JPH1127957A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 接地線を引き込まない三相３線式の系統に連
系する場合は、直流部の電位が不安定となり、漏れ電流
が発生する。 【解決手段】 連系する系統が、１線が接地された三相
３線の系統である場合は、２直列コンデンサ１９、２０
の中間点を三相３線系統のうち接地電位である線に接続
して、３組のハーフブリッジインバータ４〜６を電流制
御する。コンデンサ１９、２０の中間点を三相３線の系
統のうち接地電位である線に接続した電線には、他の２
相に流れる電流の和の逆極性の電流とこの相に接続され
たハーフブリッジインバータ５の出力電流の差の電流が
流れるが、コンデンサの中間点は系統の接地電位に固定
されるので、コンデンサの容量が十分に大きければコン
デンサの電圧変動は小さくなり、直流各部の電位は接地
電位に固定されるので、直流部の振動による漏れ電流を
低減することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電力を交流電
力に変換する電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来装置を使用したシステムの
代表例を図１８に示し、以下に説明する。直流電源１の
直流電力はインバータブリッジ２により所望の交流電力
に変換され、この電力は三相４線の系統３に連系して出
力される。

【０００３】インバータブリッジ２は直流電源１の正極
と負極間に接続された３組のハーフブリッジ回路４〜６
で構成され、ハーフブリッジ回路４はスイッチ７とスイ
ッチ８を直列接続し、ハーフフリッジ回路５はスイッチ
９とスイッチ１０を直列接続し、ハーフブリッジ回路６
はスイッチ１１とスイッチ１２を直列接続して構成す
る。スイッチ７〜１２は逆並列ダイオードが付加された
ＩＧＢＴなどの半導体スイッチを利用することが一般的
である。

【０００４】ハーフブリッジ回路４〜６のブリッジ出力
点の系統側には、リアクトル１３〜１５を接続し、さら
に系統側に各リアクトル１３〜１５の電流を検出する電
流検出器１６〜１８を接続する。インバータブリッジ２
の直流側には、十分容量の大きなコンデンサ１９と２０
を直列に接続することでハーフブリッジ回路に必要な２
個の直流電源を確保する。この２つの直流電源はハーフ
ブリッジ回路４〜６に共通の入力電源となる。

【０００５】各ブリッジ回路は、コンデンサ１９と２０
の中点とブリッジ出力点との間に交流電圧を発生する。
この交流電圧をＰＷＭ波形とし、高周波で切り換えるこ
とにより、リアクトルには比較的なめらかな電流を流す
ことができるが、スイッチングによる電流のリプル分が
重畳する。このリプル電流の系統への流出を低減するた
め、コンデンサ１９と２０の中点と、各電流検出器１６
〜１８の系統側との間にコンデンサ２１〜２３を接続す
る。

【０００６】コンデンサ１９と２０の中間点は、連系す
る系統の接地線に接続する。この接続により、コンデン
サ１９と２０の中間点は接地電位となり、直流各部の対
接地電位が固定される。

【０００７】出力電流の制御は、出力基準発生器２４〜
２６からの基準信号と、電流検出器１６〜１８からの電
流検出信号を基に、電流制御器２７〜２９において行わ
れる。電流制御器２７〜２９は例えば比例積分制御機能
を持ち、出力指令信号を出力する。ＰＷＭ変調器３０〜
３２は、電流制御器２７〜２９の出力指令信号からＰＷ
Ｍ信号を発生し、ＰＷＭ変調器３０はスイッチ７と８
を、ＰＷＭ変調器３１はスイッチ９と１０を、ＰＷＭ変
調器３２はスイッチ１１と１２をそれぞれ駆動する。

【０００８】また、系統が停電しているときには連系を
せず、自立運転として固定周波数、固定振幅の電圧を出
力する。このため、出力部には連系開閉器３３と自立運
転用開閉器３４を設け、連系開閉器３３は連系運転時の
み投入し、自立運転用開閉器３４は自立運転時のみ投入
する。

【０００９】自立運転時の電圧制御のためには、コンデ
ンサ２１〜２３の各電圧を検出する電圧検出器３５〜３
７と、電圧制御器３８〜４０を設け、出力相電圧に相当
するコンデンサ２１〜２３の各電圧を出力基準発生器２
４〜２６に従うように自動制御する。電圧制御器３８〜
４０は例えば比例積分制御機能を持ち、出力指令信号を
出力し、ＰＷＭ変調器３０〜３２に入力される。

【００１０】出力基準発生器２４〜２６の出力は、三相
出力の場合、互いに位相が１２０度ずれた正弦波とする
ことが一般である。そこで、正弦波発生器４２を設け、
その出力を位相を１２０度進める位相シフト器４３に入
力する。また、位相シフト器４３の出力をさらに別の位
相を１２０度進める位相シフト器４４に入力する。これ
により、正弦波発生器４２、位相シフト器４３、位相シ
フト器４４の出力は互いに位相が１２０度ずれた正弦波
となる。なお、位相をシフトする方向は、系統電圧の相
順による。出力基準発生器２４〜２６には、それぞれ正
弦波発生器４２、位相シフト器４３、位相シフト器４４
の出力を入力するが、出力基準発生器２４〜２６では、
運転モード設定器４１の信号に応じて振幅を設定する。

【００１１】出力基準発生器２４〜２６の構成を図１９
に示す。出力基準発生器には、連系用振幅設定器４５と
自立用振幅設定器４６があり、運転モード設定器４１か
らの信号をもとに選択器４７により一方の振幅設定器の
信号が選択される。選択された振幅信号は、乗算器４８
により乗算され、出力基準発生器２４〜２６の出力とな
る。なお、連系運転専用や自立運転専用とする場合な
ど、切り換えが不要な場合、図２０のように、運転モー
ド設定器４１の信号などの切り換え信号や、図１９の選
択器４７は設けず、乗算器４８により入力信号を直接に
正弦波と乗算して出力信号とする。

【００１２】ＰＷＭ変調器３０〜３２の構成を図２１に
示す。ＰＷＭ変調器３０〜３２では、運転モード設定器
４１の信号をもとに、電流制御器２７〜２９の出力信号
を利用するか、電圧制御器３８〜４０の出力信号を利用
するかを選択器４９により選択し、変調器５０によりＰ
ＷＭ変調を実施し、駆動回路５１により駆動信号を生成
する。なお、連系運転専用や自立運転専用とする場合な
ど、変調の対象となる入力信号が１個のみの場合、図２
２のように、運転モード設定器４１の信号などの切り換
え信号や、図２１の選択器４９は設けず、入力信号を直
接に変調器５０に入力しＰＷＭ変調を実施する。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】図１８の従来の回路で
は、系統側のトランスとその接地形態は、図２３（ａ）
のように考えており、接地線を変換装置に接続すること
で、直流部の対接地電位を固定することができた。しか
し、接地線を引き込まない三相３線式の場合は、直流部
の電位が不定となる可能性がある。例えば、図２３
（ｂ）のように系統側で星形結線されたトランスがあ
り、その中点を接地している場合で、接地線を変換装置
に引き込まない場合、変換装置内で確定する電圧は線間
電圧だけであり、相電圧は不定となる。３組のインバー
タブリッジ４〜６の出力電流が連系運転時に等しい場合
には３組の相電圧の振幅値が等しくなることもあるが、
実際には制御誤差などで完全にはバランスしないことも
ある。３個の相電圧の振幅値が異なる場合、三相４線時
に接地線を引き込んで固定されていたコンデンサ１９と
２０の中間点の対接地電位は、商用周波数で振動する。

【００１４】また、図２３（ｃ）のように３線のうちの
１線が系統側のトランス付近で接地される場合、変換装
置内の相電圧がバランスしていても、コンデンサ１９と
２９の中間点の対接地電位は、商用周波数で振動する。
例えば、線間電圧２００Ｖの場合、相電圧は約１１５Ｖ
となる。１線が接地される場合、コンデンサ１９と２０
の中間点の対接地電圧はこの電圧で振動する。

【００１５】系統が接地されていない図２３（ｄ）の場
合や系統と連系せずに運転する場合でも、システム各部
の対接地電位の振動が発生した場合、直流側と交流側の
両浮遊容量を通じて漏れ電流が発生する可能性がある。

【００１６】直流回路の対接地電位が商用周波数で変動
する場合、直流回路の浮遊容量の存在により、漏れ電流
が発生することがある。系統側に漏電保護機能がある場
合、この漏れ電流により漏電保護の不要動作が発生する
可能性がある。

【００１７】これらの場合、変換装置の出力と系統との
間に絶縁トランスを挿入することにより直流側の電位変
動を減少させることができるが、絶縁トランスは比較的
大型の部品であるため、変換装置が大型になる欠点を持
つ。

【００１８】本発明はこれらの問題を解消しようとして
なされたもので、その目的とするところは、絶縁トラン
スを用いずに、直流電源の電力を交流に変換して系統に
連系する電力変換装置において、漏れ電流の発生を低減
する電力変換装置を提供することにある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置では、連系す
る系統が１線が接地された三相３線である場合は、２直
列コンデンサの中間点を三相３線の系統のうちの接地電
位である線に接続する。そして、３組のハーフブリッジ
インバータを電流制御する。２直列コンデンサの中間点
を三相３線の系統のうちの接地電位である線を接続した
電線には、他の２相に流れる電流の和の逆極性の電流と
この相に接続されたハーフブリッジインバータの出力電
流の差の電流がコンデンサの中間点から流れるが、コン
デンサの中間点は系統の接地電位に固定されるので、コ
ンデンサの容量が十分に大きければ３組のハーフブリッ
ジインバータの出力によらず、コンデンサの各電圧の振
動は小さくなり、直流各部の電位は接地電位に固定され
る。

【００２０】本発明の請求項２に係る電力変換装置で
は、系統連系運転と自立運転との切り離す切換え手段を
設け、自立運転を行なうときには、切換え手段により系
統とは切り離される。そして、三相３線の系統のうちの
接地電位である線以外の線に接続された２組のハーフブ
リッジインバータを電圧制御する。すると、三相の出力
電圧に関しては、上記２組のハーフブリッジインバータ
を電圧制御によって２つの線間電圧と１つの位相差が決
定されるため、直接制御されない残りの線間電圧と位相
差は自動的に決定される。従って、三相３線の系統のう
ちの接地電位である線に接続されたハーフブリッジイン
バータに関しては電流を任意に制御できる構成となる。
また、コンデンサの中間点は系統の接地電位に固定され
るので、コンデンサの容量が十分に大きければ３組のハ
ーフブリッジインバータの出力によらず、コンデンサの
各電圧の振動は小さくなり、直流各部の電位は接地電位
に固定される。

