JP2013223409A - 送電装置、非接触電力伝送システムおよび信号生成方法 - Google Patents

Abstract

【課題】特定の高調波成分を選択的に抑制する。
【解決手段】 第１の信号生成部１１により、スイッチング方式を用いてパルス幅を調整した１以上の高調波成分を含む第１の高周波信号を生成し、また、第２の信号生成部１５により、スイッチング方式を用いてパルス幅および第１の高周波信号との位相差を調整した特定の高調波成分を含む第２の高周波信号を生成する。そして、第１の高周波信号と第２の高周波信号を差動駆動し、合成信号を生成する。
【選択図】図２

Description

本開示は、例えば非接触で電力を伝送する送電装置、非接触電力伝送システムおよび信号生成方法に関する。

非接触電力伝送（いわゆるワイヤレス給電）においては、送電装置から大電力の正弦波信号を出力する必要がある。この様な正弦波信号を発生する装置は高周波電源と呼ばれる。例えば、低周波かつ低出力で、高周波電源から正弦波信号への電力変換効率が要求されないオーディオ用パワー・アンプ等では高周波電源から出力する正弦波信号の信号レベルを可変することは容易である。しかし、高周波かつ高出力で、高い電力変換効率が要求されるワイヤレス給電に用いる高周波電源では、出力電力を可変することは困難なため、一般には、単純な回路構成で高い効率が得られるスイッチング動作により、矩形波を生成するインバータを使用することが多い。

例えば、非接触電力伝送システムに適用できる高効率な高周波電源としては、Ｅ級アンプ（Ｅ級インバータ）、ハーフ・ブリッジ・インバータ、フル・ブリッジ・インバータ（いわゆるＨブリッジ回路）等が挙げられる。

一般的な高周波電源を利用した送電装置の概略を、図１を参照して、説明する。図１は、ハーフ・ブリッジ・インバータを使用した、一般的な高周波電源を説明するための概略回路図である。

図１に示す送電装置は、最も簡単な構成の一例として、例えば高周波電源１０１と、送電コイル１０２及び共振用コンデンサ１０３で構成される共振回路１０４（直列共振回路）とを備える。高周波電源１０１は、信号発生器にハーフ・ブリッジ・インバータが用いられており、ハーフ・ブリッジ・インバータの構成は周知であるのでその詳細な回路構成は省略する。高周波電源１０１は、高周波数の出力信号として矩形波信号を発生させ、共振回路１０４に、その矩形波信号を供給する。

しかし、何れの高周波電源もスイッチング方式で矩形波を発生させるインバータである。その出力信号である矩形波は多くの高調波を含んでおり、送電装置からの不要な輻射に繋がる。

特許文献１には、所定周波数の矩形波信号から台形波信号を生成する台形波信号生成回路と、台形波信号を増幅してアンテナ負荷に供給する台形波信号増幅回路と、を有して成るアンテナ駆動装置が開示されている。このアンテナ駆動装置では、台形波信号増幅回路が、互いの位相が反転された正相出力信号と逆相出力信号をアンテナ負荷の両端にそれぞれ供給し、負荷への印加電圧を倍増している。

特開２０１１−１２０２１６号公報

高調波成分を含んだ交流信号を送電装置の送電コイルに供給すると、不要輻射となってしまう。そのため、例えば、基本波を輻射の限界値が高いレベルであるＩＳＭ帯（ＩＳＭ:Industry Science Medical）に選んでも、その高調波が規格値に収まらない場合がある。ＩＳＭ帯は、国際電気通信連合(ＩＴＵ)により、電波をもっぱら無線通信以外の産業・科学・医療に高周波エネルギー源として利用するために指定された周波数帯である。例えば、米国のＩＳＭ帯は、６．７８ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚであるが、仮に給電用信号を６．７８ＭＨｚとした場合、その３次高調波は非ＩＳＭ帯の２０．３４ＭＨｚとなってしまう。

特許文献１に記載の技術では、基本波に含まれる上記のような特定の高調波成分を選択的に抑制することはできなかった。

以上の状況から、特定の高調波成分を選択的に抑制することができる高周波電源が要望されていた。

本開示の一側面は、第１の信号生成部により、スイッチング方式を用いてパルス幅を調整した１以上の高調波成分を含む第１の高周波信号を生成し、また、第２の信号生成部により、スイッチング方式を用いてパルス幅および第１の高周波信号との位相差を調整した特定の高調波成分を含む第２の高周波信号を生成する。そして、第１の高周波信号と第２の高周波信号を差動駆動し、合成信号を生成する。

