JP2015186360A - 電力変換装置、電力変換装置を備えた機械 - Google Patents

電力変換装置、電力変換装置を備えた機械 Download PDF

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Abstract

【課題】
周波数帯域の高調波ノイズを選択的に抑制することが可能な電力変換装置、電力変換装置を備えた機械を提供する。
【解決手段】
スイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンとオフとを制御するスイッチング制御信号を生成するスイッチング信号生成部と、制御部と、を備え、前記スイッチング制御信号生成部で、繰り返し周期に対するオン期間とオフ期間とを入れ替えた一対の対称となるパルス波形の組み合わせで構成されるスイッチング制御信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電力変換装置、電力変換装置を備えた機械に関する。
本技術分野の背景技術として、特開２００６−２８８１０２号公報（特許文献１）がある。この公報には、「パワースイッチング素子を操作する駆動パルスは、基本パターン１又は基本パターン２の繰り返しとして生成される。各基本パターン１，２は、それぞれ使用可能なＤｕｔｙが決められている。ここで、使用可能なＤｕｔｙは、駆動パルスのエッジの作るスイッチング周波数が互いに一致しないＤｕｔｙとなっている。これにより、制御対象を所望とする制御量に制御するに際し、スイッチング制御に起因したノイズのピーク値を好適に低減することのできるスイッチング装置を提供する。」と記載されている（要約参照）。
特開２００６−２８８１０２号公報
前記特許文献１には、パワースイッチング素子のオン操作の開始タイミング間の間隔及びオフ操作の開始タイミング間の間隔の作るスイッチング周波数が互いに重ならないようにして、制御対象を所望とする制御量に制御することにより、スイッチング周波数が拡散されるため、スイッチング制御に起因したノイズのピーク値を好適に低減するスイッチング装置の仕組みが記載されている。
しかし、特許文献１のスイッチング装置は、スイッチング周波数の拡散によりラジオ放送帯域全体のノイズレベルを低減しており、その低減効果は限定的である。更に、自動車などのシステムに搭載した場合の配線や接地方法により、特定次数の高調波ノイズレベルが高くなり、ラジオ放送帯域全体のノイズを抑制するフィルタを追加する必要が生じ、装置が大型になり、コストが増大してしまうという課題があった。
そこで、本発明は、周波数帯域の高調波ノイズを選択的に抑制することが可能な電力変換装置、電力変換装置を備えた機械を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、「スイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンとオフとを制御するスイッチング制御信号を生成するスイッチング信号生成部と、制御部と、を備える電力変換装置であって、前記スイッチング制御信号生成部で、繰り返し周期に対するオン期間とオフ期間とを入れ替えた一対の対称となるパルス波形の組み合わせで構成されるスイッチング制御信号を生成すること」を特徴とする。
周波数帯域の高調波ノイズを選択的に抑制することが可能な電力変換装置、電力変換装置を備えた機械を提供することを目的とする。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施例にかかる機械としての電気自動車の構成図の例である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。 ＰＷＭ制御信号の対称デューティ比の関係を説明するための概念図である。 対称デューティ比の関係にある二つのＰＷＭ制御信号の一例である。 ＰＷＭ制御信号をフーリエ級数展開係数の周波数特性である。 ラジオ放送視聴中の周波数帯域と、周波数特性にディップを形成すべき高調波の次数と、利用する対称デューティ比の組み合わせの一覧である。 対称デューティ比の関係を持つ二つのＰＷＭ制御信号を生成する方法を説明するための時間波形図である。 スイッチによって選択されたＰＷＭ制御信号の例である。 従来のＰＷＭ制御方式によりスイッチング素子を制御するＰＷＭ制御信号の一例である。
以下、実施例について図面を用いて説明する。なお、図面において、同一符号は、同一または相当部分を示す。また、本発明は、図示例に限定されるものではない。