【００２１】本発明の請求項３に係る電力変換装置で
は、請求項２記載の電力変換装置において、自立運転を
行なうときには、三相３線の系統のうちの接地電位であ
る線に接続されたハーフブリッジインバータを他の２線
の合計電流の逆極性の電流を出力基準として電流制御す
る。すると、コンデンサの中間点から出力される電流を
零とすることができ、直流電源の電圧が一定値の時、コ
ンデンサのそれぞれの電圧はその容量によらず常に一定
値となる。

【００２２】本発明の請求項４に係る電力変換装置で
は、星形結線トランスの中性点が接地された系統、また
は接地されていない三相３線の系統に連系するときに
は、１組のハーフブリッジインバータを、このハーフブ
リッジインバータが接続される相に対する各相の電圧を
加算し１／３した値を出力基準として電圧制御する。こ
れにより、零点が決定されるが、系統が星形結線トラン
スの中性点が接地された系統であれば、零点が接地電位
となる。零点は相電圧の基準となる点であり、この電力
変換装置ではコンデンサの中間点であるため、コンデン
サの中間点が接地電位に固定され、直流各部の対接地電
位の変動は小さくなり、漏れ電流も低減できる。また、
系統が接地されていない三相３線の系統でも、星形結線
の中性点に相当する電位は、コンデンサの中間点の電位
と同一になる。よって、直流側と交流側との間の電位変
動が低減されるため、漏れ電流も低減される。

【００２３】本発明の請求項５に係る電力変換装置で
は、連系する系統が１線が接地された三相３線の系統で
あるときには、コンデンサの中間点と三相３線の系統の
うちの接地電位である線との間に開閉手段を設け、更に
系統連系運転と自立運転との切り離す切換え手段を設け
る。そして、系統連系運転を行なうときには、切換え手
段により系統に接続し開閉手段を投入した上で３組のハ
ーフブリッジインバータを電流制御する。このとき、各
ハーフブリッジインバータは個別に電流を制御すること
ができ、更に、コンデンサの中間点を三相３線の系統の
うちの接地電位である線を接続した開閉手段には、他の
２相に流れる電流の和の逆極性の電流とこの相に接続さ
れたハーフブリッジインバータの出力電流の差の電流が
コンデンサの中間点から流れるが、コンデンサの中間点
は系統の接地電位に固定されるので、コンデンサの容量
が十分に大きければ３組のハーフブリッジインバータの
出力によらず、コンデンサの各電圧の振動は小さくな
り、直流各部の電位は接地電位に固定される。また、自
立運転を行なうときには、切換え手段により系統から切
り離し開閉手段を解列した上で３組のハーフブリッジイ
ンバータを互いに１２０度の位相差を持つ一定電圧に制
御する。このとき、系統からは切り離されているのでハ
ーフブリッジインバータは系統側の接地条件とは無関係
に制御することができる。また、交流３線の各線の対接
地電位が商用周波数で振動しても、星形結線トランスを
想定した場合の中性点に相当する電位がコンデンサの中
間点の電位と同一になるため、直流側と交流側との間の
電位変動が低減されるため漏れ電流も低減される。

【００２４】本発明の請求項６に係る電力変換装置で
は、連系する系統が１線が接地された三相３線の系統で
あるときには、三相３線の系統のうちの接地電位である
線に接続されたハーフブリッジインバータを、零を出力
基準として電圧制御し、他の２組のハーフブリッジイン
バータを電流制御する。これにより、コンデンサの中間
点からは、他の２相に流れる電流の和の逆極性の電流と
この相に接続されたハーフブリッジインバータの出力電
流の差の電流が流れる。ここで、三相３線の系統のうち
の接地電位である線に接続されたハーフブリッジインバ
ータが零電圧に制御されているので、コンデンサの中間
点は系統の接地電位に固定されるので、コンデンサの容
量が十分に大きければ３組のハーフブリッジインバータ
の出力によらず、コンデンサの各電圧の振動は小さくな
り、直流各部の電位は接地電位に固定される。

【００２５】本発明の請求項７に係る電力変換装置で
は、連系する系統が１線が接地された三相３線の系統、
または星形結線トランスの中性点が接地された系統、ま
たは接地されていない三相３線の系統であるときには、
コンデンサの中間点と三相３線の系統のうちの接地電位
である線との間に開閉手段を設ける。そして、連系する
系統が１線が接地された三相３線の系統のときは、開閉
手段を投入した上で３組のハーフブリッジインバータを
電流制御する。このとき、各ハーフブリッジインバータ
は個別に電流を制御することができ、更に、コンデンサ
の中間点を三相３線の系統のうちの接地電位である線を
接続した開閉手段には、他の２相に流れる電流の和の逆
極性の電流とこの相に接続されたハーフブリッジインバ
ータの出力電流の差の電流がコンデンサの中間点から流
れるが、コンデンサの中間点は系統の接地電位に固定さ
れるので、コンデンサの容量が十分に大きければ３組の
ハーフブリッジインバータの出力によらず、コンデンサ
の各電圧の振動は小さくなり、直流各部の電位は接地電
位に固定される。また、連系する系統が星形結線トラン
スの中性点が接地された系統、または接地されていない
三相３線の系統のときは、開閉手段を解列した上で１組
のハーフブリッジインバータを、このハーフブリッジイ
ンバータが接続される相に対する各相の電圧を加算し１
／３した値を出力基準として電圧制御する。これによ
り、零点が決定されるが、系統が星形結線トランスの中
性点が接地された系統であれば、零点が接地電位とな
る。零点は相電圧の基準となる点であり、この電力変換
装置ではコンデンサの中間点であるため、コンデンサの
中間点が接地電位に固定され、直流各部の対接地電位の
変動は小さくなり、漏れ電流も低減できる。また、系統
が接地されていない三相３線の系統でも、星形結線の中
性点に相当する電位は、コンデンサの中間点の電位と同
一になる。よって、直流側と交流側との間の電位変動が
低減されるため、漏れ電流も低減される。

【００２６】本発明の請求項８に係る電力変換装置で
は、請求項７記載の電力変換装置において、系統連系運
転と自立運転との切換え手段を設ける。そして、自立運
転を行なうときには、開閉手段を解列し更に切換え手段
により系統を切り離した上で３組のハーフブリッジイン
バータを互いに１２０度の位相差を持つ一定電圧に制御
する。このとき、系統からは切り離されているのでハー
フブリッジインバータは系統側の接地条件とは無関係に
制御することができる。また、交流３線の各線の対接地
電位が商用周波数で振動しても、星形結線トランスを想
定した場合の中性点に相当する電位がコンデンサの中間
点の電位と同一になるため、直流側と交流側との間の電
位変動が低減されるため漏れ電流も低減される。

【００２７】本発明の請求項９に係る電力変換装置で
は、連系する系統が１線が接地された三相３線の系統、
または星形結線トランスの中性点が接地された系統、ま
たは接地されていない三相３線の系統であるときには、
１線が接地された三相３線の系統に連系するときは、三
相３線の系統のうちの接地電位である線に接続されたハ
ーフブリッジインバータを、零を出力基準として電圧制
御し、他の２組のハーフブリッジインバータを電流制御
する。これにより、コンデンサの中間点からは、他の２
相に流れる電流の和の逆極性の電流とこの相に接続され
たハーフブリッジインバータの出力電流の差の電流が流
れる。ここで、三相３線の系統のうちの接地電位である
線に接続されたハーフブリッジインバータが零電圧に制
御されているので、コンデンサの中間点は系統の接地電
位に固定されるので、コンデンサの容量が十分に大きけ
れば３組のハーフブリッジインバータの出力によらず、
コンデンサの各電圧の振動は小さくなり、直流各部の電
位は接地電位に固定される。また、星形結線トランスの
中性点が接地された系統、または接地されていない三相
３線の系統に連系するときには、１組のハーフブリッジ
インバータを、このハーフブリッジインバータが接続さ
れる相に対する各相の電圧を加算し１／３した値を出力
基準として電圧制御する。これにより、零点が決定され
るが、系統が星形結線トランスの中性点が接地された系
統であれば、零点が接地電位となる。零点は相電圧の基
準となる点であり、この電力変換装置ではコンデンサの
中間点であるため、コンデンサの中間点が接地電位に固
定され、直流各部の対接地電位の変動は小さくなり、漏
れ電流も低減できる。また、系統が接地されていない三
相３線の系統でも、星形結線の中性点に相当する電位
は、コンデンサの中間点の電位と同一になる。よって、
直流側と交流側との間の電位変動が低減されるため、漏
れ電流も低減される。

【００２８】本発明の請求項１０に係る電力変換装置で
は、請求項４または請求項６または請求項９のいずれか
に記載の電力変換装置において、系統連系運転と自立運
転との切換え手段を設ける。そして、自立運転を行なう
ときには、切換え手段により系統から切り離した上で３
組のハーフブリッジインバータを互いに１２０度の位相
差を持つ一定電圧に制御する。このとき、系統からは切
り離されているのでハーフブリッジインバータは系統側
の接地条件とは無関係に制御することができる。また、
交流３線の各線の対接地電位が商用周波数で振動して
も、星形結線トランスを想定した場合の中性点に相当す
る電位がコンデンサの中間点の電位と同一になるため、
直流側と交流側との間の電位変動が低減されるため漏れ
電流も低減される。

【００２９】本発明の請求項１１に係る電力変換装置で
は、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の電力変
換装置において、連系時に電流制御を行なうハーフブリ
ッジインバータを、互いに１２０度の位相差を持ち振幅
がほぼ等しい電流値に制御する。これにより、コンデン
サの中間点から系統側に流れる電流を零にすることがで
き、コンデンサの中間点から系統側に流れる電流を零に
することにより、直流電源の電圧が一定のとき、コンデ
ンサのそれぞれの電圧はその容量によらず常に一定値と
なり、コンデンサの容量を低下させても、直流部の対接
地電位の変動は小さくなり、漏れ電流も低減できる。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実
施の形態のブロック図であり、図１８に示した従来と同
一要素については同一符号を付してその説明は省略す
る。また、系統側は、１線が接地電位に固定されている
三相３線式とし、３線をＲ線、Ｓ線、Ｔ線と称したと
き、ここではＳ線が接地電位であるものとする。