本開示の一側面によれば、第１の高周波信号のパルス幅、および第２の高周波信号のパルス幅および第１の高周波信号に対する位相差を適切に調整することにより、第１の高周波信号と第２の高周波信号を合成したときに、特定の高調波成分が相殺もしくは減少される。

本開示によれば、一般的なスイッチング方式を採用しつつ、第１の高周波信号から特定の高調波成分を選択的に相殺もしくは減少することができる

ハーフ・ブリッジ・インバータを使用した、一般的な高周波電源を説明するための概略回路図である。 本開示の一実施形態に係る高周波電源を説明するための概略回路図である。 本開示の一実施形態に係る高周波電源の具体例を説明するための回路図である。 矩形波を説明する図である。 矩形波の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。 図６Ａは高周波信号の電圧、図６Ｂは高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。 図７Ａは図６Ａの高周波信号からデューティ比を変更した時間波形、図７Ｂは高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。 ３次高調波の抑圧例（第１の例）を示す図である。図８Ａは第１の高周波信号Ｖｏの電圧、図８Ｂはキャンセル用の第２の高周波信号Ｖｃの電圧、図８Ｃは負荷に印加される信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の電圧の波形を示す図である。 図８Ｃの信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。 ３次高調波の抑圧例（第２の例）を示す図である。図１０Ａは第１の高周波信号Ｖｏの電圧、図１０Ｂはキャンセル用の第２の高周波信号Ｖｃの電圧、図１０Ｃは負荷に印加される信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の電圧の波形を示す図である。 図１０Ｃの信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。 Ａ〜Ｃは高周波信号の移相と合成波形を説明する図である。 基本波周期Ｔの１／２シフトしたときの２次高調波と３次高調波を説明する図である。 ５次高調波の抑圧例（第１の例）を示す図である。図１４Ａは第１の高周波信号Ｖｏの電圧、図１４Ｂはキャンセル用の第２の高周波信号Ｖｃの電圧、図１４Ｃは負荷に印加される信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の電圧の波形を示す図である。 図１４Ｃの信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。 ５次高調波の抑圧例（第２の例）を示す図である。図１６Ａは第１の高周波信号Ｖｏの電圧、図１６Ｂはキャンセル用の第２の高周波信号Ｖｃの電圧、図１６Ｃは負荷に印加される信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の電圧の波形を示す図である。 図１６Ｃの信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。 本開示の一実施形態に係る高周波電源を利用した非接触電力伝送システムの概略回路図である。

以下、本発明を実施するための形態（以下、実施形態という）の例について説明する。本明細書および図面において、実質的に同一の機能又は構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複する説明を省略する。説明は以下の順序で行う。

１．送電装置の構成例
２．信号波形と周波数成分の説明
３．非接触電力伝送システムの構成例
４．変形例

本開示の一実施形態に係る送電装置（高周波電源）では、送電コイルを含む共振回路の一端にスイッチング方式により高周波数の交流信号（高周波信号）を発生させる信号発生器を使用し、該共振回路の一端に高周波信号を供給する。一方、共振回路の他端に高調波キャンセル用の高周波信号を発生させる高周波電源に接続し、２つの高周波電源を差動駆動することで両端に供給する高周波信号の減算処理を行い、特定の高調波成分（および奇数次高調波成分）を相殺（キャンセル）もしくは減少するものである。

＜１．送電装置の構成例＞
（送電装置の概要）
図２は、本開示の一実施形態に係る高周波電源を説明するための概略回路図である。
送電装置１０は、高周波電源１０Ａと、この高周波電源１０Ａから出力される交流信号が供給される共振回路１４（負荷の一例）を備える。

高周波電源１０Ａは、信号発生器１１（第１の信号発生部の一例）と、信号発生器１５（第２の信号発生部の一例）とを備える。

信号発生器１１は、スイッチング動作により略矩形波の信号（第１の高周波信号）を発生させ、その第１の高周波信号を共振回路１４の一端に供給する。信号発生器１１は、後述する制御部１６（図３参照）の制御の下で、指定された周波数（例えば、ＭＨｚオーダー），位相，デューティ比および振幅を持つ第１の高周波信号を発生させる。

