JP2020182263A

JP2020182263A - 電力変換装置の駆動制御装置

Info

Publication number: JP2020182263A
Application number: JP2019082021A
Authority: JP
Inventors: 不二雄黒川; Fujio Kurokawa
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2019-04-23
Filing date: 2019-04-23
Publication date: 2020-11-05
Anticipated expiration: 2039-04-23
Also published as: JP7250236B2

Abstract

【課題】オーバーシュートおよびアンダーシュートを更に効果的に抑制することができる電力変換装置の駆動制御装置を提供する。【解決手段】電力変換装置の駆動制御装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部から負荷への電流をＰＷＭ制御により制御するものである。駆動制御装置のゲイン演算部４３は、負荷への出力電圧ｅOと目標電圧Ｎｒとの偏差Ｎerrorの絶対値に定数Ｋerrorを乗算し、バイアス値ＫC1を加算して、第１ゲインＫP1を算出する第１演算部４３１と、負荷への出力の傾きＮdevをべき乗したものに、定数Ｋdevを乗算し、バイアス値ＫC2を加算して、第２ゲインＫP2として算出する第２演算部４３２と、第１ゲインＫP1と第２ゲインＫP2とを加算してゲイン調整値ＫP0として出力する加算部４３３と、ゲイン調整値ＫPに基づいて負荷への出力と目標電圧との偏差を是正するＰＷＭ制御を行うＰＩＤ制御部４４とを備えている。【選択図】図３

Description

本発明は、電力変換装置の駆動回路のオン／オフを制御する電力変換装置の駆動制御装置に関するものである。

電力変換装置の一例のスイッチング電源では、駆動回路によるオン／オフの時間比率により出力電力が制御される。駆動回路によるオン／オフは、出力電圧が目的電圧となるよう駆動制御装置によるフィードバック制御により行われる。駆動回路によるオン／オフにより出力電圧は、過渡期にオーバーシュートやアンダーシュートが発生し、徐々に減衰する振幅を繰り返しながら目的電圧へと収束する。従って、このオーバーシュートやアンダーシュート、リンギングなどを抑えることが重要である。

このような駆動回路のオン／オフ制御について、特許文献１に記載されたものが知られている。
特許文献１に記載の電力変換装置の制御回路および制御方法は、オーバーシュートまたはアンダーシュートの期間中に経時減衰するオーバーシュートまたはアンダーシュートの抑制量を付加することで、短時間内にオーバーシュートまたはアンダーシュートを抑制して出力を基準値に近づけるというものである。
具体的には、出力がオーバーシュートしたときには、出力のフィードバック制御量に、オーバーシュートしている期間において定義される経時減衰抑制量を含むオーバーシュート抑制量を付加し、出力がアンダーシュートしたときには、出力のフィードバック制御量に、アンダーシュートしている期間において定義される経時減衰制御量を含むアンダーシュート抑制量を付加する。

特許第５４０１７２９号公報

オーバーシュートおよびアンダーシュートは、速やかな抑制により目標値に収束できることが望ましいが、特許文献１に記載の電力変換装置の制御回路および制御方法では、サンプリング周期を乗算する時間関数により経時減衰抑制量を算出し、スイッチのオン時間を算出しているため、応答に時間が掛かるおそれがある。
従って、オーバーシュートおよびアンダーシュートの抑制について、更なる改良が望まれている。

そこで本発明は、オーバーシュートおよびアンダーシュートを更に効果的に抑制することができる電力変換装置の駆動制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、負荷への電流を制御する電力変換装置の駆動制御装置において、前記負荷への出力と目標値との偏差を第１ゲインとして算出する第１演算部と、前記負荷への出力の傾きをべき乗して第２ゲインとして算出する第２演算部と、前記第１ゲインと前記第２ゲインとを加算してゲイン調整値として出力する加算部と、前記ゲイン調整値に基づいて前記負荷への出力と目標値との偏差を是正する前記ゲインを行うフィードバック制御部とを備えたことを特徴とする。

本発明の電力変換装置の駆動制御装置によれば、第１演算部が負荷への出力と目標値との偏差を第１ゲインとして算出する。また、第２演算部が負荷への出力の傾きをべき乗して第２ゲインとして算出する。そして、加算部が第１ゲインと第２ゲインとを加算したゲイン調整値に基づいて、フィードバック制御部が、負荷への出力と目標値との偏差を是正するゲイン制御を行う。そのため、過渡応答の最初は出力の傾きによる第２ゲインにより抑制でき、その後は偏差による第１ゲインにより抑制できる。従って、オーバーシュートおよびアンダーシュートを抑えることができ、素早く収束させることができる。

前記フィードバック制御部は、前記ゲイン調整値を比例ゲインとした比例制御のみ、または、比例制御に、積分制御または微分制御のいずれか一方または両方を組合せたものとすると、フィードバック制御部を乗算と加算の簡単な処理で実現することができる。

