JP2013013301A - 車両用コンバータ制御装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 コンバータを制御する昇圧制御部10は、コンバータで生成される駆動用電圧VHを目標電圧VOに一致させるべく駆動用電圧VHと目標電圧VOとの偏差に応じた基本指令値を演算するPI制御部12と、駆動用電圧VHの変動状態に基づき、その変動を抑制する方向に基本指令値を補正するための補正値を演算する共振抑制部13とを備えている。PI制御部12にて演算された基本指令値は、共振抑制部13にて演算された補正値が加算されることによって補正され、その補正後の指令値(制御指令値)に応じた各駆動パルスUA,UBがコンバータに出力される。
【選択図】図3
Description
(1/2)×[1/{2π√(500μ×300μ)}]≒205 ・・・(1)
つまり、共振周波数が、上記例示したモータのトルク変動周波数の変化範囲内(0〜2kHz)に入っている。そのため、車両の走行中、トルク変動周波数とLC共振回路の共振周波数とが一致する場合が多々生じてしまう。そして、トルク変動周波数と共振周波数が一致すると、共振によって、昇圧回路から出力される駆動用電圧の変動幅も大きくなってしまう。
また、請求項7に記載のように、差分演算手段が差分を演算する際のその演算対象である2つの駆動用電圧の検出時間差は、共振回路の共振周期の1/2以下であるとよい。
本発明の車両用コンバータ制御装置は、基本指令値演算手段が、フィードバック制御によって、駆動用電圧が目標電圧に一致するように基本指令値を演算しているので、目標電圧が変化している際には、駆動用電圧も変化する。これにより、変動状態検出手段により検出される、コンバータから出力される駆動用電圧の変動状態は、目標電圧の変化分を含むことになる。
以下に、本発明の好適な第1実施形態を図面に基づいて説明する。
図1に示すように、本発明が適用された実施形態のモータ駆動システム1は、走行用駆動源としてモータを備えた電気自動車に搭載されてそのモータを駆動制御するためのシステムであり、主として、直流電源としてのバッテリ3と、このバッテリ3のバッテリ電圧VLをこれよりも高い電圧値の駆動用電圧VHに昇圧する昇圧回路5と、この昇圧回路5から出力された駆動用電圧VHを三相の交流電圧Vu,Vv,Vwに変換するインバータ7と、この三相交流電圧Vu,Vv,Vwによって車両の走行用駆動力を発生するモータ部9とを備えている。
f=(1/G)×[1/{2π√(La×Ca)}] ・・・(2)
昇圧制御部10は、本発明の車両用コンバータ制御装置に相当するものであり、コンバータ6にてバッテリ電圧VLが目標電圧VOに昇圧されるように制御する。即ち、図2に示すように、目標電圧VOと駆動用電圧VHを取り込み、これらの比較結果等に基づいて、駆動用電圧VHが目標電圧VOに一致するよう、各スイッチTr1,Tr2を制御するための各制御信号LA,UAを生成して出力するのであるが、この昇圧制御部10の具体的構成や機能等については、後で詳しく説明する。
図3に示すように、昇圧制御部10は、目標電圧VOと駆動用電圧VHの差である目標偏差ΔVを演算する減算器11と、上記各スイッチTr1,Tr2のオンデューティ比を定めるための基本指令値を演算するPI制御部12と、PI制御部12からの基本指令値を補正するための補正値を演算する共振抑制部13と、PI制御部12からの基本指令値と共振抑制部13からの補正値を加算することにより基本指令値を補正して、その補正後の値である補正指令値を出力する補正指令演算器14と、この補正指令値に所定のDuty定数を加算することにより制御指令値Soを演算する制御指令演算器15と、この制御指令値Soに基づいてスイッチング(SW)パルスSpを生成するスイッチングパルス生成部16と、このスイッチングパルスSpに基づいて上アーム制御信号UAを生成するデッドタイム処理部17と、スイッチングパルスSpに基づいて下アーム制御信号LAを生成する反転&デッドタイム処理部18と、を備えている。
VH/VL=1/D ・・・(3)
ところで、電気自動車に搭載される本実施形態のモータ駆動システム1では、既述の通り、種々の要因によってモータ61の周期的なトルク変動(主にはモータの電気角周期と同期して変動する1次変動)が生じ、これによってモータパワーの変動が生じ、そのモータパワーの変動が、昇圧回路5から出力される駆動用電圧VHの変動を引き起こす。トルク変動の周波数はモータ61の回転速度に応じて変化するため、駆動用電圧VHの変動周波数もモータ61の回転速度に応じて変化する。
しかも、差分閾値Aとして、モータ61の電気角周波数がLC共振回路の共振帯域より低い場合に差分値の絶対値が当該差分閾値Aを超えないような値が設定されており、差分演算時間差Tdが共振周期の1/16に設定されており、更に、共振抑制部13の入力段にLPF31を設けている。
以下、図9〜図12を用いて、第2実施形態について説明する。
図9に示すように、この第2実施形態では、第1実施形態と比較して、昇圧制御部の構成が異なっている。即ち、本実施形態の昇圧制御部90は、図3に示す第1実施形態の昇圧制御部10に対して、目標電圧変化率演算手段91、調整量演算手段92、及び補正値調整手段93が追加されている。
以下、図13、図14を用いて、第3実施形態について説明する。
本実施形態は、前述の第2実施形態に対して、目標電圧変化率演算手段91と、補正値調整手段93の構成が異なる。
[第4実施形態]
次に、図15〜図20を用いて、第4実施形態について説明する。
車両において、駆動用電圧VHの変動(共振)は、実際には、モータ61からくる外乱に起因して生じるのだが、その外乱発生部位を置き換える。
そこで本発明者らは、今どんな外乱が生じているのか(即ちコンバータ6へのコンバータ入力dutyにどのような外乱dutyが含まれているのか)を推定し、その推定した外乱dutyを指令dutyから引けば、最終的にコンバータ6に入力されるコンバータ入力dutyには外乱dutyが含まれず、これにより、外乱に起因する変動分VHfが抑制された駆動用電圧VH(理想的には定常値VHoのみ)が出力され、よって共振を抑制可能であると考えた(図15(c)参照)。