【００３１】ここで、連系系統のＳ線に接続される電流
検出器１７の系統側と、コンデンサ１９と２０の中間点
とを電線等でコンデンサを介すことなく接続する。制御
系は、互いに位相が１２０度ずれた正弦波を出力する正
弦波発生器４２、位相シフト器４３、４４と、正弦波発
生器４２、位相シフト器４３、４４の出力を基に出力基
準を生成する出力基準発生器２４〜２６と、出力基準発
生器２４〜２６からの基準信号と電流検出器１６〜１８
からの電流検出信号とを基に電流制御を行なう電流制御
器２７〜２９と、電流制御器２７〜２９からの出力指令
信号を基にＰＷＭ信号を発生しインバータブリッジを構
成するスイッチを駆動するＰＷＭ変調器３０〜３２とか
らなる。

【００３２】また、この構成は連系運転専用であるの
で、出力基準発生器２４〜２６の構成は図２０、ＰＷＭ
制御器３０〜３２の構成は図２２とする。出力基準発生
器２４〜２６の中の連系用振幅設定器４５の設定値は任
意とする。

【００３３】以下に、第１の実施の形態の作用について
示す。出力基準発生器２４〜２６中の連系用振幅設定器
４５は出力電流の振幅基準であり、出力基準発生器２４
〜２６の出力は振幅が任意の正弦波となる。各インバー
タブリッジ４〜６の出力となるリアクトル１３〜１５の
電流は、出力基準発生器２４〜２６の信号に従うよう
に、電流制御器２７〜２９により制御される。

【００３４】インバータブリッジ４の出力電流はＲ線に
供給され、インバータブリッジ６の出力電流はＴ線に供
給される。Ｓ線には、Ｒ線とＴ線に流れる電流の和の逆
極性の電流が供給される。

【００３５】電流検出器１７の系統側とコンデンサ１９
と２０の中間点とを接続した電線には、Ｓ線に供給され
る電流とインバータブリッジ５の出力電流の差の電流
が、コンデンサ１９と２０の中間点から流れる。

【００３６】連系運転時には、コンデンサ１９と２０の
中間点は、Ｓ線の接地電位に固定される。コンデンサ１
９と２０の容量が十分大きければ、インバータブリッジ
２の出力によらず、コンデンサ１９と２０の各電圧の振
動は小さくなり、直流各部の電位は接地電位から固定さ
れる。

【００３７】連系運転時は直流各部の電位が固定される
ことで、直流各部の対地間の浮遊容量を充放電する現象
が低減され、直流部の振動による漏れ電流の発生は低減
される。

【００３８】次に本発明の第２の実施の形態について説
明する。図２は本発明の第２の実施の形態を示すブロッ
ク図であり、図１８に示した従来と同一要素については
同一符号を付してその説明は省略する。また、系統側
は、１線が接地電位に固定されている三相３線式とし、
３線をＲ線、Ｓ線、Ｔ線と称したとき、ここではＳ線が
接地電位であるものとする。

【００３９】ここで、連系系統のＳ線に接続される電流
検出器１７の系統側と、コンデンサ１９と２０の中間点
とを電線等でコンデンサを介すことなく接続する。制御
系は、互いに位相が１２０度ずれた正弦波を出力する正
弦波発生器４２、位相シフト器４３、４４と、正弦波発
生器４２、位相シフト器４３、４４の出力と運転モード
設定器４１の出力を基に出力基準を生成する出力基準発
生器２４〜２６と、出力基準発生器２４〜２６からの基
準信号と電流検出器１６〜１８からの電流検出信号とを
基に電流制御を行なう電流制御器２７〜２９と、出力基
準発生器２４、２６からの基準信号と電圧検出器３５、
３７からの電圧検出信号とを基に電圧制御を行なう電圧
制御器３８、４０と、電流制御器２７〜２９からの出力
指令信号と電圧制御器３８、４０からの出力指令信号を
入力とし運転モード設定器４１の出力によりいずれかを
選択し選択した出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発生し
インバータブリッジを構成するスイッチを駆動するＰＷ
Ｍ変調器３０、３２と、電流制御器２８からの出力指令
信号を基にＰＷＭ信号を発生しインバータブリッジを構
成するスイッチを駆動するＰＷＭ変調器３１とからな
る。

【００４０】出力基準発生器２４と２６は図１９の構成
とし、自立用振幅設定器４６は三相線問電圧の振幅を設
定する。出力基準発生器２５の構成は図１９とするが、
連系用振幅設定器４５と自立用振幅設定器４６はともに
出力電流の振幅基準とする。ＰＷＭ変調器３０と３２は
図２１の構成とする。ＰＷＭ変調器３１は図２２の構成
とし、電流制御器２８の出力を入力とする。

【００４１】以下に、第２の実施の形態の作用について
示す。連系運転時の作用は、本発明の第１の実施の形態
と同一である。自立運転時は、運転モード設定器４１か
らの信号で連系開閉器３３を解列するため、接地された
系統とは切り離される。またリアクトル１４の電流を検
出する電流検出器１７の系統側と、コンデンサ１９と２
０の中間点とが電線で接続されているため、リアクトル
１４の系統側と、コンデンサ１９と２０の中間点との電
圧差は常に零となる。

【００４２】出力基準発生器２４、２６の自立用振幅設
定器４６は出力電圧の振幅基準であり、自立運転時の出
力基準発生器２４〜２６の出力は振幅が線間電圧に相当
し、１２０度位相がずれた正弦波となる。自立運転時の
出力は出力基準発生器２４、２６の信号と電圧検出器３
５、３７の信号とを基に、電圧制御器３８、４０による
電圧制御の結果、コンデンサ２１とコンデンサ２３の電
圧は、１２０度の位相差を持つ線間電圧として制御され
る。

【００４３】自立運転時は、インバータブリッジ４とイ
ンバータブリッジ６の制御により、三相の出力電圧に関
しては、２つの線間電圧と１つの位相差が決定されるた
め、直接制御されない残りの線間電圧と位相差は自動的
に決定される。従って、インバータブリッジ５の出力に
関しては、電流を任意に制御できる構成となる。

【００４４】このように自立運転の実施にあたっては、
主回路部の配線の変更をせず、連系時に変換装置に加わ
る系統電圧と同様の電圧を出力できる。また連系運転時
のコンデンサ１９と２０の中間点は、Ｓ線の接地電位に
固定される。コンデンサ１９と２０の容量が十分大きけ
れば、インバータブリッジ２の出力によらず、コンデン
サ１９と２０の各電圧の振動は小さくなり、直流各部の
電位は接地電位から固定される。連系運転時は直流各部
の電位が固定されることで直流各部の対地間の浮遊容量
を充放電する現象が低減され、直流部の振動による漏れ
電流の発生は低減される。

【００４５】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明する。図３は、第２の実施の形態で示した出力基準
発生器２５のブロック図である。運転モード設定器４１
の出力が自立運転を示しているとき、出力基準発生器２
５には電流検出器１６と電流検出器１８の出力信号を入
力し、加算器５２で両信号を加算する。加算器５２の出
力信号を極性反転器５３で極性反転したものを出力基準
発生器２５の自立運転用の出力信号とする。なお、連系
用振幅設定器４５の設定値は任意とする。

【００４６】以下に、第３の実施の形態の作用について
示す。連系運転時の作用は、第２の実施の形態と同様で
ある。自立運転時の出力基準発生器２５の出力は第２の
実施の形態と同様にインバータブリッジ５の電流基準と
なる。

【００４７】第２の実施の形態において、自立運転時の
出力は三相３線となるため、各出力線に流れる電流の合
計値は零となる。インバータブリッジ４の出力電流をＩ
1 、インバータブリッジ５の出力電流をＩ2 、インバー
タプリッジ６の出力電流をＩ3 、コンデンサ１９と２０
の中間点から出力される電流をＩ0 とするとき、以下の
式が成り立つ。

【００４８】

【数１】Ｉ1 ＋Ｉ2 ＋Ｉ3 ＋Ｉ0 ＝０ （１） ここで、インバータブリッジ５の出力電流値Ｉ2 を、イ
ンバータブリッジ４と６の電流の合計値を極性反転した
量とする。すなわちＩ2 は次の式となる。

【００４９】

【数２】Ｉ2 ＝−（Ｉ1 ＋Ｉ3 ） （２） （２）式を（１）式に代入すると、次の式が成り立つ。

【００５０】

【数３】Ｉ0 ＝０ （３） Ｉ0 を零としないときのコンデンサ１９と２０は、一方
が充電するときに他方は放電する形で電圧が振動する。
この電圧振動により直流各部の電圧が振動し、漏れ電流
の発生要因となる。電圧振動を低減し、漏れ電流を低減
するためには、コンデンサ１９と２０の容量をそれぞれ
大きくする必要がある。

【００５１】出力基準発生器２５の出力信号を極性反転
器５３の出力とし、Ｉ0 を零とすることにより、直流電
源１の電圧が一定値の時、コンデンサ１９と２０のそれ
ぞれの電圧は、その容量によらず常に一定値となる。こ
の結果、コンデンサ１９と２０の容量を低下させても、
直流部の対接地電位の変動は小さくなり、漏れ電流も低
減できる。

【００５２】次に、本発明の第４の実施の形態について
説明する。図４は、本発明の第４の実施の形態のブロッ
ク図であり、図１８に示した従来と同一要素については
同一符号を付してその説明は省略する。また、系統側は
星形結線の中性点を接地した三相３線、または接地され
ていない三相３線とし、各線をＲ、Ｓ、Ｔと称すること
とする。

【００５３】この実施の形態では、接地電位である線を
変換装置には引き込まず、Ｓ線への出力となるリアクト
ル１４の電流は制御しない。制御系は、互いに位相が１
２０度ずれた正弦波を出力する正弦波発生器４２、位相
シフト器４３、４４と、正弦波発生器４２、位相シフト
器４４の出力とを基に出力基準を生成する出力基準発生
器２４、２６と、系統３の線間電圧を基に出力基準を生
成する出力基準発生器２５と、出力基準発生器２４、２
６からの基準信号と電流検出器１６、１８からの電流検
出信号とを基に電流制御を行なう電流制御器２７、２９
と、出力基準発生器２５からの基準信号と電圧検出器３
６からの電圧検出信号とを基に電圧制御を行なう電圧制
御器３９と、電流制御器２７、２９からの出力指令信号
を基にＰＷＭ信号を発生しインバータブリッジを構成す
るスイッチを駆動するＰＷＭ変調器３０、３２と、電圧
制御器３９からの出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発生
しインバータブリッジを構成するスイッチを駆動するＰ
ＷＭ変調器３１とからなる。