前記第１演算部は、前記負荷への出力と目標値との偏差を算出する偏差演算部と、前記偏差演算部からの偏差の絶対値を算出する第１絶対値演算部と、第１絶対値演算部からの出力に定数を乗算したものにバイアス値を加算して前記第１ゲインを算出する第１ゲイン演算部とを備えたものとすることができる。
偏差演算部と、第１絶対値演算部と、第１ゲイン演算部とを備えた第１演算部とすることにより、出力と目標値との偏差を第１ゲインとして出力することができる。

前記第２演算部は、出力を記憶して、前回の出力を出力するバッファ部と、出力と前回の出力との差を求め、傾きを算出する傾き演算部と、前記傾き演算部からの傾きの絶対値を算出する第２絶対値演算部と、前記第２絶対値演算部からの出力をべき乗して定数を乗算したものに、バイアス値を加算して、前記第２ゲインを算出する第２ゲイン演算部とを備えたものとすることができる。
バッファ部と、傾き演算部と、第２絶対値演算部と、第２ゲイン演算部とを備えた第２演算部とすることにより、出力の傾きを第２ゲインとして出力することができる。

前記加算部からの前記ゲイン調整値が所定の閾値以上であれば、前記ゲイン調整値をそのまま前記フィードバック制御部へ出力し、前記閾値未満であれば、前記ゲイン調整値を、ゲインを抑制するための定数を前記フィードバック制御部へ出力するゲイン抑制部を備えることができる。
ゲイン調整値が閾値以上であれば、大きい偏差を是正することができ、ゲイン調整値が閾値未満であれば、大きなゲインで収束に悪影響を与えることが回避できる。

前記第１演算部による偏差と、前記第２演算部による傾きとの乗算による符号が、プラス符号であれば、前記ゲイン調整値をそのまま前記フィードバック制御部へ出力し、前記符号がマイナス符号であれば、前記ゲイン調整値を、ゲインを抑制するための定数を前記フィードバック制御部へ出力するゲイン抑制部を備えることができる。
出力が目標値から遠ざかる方向に変化している期間では、偏差と傾きの乗算がプラス符号となるため、ゲイン調整値をそのままフィードバック制御部へ出力することで、アンダーシュートの立ち下がりや、オーバーシュートの立ち上がりを、大きく抑制することができる。
また、出力が目標値に向かうように変化している期間では、マイナス符号となるため、ゲイン調整値を、ゲインを抑制するための定数とすることで、過補償によるアンダーシュートやオーバーシュートを引き起こすことが防止できる。

本発明の電力変換装置の駆動制御装置によれば、オーバーシュートおよびアンダーシュートを抑えることができ、素早く収束させることができるので、更に効果的に抑制することができる。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。図１に示す駆動制御装置の構成を説明するための図である。図２に示す駆動制御装置のゲイン演算部の構成を説明するための図である。図２に示す駆動制御装置の動作を説明するためのフローチャートである。目標電圧からプラス方向およびマイナス方向に電圧閾値が設定されたことを説明するための図である。オーバーシュートと立ち上がりまたは立ち下がり、アンダーシュートの立ち下がりまたは立ち上がりによって、ゲイン調整値を切り替えることを説明するための図である。第１のシミュレーションの結果を示す波形図であり、ゲインの調整を行わないときの過渡特性をシミュレーションした波形図である。第２のシミュレーションとして、出力電圧の偏差に対して第１ゲインを調整した場合をシミュレーションした結果を示す波形図であり、（Ａ）はＫ_errorと１としたときの波形図、（Ｂ）はＫ_errorが１０であるときの波形図である。第２のシミュレーションとして、出力電圧の偏差に対して第１ゲインを調整した場合をシミュレーションした結果を示す波形図であり、（Ａ）はＫ_errorと２０としたときの波形図、（Ｂ）はＫ_errorが３０であるときの波形図である。第３のシミュレーションとして、出力電圧の傾きに対して第２ゲインを調整した場合をシミュレーションした結果を示す波形図であり、（Ａ）はＫ_devと１としたときの波形図、（Ｂ）はＫ_devが１０であるときの波形図である。第３のシミュレーションとして、出力電圧の傾きに対して第２ゲインを調整した場合をシミュレーションした結果を示す波形図であり、（Ａ）はＫ_devと２０としたときの波形図、（Ｂ）はＫ_devが４０であるときの波形図である。第４のシミュレーションとして、出力電圧の偏差と傾きと対して第１ゲインと第２ゲインとを組み合わせて調整した場合をシミュレーションした結果を示す波形図であり、Ｋ_errorが１０で、Ｋ_devが２０としたときの波形図である。

（実施の形態）
本発明の実施の形態に係る電力変換装置を図面に基づいて説明する。
図１に示す電力変換装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２と、駆動部３と、駆動制御装置４とを備えている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ部２は、直流電圧を変圧して供給する電圧変換装置であり、本実施の形態では、降圧型コンバータとしている。ＤＣ−ＤＣコンバータ部２は、直流電源Ｂからの電源線Ｌ１とグランド線Ｌ２とが入力端子Ｔ１１，Ｔ１２に接続され、出力端子Ｔ２１，Ｔ２２に負荷Ｒが接続されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ部２は、スイッチング素子Ｔｒと、リアクトルＬと、フライホイールダイオードＤと、キャパシタＣとを備えている。