本実施例では、電力変換装置を備えた機械としてＤＣ−ＤＣコンバータを電気自動車に搭載した実施形態について図１から図８を用いて説明する。
図１は電気自動車の構成図の例である。図１において電気自動車１は、高圧バッテリ２と、インバータ３と、モータ４と、駆動力伝達部５と、駆動輪６と、低圧バッテリ７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ８と、ラジオ受信機９と、スピーカ１０と、ラジオアンテナ１１と、から構成される。
電気自動車１において、高圧バッテリ２は電気エネルギーを蓄積し、例えば、３６０〜４２０Ｖの高電圧を出力し、インバータ３とＤＣ−ＤＣコンバータ８に供給する。インバータ３は供給された高電圧をスイッチングにより３相交流信号に変換し、モータ４を回転させる。モータ４の機械的駆動力はシャフトやディファレンシャルギアで構成される駆動力伝達部５により駆動輪６へと伝達される。
ここで、インバータ３は、電気自動車１の運転状況や運転者のアクセルペダル操作と連動し、高圧バッテリ２から供給される電気エネルギーを調整してモータ４の出力を制御している。
一方で、モータ４は、電気自動車１の減速時などに駆動輪６および駆動伝達部５から供給される駆動力を元に発電を行うことが可能である。モータ４で発電された交流電力は、インバータ３により直流電力に変換され高圧バッテリ３に蓄電される。
また、電気自動車１においてＤＣ−ＤＣコンバータ８は、高圧バッテリ２から供給された高電圧を降圧し、低圧バッテリ７とラジオ受信機９に供給する。低圧バッテリ７に蓄積された電力は、電気自動車１のラジオ受信機９だけでなく、ワイパーやヘッドライトなどの電装品の電源として使用される。
また、電気自動車１において、ラジオ受信機９は、電気自動車１に搭載された受信アンテナ１１で受信したラジオ放送を受信し、ラジオの音声をスピーカ１０から出力する。このラジオ受信機９は、主にＡＭラジオ放送とＦＭラジオ放送を受信する機能を備える。
ここでＡＭラジオ放送とは、搬送波をラジオ音声により振幅変調するものである。ラジオ受信機９はこの被変調波を検波及び復調し、スピーカ１０に音声信号を出力する。このＡＭラジオ放送の周波数帯域は、例えば「５１０〜１７２０ｋＨｚ」である。
一方、ＦＭラジオ放送とは、搬送波をラジオ音声により周波数変調するものである。ラジオ受信機９はこの被変調波を検波及び復調し、スピーカ１０に音声信号を出力する。このＦＭラジオ放送の周波数帯域は、例えば「７６〜１０８ＭＨｚ」である。
なお、ラジオ受信機９は、選局している周波数情報をＤＣ−ＤＣコンバータ８に供給する。本発明において周波数情報の形式とインターフェースを限定しないが、視聴中のラジオ放送の周波数をデジタルデータとして供給する方法や、ラジオ放送の周波数帯域を複数のバンドに区切り、視聴中のラジオ放送がどのバンドに属するかをデジタルデータとして供給する方法など、種種の形式が想定される。
次に、電気自動車１に搭載されたＤＣ−ＤＣコンバータ８の動作について説明する。図２はＤＣ−ＤＣコンバータ８の回路構成を示す図である。ここでＤＣ−ＤＣコンバータ８の電圧変換部は降圧チョッパ回路１２で構成されており、トランジスタなどによるスイッチング素子１３と、インダクタンス１４と、還流ダイオード１５と、コンデンサ１６とから構成される。
この降圧チョッパ回路１２において、高圧バッテリ２からＨＶ（Ｐ）−ＨＶ（Ｎ）端子間に３６０〜４２０Ｖの高電圧ＶＩＮが印加される。ここでスイッチング素子１３を周期Ｔ（＝ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ）［ｓ］でオン・オフを繰り返すとき、スイッチング素子１３のオン期間ＴＯＮ［ｓ］でインダクタンス１４にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子１３のオフ期間ＴＯＦＦ［ｓ］でダイオード１５を通じて還流電流を流れてエネルギーが放出される。このとき、ＬＶ（Ｐ）−ＬＶ（Ｎ）端子間に出力される電圧ＶＯＵＴはＴＯＮ／Ｔ×ＶＩＮとなる。ここで、スイッチング素子１３の周期Ｔに対するオン期間ＴＯＮの割合をデューティ比と呼ぶ。また、コンデンサ１６は出力電圧ＶＯＵＴの短期間の変動を抑制するものである。