一方、外乱位相φoの推定、即ち外乱推定位相φの演算は、コンバータ6の制御モデル(順モデル)を用いて次のように演算する。
VHfx=Kv・sin(ωot+ψ) ・・・(5)
尚、Kvは定常電圧値、ωoはVH生成モデル74を構成するLCR共振回路の共振角周波数、ψは位相遅れである。
推定波形パルス変換部81は、図18(b)に示すように、VH生成モデル74からの推定変動値VHfxの波形を、そのゼロクロスタイミングを基準にパルス変換することにより、推定変動パルスPaを生成する。
A1=π/N ・・・(7)
ところで、位相調整角αは、制御周期T2単位で外乱推定位相φに対して加減算していくものであり、共振周期T1内には制御周期T2が(T1/T2)回存在する。そして、調整を(T1/T2)回繰り返すことで結果として上記式(7)の位相A1の調整を行うためには、位相調整角αは、A1/(T1/T2)とする必要がある。これは即ち、位相調整角αが上記式(6)で得られることを意味している。
尚、本第4実施形態では、外乱duty推定値Dd(=sin(ωt+φ))の振幅KをK=1と固定することにより振幅Kについては実質的に考慮しない構成としたが、振幅Kについても適宜調整(推定)することで、振幅Kも考慮した外乱duty推定値(K・sin(ωt+φ))を推定演算するようにしてもよい。
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
Claims (16)
- 直流電源から供給される直流電圧を変換してモータ駆動用の直流の駆動用電圧を生成するコンバータを搭載した車両に備えられ、そのコンバータを制御する車両用コンバータ制御装置であって、
前記コンバータは、入力される制御信号に応じた変換比率にて前記直流電圧を前記駆動用電圧に変換する回路構成を有すると共に、その回路構成中にコンデンサ及びコイルが含まれることによりこれらコンデンサ及びコイルからなる共振回路が形成されており、
当該車両用コンバータ制御装置は、
前記コンバータにて生成される前記駆動用電圧が所定の目標電圧となるようにその目標電圧に応じた基本指令値を演算する基本指令値演算手段と、
前記コンバータから出力される前記駆動用電圧の変動状態を検出する変動状態検出手段と、
前記変動状態検出手段により検出された前記駆動用電圧の変動状態に基づき、その駆動用電圧の変動が抑制されるように前記基本指令値を補正するための、その変動状態に応じた補正値を演算する補正値演算手段と、
前記基本指令値演算手段により演算された前記基本指令値を前記補正値演算手段により演算された前記補正値により補正することで制御指令値を演算し、その制御指令値に応じた前記制御信号を生成して前記コンバータへ出力する制御信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項1に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記変動状態検出手段は、所定の検出タイミング毎に前記コンバータから出力される前記駆動用電圧の変化率を演算することにより、前記変動状態を検出し、
前記補正値演算手段は、前記変動状態検出手段により演算された前記変化率に基づいて、その変化率の絶対値が小さくなるような前記補正値を演算する
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項2に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記変動状態検出手段は、
所定の検出周期の前記検出タイミング毎に、前記コンバータから出力される前記駆動用電圧を検出する電圧検出手段と、
前記検出タイミング毎に、前記変化率としての、その検出タイミングで前記電圧検出手段により検出された前記駆動用電圧とその検出タイミングよりも一又は複数の前記検出周期分だけ前の検出タイミングにて検出された前記駆動用電圧との差分を演算する差分演算手段と、
を備え、
前記補正値演算手段は、前記差分演算手段により演算された前記差分に基づいて、その差分の絶対値が小さくなるような前記補正値を演算する
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項3に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記補正値演算手段は、
前記差分演算手段により演算された前記差分の絶対値が所定の差分閾値より大きいか否かを判断する差分判断手段を備え、その差分判断手段によって前記差分の絶対値が前記差分閾値より大きいと判断された場合に、前記補正値の演算を行う
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項4に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記補正値演算手段は、所定の正及び負の補正定数が予め設定されており、前記差分判断手段によって前記差分の絶対値が前記差分閾値より大きいと判断された場合、その差分の正・負に応じて、その差分の絶対値を小さくするための正又は負の前記補正定数を前記補正値として設定する
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項4又は請求項5に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記差分閾値は、前記モータの電気角周波数が、前記共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より低い場合に、前記差分の絶対値が当該差分閾値を超えないような値に、設定されている
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項3〜請求項6の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記差分演算手段が前記差分を演算する際のその演算対象である2つの前記駆動用電圧の検出時間差は、前記共振回路の共振周期の1/2以下である
