CN102130582B

CN102130582B - 一种电源变换装置的降频降耗控制方法

Info

Publication number: CN102130582B
Application number: CN 201110032845
Authority: CN
Inventors: 王斌
Original assignee: Guangdong Midea Electric Appliances Co Ltd
Current assignee: Midea Group Co Ltd
Priority date: 2011-01-30
Filing date: 2011-01-30
Publication date: 2013-08-14
Anticipated expiration: 2031-01-30
Also published as: CN102130582A

Abstract

本发明涉及电源变换装置相关技术领域，特别是一种电源变换装置的降频降耗控制方法。本发明在电源变换装置在高功率时，使用较高的工作频率与较高的占空比，当负载端的功率需求下降后，在较低的功率范围内，在保持导通时间基本不变的情况下，通过延长控制信号的周期，即降低控制信号的运行频率来降低占空比，进而达到降低转换时的开关损耗及降低EMC干扰信号。本发明在高功率范围内工作时具有较高的转换效率及电磁兼容性（ElectromagneticCompatibility,EMC）效果，在低功率范围内也具有较高的转换效率及EMC效果。

Description

一种电源变换装置的降频降耗控制方法

技术领域

本发明涉及电源变换装置相关技术领域，特别是一种电源变换装置的降频降耗控制方法。

背景技术

电源变换器是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。现有的电源变换器包括直流DC-DC变换器装置、DC-AC变换装置、AC-AC变换装置。一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。

但是现有的电源变换器一般都是通过固定频率来进行控制，在低功耗时的电源变换效率低下。

发明内容

本发明提供一种电源变换装置的降频降耗控制方法，以解决现有技术中电源变换器在低功耗时的电源变换效率低下的技术问题。

本发明通过以下技术方案实现：

一种电源变换装置的降频降耗控制方法，所述电源变换装置使用微处理器进行电源变换装置的斩波信号的控制，所述方法包括：

斩波信号的导通时间T在范围t0～t1之间变化，t0小于t1；

设置多档输出运行频率，从F1到Fn，F1为最高一档的运行频率，Fn为最低一档的运行频率，n为总共设置的档数；每档频率对应的t0与t1的值可以相同，也可以是不相同的。

所述方法包括导通时间下降降频步骤：

当前的运行频率为Fm，若导通时间T下降到Fm频率对应的t0时，运行频率下降一档为F(m+1)，同时导通时间变为t(m+1)0，该t(m+1)0大于Fm频率对应的t0值，t(m+1)0在F(m+1)频率下的输出功率与t0在Fm频率下的输出功率相等；

若导通时间T随着输出功率的下降继续降低，则继续执行导通时间下降降频步骤，直到将运行频率下降到最低一档Fn，导通时间T变为tn0，tn0大于F(n-1) 频率对应的t0，tn0在Fn频率下的输出功率要与t0在F(n-1)频率下的输出功率相等；随着输出功率的下降，导通时间T由tn0下降，一直下降到允许运行的最小导通时间；

所述方法还包括导通时间上升升频步骤：

当前运行频率为Fm，若导通时间T逐渐加大，在Fm频率下增大到Fm频率对应的t1，运行频率上升一档为F（m－1），导通时间变为t(m-1)1， t(m-1)1小于Fm频率对应的t1值，t(m-1)1在F(m-1)频率下的输出功率要与t1在Fm频率下的输出功率相等，其中m小于等于n且大于1；

若导通时间T随着输出功率的上升继续加大，则继续执行上述导通时间上升升频步骤，直到将运行频率上升到最高一档F1，导通时间T变为t11，t11小于F2频率下对应的t1值，t11在F1频率下的输出功率要与F2频率下对应的t1值在F2频率下的输出功率相等；随着输出功率的上升，导通时间T由t11上升，一直上升到允许运行的最大导通时间。

作为一种优选方案，每档频率对应的t0与t1的值可以相同，也可以是不相同的。

作为一种优选方案，F1～Fn的范围为100Hz～100kHz中的任一段，t0～t1的数值范围为1 0μS～10 mS中的任一时间段。

作为一种优选方案：所述导通时间下降降频步骤中由各档频率对应的t0、t1、多个tm0及多个tm1，跟随输入电源电压的所处电压值区间的变化而变化。

作为更进一步的优选方案，所述输入电源电压的所处电压值区间为多个。

作为进一步的优选方案：所述电源变换装置为直流DC-DC变换器装置、DC-AC变换装置、AC-AC变换装置。

作为进一步的优选方案，所述电源变换装置的调制方式为具有周期性的波形调制方式。

作为更进一步的优选方案，所述波形调制方式包括正弦波调制方式、矢量调制方式或其它类似的具有周期性的PWM波调制方式。

本发明在电源变换装置在高功率时，使用较高的工作频率与较高的占空比，当负载端的功率需求下降后，在较低的功率范围内，在保持导通时间基本不变的情况下，通过延长控制信号的周期，即降低控制信号的运行频率来降低占空比，进而达到降低转换时的开关损耗及降低EMC干扰信号。