一般的に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、上記のスイッチング制御に起因したノイズが発生し、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧ＶＯＵＴに重畳する。そのノイズの主な周波数成分は、スイッチング周期Ｔの逆数であるスイッチング周波数とその高調波である。
このノイズがＡＭラジオ放送やＦＭラジオ放送の周波数帯域と重なることにより、ラジオ受信機への干渉が発生し、電気自動車１の乗員がラジオ視聴する場合に不快感を与えてしまう。特に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧ＶＯＵＴに重畳されるノイズは、ラジオ受信機９の電源線を伝導するノイズであり、影響が大きい。
以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ８から発生する伝導ノイズに対して、電気自動車１で受信中のラジオ周波数帯域を対象として選択的に低減することが可能なパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式について説明する。
図２のＤＣ−ＤＣコンバータ８において降圧チョッパ回路１２のスイッチング制御は、マイクロコントローラ１８によって行われる。このスイッチング制御は、内部メモリ２５を備えるマイクロコントローラ１８と、三角波信号発生器１９と、移相器２０と、パルス波形生成部２１、２２と、スイッチ２３と、ゲートドライバ２４とから構成される。なお、本実施例においてはマイクロコントローラ１８に内部メモリ２５を備える構成としたが、外部メモリでも差し支えない。
このＤＣ−ＤＣコンバータ８においてマイクロコントローラ１８は、ラジオ受信機９から供給された選局周波数情報に基づき、デューティ比指令値を生成し、パルス波形生成部２１およびパルス波形生成部２２に供給する。また、マイクロコントローラ１８は、生成したデューティ比指令値に基づいて、移相器２０に対する位相シフト量を算出し、移相器２０に供給する。
このＤＣ−ＤＣコンバータ８において三角波信号発生器１９は、降圧チョッパ回路１２のＰＷＭ制御信号を生成するための三角波信号を生成し、パルス波形生成部２１と移相器２０に供給する。
ここで、本発明において三角波信号の周波数は限定しないが、例えば１００ｋＨｚを用いるものとして説明する。移相器２０はマイクロコントローラ１８から供給された位相シフト量に基づいて、三角波信号発生器１９から供給された三角波信号の移相を調整し、パルス波形生成部２２に供給する。
パルス波形生成部２１では、マイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比指令値と三角波信号発生器１９から供給された三角波信号とを比較し、デューティ比指令値の方が大きい場合はＨｉｇｈレベルを出力し、デューティ比指令値の方が小さい場合はＬｏｗレベルを出力し、この論理信号をスイッチ２３に供給する。
一方、パルス波形生成部２２では、マイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比指令値と移相器２０から供給された三角波信号とを比較し、デューティ比指令値の方が大きい場合はＬｏｗレベルを出力し、デューティ比指令値の方が小さい場合はＨｉｇｈレベルを出力し、この論理信号をスイッチ２３に供給する。
また、このＤＣ−ＤＣコンバータ８においてマイクロコントローラ１８は、予め決められたＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧値ＶＯＵＴと入力電圧値Ｖｉｎに基づいて、スイッチ２３に対してパルス波形生成部２１およびパルス波形生成部２２からの論理信号を選択する比率を算出する機能を有する。また、マイクロコントローラ１８の内部メモリ２５は、スイッチ２３に対してパルス波形生成部２１およびパルス波形生成部２２からの論理信号を選択する比率に応じたデューティ比切替信号を予め保持しており、マイクロコントローラ１８が算出した比率に応じたスイッチング信号を内部メモリ２５から呼び出して、スイッチ２３に供給する。
スイッチ２３は、マイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比切替信号に基づいて、パルス波形生成部２１およびパルス波形生成部２２から供給された論理信号を選択し、ゲートドライバ２４に供給する。ゲートドライバ２４は、スイッチ２３から供給された論理信号に基づいて、スイッチング素子１３を制御するためのＰＷＭ制御信号に変換し、スイッチング素子１３をスイッチング制御する。