信号発生器１５は、信号発生器１１が発生させた第１の高周波信号に対し、位相が所定量だけ異なる略矩形波の第２の高周波信号を発生させ、その第２の高周波信号を共振回路１４の端端に供給する。信号発生器１５には、例えば信号発生器１１と同様の構成が採用される。

共振回路１４は、送電コイル（１次側コイル）１２と共振用コンデンサ（キャパシタとも呼ばれる）１３を直列に接続した直列共振回路である。共振回路１４は、送電コイル１２のインダクタンス値と共振用コンデンサ１３のキャパシタンス値で決まる所定の周波数ｆ（＝１／｛２π√（ＬＣ）｝）で共振する。

信号発生器１１から出力される第１の高周波信号と、信号発生器１５から出力される第２の高周波信号とがそれぞれ、共振回路１４の一端１４−１と他端１４−２に供給される。それゆえ、共振回路１４には、一端１４−１に印加される第１の高周波信号（電圧Ｖｏ）と、他端１４−２に印加される第２の高周波信号（電圧Ｖｃ）とを合成した信号（電圧Ｖｏ−Ｖｃ）が印加される。

なお、上述した第１の高周波信号および第２の高周波信号は、スイッチング方式により生成された、特定の高調波成分を含む高周波信号であればよい。例えば、複数の高調波成分を含む信号の一例として、矩形波信号を適用できる。この場合、矩形波信号は、略矩形波の高周波信号であればよく、実質的に矩形波とみなせる高周波信号であればよい。例えば、矩形波が鈍ったような波形の信号、あるいは、およそ台形のような波形の信号などが含まれる。すなわち、形状が崩れている略矩形波のような第１の高周波信号と、該第１の高周波信号の位相が所定量だけ異なる第２の高周波信号を負荷（この例では共振回路）に供給した際に、以下に述べる本開示と同様もしくは類似する作用、効果が得られる場合、それらの高周波信号は実質的に矩形波であるとみなせる。

また、負荷の一例である共振回路１４の構成は、この例に限られない。共振回路としては、例えば送電コイルに対して、共振用コンデンサが電気的に直列、並列、もしくは直列と並列とを組み合わせた接続となるように配置されていればよい。

例えば、共振用コンデンサは、送電コイル１２に対して電気的に並列となるような構成で接続されたコンデンサ、もしくは、送電コイル１２に対して電気的に直列と並列を組み合わせたような構成となるように接続されたコンデンサでもよい。

（送電装置の具体例）
図３は、図２の送電装置１０における高周波電源１０Ａの具体例を説明するための回路図である。
この例では、高周波電源１０Ａが備える信号発生器１１，１５に、ハーフ・ブリッジ・インバータを適用した例としている。

高周波電源１０Ａは、第１の高周波信号を発生させる信号発生器１１と、第２の高周波信号を発生させる信号発生器１５と、信号発生器１１と信号発生器１５の駆動を制御する制御部１６とを備える。

制御部１６は、入力信号（制御信号）に基づいて駆動信号を生成してこれを信号発生器１１，１５に供給し、信号発生器１１，１５による信号の発生を制御する。制御部１６は、例えばマイクロコンピュータやＣＰＵなどの演算処理装置が適用される。入力信号は、例えば予め決定されている設定値もしくは実行プログラムに基づいて自動で、あるいはユーザ操作に基づいて生成される。

信号発生器１１は、直列接続されたスイッチング素子１１Ｓ１（第１のスイッチング部の例）とスイッチング素子１１Ｓ２（第２のスイッチング部の例）とから構成されるハーフ・ブリッジ・インバータであり、電源電圧Ｖｃｃが供給される。スイッチング素子１１Ｓ１とスイッチング素子１１Ｓ２の接続中点が、共振回路１４の一端１４−１に接続されている。

信号発生器１５は、直列接続されたスイッチング素子１５Ｓ１（第３のスイッチング部の例）とスイッチング素子１５Ｓ２（第４のスイッチング部の例）とから構成されるハーフ・ブリッジ・インバータであり、電源電圧Ｖｃｃが供給される。スイッチング素子１５Ｓ１とスイッチング素子１５Ｓ２の接続中点が、共振回路１４の他端１４−２に接続されている。

スイッチング素子１１Ｓ１，１１Ｓ２，１５Ｓ１，１５Ｓ２は、一例として、電力用ＭＯＳ電界効果トランジスタ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：MOSFET）を用いることができる。電力用ＭＯＳＦＥＴはパワーＭＯＳＦＥＴとも呼ばれる。例えば、この例では、スイッチング素子１１Ｓ１，１５Ｓ１にＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタを、スイッチング素子１１Ｓ２，１５Ｓ２にＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＴｒ２を用いる。