本发明在高功率范围内工作时具有较高的转换效率及电磁兼容性（Electromagnetic Compatibility,EMC）效果，在低功率范围内也具有较高的转换效率及EMC效果。

附图说明

图1为本发明实施例的工作流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细的说明。

本实施例为一种电源变换装置，可以是直流DC-DC变换器装置、DC-AC变换装置、AC-AC变换装置，还可以是其它类似的电源变换装置，使用微处理器（MCU）进行变换装置的斩波信号的控制，斩波信号的导通时间和控制频率由MCU进行控制，由于MCU具有智能的特性，可以根据需要进行智能化的调整。设定斩波信号的导通时间T在范围t0～t1之间变化，t0小于t1，在固定频率下导通时间越长，转换的功率就越大，根据输出功率的变化，输出控制频率。

如图1所示：

斩波信号的导通时间T在范围t0～t1之间变化，t0小于t1；

设置多档输出运行频率，从F1到Fn，F1为最高一档的运行频率，Fn为最低一档的运行频率，n为总共设置的档数；

其中，F1～Fn的范围为100Hz～100kHz中的任一段，t0～t1的数值范围为1 0μS～10 mS中的任一时间段，具体可以根据方案设计的需要进行选择。

所述方法包括导通时间下降降频步骤：

当前的运行频率为Fm，若导通时间T下降到Fm频率对应的t0时，运行频率下降一档为F(m+1)，同时导通时间变为t(m+1)0，该t(m+1)0大于Fm频率对应的t0，t(m+1)0在F(m+1)频率下的输出功率与t0在Fm频率下的输出功率相等；

所述方法还包括导通时间上升升频步骤：

当前运行频率为Fm，若导通时间T逐渐加大，在Fm频率下增大到Fm频率对应的对应t1，运行频率上升一档为F（m－1），导通时间变为t(m-1)1， t(m-1)1小于Fm频率对应的对应t1值，t(m-1)1在F(m-1)频率下的输出功率要与t1在Fm频率下的输出功率相等，其中m小于等于n且大于1；

具体如下：

当输出控制频率在最高频率F1时：

若导通时间T下降到F1频率对应的t0时，控制频率下降一档，变为F2，同时导通时间变为t20，t20大于F1频率对应的t0，t20在F2频率下的输出功率要与t0在F1频率下的输出功率相等；

若导通时间T随着输出功率的下降继续降低，由t20下降到F2频率对应的t0，控制频率下降一档，变为F3，同时导通时间变为t30，t30大于F2频率对应的t0，t30在F3频率下的输出功率要与F1频率对应的t0在F2频率下的输出功率相等；

以此类推，将控制频率降到最低一档Fn，导通时间T变为tn0，tn0大于F（n－1）频率对应的t0，tn0在Fn频率下的输出功率要与F（n－1）频率对应的t0在F(n-1)频率下的输出功率相等；随着输出功率的下降，导通时间T由tn0下降，一直下降到允许运行的最小导通时间；

由上述的控制方法可知，随着输出功率的降低，斩波信号的频率逐渐降低，众所周知，由于半导体斩波器件存在开通与关断的动态开关损耗，当斩波频率降低以后，其单位时间开关的次数下降，由半导体器件的开通和关断产生的动态开关损耗将成比例下降，其动态开关损耗与斩波频率成正比关系。通过此方式可以有效提高在小功率时电源变换器的转换效率。

反之，若随着输出功率的变大，导通时间T会逐渐加大，在Fn频率下增大到Fn频率对应的t1，频率上升一档为F（n－1），导通时间变为t(n-1)1， t(n-1)1小于Fn频率对应的t1，t(n-1)1在F(n-1)频率下的输出功率要与Fn频率对应的t1在Fn频率下的输出功率相等；

以此类推，随着输出功率的上升，直到控制频率在F3下导通时间T达到F3频率对应的t1，控制频率由F3上升到F2，导通时间T变为t21，t21小于F3频率对应的t1，t21在F2频率下的输出功率与F3频率对应的t1在F3频率下的输出功率相等；

随着输出功率的上升，当在F2频率下的导通时间达到F2频率对应的t1时，控制频率上升一档，变为F1，导通时间T变为t11，t11小于F2频率对应的t1，t11在F1频率下的输出功率与F2频率对应的t1在F2频率下的输出功率相等；