ここで、このＤＣ−ＤＣコンバータ８において、マイクロコントローラ８が決定するデューティ比指令値と位相シフト量とデューティ比切替信号の決定方法について、図を用いて詳細に説明する。
第１に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８において、マイクロコントローラ８が決定するデューティ比指令値の決定方法について詳細に説明する。
図３は、ＰＷＭ制御信号の対称デューティ比の関係を説明するための概念図である。図３において、信号波形（ａ）は、周期Ｔに対してオン期間がτ（オフ期間がＴ−τ）となるＰＷＭ制御を示しており、一例としてデューティ比＝２０％の場合を示している。一方、図３において信号波形（ｂ）は、周期Ｔに対してオン期間がＴ−τ（オフ期間がτ）となるＰＷＭ制御を示しており、一例としてデューティ比＝８０％の場合を示している。このように、図３の（ａ）と（ｂ）の信号波形のように、ＰＷＭ制御のＯＮ期間とＯＦＦ期間が入れ替わった関係にあるＰＷＭ制御の対を、本発明にかかる実施例では対称デューティ比と呼ぶ。
図４は、図３で説明した対称デューティ比の関係にある二つのＰＷＭ制御信号の一例である。図４において横軸は時間、縦軸はＰＷＭ制御信号の論理レベルを示している。図４においてＰＷＭ制御信号（ａ）は、周期Ｔに対してオン期間がτとなるＰＷＭ制御信号を示しており、一例としてデューティ比＝２０％の場合を示している。また、図４においてＰＷＭ制御信号（ｂ）は、周期Ｔに対してオン期間がＴ−τとなるＰＷＭ制御信号を示しており、一例としてデューティ比＝８０％の場合を示している。
次に、図４に示したＰＷＭ制御信号の周波数特性を考える。図５は、図４に示したＰＷＭ制御信号をフーリエ級数展開係数の周波数特性である。横軸はＰＷＭ制御信号の基本繰り返し周波数（１／Ｔ[Ｈｚ]）の高調波次数であり、縦軸が各次数における振幅を示している。
図５においてフーリエ級数展開係数の周波数特性（ａ）は、図４（ａ）と同じデューティ比＝２０％の場合の周波数特性を示している。また、図５においてフーリエ級数展開係数の周波数特性（ｂ）は、図４(b)と同じデューティ比＝８０％の場合を示している。
この二つの周波数特性から明らかなように、対称デューティ比の関係を持つＰＷＭ制御信号は、同じ周波数特性を持つことが分かる。また、デューティ比の逆数に相当する次数、図５の場合では１／２０％＝１／０．２＝５次の高調波成分において、周波数特性のディップが生じる。また、デューティ比の逆数に相当する次数の整数倍にも同様に周波数特性のディップが生じる。
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧に重畳されるノイズは、出力ノイズフィルタの特性によって、図５で示した絶対強度は異なるが、ディップが出現する次数については、これらのＰＷＭ制御信号と同様の特性を持つ。
本実施例にかかるＰＷＭ制御方式では、上記で説明した対称デューティ比の関係を持つＰＷＭ制御信号の周波数特性を利用する。具体的には、対称デューティ比の関係を持つ二つの基本波形（例えば、デューティ比２０％とデューティ比８０％のＰＷＭ制御信号）を組み合わせ、その割合によって決まる平均デューティ比によってＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧を制御するとともに、基本繰り返し周波数の特定次数に表れる高調波成分のディップと電気自動車１のラジオ受信機９で視聴している周波数とを合わせ、ラジオ受信機９に対する干渉を低減する。
即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ８においてマイクロコントローラ１８が決定するデューティ比指令値とは、図５に示した対称デューティ比の関係にある二つのＰＷＭ制御信号の周波数特性において、高調波成分のディップが現れる基本繰り返し周波数高調波周波数が、電気自動車１のラジオ受信機９で視聴している周波数に近くなるよう対称デューティ比の組み合わせを決める指令値である。
ここで、電気自動車１のラジオ受信機９で視聴している周波数帯域と、利用する対称デューティ比の組み合わせの関係を説明する。