信号発生器１１において、制御部１６の制御により、発生させたい第１の高周波信号のハイ区間およびロー区間に対応して、スイッチング素子１１Ｓ１をオン・オフするともに、スイッチング素子１１Ｓ２をオフ・オンすることにより、パルス幅を調整した第１の高周波信号を生成する。

同時に、信号発生器１５において、制御部１６の制御により、発生させたい第２の高周波信号のハイ区間およびロー区間に対応して、スイッチング素子１５Ｓ１をオン・オフするとともに、スイッチング素子１５Ｓ２をオフ・オンすることにより、パルス幅および第１の高周波信号との位相差を調整した第２の高周波信号を生成する。

このように、制御部１６は、信号発生器１１に対し所定のパルス幅を持つ第１の高周波信号を発生させる。また、信号発生器１５に対し該第１の高周波信号と同一周期かつ同一振幅で、所定のパルス幅かつ位相差が基本波周期Ｔの所定数分の１だけ異なる略矩形波の第２の高周波信号を発生させる。

本実施形態では、第１の高周波信号および第２の高周波信号のパルス幅を、該第１の高周波信号および第２の高周波信号の基本波周期Ｔの１／ｎ（ｎは自然数）とし、第１の高周波信号と第２の高周波信号との位相差を基本波周期Ｔの１／２とする。そして、この第１の高周波信号と第２の高周波信号の差分をとって合成信号を生成することにより、第１の高周波信号に含まれる高調波成分のうち少なくとも一つの高調波成分を相殺もしくは減少する。

なお、本実施形態に係る高周波電源１０Ａでは、第１および第２の高周波信号を共振回路１４へ供給する最終段の構成を、フル・ブリッジ・インバータと同じ形態とすることができる。すなわち、第１および第２の信号生成部を周知の回路を用いて構成することができ、また回路規模が同一であるので、本開示を容易に実現できるとともに２つの信号生成部を備えていても安価に抑えられる。

また、第１の信号生成部と第２の信号生成部は、生成する高周波信号の振幅電圧が同じであるため、第１の信号生成部および第２の信号生成部に対する電源電圧は一つでよい。

これらの高周波電源１０Ａの回路は、いわゆるマイコン（microcontroller：MCU）などの集積回路で構成してもよい。

＜２．信号波形と周波数成分の説明＞
次に、信号発生器１１が発生する第１の高周波信号Ｖｏ（主信号）と、信号発生器１５が発生する第２の高周波信号Ｖｃ（キャンセル用信号）と、これらの合成信号（Ｖｏ―Ｖｃ）（差動信号）について、図４〜図１７を参照して説明する。

まず、図４および図５を参照して矩形波とその周波数スペクトラムを説明する。
図４は、矩形波を説明する図である。図５は、矩形波の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。図５においては、横軸に周波数、縦軸に高速フーリエ変換後の絶対値（高調波レベル）を示している。

図４に示すような繰返し周期Ｔ、パルス幅τの矩形波において、その周波数特性は、
ｆ＝１／Ｔ
を基本波とし、その高調波成分は図５に示すsinc関数を描き，1/τ周期で零となる。

図６Ａは高周波信号の電圧、図６Ｂは高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。図６Ａの波形図において、横軸は時間（ｓｅｃ：秒）、縦軸は信号（電圧）の振幅値を表し、図６Ｂにおいて、横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は高速フーリエ変換後の絶対値を表している。

図６Ａ，図６Ｂに示すように、デューティ比が１／２の高周波信号の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値では、奇数次（１次、３次、５次、７次、９次、・・・）の高調波成分が検出される。

ここで、図６Ａの高周波信号のデューティ比を１／３に変更した場合を説明する。
図７Ａは図６Ａの高周波信号からデューティ比を変更した時間波形、図７Ｂは高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。