【００５４】出力基準発生器２４と２６の構成は図２
０、ＰＷＭ変調器３０〜３２の構成は図２２とする。出
力基準発生器２５の構成は、図５とし、系統３の線間電
圧を検出する電圧検汁器５４と５５を設ける。電圧検出
器５４はＲ線に対するＳ線の電圧を検出し、電圧検出器
５５はＴ線に対するＳ線の電圧を検出する。電圧検出器
５４と５５の出力は、加算器５６により加算される。加
算器５６の出力は、三分の一倍器５７に入力されて１／
３倍の信号に変換される。三分の一倍器５７の出力を出
力基準発生器２５の出力とする。

【００５５】以下に、第４の実施の形態の作用について
示す。連系運転時は交流側の３個の線間電圧の位相や振
幅は系統３によって決定されるが、電力変換装置内にお
いては３個の相電圧は不定である。ここで、３個の相電
圧のうち、１個の相電圧の位相と振幅を決定することに
より、残り２個の相電圧が自動的に決定される。この様
子を図６のベクトル図で示す。ＶRSはＳ線に対するＲ線
の電圧ベクトルを、ＶSTはＴ線に対するＳ線の電圧を、
ＶTRはＲ線に対するＴ線の電圧ベクトルを示す。各電圧
ベクトルは互いに１２０度の位相差をもち、振幅は同一
である。不定である３個の相電圧ＶR 、ＶS 、ＶT は、
図６の零点を決めることで位相と振幅が決定される。零
点は、３個の相電圧のうちの１個の相電圧の位相と振幅
を決定することにより確定する。

【００５６】本実施の形態では、相電圧S を線間電圧Ｖ
RSとＶSTより演算することで求め、ＶS の制御を電力変
換装置の電圧制御により実施することとする。なおＶS
は図６より、位相はＶRSより１５０度（５／６π）進
み、振幅は線間電圧の１／√３倍となる。相電圧ＶS は
線間電圧ＶRSとＶSTより次式により求められる。

【００５７】

【数４】 ＶS ＝（ＶST−ＶRS）／３ （４） このベクトル演算をスカラー量で演算する場合は以下と
なる。線間電圧ＶRS、ＶSTは、振幅をＶ、角周波数を
ω、時間をｔとした場合に以下の式であるとする。

【００５８】

【数５】 ＶRS＝Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ） （５） ＶST＝Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ＋２／３π） （６） ＶS はＶRSより１５０度進み、振幅は線間電圧の１／√
３倍となることから、ＶS は次式となる。

【００５９】

【数６】 ＶS ＝Ｖ／√３×ｓｉｎ（ωｔ＋５／６π） （７） ここで、ＶST−ＶRSを演算すると次式となる。

【００６０】

【数７】 ＶST−ＶRS＝Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ＋２／３π）−Ｖ×ｓｉｎ（ωｔ） ＝Ｖ×（（−３／２）ｓｉｎ（ωｔ） ＋（√３／２）ｃｏｓ（ωｔ）） ＝Ｖ×√３×ｓｉｎ（ωｔ＋５／６π） （８） （７）式と（８）式より、ＶS は（４）式と同様に次式
により求められることがわかる。

【００６１】

【数８】 ＶS ＝（ＶST−ＶRS）／３ （９） 図５の出力基準発生器２５の出力の決定方法は（９）式
を実現する例である。ここでは、電圧検出器５４はＲ線
に対するＳ線の電圧を検出しているので、（９）式の右
辺の−ＶRSを検出していることになる。また、電圧検出
器５５はＴ相に対するＳ相の電圧を検出しているので、
（９）式の右辺のＶSTを検出する。この結果、加算器５
６の出力は、（９）式の右辺の（ＶST−ＶRS）を演算す
る。三分の一倍器５７はこの信号を１／３倍するので、
三分の一倍器５７の出力は（９）式の左辺であるＶS と
なる。

【００６２】三分の一倍器５７の出力を出力基準発生器
２５の出力とし、電圧検出器３６と共に電圧制御器３９
に入力され電圧制御の結果、コンデンサ２２の電圧は演
算されたＶS の基準に従うように制御される。

【００６３】出力基準発生器２４と２６の出力はＲ線と
Ｔ線の電流基準であり、リアクトル１３と１５の電流を
検出する電流検出器１６と１８の出力と共に、電流制御
器２７と２９に入力され、Ｒ線とＴ線の電流は所望の電
流に制御される。

【００６４】電圧ＶS の演算および制御により、図６の
零点が決定されるが、零点の電位は、系統上位のトラン
スが星形結線である場合の中性点の電位と同一になる。
もし、上位のトランスが星形結線であり、中性点が接地
されている場合は、零点が接地電位となる。

【００６５】零点は相電圧の基準となる点であり、図４
ではコンデンサ１９と２０の中間点であるため、この接
地方式の場合は、コンデンサ１９と２０の中間点が接地
電位に固定され、直流各部の対接地電位の変動は小さく
なり、漏れ電流も低減できる。

【００６６】上位のトランスが接地されていない場合の
交流側の３線に関する浮遊容量は、容量値が大きな場合
でも、一般にその値は等しい。系統３線の各線の対接地
電位が商用周波数で振動しても、星形結線の中性点に相
当する電位が接地電位に対して固定されていれば、漏れ
電流は交流側で相殺され、直流側には発生しない。本実
施の形態の場合、系統側の接地がない場合でも、星形結
線の中性点に相当する電位は、図４ではコンデンサ１９
と２０の中間点の電位と同一になる。この結果、直流側
と交流側との間の電位変動が低減されるため、漏れ電流
も低減される。

【００６７】なお、本実施の形態ではＳ相の相電圧を電
圧制御により実施したが、Ｒ相の相電圧を演算して電圧
制御を実施し、Ｓ線とＴ線の電流を任意に制御する場合
や、Ｔ相の相電圧を演算して電圧制御を実施し、Ｒ線と
Ｓ線の電流を任意に制御する方法も考えられ、この場合
の効果はＳ相の相電圧を電圧制御により実施した場合と
同等となる。

【００６８】次に本発明の第５の実施の形態について説
明する。図７は、本発明の第５の実施の形態のブロック
図であり、図１８に示した従来と同一要素については同
一符号を付してその説明は省略する。また、系統側は１
線が接地電位に固定されている三相３線式とし、３線を
Ｒ線、Ｓ線、Ｔ線と称したとき、ここではＳ線が接地電
位であるものとする。

【００６９】連系運転時にＳ線に接続される電流検出器
１７の系統側と、コンデンサ１９と２０の中間点とを開
閉スイッチ５８で接続し、運転モード設定器４１の連系
モードの信号により開閉スイッチ５８を投入し、自立モ
ードの信号により開閉スイッチ５８を解列する。

【００７０】制御系は、互いに位相が１２０度ずれた正
弦波を出力する正弦波発生器４２、位相シフト器４３、
４４と、正弦波発生器４２、位相シフト器４３、４４の
出力と運転モード設定器４１の出力を基に出力基準を生
成する出力基準発生器２４〜２６と、出力基準発生器２
４〜２６からの基準信号と電流検出器１６〜１８からの
電流検出信号とを基に電流制御を行なう電流制御器２７
〜２９と、出力基準発生器２４〜２６からの基準信号と
電圧検出器３５〜３７からの電圧検出信号とを基に電圧
制御を行なう電圧制御器３８〜４０と、電流制御器２７
〜２９からの出力指令信号と電圧制御器３８〜４０から
の出力指令信号を入力とし運転モード設定器４１の出力
によりいずれかを選択し選択した出力指令信号を基にＰ
ＷＭ信号を発生しインバータブリッジを構成するスイッ
チを駆動するＰＷＭ変調器３０〜３２とからなる。

【００７１】出力基準発生器２４〜２６は図１９の構成
とし、ＰＷＭ変調器３０〜３２は図２１の構成とし、ぞ
れぞれ運転モード設定器４１の信号をもとに入力信号を
切り換える。

【００７２】以下に、第５の実施の形態の作用について
示す。出力基準発生器２４〜２６の中の連系用振幅設定
器４５の各出力は、連系時の出力電流の基準となる。連
系運転時は、連系開閉器３３と開閉スイッチ５８が投入
されるため、各インバータブリッジ４〜６の出力となる
リアクトル１３〜１５の電流は個別に電流を制御でき
る。このときインバータブリッジ４の出力電流はＲ線に
供給され、インバータブリッジ６の出力電流はＴ線に供
給される。Ｓ線には、Ｒ線とＴ線に流れる電流の和の逆
極性の電流が供給される。

【００７３】電流検出器１７の系統側とコンデンサ１９
と２０の中間点とを接続する開閉スイッチ５８には、Ｓ
線に供給される電流から、インバータブリッジ５が系統
側に出力する電流を減算した量の電流が、コンデンサ１
９と２０の中間点から流れる。なお、Ｓ線は接地電位で
あるため、コンデンサ１９と２０の中間点は接地電位に
固定される。コンデンサ１９と２０の容量が十分大きけ
れば、インバータブリッジ２の出力によらず、コンデン
サ１９と２０の各電圧の振動は小さくなり直流各部の電
位は接地電位から固定される。

【００７４】連系運転時は直流各部の電位が固定される
ことで、直流各部の対地間の浮遊容量を充放電する現象
が低減され、直流部の振動による漏れ電流の発生は低減
される。

【００７５】自立運転時は、連系運転開閉器３３が解列
されるので、系統側の接地条件とは無関係に制御ができ
る。また、開閉スイッチ５８が解列されるので、コンデ
ンサ２１〜２３の電圧は、自立運転時の相電圧出力に一
致する。出力基準発生器２４〜２６の中の自立用振幅設
定器４６の各出力は、自立時の出力相電圧の基準とな
る。各相電圧は、出力基準発生器２４〜２６の出力と電
圧検出器３５〜３７の出力と基に、電圧制御器３９〜４
０によって、出力基準発生器２４〜２６の出力信号とな
る互いに１２０度の位相差をもつ一定電圧に制御され
る。