図６は、電気自動車１のラジオ受信機９で視聴している周波数帯域と、周波数特性にディップを形成すべき高調波の次数と、利用する対称デューティ比の組み合わせの一覧である。ここで、ＰＷＭ制御信号の繰り返し周波数が１００ｋＨｚの場合について示してある。ＰＷＭ制御信号の繰り返し周波数が１００ｋＨｚの場合、高調波周波数も１００ｋＨｚ間隔で存在する。このため、視聴中のＡＭラジオ帯域を１００ｋＨｚごとに区切って対称デューティ比を決定する。なお、図６に示した情報は、参照テーブルとして、マイクロコントローラ１８の内部メモリ２５に格納されているものとする。
まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ８のマイクロコントローラ１８は、ラジオ受信機９で視聴しているラジオ放送の周波数情報をラジオ受信機９から取得する。例えば、電気自動車１のラジオ受信機９で視聴中のＡＭラジオ放送の周波数が４８０ｋＨｚである場合、マイクロコントローラ１８は、内部メモリ２５に格納されたテーブルを参照し、テーブルの数値の中から４８０ｋＨｚにもっとも近い高調波周波数を選定する。ここでは、ＰＷＭ制御信号の基本繰り返し周波数の５次高調波である５００ｋＨｚディップを形成するように１対の対称デューティ比を決定する。５次高調波にディップを形成するデューティ比は、図５を用いて説明したように、高調波次数の逆数となり、１／５＝０．２（２０％）と、その対称デューティ比は、１−０．２＝０．８（８０％）となる。
ここで、上記のように、高調波次数の逆数から得られるデューティ比を第１の対称デューティ比と呼び、１−（第１の対称デューティ比）で得られるデューティ比を第２の対称デューティ比と呼ぶ。すなわち、上記の例では、０．２（２０％）が第１の対称デューティ比であり、０．８（８０％）が第２の対称デューティ比である。
また、例えば、電気自動車１のラジオ受信機９で視聴中のＡＭラジオ放送の周波数が１１７９ｋＨｚである場合、マイクロコントローラ１８は、内部メモリ２５に格納されたテーブルを参照し、ＰＷＭ制御信号の基本繰り返し周波数の１２次高調波である１２００ｋＨｚにディップを形成するように１対の対称デューティ比を決定する。１２次高調波にディップを形成するデューティ比は、図５を用いて説明したように、高調波次数の逆数となり、１／１２＝８．３３３・・・％と、その対称デューティ比である９１．６６６・・・％となる。
同様にして、電気自動車１のラジオ受信機９で視聴中のＡＭラジオ放送の周波数に応じて、その周波数帯域にディップを形成する１対の対称デューティ比の組み合わせが決定される。
次に、決定された一対の対称デューティ比を基にデューティ比指令値を算出する。算出方法は任意であるが、本実施例においては、第２の対称デューティ比と１Ｖとの積をデューティ比指令値とする。例えば、対称デューティ比が第１の対称デューティ比２０％と第２の対称デューティ比８０％である場合、デューティ比指令値は１×０．８＝０．８Ｖとなる。
第２に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８において、マイクロコントローラ１８が決定する位相シフト量の決定方法について詳細に説明する。なお、この位相シフト量は、１対の対称デューティ比を持つＰＷＭ制御信号を生成した時に、立ち上がりタイミングを同時にするための処理である。本発明にかかる実施例においては、第１の対称デューティ比と２πとの積を位相シフト量とし、移相器２１に通知する。
次に、上記のように決定されたデューティ比指令値と位相シフト量に基づいて、対称デューティ比の関係を持つ二つのＰＷＭ制御信号を生成する方法を説明する。
図７は、対称デューティ比の関係を持つ二つのＰＷＭ制御信号を生成する方法を説明するための時間波形図である。図７において時間波形（ａ）は、三角波信号発生器１９において生成される第１の三角波信号７１と、マイクロコントローラ１８から供給されるデューティ比指令値７３と、パルス波形生成部２１により生成されるＰＷＭ制御信号７４を示している。
一方、図７において時間波形（ｂ）は、三角波信号発生器１９において生成される第１の三角波信号７１に対して移相器２０によって位相調整された第２の三角波信号７２と、マイクロコントローラ１８から供給されるデューティ比指令値７３と、パルス波形生成部２２により生成されるＰＷＭ制御信号７５を示している。
前述のように、パルス波形生成部２１では、マイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比指令値と三角波信号発生器１９から供給された三角波信号とを比較し、デューティ比指令値の方が大きい場合はＨｉｇｈレベルを出力し、デューティ比指令値の方が小さい場合はＬｏｗレベルを出力し、この論理信号をスイッチ２３に供給する。例えば、マイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比指令値が０．８Ｖ、即ち、１対の対称デューティ比が２０％と８０％の場合、パルス波形生成部２１からはデューティ比８０％のＰＷＭ制御信号７４が出力される。