図７Ｂに示すように、高周波信号の３次高調波を抑制できている。しかし、デューティ比が１／２の場合には存在しなかった２次高調波が発生している。

以下、本開示の技術は、所望の高調波を選択的に抑制できるものである。以下、全ての偶数次高調波と３次高調波およびその高調波を抑圧する例を説明する。

（３次高調波の第１の抑圧例）
図８は、３次高調波の抑圧例（第１の例）を示す図である。図８Ａは第１の高周波信号Ｖｏの電圧、図８Ｂは第２の高周波信号Ｖｃの電圧、図８Ｃは負荷に印加される信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の電圧の波形を示す図である。図８Ａ〜図８Ｃの波形図において、横軸は時間（ｓｅｃ：秒）、縦軸は信号（電圧）の振幅値を表しており、各信号の振幅値は第１の高周波信号Ｖｏの振幅値を１として正規化した値を示している。図１０についても、波形図の横軸及び縦軸の定義は同じである。

ここでは、第１の高周波信号Ｖｏと第２の高周波信号Ｖｃのパルス幅を基本波周期Ｔの１／３とし、第１の高周波信号Ｖｏと第２の高周波信号Ｖｃの位相差を基本波周期Ｔの１/２としている。

図９は、図８Ｃの信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。図９に示すように、偶数次高調波と３次高調波およびその高調波が抑圧されている。それは、次の理由による。

図１３に示すように、第２の高周波信号Ｖｃを第１の高周波信号Ｖｏから基本周波数Ｔの１／２の位相シフトをしても、偶数次高調波（例えば３次高調波３２−１）は同相のままで減算すると相殺もしくは減少する。一方、基本周波数Ｔの１／２の位相シフトをすると、奇数次高調波３３−１は逆相となり減算すると２倍となるからである。

（３次高調波の第２の抑圧例）
図１０は、３次高調波の抑圧例（第２の例）を示す図である。図１０Ａは第１の高周波信号Ｖｏの電圧、図１０Ｂは第２の高周波信号Ｖｃの電圧、図１０Ｃは負荷に印加される信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の電圧の波形を示す図である。

ここでは、第１の高周波信号Ｖｏと第２の高周波信号Ｖｃのパルス幅を基本波周期Ｔの１／２とし、第１の高周波信号Ｖｏと第２の高周波信号Ｖｃの位相差を基本波周期Ｔの１/３としている。

図１１は、図１０Ｃの信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。図１１に示すように、偶数次高調波と３次高調波およびその高調波が抑圧されている。

３次高調波の第１の抑圧例と第２の抑圧例における、信号Ｖｏ−Ｖｃの時間波形（図８Ｃ、図１０Ｃ）は同一となり、ゆえに周波数スペクトラムも同一となる。

（高周波信号の移相と合成波形の説明）
次に、高周波信号の移相と合成波形について説明する。

図１２Ａ〜Ｃは、高周波信号の移相と合成波形を説明する図である。
図１２のように、第２の高周波信号を時間τだけ位相シフトし、第１の高周波信号Ｖｏとの差分を取ると、「パルス幅τで時間差Ｔ／２の信号の差分を取った場合と同じ波形」になることが理解できる。よって、（２ｎ＋１）次の奇数次高調波を抑圧する場合、第１の高周波信号と第２の高周波信号との間に、Ｔ／（２ｎ＋１）だけ位相差を設ければよい。

以下、全ての偶数次高調波と５次高調波およびその高調波を抑圧する例を説明する。

（５次高調波の第１の抑圧例）
図１４は、５次高調波の抑圧例（第１の例）を示す図である。図１４Ａは第１の高周波信号Ｖｏの電圧、図１４Ｂは第２の高周波信号Ｖｃの電圧、図１４Ｃは負荷に印加される信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の電圧の波形を示す図である。図１４Ａ〜図１４Ｃの波形図において、横軸は時間（ｓｅｃ：秒）、縦軸は信号（電圧）の振幅値を表しており、各信号の振幅値は第１の高周波信号Ｖｏの振幅値を１として正規化した値を示している。図１６についても、波形図の横軸及び縦軸の定義は同じである。

ここでは、第１の高周波信号Ｖｏと第２の高周波信号Ｖｃのパルス幅を基本波周期Ｔの１／５とし、第１の高周波信号Ｖｏと第２の高周波信号Ｖｃの位相差を基本波周期Ｔの１/２としている。

図１５は、図１４Ｃの信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。図１５に示すように、偶数次高調波と５次高調波およびその高調波が抑圧されている。

（５次高調波の第２の抑圧例）
図１６は、５次高調波の抑圧例（第２の例）を示す図である。図１６Ａは第１の高周波信号Ｖｏの電圧、図１６Ｂは第２の高周波信号Ｖｃの電圧、図１６Ｃは負荷に印加される信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の電圧の波形を示す図である。

