数φｌ（ｌ＝１，２・・・２^m）を加減算して、
上記電力変換部毎の個別制御角αｌ（ｌ＝１，２・・・
２^m）を作成する個別制御角作成手段、上記個別制御角
αｌを入力し、所定の条件式により定まる、上記電力変
換部毎の個別基準パルス信号ｒｌ（ｌ＝１，２・・・２
^m）を作成する個別基準パルス信号作成手段、および上
記各個別基準パルス信号ｒｌに基づき上記各電力変換部
のスイッチング素子をオンオフ制御する手段を備えたの
で、交流電圧の基本波成分は交流電圧指令値と一致し、
かつ任意に選定されたｍ種類の次数の高調波成分を零と
でき、また、各電力変換部の直流電圧も安定した特性が
得られる。

【００６８】また、この発明に係る多重電力変換装置の
個別制御角作成手段は、シフト角定数φｌを所定の式
（１）により決定するようにしたので、任意に選定され
たｍ種類の次数の高調波成分を零とするための位相ずら
しが確実になされる。

【００６９】また、この発明に係る多重電力変換装置の
個別制御角作成手段は、予め式（１）に算出したシフト
角定数φｌを読み出し可能に記憶する手段を備えたの
で、制御動作の高速化が実現する。

【００７０】また、この発明に係る多重電力変換装置の
基準制御角作成手段は、基準制御角αを所定の式（２）
により決定するようにしたので、交流電圧の基本波成分
を交流電圧指令値と一致させるための基準制御角が確実
に得られる。

【００７１】また、この発明に係る多重電力変換装置の
基準制御角作成手段は、多重電力変換装置出力電圧検出
値Ｖｉを入力し、この検出値Ｖｉと交流電圧指令値Ｖｒ
ｅｆとの偏差が零となるよう動作し基準制御角αを出力
する演算増幅器としたので、交流電圧の基本波成分を交
流電圧指令値と一致させるための基準制御角が確実に得
られる。

【００７２】また、この発明に係る多重電力変換装置
は、交流系統電圧から基準位相θを検出する基準位相検
出手段、各電力変換部の直流側出力電圧Ｖｄｃｌ（ｌ＝
１，２・・・２^m）を検出する直流電圧検出手段、上記
直流側出力電圧Ｖｄｃｌと直流電圧指令値Ｖｄｃ^*とを
入力しその偏差が零となるよう位相制御出力Δαｌ（ｌ
＝１，２・・・２^m）を出力する直流電圧制御手段、お
よび上記基準位相θと位相制御出力Δαｌとを加算し位
相信号θｌ（ｌ＝１，２・・・２^m）を出力する加算手
段を備え、上記電力変換部毎に、個別基準パルス信号ｒ
ｌを上記位相信号θｌだけシフトするようにしたので、
各電力変換部の直流側出力電圧を指令値に確実に保つこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による多重電力変換
装置の構成図である。