この場合、移相器２０には０．２×２πの位相シフト量が通知されており、移相器２０は三角波信号発生器１９から供給された三角波信号７１の位相を０．２×２π遅らせて、第２の三角波信号７２としてパルス波形生成部２２に供給する。
前述のように、パルス波形生成部２２では、マイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比指令値と移相器２０から供給された三角波信号７２とを比較し、デューティ比指令値の方が大きい場合はＬｏｗレベルを出力し、デューティ比指令値の方が小さい場合はＨｉｇｈレベルを出力し、この論理信号をスイッチ２３に供給する。例えば、マイクロコントローラ８から供給されたデューティ比指令値が０．８Ｖ、即ち、１対の対称デューティ比が２０％と８０％の場合、パルス波形生成部２２からはデューティ比２０％のＰＷＭ制御信号７５が出力される。
以上の動作により、デューティ比８０％の第１のＰＷＭ制御信号７４がパルス波形生成部２１からスイッチ２３に供給され、デューティ比２０％の第２のＰＷＭ制御信号７５がパルス波形生成部２２からスイッチ２３に供給される。
また、第１のＰＷＭ制御信号７４と第２のＰＷＭ制御信号７５のそれぞれの立ち上がりタイミングは、図４に示したＰＷＭ制御信号のように同じタイミングとなる。
第３に、スイッチ２３に対してパルス波形生成部２１およびパルス波形生成部２２からの論理信号を選択する比率の算出方法を説明する。上記のように決定された一対の対称デューティ比の組み合わせに対して、時間平均したデューティ比によって出力電圧が決定される。
ここで、第１のＰＷＭ制御信号７４のデューティ比がＸ％で発生比率がＹ％（必然的に第２のＰＷＭ制御信号７５のデューティ比が（１−Ｘ）％で発生比率が（１−Ｙ）％）、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、マイクロコントローラ１８は、｛Ｘ／１００×Ｙ／１００＋（１−Ｘ）／１００×（１−Ｙ）／１００｝×Ｖｉｎ＝Ｖｏｕｔを満たす発生比率Ｙを求めることにより、マイクロコントローラ１８において、スイッチ２３に対してパルス波形生成部２１からの論理信号を選択する比率を得る。
最後に、スイッチ２３は、マイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比切替信号を基に、パルス波形生成部２１およびパルス波形生成部２２から供給された論理信号を選択する選択パターンを生成し、立ち上がりタイミングと同期して選択処理を行う。
図８は、マイクロコントローラ１８の内部メモリ２５に保持されたデューティ比切替信号と、そのデューティ比切替信号が供給されたスイッチ２３によって選択されたＰＷＭ制御信号の例である。図８においてデューティ比切替信号とＰＷＭ制御信号の組み合わせ（ａ）は、マイクロコントローラ１８において、スイッチ２３に対してパルス波形生成部２１からの論理信号を選択する比率を算出した結果が３２％であるときのデューティ比切替信号とＰＷＭ制御信号の例である。この例では、第１の対称デューティ比Ｄ１＝２０％のパルスが１０パルス中８回存在し、第２の対称デューティ比Ｄ２＝８０％のパルスが１０パルス中２回存在するものである。この時、トータルのデューティ比は２０％×８／１０＋８０％×２／１０により計算でき、３２％に相当する。
また、図８においてデューティ比切替信号とＰＷＭ制御信号（ｂ）は、第１の対称デューティ比Ｄ１＝２０％のパルスが１０パルス中５回存在し、第２の対称デューティ比Ｄ２＝８０％のパルスが１０パルス中５回存在するものである。この時、トータルのデューティ比は５０％に相当する。
また、図８においてデューティ比切替信号とＰＷＭ制御信号（ｃ）は、第１の対称デューティ比Ｄ１＝２０％のパルスが１０パルス中３回存在し、第２の対称デューティ比Ｄ２＝８０％のパルスが１０パルス中７回存在するものである。この時、トータルのデューティ比は６２％に相当する。
このように、スイッチ２３はマイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比切替信号とを基に、ＰＷＭ制御信号を生成し、ゲートドライバ２４に供給する。