【００７６】自立運転の交流出力側の３線に関する浮遊
容量は、容量値が大きな場合でも、一般にその値は等し
い。交流３線の各線の対接地電位が商用周波数で振動し
ても、星形結線トランスを想定した場合の中性点に相当
する電位が、接地電位に対して固定されていれば、漏れ
電流は交流側で相殺され、直流側には発生しない。本実
施の形態の自立運転の場合、星形結線の中性点に相当す
る電位は、コンデンサ１９と２０の中間点の電位と同一
になる。この結果、直流側と交流側との間の電位変動が
低減されるため、漏れ電流も低減される。

【００７７】次に本発明の第６の実施の形態について説
明する。図８は、本発明の第６の実施の形態のブロック
図であり、図１８に示した従来と同一要素については同
一符号を付してその説明は省略する。また、系統側は、
１線が接地電位に固定されている三相３線式とし、３線
をＲ線、Ｓ線、Ｔ線と称したとき、ここではＳ線が接地
電位であるものとする。

【００７８】制御系は、互いに位相が１２０度ずれた正
弦波を出力する正弦波発生器４２、位相シフト器４３、
４４と、正弦波発生器４２、位相シフト器４３、４４の
出力を基に出力基準を生成する出力基準発生器２４〜２
６と、出力基準発生器２４、２６からの基準信号と電流
検出器１６、１８からの電流検出信号とを基に電流制御
を行なう電流制御器２７、２９と、出力基準発生器２５
からの基準信号と電圧検出器３６からの電圧検出信号と
を基に電圧制御を行なう電圧制御器３９と、電流制御器
２７、２９からの出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発生
しインバータブリッジを構成するスイッチを駆動するＰ
ＷＭ変調器３０、３２と、電圧制御器３９からの出力指
令信号を基にＰＷＭ信号を発生しインバータブリッジを
構成するスイッチを駆動するＰＷＭ変調器３１とからな
る。

【００７９】出力基準発生器２４〜２６の構成は図２０
とするが、出力基準発生器２４、２６の中の連系用振幅
設定器４５の出力は任意、出力基準発生器２５の中の連
系用振幅設定器４５の出力は零とする。ＰＷＭ変調器３
０〜３２の構成は図２２とする。

【００８０】以下に、第６の実施の形態の作用について
示す。出力基準発生器２５の連系用振幅設定器４５の出
力は、電圧基準となる。連系運転時のコンデンサ２２の
電圧は、出力基準発生器２５の出力と電圧検出器３６の
出力を基に電圧制御器３９により、零電圧に制御され
る。

【００８１】出力基準発生器２４と２６の連系用振幅設
定器４５の出力は、電流基準となる。Ｒ線とＴ線の電流
は、出力基準発生器２４と２６の出力と電流検出器１６
と１８の出力とを基に、電流制御器２７と２９により、
出力基準発生器２４、２６の基準に従い、任意の振幅の
正弦波波形に制御される。

【００８２】インバータブリッジ４の出力電流はＲ線に
流れ、インバータブリッジ６の出力電流はＴ線に流れ
る。Ｓ線にはＲ線とＴ線の電流の和の逆極性の電流が流
れる。コンデンサ１９と２０の中間点からは、Ｓ線に流
れる電流とインバータブリッジ５の出力電流の差の電流
が流れる。なお、Ｓ線は接地電位であることと、コンデ
ンサ２２の電圧が零に制御されることから、コンデンサ
１９と２０の中間点は接地電位に固定される。コンデン
サ１９と２０の容量が十分大きければ、インバータブリ
ッジ２の出力によらず、コンデンサ１９と２０の各電圧
の振動は小さくなり、直流各部の電位は接地電位から固
定される。

【００８３】次に本発明の第７の実施の形態について説
明する。図９は、本発明の第７の実施の形態のブロック
図であり、図１８に示した従来と同一要素については同
一符号を付してその説明は省略する。また、系統側は１
線が接地されている場合、または星形結線トランスの中
性点が接地されている場合、または、接地がない場合を
想定する。系統側の３線をＲ線、Ｓ線、Ｔ線と称したと
き、１線が接地電位に固定されている場合はＳ線が接地
電位であるものとする。

【００８４】連系運転時にＳ線に接続される電流検出器
１７の系統側と、コンデンサ１９と２０の中間点とを開
閉スイッチ５８で接続し、更に接地方式設定器５９を設
け、１線が接地電位に固定されている場合と、星形結線
トランスの中性点が接地されているかまたは接地がない
場合とを設定する信号を出力する。開閉スイッチ５８
は、接地方式設定器５９により１線が接地電位に固定さ
れている場合が設定されたとき、連系運転時に投入さ
れ、それ以外の場合は解列される。

【００８５】制御系は、互いに位相が１２０度ずれた正
弦波を出力する正弦波発生器４２、位相シフト器４３、
４４と、正弦波発生器４２、位相シフト器４４の出力を
基に出力基準を生成する出力基準発生器２４〜２６と、
位相シフト器４３の出力と接地方式設定器５９の出力を
基に出力基準を生成する出力基準発生器２５と、出力基
準発生器２４〜２６からの基準信号と電流検出器１６〜
１８からの電流検出信号とを基に電流制御を行なう電流
制御器２７〜２９と、出力基準発生器２５からの基準信
号と電圧検出器３６からの電圧検出信号とを基に電圧制
御を行なう電圧制御器３９と、電流制御器２７、２９か
らの出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発生しインバータ
ブリッジを構成するスイッチを駆動するＰＷＭ変調器３
０、３２と、電流制御器２８からの出力指令信号と電圧
制御器３９からの出力指令信号を入力とし接地方式設定
器５９の出力によりいずれかを選択し選択した出力指令
信号を基にＰＷＭ信号を発生しインバータブリッジを構
成するスイッチを駆動するＰＷＭ変調器３１とからな
る。

【００８６】接地方式設定器５９が接地無しまたは中性
点接地されている場合のための構成は図４と同様であ
る。出力基準発生器２４、２６は図２０の構成とする。
図１０に本実施の形態の出力基準発生器２５の構成を示
す。図中５６、５７の構成は図５と同一であるので、こ
こでは同一番号を付してその説明は省略する。出力基準
発生器２５には接地方式設定器５９の出力信号を入力す
る。１線が接地電位に固定されている場合の信号が入力
されたときは、出力基準発生器２５の出力は任意の振幅
の正弦波信号とし、それ以外の場合には三分の一倍器５
７の出力を出力基準発生器２５の出力とする。

【００８７】ＰＷＭ変調器３０、３２は図２２の構成と
し、ＰＷＭ変調器３１は図２１の構成とするが選択器４
９の切り換えは、図２１の運転モード設定器４１のかわ
りに接地方式設定器５９の出力をもとに実施する。

【００８８】以下に、第７の実施の形態の作用について
示す。出力基準発生器２４、２６の連系用振幅設定器４
５の出力は、出力電流の振幅基準となり、出力基準発生
器２５の連系用振幅設定器４５の出力は、系統が１線接
地の場合の出力電流の振幅基準となる。

【００８９】１線が接地電位に固定されている場合の連
系時の出力基準発生器２４〜２６の出力は出力の電流基
準となる。この場合はスイッチ５６が投入されるため、
各インバータブリッジ４〜６の出力となるリアクトル１
３〜１５の電流は個別に電流を制御できる。このとき、
インバータブリッジ４の出力電流はＲ線に供給され、イ
ンバータブリッジ６の出力電流はＴ線に供給される。Ｓ
線には、Ｒ線とＴ線に流れる電流の和の逆極性の電流が
供給される。電流検出器１７の系統側とコンデンサ１９
と２０の中間点とを接続する開閉スイッチ５８には、Ｓ
線に供給される電流から、インバータブリッジ５が系統
側に出力する電流を減算した量の電流が、コンランサ１
９と２０の中間点から流れる。なお、Ｓ線は接地電位で
あるため、コンデンサ１９と２０の中間点は接地電位に
固定される。コンデンサ１９と２０の容量が十分大きけ
れば、インバータプリッジ２の出力によらず、コンデン
サ１９と２０の各電圧の振動は小さくなり、直流各部の
電位は接地電位から固定される。

【００９０】星形結線トランスの中性点が接地されてい
る場合、または接地がない場合の作用は第４の実施の形
態の作用と同様になる。連系運転時は直流各部の電位が
固定されることで、直流各部の対地間の浮遊容量を充放
電する現象が低減され、直流部の振動による漏れ電流の
発生は低減される。

【００９１】次に本発明の第８の実施の形態について説
明する。図１１は本発明の第８の実施の形態のブロック
図であり、図９に示した第７の実施の形態と同一要素に
ついては同一符号を付してその説明は省略する。また、
系統側は１線が接地されている場合、または星形結線ト
ランスの中性点が接地されている場合、または、接地が
ない場合を想定する。系統側の３線をＲ線、Ｓ線、Ｔ線
と称したとき、１線が接地電位に固定されている場合は
Ｓ線が接地電位であるものとする。

【００９２】出力部には連系開閉器33と自立運転用開閉
器34を設け、また連系運転時にＳ線に接続される電流検
出器１７の系統側と、コンデンサ１９と２０の中間点と
を開閉スイッチ５８で接続する。連系時の開閉スイッチ
５８の動作のため、選択器６０を設け、運転モード設定
器４１の信号と、接地方式設定器５９の信号を入力す
る。選択器６０は、運転モード設定器４１が連系運転の
設定で、かつ、接地方式設定器５９が系統の１線を接地
している場合設定のときに、開閉スイッチ５８を投入す
る信号を出力する。