ここでは、第１の高周波信号Ｖｏと第２の高周波信号Ｖｃのパルス幅を基本波周期Ｔの１／２とし、第１の高周波信号Ｖｏと第２の高周波信号Ｖｃの位相差を基本波周期Ｔの１/５としている。

図１７は、図１６Ｃの信号（Ｖｏ―Ｖｃ）の高速フーリエ変換後の周波数ごとの絶対値を示す図である。図１７に示すように、偶数次高調波と３次高調波およびその高調波が抑圧されている。

５次高調波の第１の抑圧例と第２の抑圧例における、信号Ｖｏ−Ｖｃの時間波形（図１４Ｃ、図１６Ｃ）は同一となり、ゆえに周波数スペクトラムも同一となる。

なお、３次、５次以外の他の高調波を抑圧する場合も同様の考え方でパルス幅と位相差を設定すればよい。

上述した実施形態によれば、第１の高周波信号のパルス幅、および第２の高周波信号のパルス幅および第１の高周波信号に対する位相差を適切に調整することにより、第１の高周波信号と第２の高周波信号を合成したときに、所望の高調波成分を相殺又は減少することができる。

例えば、第１の高周波信号および第２の高周波信号のパルス幅を基本波周期Ｔ／ｎ（ｎは自然数）とし、第１の高周波信号と第２の高周波信号との位相差を基本波周期Ｔ／２とする。
もしくは、第１の高周波信号および第２の高周波信号のパルス幅を基本波周期Ｔ／２とし、第１の高周波信号と第２の高周波信号との位相差を基本波周期Ｔ／ｎとする。

ここで、所定数ｎに所望の数字を設定することにおり、所望の高調波を抑圧した高周波信号を生成することができる。

したがって、例えば６．７８ＭＨｚを基本波の周波数とした場合、上記ｎを３に設定することにより、偶数次高調波、３次高調波およびその高調波を抑制することができるので、３次高調波（２０．３４ＭＨｚ）を抑圧し、ＩＳＭ帯に関する規格を満たす高周波信号を生成することが可能になる。

このように、本実施形態によれば、主信号の高調波による不要輻射、例えば電気通信に関する規格を満たさないような不要輻射を選択的に抑えることができる。

なお、上述した高調波の第１の抑圧例ではデューティを狭くするため、信号発生用のデバイスの動作がやや高速となってしまうが、高調波の第２の抑圧例では、デューティは１／２のままなので高速なデバイスが不要である。それゆえ、実装にあたっては、第２の抑圧例に係る方式がよりこの好ましい。

＜３．非接触電力伝送システムの構成例＞
図１８は、本開示の一実施形態に係る高周波電源を利用した非接触電力伝送システムの概略回路図である。
非接触電力伝送システム１は、磁界を用いて非接触に電力を伝送（非接触給電）する送電装置１０と、該送電装置１０から伝送された（磁束から）電力を受電する受電装置２０を含んで構成される。

送電装置１０は、高周波電源１０Ａと、この高周波電源１０Ａから出力される高周波信号が供給される共振回路１４（負荷の一例）と、高周波電源１０Ａの駆動を制御する制御部１６とを備える。送電装置１０の内部構成および動作は、図２〜図１７を用いて説明したとおりであるので、詳細な説明は割愛する。

一方、受電装置２０は、送電装置１０から非接触により受電するための受電コイル２１と、その受電コイル２１と共振回路２３を構成する共振用コンデンサ２２と、共振回路２３から供給される交流信号を直流信号に変換する整流回路２４と、負荷２５を備える。負荷２５は、例えば図示しないバッテリー（２次電池）を備えている。整流回路２４は、整流処理に加えて平滑処理をするように構成してもよい。

共振回路２３は、受電コイル２１と共振用コンデンサ２２が直列共振回路を形成するように接続され、給電周波数において共振するように、受電コイル２１のインダクタンス値、及び共振用コンデンサ２２のキャパシタンス値が調整されている。送電装置１０（１次側）が伝送する電力が高いほど、受電装置２０（２次側）で受電できる電力が大きくなる。なお、共振回路２３の構成は、この例に限らず、送電装置１０の共振回路１４の場合と同様に種々の構成を取り得る。