ゲートドライバ２４は、スイッチ２３から供給された論理信号に基づいて、スイッチング素子１３を制御するためのＰＷＭ制御信号に変換し、スイッチング素子１３をスイッチング制御する。
以上のように、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、対称デューティ比の関係を持つ二つの基本波形（例えば、デューティ比２０％とデューティ比８０％のＰＷＭ制御信号）を組み合わせ、その割合によって決まる平均デューティ比によってＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧を制御するとともに、基本繰り返し周波数の特定次数に表れる高調波成分のディップと、電気自動車１のラジオ受信機９で視聴している周波数とを合わせ、ラジオ受信機９に対する干渉を低減することができる。
よって、フィルタ追加など装置の大型化やコストアップを伴わずに、対象とする周波数帯域の高調波ノイズを選択的に抑制することが可能な電力変換装置、電力変換装置を備えた機械を提供することができる。
なお、本実施例では、高調波ノイズ低減ＰＷＭ制御方式およびそれを用いたＤＣ−ＤＣコンバータを電気自動車に適用した例について説明したが、特定の周波数帯域の高調波ノイズを選択的に抑制することを目的に、ハイブリッド自動車に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータや、建設機械に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータや、鉄道車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータなどに適用することが可能である。
本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に基づきフィードバック制御することにより、負荷変動の追従性を高めたＤＣ−ＤＣコンバータの例を説明する。
図９は、実施例２におけるＤＣ−ＤＣコンバータ８を示す構成図の例である。図２のＤＣ−ＤＣコンバータ８のうち、既に説明した図１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。
図２のＤＣ−ＤＣコンバータ８と図９のＤＣ−ＤＣコンバータ８の違いは、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧を検出する電圧センサ１７と、マイクロコントローラ１８での制御方法である。
図９においてマイクロコントローラ１８は、電圧センサ１７から現時点での出力電圧値を定期的な時間タイミングで自動的に取得する。また、第１の実施例と同様に、電気自動車１のラジオ受信機９で選局している周波数情報を取得し、内部メモリ２５に格納された対称デューティ比一覧から候補デューティ比を取得する。
例えば、電気自動車１のラジオ受信機９で視聴中のＡＭラジオ放送の周波数が１１７９ｋＨｚである場合、マイクロコントローラ１８は、内部メモリ２５に格納されたテーブルを参照し、ＰＷＭ制御信号の基本繰り返し周波数の１２次高調波である１２００ｋＨｚにディップを形成するように１対の対称デューティ比を決定する。
１２次高調波にディップを形成するデューティ比は、図５を用いて説明したように、高調波次数の逆数となり、１／１２＝８．３３３・・・％と、その対称デューティ比である９１．６６６・・・％となる。
次にマイクロコントローラ１８は、電圧センサ１７から取得した電圧値と出力すべき電圧値とを比較し、電圧センサ１７から取得した電圧値の方が低ければ、対称デューティ比の組み合わせのうちの第２の対称デューティ比を選択し、出力されている電圧値の方が高ければ第１の対称デューティ比を選択し、ここでは、これをデューティ比指令値としてパルス波形生成部２１に供給する。
パルス波形生成部２１では、マイクロコントローラ１８から供給されたデューティ比指令値と三角波信号発生器１９から供給された三角波信号とを比較し、デューティ比指令値の方が大きい場合はＨｉｇｈレベルを出力し、デューティ比指令値の方が小さい場合はＬｏｗレベルを出力し、この論理信号をゲートドライバ２４に供給する。
以下、第１の実施例と同様にスイッチング素子１３を制御することにより、負荷変動の追従性を高めたＰＷＭ制御方式とそれを用いたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
１ 電気自動車
２ 高圧バッテリ
３ インバータ
４ モータ