【００９３】制御系は、互いに位相が１２０度ずれた正
弦波を出力する正弦波発生器４２、位相シフト器４３、
４４と、正弦波発生器４２、位相シフト器４４の出力と
運転モード設定器４１の出力を基に出力基準を生成する
出力基準発生器２４、２６と、位相シフト器４３の出力
と運転モード設定器４１の出力と接地方式設定器５９の
出力を基に出力基準を生成する出力基準発生器２５と、
出力基準発生器２４〜２６からの基準信号と電流検出器
１６〜１８からの電流検出信号とを基に電流制御を行な
う電流制御器２７〜２９と、出力基準発生器２４〜２６
からの基準信号と電圧検出器３５〜３７からの電圧検出
信号とを基に電圧制御を行なう電圧制御器３８〜４０
と、電流制御器２７、２９からの出力指令信号と電圧制
御器３８、４０からの出力指令信号とを入力とし運転モ
ード設定器４１の出力によりいずれかを選択し選択した
出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発生しインバータブリ
ッジを構成するスイッチを駆動するＰＷＭ変調器３０、
３２と、電流制御器２８からの出力指令信号と電圧制御
器３９からの出力指令信号とを入力とし運転モード設定
器４１の出力と接地方式設定器５９の出力と基にいずれ
かを選択し選択した出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発
生しインバータブリッジを構成するスイッチを駆動する
ＰＷＭ変調器３１とからなる。

【００９４】出力基準発生器２４と２６は図１９の構成
とする。出力基準発生器２５の構成は図１２に示す。図
中４５〜４８は図１９と同一であり、５４〜５７の構成
は図５と同一であるので、ここでは同一番号を付してそ
の説明は省略する。出力基準発生器２５に入力される運
転モード設定器４１の信号が自立モードの場合、自立用
振幅設定器４６の信号と正弦波基準となる位相シフト回
路４３の出力とを乗算器４８で乗算したものを選択器４
７で選択し、出力基準発生器２５の出力とする。運転モ
ード設定器４１の信号が連系モードの場合、別の選択器
６１を設け、出力基準発生器２５に入力される接地方式
設定器５９が１線が接地されている場合を示すときは、
連系用振幅設定器４５の信号と位相シフト回路４３の出
力とを乗算器６２で乗算した信号を選択し、それ以外の
接地方式を示す場合には三分の一倍器５７の出力信号を
選択する。

【００９５】ＰＷＭ変調器３０と３２は図２１の構成と
する。ＰＷＭ変調器３１の構成は図１３に示す。図中４
９〜５１は図２１と同一であるので、ここでは同一番号
を付してその詳細の説明は省略する。ＰＷＭ変調器３１
には、選択器４９と別の選択器６３を設ける。選択器４
９は、ＰＷＭ変調器３１に入力される運転モード設定器
４１の信号によって切り換え、選択器６３は接地方式設
定器５９の信号により切り換える。また、ＰＷＭ変調器
３１には、選択される信号として、電流制御器２８の出
力と電圧制御器３９の信号が入力される。運転モード設
定器４１が自立モードの場合、選択器４９により、電圧
制御器３９の信号を選択して変調器５０に入力し、運転
モード設定器４１が連系モードの場合、選択器６３によ
り、接地方式設定器５９が１線が接地されている場合を
示すときは電流制御器２８の出力を選択し、接地方式設
定器５９がそれ以外の場合を示すときは電圧制御器３９
の出力を選択し、変調器５０に入力する。

【００９６】以下に、第８の実施の形態の作用について
示す。連系運転時の作用は、第７の実施の形態と同様で
ある。図１９の出力基準発生器２４、２６の自立運転用
振幅基準４６の出力、および、図１２の出力基準発生器
２５の自立運転用振幅基準４６は、自立運転時の相電圧
の振幅基準となる。自立運転時は、連系運転開閉器３３
が解列されるので、系統側の接地条件とは無関係に制御
ができる。また、開閉スイッチ５８が解列されるので、
コンデンサ２１〜２３の電圧は、自立運転時の相電圧出
力に一致する。各相電圧は、出力基準発生器２４〜２６
の出力と電圧検出器３５〜３７の出力を基に、電圧制御
器３８〜４０によって、出力基準発生器２４〜２６の出
力信号となる互いに１２０度の位相差をもつ一定電圧に
制御される。

【００９７】自立運転の交流側の３線の浮遊容量は、容
量値が大きくても一般にその値は等しい。交流３線の各
の対接地電位が商用周波数で振動しても、星形結線トラ
ンスを想定した場合の中性点に相当する電位が接地電位
に対して固定されていれば、漏れ電流は交流側で相殺さ
れて直流側には発生しない。本実施の形態の自立運転の
場合、星形結線の中性点に相当する電位は、コンデンサ
１９と２０の中間点の電位と同一になる。この結果、直
流側と交流側との間の電位変動が低減されるため、漏れ
電流も低減される。

【００９８】次に、本発明の第９の実施の形態について
説明する。図１４は本発明の第９の実施の形態のブロッ
ク図であり、図４に示した第４の実施の形態と同一要素
については同一符号を付してその説明は省略する。ま
た、系統側は三相３線であり、接地方式は、１線が接地
されている場合、または星形結線トランスの中性点が接
地されている場合、または接地がない場合を想定する。
系統側の３線をＲ線、Ｓ線、Ｔ線と称したとき、１線が
接地電位に固定されている場合はＳ線が接地電位である
ものとする。

【００９９】接地方式設定器５９を設け、１線が接地電
位に固定されている場合と、星形結線トランスの中性点
が接地されている場合または接地がない場合とを設定す
る信号を出力する。

【０１００】制御系は、互いに位相が１２０度ずれた正
弦波を出力する正弦波発生器４２、位相シフト器４３、
４４と、正弦波発生器４２、位相シフト器４４の出力を
基に出力基準を生成する出力基準発生器２４、２６と、
接地方式設定器５９の出力を基に出力基準を生成する出
力基準発生器２５と、出力基準発生器２４、２６からの
基準信号と電流検出器１６、１８からの電流検出信号と
を基に電流制御を行なう電流制御器２７、２９と、出力
基準発生器２５からの基準信号と電圧検出器３６からの
電圧検出信号とを基に電圧制御を行なう電圧制御器３９
と、電流制御器２７、２９からの出力指令信号を基にＰ
ＷＭ信号を発生しインバータブリッジを構成するスイッ
チを駆動するＰＷＭ変調器３０、３２と、電圧制御器３
９からの出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発生しインバ
ータブリッジを構成するスイッチを駆動するＰＷＭ変調
器３１とからなる。

【０１０１】出力基準発生器２４と２６の構成は図２
０、ＰＷＭ変調器３０〜３２の構成は図２２とする。ま
た、出力基準発生器２５の構成は図１０とする。図中５
６、５７の構成は図５と同一であるので、ここでは同一
番号を付してその説明は省賂する。連系用振幅設定器４
５の信号は常に零とし、位相シフト器４３からの信号の
取り込みは任意とする出力基準発生器２５には接地方式
設定器５９の出力信号を入力する。１線が接地電位に固
定されている場合の信号が入力されたときは、乗算器４
８の出力を選択器４７により選択し、それ以外の接地方
式の場合の信号が入力されたときは、三分の一倍器５７
の出力を選択器４７により選択して出力基準発生器２５
の出力とする。

【０１０２】以下に、第９の実施の形態の作用について
示す。図２０の出力基準発生器２４と２６の連系用振幅
設定器４５の出力は、出力電流の振幅基準となり、図１
０の出力基準発生器２５の連系用振幅設定器４５の出力
は、１線接地の場合の出力電圧の振幅基準となる。

【０１０３】１線が接地電位に固定されている場合の連
系運転時は、コンデンサ２２の電圧が零に制御される。
この場合、各インバータブリッジ４〜６の出力となるリ
アクトル１３〜１５の電流は個別に電流を制御できる。
このとき、インバータブリッジ４の出力電流はＲ線に供
給され、ィンバータブリッジ６の出力電流はＴ線に供給
される。Ｓ線には、Ｒ線とＴ線に流れる電流の和の逆極
性の電流が流れる。コンデンサ１９と２０の中間点から
は、Ｓ線の電流とインバータブリッジ５の出力電流の差
の電流が流れる。なお、Ｓ線は接地電位であるため、コ
ンデンサ１９と２０の中間点は接地電位に固定される。
コンデンサ１９と２０の容量が十分大きければ、インバ
ータブリッジ２の出力によらず、コンデンサ１９と２０
の各電圧の振動は小さくなり、直流各部の電位は接地電
位から固定される。

【０１０４】また、星形結線トランスの中性点が接地さ
れている場合、または接地がない場合の作用は第４の実
施の形態の作用と同様になる。連系運転時は直流各部の
電位が固定されることで、直流各部の対地間の浮遊容量
を充放電する現象が低減され、直流部の振動による漏れ
電流の発生は低減される。

【０１０５】次に、本発明の第１０の実施の形態につい
て説明する。第１０の実施の形態は、第４の実施の形態
または第６の実施の形態または第９の実施の形態に適用
することができるが、ここでは、第９の実施の形態に適
用した例を図１５に示す。ここで、図１４に示した第９
の実施の形態と同一要素については同一符号を付してそ
の説明は省略する。

【０１０６】制御系は、互いに位相が１２０度ずれた正
弦波を出力する正弦波発生器４２、位相シフト器４３、
４４と、正弦波発生器４２、位相シフト器４４の出力と
運転モード設定器４１の出力を基に出力基準を生成する
出力基準発生器２４、２６と、位相シフト器４３の出力
と運転モード設定器４１の出力と接地方式設定器５９の
出力を基に出力基準を生成する出力基準発生器２５と、
出力基準発生器２４〜２６からの基準信号と電流検出器
１６〜１８からの電流検出信号とを基に電流制御を行な
う電流制御器２７〜２９と、出力基準発生器２４〜２６
からの基準信号と電圧検出器３５〜３７からの電圧検出
信号とを基に電圧制御を行なう電圧制御器３８〜４０
と、電流制御器２７、２９からの出力指令信号と電圧制
御器３８、４０からの出力指令信号とを入力とし運転モ
ード設定器４１の出力によりいずれかを選択し選択した
出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発生しインバータブリ
ッジを構成するスイッチを駆動するＰＷＭ変調器３０、
３２と、電流制御器２８からの出力指令信号と電圧制御
器３９からの出力指令信号とを入力とし運転モード設定
器４１の出力と接地方式設定器５９の出力と基にいずれ
かを選択し選択した出力指令信号を基にＰＷＭ信号を発
生しインバータブリッジを構成するスイッチを駆動する
ＰＷＭ変調器３１とからなる。

【０１０７】出力基準発生器２４と２６は図１９の構成
とするが、出力基準発生器２５の構成は図１２とする。
図中、４５〜４８は従来回路である図１９と同一であ
り、５４〜５７の構成は図５と同一であるので、ここで
は同一番号を付してその説明は省略する。出力基準発生
器２５に入力される運転モード設定器４１の信号が自立
モードの場合、自立用振幅設定器４６の信号と正弦波基
準となる位相シフト回路４３の出力とを乗算器４８で乗
算したものを選択器４７で選択し、出力基準発生器２５
の出力とする。