ワイヤレス給電システム（非接触電力伝送システム）では、非接触で送電装置から受電装置に電力を伝送するために、共振回路のコイルから放出する磁束（磁界）が大きく、その分、不要輻射も増えやすい。これに対し、本実施形態に係る非接触電力伝送システムによれば、送電装置において第１の高周波信号と第２の高周波信号の差分をとり特定の高調波成分を相殺もしくは減少する構成をとる。それにより、送電装置が出力する送電信号から特定の高調波成分を消去することができ、不要な周波数成分の輻射を抑制することができる。

なお、磁界共鳴型の非接触電力伝送システムでは、送電装置側の負荷は共振回路であり、高調波成分を抑制する一定のフィルタ効果があるが、その効果は限定的である。本開示の技術を適用することにより、送電装置が出力する送電信号から高調波成分をより効果的に消去し、不要輻射を抑制することができる。

さらに、磁界共鳴型の非接触電力伝送システムは、高効率な電力伝送が可能であるということが特徴の一つであり、その点において、効率が低下しやすい正弦波信号を用いない本開示の技術は、磁界共鳴型の非接触電力伝送システムに適していると言える。

＜４．変形例＞
上述した高周波電源（例えば高周波電源１０Ａ）を実装時には、各信号生成部の出力波形は理想的な矩形とはならないことがある。その場合、高周波信号のパルス幅や位相を微調整することにより、抑圧量の最適化を図ってもよい。例えば、高周波信号の振幅を１／３にする際に、正確に１／３（＝０．３３…）とするのではなく、実装機器に合わせて、０．３に設定する等してもよい。

また、上述の実施形態では、第１および第２の信号生成部にハーフ・ブリッジ・インバータを適用したが、矩形波を出力する別形式の信号発生器にも本開示の技術を適用可能である。

なお、本開示は以下のような構成も取ることができる。
（１）
非接触電力伝送に用いられる共振回路と、
前記共振回路の一端と接続され、スイッチング方式を用いて、１以上の高調波成分を含む第１の高周波信号を生成する第１の信号生成部と、
前記共振回路の他端と接続され、スイッチング方式を用いて、特定の高調波成分を含む第２の高周波信号を生成する第２の信号生成部と、を備え、
前記第１の高周波信号のパルス幅を調整して前記共振回路の一端に入力するとともに、前記第２の高周波信号のパルス幅を調整するとともに前記第１の高周波信号との位相差を調整して前記共振回路の他端に入力する
送電装置。
（２）
前記第１の高周波信号および前記第２の高周波信号のパルス幅を基本波周期Ｔ／ｎ（ｎは自然数）とし、前記第１の高周波信号と前記第２の高周波信号との位相差を基本波周期Ｔ／２とする
前記（１）に記載の送電装置。
（３）
前記第２の高周波信号に含まれる前記特定の高調波成分は、前記第１の高周波信号に含まれる高調波成分のうち少なくとも一つの高調波成分に対応する
前記（１）又は（２）に記載の送電装置。
（４）
前記第１の高周波信号および前記第２の高周波信号は、実質的に矩形波である
前記（１）〜（３）のいずれかに記載の送電装置。
（５）
もしくは、
前記第１の高周波信号および前記第２の高周波信号のパルス幅を基本波周期Ｔ／２とし、前記第１の高周波信号と前記第２の高周波信号との位相差を基本波周期Ｔ／ｎとする
前記（２）〜（５）のいずれかに記載の送電装置。
（６）
非接触で電力を伝送する送電装置と、該送電装置から電力を受電する受電装置を含んで構成され、
前記送電装置は、
非接触電力伝送に用いられる共振回路と、
前記共振回路の一端と接続され、スイッチング方式を用いて、１以上の高調波成分を含む第１の高周波信号を生成する第１の信号生成部と、
前記共振回路の他端と接続され、スイッチング方式を用いて、特定の高調波成分を含む第２の高周波信号を生成する第２の信号生成部と、を備え、
前記第１の高周波信号のパルス幅を調整して前記共振回路の一端に入力するとともに、前記第２の高周波信号のパルス幅を調整するとともに前記第１の高周波信号との位相差を調整して前記共振回路の他端に入力する
非接触電力伝送システム。
（７）
第１の信号生成部により、スイッチング方式を用いてパルス幅を調整した１以上の高調波成分を含む第１の高周波信号を生成することと、
第２の信号生成部により、スイッチング方式を用いてパルス幅および前記第１の高周波信号との位相差を調整した特定の高調波成分を含む第２の高周波信号を生成することと、
前記第１の高周波信号と前記第２の高周波信号を差動駆動し、合成信号を生成することと、含む
信号生成方法。