５ 駆動伝達部
６ 駆動輪
７ 低圧バッテリ
８ ＤＣ−ＤＣコンバータ
９ ラジオ受信機
１０ スピーカ
１１ 受信アンテナ
１２ 降圧チョッパ
１３ スイッチング素子
１４ インダクタンス
１５ 還流ダイオード
１６ コンデンサ
１７ 電圧センサ
１８ マイクロコントローラ
１９ 三角波信号発生器
２０ 移相器
２１、２２ パルス波形生成部
２３ スイッチ
２４ ゲートドライバ
２５ 内部メモリ

Claims (9)

  1. スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子のオンとオフとを制御するスイッチング制御信号を生成するスイッチング信号生成部と、
    制御部と、を備え、
    前記スイッチング制御信号生成部で、繰り返し周期に対するオン期間とオフ期間とを入れ替えた一対の対称となるパルス波形の組み合わせで構成されるスイッチング制御信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記スイッチング信号生成部は、
    前記一対のパルス波形における第１のパルス波形を出力する第１のパルス波形生成部と、
    前記一対のパルス波形における第２のパルス波形を出力する第２のパルス波形生成部と、を有し、
    前記制御部は、外部から入力される周波数情報に基づいて、前記一対のパルス波形の対称となるデューティ比を決定し、前記デューティ比に基づいて前記第１のパルス波形生成部及び前記第２のパルス波形生成部を制御して、前記一対のパルス波形を生成することを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項２に記載の電力変換装置であって、
    前記制御部は、前記デューティ比に基づいて前記一対のパルス波形の組み合わせ比率を決定し、前記組み合わせ比率に基づいて前記スイッチング制御信号生成部を制御して、スイッチング制御信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項２に記載の電力変換装置であって、
    前記スイッチング信号生成部は、
    三角波信号発生部を有し、
    前記第１のパルス波形生成部及び前記第２のパルス波形生成部は前記三角波信号発生部が出力する三角波信号と、制御部から出力される前記デューティ比を生成するための指令値とに基づき、パルス波形を生成することを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項４に記載の電力変換装置であって、
    前記三角波信号発生部から出力される三角波信号を移相する移相部を有し、
    前記移相部は、前記制御部から入力される移相量に基づき、前記三角波信号発生部から出力される三角波信号を移相して、前記第２のパルス波形生成部に出力することを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項４に記載の電力変換装置であって、
    電力変換における出力電圧を検出する電圧センサを有し、
    前記制御部で、設定された出力電圧値と前記電圧センサで得られた電圧値を比較し、前記電圧センサで得られた電圧値の方が高い場合は、前記対称となるデューティ比のうちハイレベルの割合が低いデューティ比を選択し、前記電圧センサで得られた電圧値の方が低い場合は、前記対称となるデューティ比のうちハイレベルの割合が高いデューティ比を選択して、前記デューティ比を生成するための指令値を生成し、前記指令値を前記第１のパルス波形生成部及び前記第２のパルス波形生成部に出力して、パルス波形を生成することを特徴とする電力変換装置。
  7. 請求項１に記載の電力変換装置を備える機械。
  8. 請求項２乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置を備える機械。
  9. 請求項８に記載の機械であって、
    ラジオ受信機を備え、
    前記ラジオ受信機は、選局している周波数情報を前記電力変換装置の制御部に出力し、 前記制御部は、入力される周波数情報に基づいて、前記一対のパルス波形の対称となるデューティ比を決定し、前記デューティ比に基づいて前記第１のパルス波形生成部及び前記第２のパルス波形生成部を制御して、前記一対のパルス波形を生成することを特徴とする機械。
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