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項7に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記変動状態検出手段は、前記コンバータから出力された前記駆動用電圧を入力すると共にその入力した駆動用電圧のうち前記共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備え、そのフィルタ手段により前記周波数成分が除去された後の前記駆動用電圧に対してその変動状態を検出する
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項1〜請求項8の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記目標電圧の変化率を演算する目標電圧変化率演算手段と、
前記補正値に対する調整量を、前記目標電圧変化率演算手段が演算した前記目標電圧の変化率に応じて演算する調整量演算手段と、
前記調整量に基づき前記補正値を調整する補正値調整手段と、
を備えることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項3〜請求項8の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記目標電圧の変化率を演算する目標電圧変化率演算手段と、
前記差分に対する調整量を、前記目標電圧変化率演算手段が演算した前記目標電圧の変化率に応じて演算する調整量演算手段と、
前記調整量に基づき前記差分を調整する差分調整手段と、
を備えることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項1に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記変動状態検出手段は、前記変動状態として、前記目標電圧と前記駆動用電圧との差である目標偏差を検出し、
前記補正値演算手段は、
前記モータの電気角周波数を検出する電気角周波数検出手段と、
前記電気角周波数と同じ周波数の正弦波信号を前記補正値として生成する正弦波信号生成手段と、
前記正弦波信号生成手段により生成された前記正弦波信号を前記制御指令値としたならば前記コンバータから出力されるであろう電圧である推定出力電圧の位相と、前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差の位相とが一致するように、前記正弦波信号の位相を設定する位相設定手段と、
を備え、前記正弦波信号生成手段は、前記位相設定手段により設定された位相と前記電気角周波数検出手段により検出された前記電気角周波数により決定される角度にて変化するような前記正弦波信号を生成し、
前記制御信号生成手段は、前記基本指令値演算手段により演算された前記基本指令値から、前記補正値演算手段により生成された前記補正値としての前記正弦波信号を減じることにより前記補正を行うことで前記制御指令値を演算する
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項11に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記位相設定手段は、
前記推定出力電圧を演算する推定出力電圧演算手段と、
前記推定出力電圧演算手段により演算された前記推定出力電圧の位相と、前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差の位相とを比較し、前記推定出力電圧の位相が前記目標偏差の位相に一致するように前記正弦波信号の位相を演算する位相演算手段と、
を備えていることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項12に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記推定出力電圧演算手段は、前記制御指令値を入力とする前記コンバータの制御モデルを備え、その制御モデルに対して前記正弦波信号を入力した場合にその制御モデルから出力される電圧を前記推定出力電圧とする
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項12又は請求項13に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記位相演算手段は、所定周期の演算タイミング毎に、前記目標偏差の位相に対して前記推定出力電圧の位相が進んでいるならば現在設定されている前記正弦波信号の位相を所定の位相調整角だけ遅らせ、前記目標偏差の位相に対して前記推定出力電圧の位相が遅れているならば現在設定されている前記正弦波信号の位相を前記位相調整角だけ進ませることにより、前記正弦波信号の位相の演算を行う
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項11〜請求項14の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差から、前記共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備え、
前記位相設定手段は、前記フィルタ手段により前記周波数成分が除去された後の前記目標偏差に基づいて前記正弦波信号の位相を設定する
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。 - 請求項1〜請求項15の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、
前記基本指令値演算手段は、前記目標電圧と、前記コンバータから出力される前記駆動用電圧とを比較して、該駆動用電圧が前記目標電圧に一致するように前記基本指令値を演算する
ことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。
Priority Applications (2)
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