【図２】 この発明の実施の形態１における制御信号演
算部の詳細な構成例を示す図である。

【図３】 ある一個の電力変換部の、制御角入力と電圧
出力波形との関係を説明する図である。

【図４】 この発明の実施の形態１による各電力変換部
の出力する波形について説明する図である。

【図５】 各電力変換部の出力電圧波形を対称形にする
必要性を説明する図である。

【図６】 この発明の実施の形態２による多重電力変換
装置の構成図である。

【図７】 この発明の実施の形態２における制御信号演
算部の詳細な構成例を示す図である。

【図８】 この発明の実施の形態２による各電力変換部
の出力する波形について説明する図である。

【図９】 この発明の実施の形態３による多重電力変換
装置の構成図である。

【図１０】 この発明の実施の形態３における制御信号
演算部の詳細な構成例を示す図である。

【図１１】 この発明の実施の形態４による多重電力変
換装置の構成図である。

【図１２】 この発明の実施の形態４における制御信号
演算部の詳細な構成例を示す図である。

【図１３】 従来の多重電力変換装置を示す図である。

【図１４】 従来の多重電力変換装置における制御信号
演算部の詳細な構成例を示す図である。

【図１５】 従来の多重電力変換装置における出力電圧
波形と各電力変換部の出力電圧波形の一例を示す図であ
る。

【符号の説明】

１ 交流電力系統（一相）、２，５０２，８０２ 直流
キャパシタ、３，５０３，８０３ 電力変換部、５，５
０５，８０５ 多重電力変換部、６，５０６，８０６
直流系統、７，５０７，８０７ 直流電圧値検出手段、
８，５０８，８０８ 直流電圧制御手段、９ 交流電圧
値検出手段、１０ 交流電圧位相演算手段、１１ 連系
リアクトル、１００，６００，９００，９５０ 制御信
号演算部、１０１，６０１，９０１，９５１ 基準制御
角演算手段、１０２，１０３，６０２，６０３，９０
２，９０３ 加算手段、１０４，６０４，９０４ 制御
信号演算手段、９０９ 多重電力変換装置出力電圧検出
手段、９１０ 交流電圧基本波実効値検出手段。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流と直流との電力変換を行う電力変換
   部を複数備え、その交流側を互いに直列にして交流系統
   に接続し、直流系統と上記交流系統との間で電力変換を
   行う多重電力変換装置において、 上記各電力変換部を２レベル１パルスＰＷＭ方式、その
   台数を一相当たり２^m（ｍは正の整数）とし、 上記交流系統への出力電圧が交流電圧指令値と一致する
   よう基準パルス信号（但し、この基準パルスは、その幅
   中心が位相角π／２および３π／２に一致する正負一対
   のパルスに対応する）を作成する手段、上記交流系統へ
   の出力電圧に含まれる各次高調波成分の内、合計ｍの任
   意に選定される種類の次数の高調波成分が零となるよ
   う、上記基準パルス信号の位相を上記電力変換部毎にず
   らせて得られる、上記電力変換部毎の個別パルス信号を
   作成する手段、各パルスを直列合成して得られる波形が
   上記各個別パルスを直列合成して得られる波形と一致す
   る条件で、その幅中心が位相角π／２および３π／２に
   一致する正負一対のパルスとなる、上記電力変換部毎の
   個別基準パルス信号を作成する手段、および上記各個別
   基準パルス信号に基づき上記各電力変換部のスイッチン
   グ素子をオンオフ制御する手段を備えたことを特徴とす
   る多重電力変換装置。
2. 【請求項２】 交流と直流との電力変換を行う電力変換
   部を複数備え、その交流側を互いに直列にして交流系統
   に接続し、直流系統と上記交流系統との間で電力変換を
   行う多重電力変換装置において、 上記各電力変換部を２レベル１パルスＰＷＭ方式、その
   台数を一相当たり２^m（ｍは正の整数）とし、 上記交流系統への出力電圧が交流電圧指令値と一致する
   よう基準制御角（但し、基準制御角をαとしたとき、各
   電力変換部は、位相角αから（π−α）の間で正の、
   （π＋α）から（２π−α）の間で負の各１パルス（基
   準パルス）を出力するものとする）を作成する基準制御
   角作成手段、上記交流系統への出力電圧に含まれる各次
   高調波成分の内、合計ｍの任意に選定される種類の次数
   の高調波成分が零となるよう、上記基準制御角で定まる
   電力変換部の出力パルス位相が上記各電力変換部間で互
   いに異なるよう、上記基準制御角に、上記電力変換部毎
   に定まるシフト角定数φｌ（ｌ＝１，２・・・２^m）を
   加減算して、上記電力変換部毎の個別制御角αｌ（ｌ＝
   １，２・・・２^m）を作成する個別制御角作成手段、上
   記個別制御角αｌを入力し、下記条件式により定まる、
   上記電力変換部毎の個別基準パルス信号ｒｌ（ｌ＝１，
   ２・・・２^m）を作成する個別基準パルス信号作成手
   段、および上記各個別基準パルス信号ｒｌに基づき上記
   各電力変換部のスイッチング素子をオンオフ制御する手
   段を備えたことを特徴とする多重電力変換装置。 条件式 αｌ＜０のときは、 位相角（−αｌ）から（π＋αｌ）の間で正の、（π−
   αｌ）から（２π＋αｌ）の間で負の各１パルスを出力
   する信号 ０≦αｌ≦π／２のときは、 位相角αｌから（π−αｌ）の間で正の、（π＋αｌ）
   から（２π−αｌ）の間で負の各１パルスを出力する信
   号 π／２＜αｌのときは、 位相角（π−αｌ）からαｌの間で負の、（２π−α
   ｌ）から（π＋αｌ）の間で正の各１パルスを出力する
   信号
3. 【請求項３】 個別制御角作成手段は、シフト角定数φ
   ｌを式（１）により決定するようにしたことを特徴とす
   る請求項２記載の多重電力変換装置。 【数１】
4. 【請求項４】 個別制御角作成手段は、予め式（１）に
   算出したシフト角定数φｌを読み出し可能に記憶する手
   段を備えたことを特徴とする請求項３記載の多重電力変
   換装置。
5. 【請求項５】 基準制御角作成手段は、基準制御角αを
   式（２）により決定するようにしたことを特徴とする請
   求項２ないし４のいずれかに記載の多重電力変換装置。 【数２】
6. 【請求項６】 基準制御角作成手段は、多重電力変換装
   置出力電圧検出値Ｖｉを入力し、この検出値Ｖｉと交流
   電圧指令値Ｖｒｅｆとの偏差が零となるよう動作し基準
   制御角αを出力する演算増幅器としたことを特徴とする
   請求項２ないし４のいずれかに記載の多重電力変換装
   置。
7. 【請求項７】 交流系統電圧から基準位相θを検出する
   基準位相検出手段、各電力変換部の直流側出力電圧Ｖｄ
   ｃｌ（ｌ＝１，２・・・２^m）を検出する直流電圧検出
   手段、上記直流側出力電圧Ｖｄｃｌと直流電圧指令値Ｖ
   ｄｃ^*とを入力しその偏差が零となるよう位相制御出力
   Δαｌ（ｌ＝１，２・・・２^m）を出力する直流電圧制
   御手段、および上記基準位相θと位相制御出力Δαｌと
   を加算し位相信号θｌ（ｌ＝１，２・・・２^m）を出力
   する加算手段を備え、上記電力変換部毎に、個別基準パ
   ルス信号ｒｌを上記位相信号θｌだけシフトするように
   したことを特徴とする請求項２ないし６のいずれかに記
   載の多重電力変換装置。