【０１０８】また、別の選択器６１を設け、運転モード
設定器４１の信号が連系モードの場合、出力基準発生器
２５に入力される接地方式設定器５９が１線が接地され
ている場合を示すときは、連系用振幅設定器４５の信号
と正弦波基準となる位相シフト回路４３の出力とを乗算
器６２で乗算した信号を選択し、それ以外の接地方式を
示す場合には三分の一倍器５７の出力信号を選択する。

【０１０９】ＰＷＭ変調器３０と３２は、図２１の構成
とするが、ＰＷＭ変調器３１の構成は図１３とする。図
中４９〜５１は従来回路である図２１と同一であるの
で、ここでは同一番号を付してその説明は省略する。Ｐ
ＷＭ変調器３１には選択器４９と別の選択器６３を設け
る。選択器４９はＰＷＭ変調器３１に入力される運転モ
ード設定器４１の信号によって切り換え、選択器６３は
接地方式設定器５９の信号により切り換える。また、Ｐ
ＷＭ変調器３１には、選択される信号として、電流制御
器２８の出力と電圧制御器３９の信号が入力される。運
転モード設定器４１が自立モードの場合は選択器４９に
より電圧制御器３９の信号を選択して変調器５０に入力
し、運転モード設定器４１が連系モードの場合は選択器
６３により、接地方式設定器５９が１線が接地されてい
る場合を示すときは電流制御器２８の出力を選択し、接
地方式設定器５９がそれ以外の場合を示すときは電圧制
御器３９の出力を選択し、変調器５０に入力する。

【０１１０】以下に、第１０の実施の形態の作用につい
て示す。図１９の出力基準発生器２４と２６の連系用振
幅設定器４５は連系時の出力電流の振幅基準となる。図
１２の出力基準発生器２５の連系用振幅設定器４５は、
１線接地の連系運転時の出力電圧の振幅基準となる。連
系運転時の作用は、第９の実施の形態と同様である。

【０１１１】図１９の出力基準発生器２４と２６の自立
用振幅設定器４６は自立時の出力相電圧の振幅基準とな
る。図１２の出力基準発生器２５の自立用振幅設定器４
６は、自立時の出力相電圧の振幅基準となる。

【０１１２】自立運転時は、連系運転開閉器３３が解列
されるので、系統側の接地条件とは無関係に制御ができ
る。各相電圧は、出力基準発生器２４〜２６の出力と電
圧検出器３５〜３７の出力を基に、電圧制御器３８〜４
０によって、出力基準発生器２４〜２６の出力信号とな
る互いに１２０度の位相差をもつ一定電圧に制御され
る。

【０１１３】自立運転の交流側の３線に関する浮遊容量
は、容量値が大きな場合でも、一般にその値は等しい。
交流３線の各線の対接地電位が商用周波数で振動して
も、星形結線トランスを想定した場合の中性点に相当す
る電位が、接地電位に対して固定されていれば、漏れ電
流は交流側で相殺され、直流側には発生しない。本実施
例の自立運転の場合、星形結線の中性点に相当する電位
は、コンデンサ１９と２０の中間点の電位と同一にな
る。この結果、直流側と交流側との間の電位変動が低減
されるため、漏れ電流も低減される。

【０１１４】次に、本発明の第１１の実施の形態につい
て説明する。第１１の実施の形態は、出力基準発生器に
関するもので、ここでは第１の実施の形態の出力基準発
生器に適用した場合について図１６に示す。

【０１１５】図１６は、出力基準発生器のブロック図で
あり、図中４５、４８の構成は従来回路である図２０と
同一であるので、ここでは同一符号を付してその説明は
省賂する。

【０１１６】ここで図１６に示すように出力基準発生器
２４の連系用振幅設定器４５の出力信号を振幅信号とし
て出力基準発生器２５と２６にそれぞれ入力する。出力
基準発生器２５と２６では、連系用振幅設定器４５の出
力にかわり、入力された振幅信号を乗算器４８に入力す
る。

【０１１７】これにより、出力基準発生器２４〜２６の
中のそれぞれの乗算器４８に入力される振幅信号は全て
同一となり、出力基準発生器２４〜２６の出力信号は、
互いに１２０度の位相差をもち振幅が等しい出力電流の
振幅基準信号となる。この結果連系時のインバータブリ
ッジ４〜６の各出力電流は互いに１２０度の位相差をも
ち振幅が等しい電流に制御される。

【０１１８】インバータブリッジ４の出力電流はＲ線に
供給され、インバータブリッジ６の出力電流はＴ線に供
給される。振幅をＩ、角周波数をω、時間をｔとした場
合のＲ線の電流をＩR 、Ｔ線の電流をＩT とすると、そ
れぞれ次式で表される。

【０１１９】

【数９】 ＩR ＝Ｉ×ｓｉｎ（ωｔ） （１０） ＩT ＝Ｉ×ｓｉｎ（ωｔ＋２／３π） （１１） Ｓ線には、Ｒ線とＴ線に流れる電流の和の逆極性の電流
が供給されるので、Ｓ線の電流ＩS は次式となる。

【０１２０】

【数１０】 ＩS ＝−（ＩR ＋ＩT ） ＝Ｉ×（−ｓｉｎ（ωｔ）−ｓｉｎ（ωｔ＋２／３π）） ＝Ｉ×ｓｉｎ（ωｔ−２／３π） （１２） コンデンサ１９と２０の中間点から系統側に流れる電流
Ｉ0 は、Ｓ線に供給される電流ＩS から、インバータブ
リッジ５が系統側に出力する電流を減算した量となる。
ここで、インバータブリッジ５が出力する電流を（１
２）式と同量、同位相とすると、コンデンサ１９と２０
の中間点から系統側に流れる電流は零となる。この場
合、各インバータブリッジから出力される電流は、互い
に１２０度の位相差をもち、振幅が等しくなる。

【０１２１】Ｉ0 が零とならないときには、コンデンサ
１９と２０は、一方が充電するときには他方は放電する
形で電圧が振動する。この電圧振動により直流各部の電
圧が振動し、漏れ電流の発生要因となる。電圧振動を低
減し、漏れ電流を低減するためには、コンデンサ１９と
２０の容量をそれぞれ大きくする必要がある。

【０１２２】Ｉ0 を零とすることにより、直流電源１の
電圧が一定値の時、コンデンサ１９と２０のそれぞれの
電圧はその容量によらず常に一定値となる。この結果、
コンデンサ１９と２０の容量を低下させても、直流部の
対接地電位の変動は小さくなり、漏れ電流も低減でき
る。

【０１２３】次に本発明の第１２の実施の形態について
説明する。第１２の実施の形態は、出力基準発生器に関
するもので、ここでは第４の実施の形態の出力基準発生
器に適用した場合について図１７に示す。

【０１２４】図１７は、出力基準発生器のブロック図で
あり、図中４５、４８の構成は従来回路である図２０と
同一であるので、ここでは同一符号を付してその説明は
省賂する。

【０１２５】ここで第１７図に示すように出力基準発生
器２４の連系用振幅設定器４５の出力信号を振幅信号と
して出力基準発生器２６に入力する。出力基準発生器２
６では、連系用振幅設定器４５の出力のかわりに、入力
された振幅信号を乗算器４８に入力する。

【０１２６】これにより、出力基準発生器２４と２６の
中のそれぞれの乗算器４８に入力される振幅信号は全て
同一となり、出力基準発生器２４と２６の出力信号は、
１２０度の位相差をもち振幅が等しい出力電流の振幅基
準信号となる。この結果連系時のインバータブリッジ４
と６の各出力電流は、１２０度の位相差をもち振幅が等
しい電流に制御される。

【０１２７】インバータブリッジ４の出力電流はＲ線に
供給され、インバータプリッジ６の出力電流はＴ線に供
給される。振幅をＩ、角周波数をω、時間をｔとした場
合のＲ線の電流ＩR 、Ｔ線の電流ＩT は、それぞれ次式
で表される。

【０１２８】

【数１１】 ＩR ＝Ｉ×ｓｉｎ（ωｔ） （１３） ＩT ＝Ｉ×ｓｉｎ（ωｔ＋２／３π） （１４） 第４の実施の形態ではコンデンサ２１〜２３の電圧は三
相の相電圧に制御されるため、コンデンサ２１〜２３か
らコンデンサ１９と２０の中間点に流れる電流の総和は
零となる。この結果、インバータブリッジ４〜6 ６出力
電流の総和は零となり、Ｓ線には、Ｒ線とＴ線に流れる
電流の和の逆極性の電流が供給されるので、Ｓ線の電流
ＩS は次式となる。

【０１２９】

【数１２】 ＩS ＝−（ＩR ＋ＩT ） ＝Ｉ×（−ｓｉｎ（ωｔ）−ｓｉｎ（ωｔ＋２／３π）） ＝Ｉ×ｓｉｎ（ωｔ−２／３π） （１５） 以上（１３）式〜（１５）式より、インバータブリッジ
４〜６の出力電流の振幅は全て等しくなることがわか
る。

【０１３０】電流の振幅が等しく位相差が互いに１２０
度である場合、電力は直流分のみとなる。この結果、３
個のインバータブリッジ４〜６に一括して電源を供給す
る直流側には、交流分の電力振動は発生しない。直流電
源１が一定電圧の時、コンデンサ１９と２０のそれぞれ
の電圧は、その容量によらず常に一定となる。この結
果、コンデンサ１９と２０の容量を低下させても、直流
部の対接地電位の変動は小さくなり、漏れ電流も低減で
きる。

【０１３１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直流部の対接地電位の変動を低減し、漏れ電流を低減す
る電力変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施の形態のブロック図。