随着输入电源电压的所处电压值区间变化，t0、t20、t30、……、tn0及 t1、t11、t21、……、t(n-1)1的值跟随变化，比如：对于DC-DC变换器，在低电压时占空比可以大一些，高电压时的占空比不能太大，以防出现过电流或电感类器件的磁饱和；可以根据需要在额定输入电压值区间仅使用一个区间，也可以根据需要设定数个区间，在不同的电压区间内，上述时间值发生与输入电压相关的变化：电压越低，允许的占空比越大，导通时间越长。

对于正弦波调制的输出电压控制方式以及矢量控制方式，或其它类似的具有周期性的PWM波调制方式，针对在一个PWM波调制周期内的最大导通时间Tmax及调制频率F可以同样使用上述的控制方法进行控制，达到在小功率时的低斩波频率，从而降低半导体器件由开关导致的动态开关损耗，提高电源的转换效率。

实施例1：一种典型的BOOST类型的DC-DC变换电源装置，F1=40kHz，F2=20kHz，输入的电源电压分两个区间，在[0.5Va～0.8Va]为1区间，F1频率对应的 t0＝10微秒，t1＝18微秒，F2频率对应的 t0＝15微秒，t1＝30微秒；[0.8Va～Va]为2区间，F1频率对应的 t0＝10微秒，t1＝16微秒，F2频率对应的 t0＝10微秒，t1＝20微秒；低于0.5Va时及高于Va时报输入电压异常故障，停止输出。

在输入电压的1区间，在功率下降阶段，当控制频率在F1＝40kHz时，T＝10微秒，控制频率降为：F2=20kHz，为保持输出功率的稳定，此时导通时间T＝14.14微秒；

以F2频率运行，当输出功率上升，达到：T＝30微秒，控制频率变为40kHz，为保持输出功率的稳定，此时导通时间T＝21.22微秒。

在输入电压的2区间，在功率下降阶段，当控制频率在F1＝40kHz时，T＝10微秒，控制频率降为：F2=20kHz，为保持输出功率的稳定，此时导通时间T＝14.14微秒；

以F2频率运行，当输出功率上升，达到：T＝20微秒，控制频率变为40kHz，为保持输出功率的稳定，此时导通时间T＝14.14微秒。

通过在低功率时降低载频的方式将开关损耗降低一半，大大提高了变换器在低功率时的转换效率。

实施例2：一种典型的DC-AC三相变频电源装置，F1=10kHz，F2=6kHz，对应最大导通时间 tmax0＝40微秒，tmax1＝100微秒；在功率下降阶段，当控制频率在10kHz时，Tmax＝40微秒，控制频率降为：F2=6kHz，为保持输出功率的稳定，此时最大导通时间Tmax将由主控MCU根据实际三相变频电源装置负载的数学模型进行运算得到；

当输出功率上升，达到：Tmax＝100微秒，控制频率变为F1=10kHz，为保持输出功率的稳定，此时最大导通时间Tmax将由主控MCU根据实际三相变频电源装置负载的数学模型进行运算得到。

通过在低功率时降低载频的方式将三相变频电源装置的开关损耗降低40%，大大提高了三相变频电源装置在低功率时的转换效率。

当控制频率下降以后，由开关信号产生的EMC干扰也会下降，使得产品的EMC效果变好。

Claims

1.一种电源变换装置的降频降耗控制方法，所述电源变换装置使用微处理器进行电源变换装置的斩波信号的控制，其特征在于，所述方法包括：

斩波信号的导通时间T在范围t0～t1之间变化，t0小于t1；

所述方法包括导通时间下降降频步骤：

所述方法还包括导通时间上升升频步骤：

2.根据权利要求1所述电源变换装置的降频降耗控制方法，其特征在于，每档频率对应的t0与t1的值为相同或不相同的。

3.根据权利要求1所述电源变换装置的降频降耗控制方法，其特征在于，F1～Fn为100Hz～100kHz中的任一段，t0～t1为1 0μS～10 mS中的任一时间段。

4.根据权利要求1所述电源变换装置的降频降耗控制方法，其特征在于：所述导通时间下降降频步骤中由各档频率对应的t0、t1、多个tm0，跟随输入电源电压的所处电压值区间的变化而变化。

5.根据权利要求4所述电源变换装置的降频降耗控制方法，其特征在于，所述输入电源电压的所处电压值区间为多个。

6.根据权利要求1～5任一项所述电源变换装置的降频降耗控制方法，其特征在于：所述电源变换装置为直流DC-DC变换器装置、DC-AC变换装置、AC-AC变换装置的任意一个或多个。

7.根据权利要求1～5任一项所述电源变换装置的降频降耗控制方法，其特征在于，所述电源变换装置的调制方式为具有周期性的波形调制方式。

8.根据权利要求7所述电源变换装置的降频降耗控制方法，其特征在于，所述波形调制方式包括正弦波调制方式、矢量调制方式或具有周期性的PWM波调制方式。