上述した各実施形態例における一連の処理は、ハードウェアにより実行することができるが、ソフトウェアにより実行させることもできる。一連の処理をソフトウェアにより実行させる場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータ、または、各種の機能を実行するためのプログラムをインストールしたコンピュータにより、実行可能である。例えば汎用のパーソナルコンピュータなどに所望のソフトウェアを構成するプログラムをインストールして実行させればよい。

また、本明細書において、時系列的な処理を記述する処理ステップは、記載された順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に実行される処理（例えば、並列処理あるいはオブジェクトによる処理）をも含むものである。

以上、本開示は上述した各実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された要旨を逸脱しない限りにおいて、その他種々の変形例、応用例を取り得ることは勿論である。
すなわち、上述した各実施形態の例は、本開示の好適な具体例であるため、技術的に好ましい種々の限定が付されている。しかしながら、本開示の技術範囲は、各説明において特に本開示を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。例えば、以下の説明で挙げる使用材料とその使用量、処理時間、処理順序および各パラメータの数値的条件等は好適例に過ぎず、また説明に用いた各図における寸法、形状および配置関係も概略的なものである。

１…非接触電力伝送システム、 １０…送電装置、 １０Ａ…高周波電源、 １１…信号発生器、 １１Ｓ１，１１Ｓ２…スイッチング部、 １４…共振回路、 １５…信号発生器、 １５Ｓ１，１５Ｓ２…スイッチング部、 １６…制御部、 ２０…受電装置

Claims (7)

1. 非接触電力伝送に用いられる共振回路と、
   前記共振回路の一端と接続され、スイッチング方式を用いて、１以上の高調波成分を含む第１の高周波信号を生成する第１の信号生成部と、
   前記共振回路の他端と接続され、スイッチング方式を用いて、特定の高調波成分を含む第２の高周波信号を生成する第２の信号生成部と、を備え、
   前記第１の高周波信号のパルス幅を調整して前記共振回路の一端に入力するとともに、前記第２の高周波信号のパルス幅を調整するとともに前記第１の高周波信号との位相差を調整して前記共振回路の他端に入力する
   送電装置。
2. 前記第１の高周波信号および前記第２の高周波信号のパルス幅を基本波周期Ｔの１／ｎ（ｎは自然数）とし、前記第１の高周波信号と前記第２の高周波信号との位相差を基本波周期Ｔの１／２とする
   請求項１に記載の送電装置。
3. 前記第２の高周波信号に含まれる前記特定の高調波成分は、前記第１の高周波信号に含まれる高調波成分のうち少なくとも一つの高調波成分に対応する
   請求項２に記載の送電装置。
4. 前記第１の高周波信号および前記第２の高周波信号は、実質的に矩形波である
   請求項１に記載の送電装置。
5. もしくは、
   前記第１の高周波信号および前記第２の高周波信号のパルス幅を基本波周期Ｔの１／２とし、前記第１の高周波信号と前記第２の高周波信号との位相差を基本波周期Ｔの１／ｎとする
   請求項２に記載の送電装置。
6. 非接触で電力を伝送する送電装置と、該送電装置から電力を受電する受電装置を含んで構成され、
   前記送電装置は、
   非接触電力伝送に用いられる共振回路と、
   前記共振回路の一端と接続され、スイッチング方式を用いて、１以上の高調波成分を含む第１の高周波信号を生成する第１の信号生成部と、
   前記共振回路の他端と接続され、スイッチング方式を用いて、特定の高調波成分を含む第２の高周波信号を生成する第２の信号生成部と、を備え、
   前記第１の高周波信号のパルス幅を調整して前記共振回路の一端に入力するとともに、前記第２の高周波信号のパルス幅を調整するとともに前記第１の高周波信号との位相差を調整して前記共振回路の他端に入力する
   非接触電力伝送システム。
7. 第１の信号生成部により、スイッチング方式を用いてパルス幅を調整した１以上の高調波成分を含む第１の高周波信号を生成することと、
   第２の信号生成部により、スイッチング方式を用いてパルス幅および前記第１の高周波信号との位相差を調整した特定の高調波成分を含む第２の高周波信号を生成することと、
   前記第１の高周波信号と前記第２の高周波信号を差動駆動し、合成信号を生成することと、含む
   信号生成方法。

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