【図２】 本発明の第２の実施の形態のブロック図。

【図３】 本発明の第３の実施の形態のブロック図。

【図４】 本発明の第４の実施の形態のブロック図。

【図５】 第４の実施の形態の出力基準設定器のブロッ
ク図。

【図６】 電力変換器内の相電圧ベクトル図。

【図７】 本発明の第５の実施の形態のブロック図。

【図８】 本発明の第６の実施の形態のブロック図。

【図９】 本発明の第７の実施の形態のブロック図。

【図１０】 第７の実施の形態の出力基準発生器のブロ
ック図。

【図１１】 本発明の第８の実施の形態のブロック図。

【図１２】 第８の実施の形態の出力基準発生器のブロ
ック図。

【図１３】 第８の実施の形態のＰＷＭ変調器のブロッ
ク図。

【図１４】 本発明の第９の実施の形態のブロック図。

【図１５】 本発明の第１０の実施の形態のブロック
図。

【図１６】 本発明の第１１の実施の形態のブロック
図。

【図１７】 本発明の第１２の実施の形態のブロック
図。

【図１８】 従来の電力変換システムのブロック図。

【図１９】 従来の出力基準発生器（切換有り）のブロ
ック図。

【図２０】 従来の出力基準発生器（切換無し）のブロ
ック図。

【図２１】 従来のＰＷＭ変調器（切換有り）のブロッ
ク図。

【図２２】 従来のＰＷＭ変調器（切換無し）のブロッ
ク図。

【図２３】 系統側トランスの接地形態。

【符号の説明】

１・・・直流電源 ２・・・インバー
タブリッジ ３・・・系統 ４〜６・・・ハー
フブリッジ回路 ７〜１２・・・スイッチ １３〜１５・・・
リアクトル １６〜１８・・・電流検出器 １９、２０・・・
コンデンサ ２１〜２３・・・コンデンサ ２４〜２６・・・
出力基準発生器 ２７〜２９・・・電流制御器 ３０〜３２・・・
ＰＷＭ変調器 ３３・・・連系開閉器 ３４・・・自立運
転用開閉器 ３５〜３７・・・電圧検出器 ３８〜４０・・・
電圧制御器 ４１・・・運転モード設定器 ４２・・・正弦波
発生器 ４３、４４・・・位相シフト器 ４５・・・連系用
振幅設定器 ４６・・・自立用振幅設定器 ４７・・・選択器 ４８・・・乗算器 ４９・・・選択器 ５０・・・変調器 ５１・・・駆動回
路 ５２・・・加算器 ５３・・・極性反
転器 ５４、５５・・・電圧検出器 ５６・・・加算器 ５７・・・三分の一倍器 ５８・・・開閉ス
イッチ ５９・・・接地方式設定器 ６０・・・選択
器、 ６１・・・選択器 ６２・・・乗算器 ６３・・・選択器

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の正極と負極間に設けられた２
   直列のコンデンサと、直流電源の正極と負極間に設けら
   れた２直列の半導体スイッチからなる３組のハーフブリ
   ッジインバータと、前記各ハーフブリッジインバータの
   ２直列の半導体スイッチの中間点に接続されたリアクト
   ルとを有し、前記２直列のコンデンサの中間点と前記各
   ハーフブリッジインバータの２直列の半導体スイッチの
   中間点との間に電圧を出力する電力変換装置において、
   １線が接地された三相３線の系統に連系する場合、前記
   ２直列のコンデンサの中間点を前記三相３線の系統のう
   ちの接地電位である線に接続し、３組のハーフブリッジ
   インバータを電流制御することを特徴とする電力変換装
   置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の電力変換装置において、
   系統連系運転と自立運転との切換え手段を具備し、自立
   運転を行なう際には、前記切換え手段により前記系統を
   切り離すと共に、前記三相３線の系統のうちの接地電位
   である線以外の線に接続された２組のハーフブリッジイ
   ンバータを電圧制御することを特徴とする電力変換装
   置。
3. 【請求項３】 請求項２記載の電力変換装置において、
   自立運転を行なう際には、前記三相３線の系統のうちの
   接地電位である線に接続されたハーフブリッジインバー
   タを他の２線の合計電流の逆極性の電流を出力基準とし
   て電流制御することを特徴とする電力変換装置。
4. 【請求項４】 直流電源の正極と負極間に設けられた２
   直列のコンデンサと、直流電源の正極と負極間に設けら
   れた２直列の半導体スイッチからなる３組のハーフブリ
   ッジインバータと、前記各ハーフブリッジインバータの
   ２直列の半導体スイッチの中間点に接続されたリアクト
   ルとを有し、前記２直列のコンデンサの中間点と前記各
   ハーフブリッジインバータの２直列の半導体スイッチの
   中間点との間に電圧を出力する電力変換装置において、
   星形結線トランスの中性点が接地された系統、または接
   地されていない三相３線の系統に連系する場合、１組の
   ハーフブリッジインバータを、このハーフブリッジイン
   バータが接続される相に対する各相の電圧を加算し１／
   ３した値を出力基準として電圧制御し、他の２組のハー
   フブリッジインバータを電流制御することを特徴とする
   電力変換装置。
5. 【請求項５】 直流電源の正極と負極間に設けられた２
   直列のコンデンサと、直流電源の正極と負極間に設けら
   れた２直列の半導体スイッチからなる３組のハーフブリ
   ッジインバータと、前記各ハーフブリッジインバータの
   ２直列の半導体スイッチの中間点に接続されたリアクト
   ルとを有し、前記２直列のコンデンサの中間点と前記各
   ハーフブリッジインバータの２直列の半導体スイッチの
   中間点との間に電圧を出力する電力変換装置において、
   １線が接地された三相３線の系統に連系する場合、前記
   ２直列のコンデンサの中間点と前記三相３線の系統のう
   ちの接地電位である線との間に設けられた開閉手段と、
   系統連系運転と自立運転との切換え手段とを具備し、系
   統連系運転を行なう際には、前記開閉手段を投入し更に
   前記切換え手段により前記系統に連系すると共に、前記
   ３組のハーフブリッジインバータを電流制御し、自立運
   転を行なう際には、前記開閉手段を解列し更に前記切換
   え手段により前記系統を切り離すと共に、前記３組のハ
   ーフブリッジインバータを電圧制御することを特徴とす
   る電力変換装置。
6. 【請求項６】 直流電源の正極と負極間に設けられた２
   直列のコンデンサと、直流電源の正極と負極間に設けら
   れた２直列の半導体スイッチからなる３組のハーフブリ
   ッジインバータと、前記各ハーフブリッジインバータの
   ２直列の半導体スイッチの中間点に接続されたリアクト
   ルとを有し、前記２直列のコンデンサの中間点と前記各
   ハーフブリッジインバータの２直列の半導体スイッチの
   中間点との間に電圧を出力する電力変換装置において、
   １線が接地された三相３線の系統に連系する場合、前記
   三相３線の系統のうちの接地電位である線に接続された
   ハーフブリッジインバータを、零を出力基準として電圧
   制御し、他の２組のハーフブリッジインバータを電流制
   御することを特徴とする電力変換装置。
7. 【請求項７】 直流電源の正極と負極間に設けられた２
   直列のコンデンサと、直流電源の正極と負極間に設けら
   れた２直列の半導体スイッチからなる３組のハーフブリ
   ッジインバータと、前記各ハーフブリッジインバータの
   ２直列の半導体スイッチの中間点に接続されたリアクト
   ルとを有し、前記２直列のコンデンサの中間点と前記各
   ハーフブリッジインバータの２直列の半導体スイッチの
   中間点との間に電圧を出力する電力変換装置において、
   １線が接地された三相３線の系統、または星形結線トラ
   ンスの中性点が接地された系統、または接地されていな
   い三相３線の系統に連系する場合、前記２直列のコンデ
   ンサの中間点と前記三相３線の系統のうちの接地電位で
   ある線との間に設けられた開閉手段を具備し、前記１線
   が接地された三相３線の系統に連系する際には、前記開
   閉手段を投入すると共に、前記３組のハーフブリッジイ
   ンバータを電流制御し、前記星形結線トランスの中性点
   が接地された系統、または前記接地されていない三相３
   線の系統に連系する際には、前記開閉手段を解列すると
   共に、前記ハーフブリッジインバータの１組を、このハ
   ーフブリッジインバータが接続される相に対する各相の
   電圧を加算し１／３した値を出力基準として電圧制御
   し、前記ハーフブリッジインバータの他の２組を電流制
   御することを特徴とする電力変換装置。
8. 【請求項８】 請求項７記載の電力変換装置において、
   系統連系運転と自立運転との切換え手段を具備し、自立
   運転を行なう際には、前記開閉手段を解列し更に前記切
   換え手段により前記系統を切り離すと共に、前記３組の
   ハーフブリッジインバータを電圧制御することを特徴と
   する電力変換装置。
9. 【請求項９】 直流電源の正極と負極間に設けられた２
   直列のコンデンサと、直流電源の正極と負極間に設けら
   れた２直列の半導体スイッチからなる３組のハーフブリ
   ッジインバータと、前記各ハーフブリッジインバータの
   ２直列の半導体スイッチの中間点に接続されたリアクト
   ルとを有し、前記２直列のコンデンサの中間点と前記各
   ハーフブリッジインバータの２直列の半導体スイッチの
   中間点との間に電圧を出力する電力変換装置において、
   １線が接地された三相３線の系統、または星形結線トラ
   ンスの中性点が接地された系統、または接地されていな
   い三相３線の系統に連系する場合、前記１線が接地され
   た三相３線の系統に連系する際には、前記三相３線の系
   統のうちの接地電位である線に接続されたハーフブリッ
   ジインバータを、零を出力基準として電圧制御し、前記
   他の２組のハーフブリッジインバータを電流制御し、前
   記星形結線トランスの中性点が接地された系統、または
   前記接地されていない三相３線の系統に連系する際に
   は、前記ハーフブリッジインバータの１組を、このハー
   フブリッジインバータが接続される相に対する各相の電
   圧を加算し１／３した値を出力基準として電圧制御し、
   前記ハーフブリッジインバータの他の２組を電流制御す
   ることを特徴とする電力変換装置。
10. 【請求項１０】 請求項４または請求項６または請求項
    ９のいずれかに記載の電力変換装置において、系統連系
    運転と自立運転との切換え手段を具備し、自立運転を行
    なう際には、前記切換え手段により前記系統を切り離す
    と共に、前記３組のハーフブリッジインバータを電圧制
    御することを特徴とする電力変換装置。
11. 【請求項１１】 請求項１乃至請求項１０のいずれかに
    記載の電力変換装置において、連系時に電流制御を行な
    うハーフブリッジインバータは、互いに１２０度の位相
    差を持ち振幅がほぼ等しい電流値に制御することを特徴
    とする電力変換装置。