スイッチング素子Ｔｒは、負荷Ｒへの電流を通過させたり遮断させたりするトランジスタである。本実施の形態では、スイッチング素子Ｔｒはｎ型ＦＥＴとしている。
スイッチング素子Ｔｒは、ドレインが電源線Ｌ１に接続されていると共に、駆動部３に接続されている。

ダイオードＤは、電源線Ｌ１とグランド線Ｌ２との間に接続されている。
リアクトルＬは、電源線Ｌ１に直列に挿入されている。リアクトルＬの一端は、スイッチング素子Ｔｒのソースに接続されていると共に、ダイオードＤのカソードに接続されている。リアクトルＬの他端は、キャパシタＣと負荷Ｒに接続されている。
キャパシタＣは、電源線Ｌ１とグランド線Ｌ２との間に接続されている。

駆動部３は、駆動制御装置４からのＰＷＭ制御のための信号Ｓ_PWMに基づいて、スイッチング素子Ｔｒにオン／オフを指示する信号を駆動するものである。

図２に示すように、駆動制御装置４は、前置増幅部４１と、ＡＤコンバータ部４２と、ゲイン演算部４３と、ＰＩＤ制御部４４と、ＰＷＭ信号生成部４５とを備えている。
前置増幅部４１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧ｅ_o（負荷電圧）を増幅すると共に、ローパスフィルタにより標本化定理を満たすように高周波成分を遮断する。
ＡＤコンバータ部４２は、アナログ信号（アナログ値）をデジタル信号（デジタル値）に変換する。本実施の形態では、ＡＤコンバータ部４２は、例えば、１２ビットのデジタル値に変換している。

ゲイン演算部４３は、目標電圧Ｎｒと出力電圧ｅ_oとの偏差の絶対値と、出力電圧ｅ_oの変化分の絶対値とを加算して、ゲイン調整値として出力する。
ＰＩＤ制御部４４は、ゲイン調整値に基づいて負荷Ｒへの出力（出力電圧ｅ_o）と目標値（目標電圧Ｎｒ）との偏差を是正するゲイン制御を行うフィードバック制御部として機能するものである。
ＰＷＭ信号生成部４５は、ＰＩＤ制御部４４からのスイッチング信号Ｎ_Tonに基づいてゲイン制御をＰＷＭ制御により行うための信号Ｓ_PWMを駆動部３へ出力する。

ここで、ゲイン演算部４３について、図３に基づいて詳細に説明する。
図３に示すゲイン演算部４３は、負荷Ｒへの出力（出力電圧ｅ_o）と目標値（目標電圧Ｎｒ）との偏差の絶対値を演算する第１演算部４３１と、負荷Ｒへの出力（出力電圧ｅ_o）の傾きの絶対値を演算する第２演算部４３２と、加算部４３３と、ゲイン抑制部４３４とを備えている。

第１演算部４３１は、偏差演算部４３ａと、第１絶対値演算部４３ｂと、第１ゲイン演算部４３ｃとを備えている。

偏差演算部４３ａは、ＡＤコンバータ部４２からの出力電圧ｅ_O［ｎ］（デジタル値）を入力して目標電圧Ｎｒとの偏差を求め、偏差Ｎ_errorを出力する。
第１絶対値演算部４３ｂは、偏差演算部４３ａからの偏差Ｎ_errorの絶対値｜Ｎ_error｜を算出する。
第１ゲイン演算部４３ｃは、第１絶対値演算部４３ｂからの出力｜Ｎ_error｜に定数Ｋ_errorを乗算したものに、バイアス値Ｋ_C1を加算して、第１ゲインＫ_P1を算出する。

第２演算部４３２は、バッファ部４３ｄと、傾き演算部４３ｅと、第２絶対値演算部４３ｆと、第２ゲイン演算部４３ｇとを備えている。
バッファ部４３ｄは、出力電圧ｅ_O［ｎ］を記憶して、前回の出力電圧ｅ_O［ｎ−１］を出力する。
傾き演算部４３ｅは、出力電圧ｅ_o［ｎ］と前回の出力電圧ｅ_o［ｎ−１］との差を求め、傾きＮ_devを出力する。
第２絶対値演算部４３ｆは、傾き演算部４３ｅからの傾きＮ_devの絶対値｜Ｎ_dev｜を算出する。
第２ゲイン演算部４３ｇは、第２絶対値演算部４３ｆからの出力｜Ｎ_dev｜を、べき乗数Ｍによるべき乗して定数Ｋ_devを乗算したものに、バイアス値Ｋ_C2を加算して、第２ゲインＫ_P2を算出する。本実施の形態では、Ｎ_devの絶対値（｜Ｎ_dev｜）を自乗している。

加算部４３３は、第１ゲイン演算部４３ｃからの第１ゲインＫ_P1と、第２ゲイン演算部４３ｇからの第２ゲインＫ_P2と、バイアス値Ｋ_Cとを加算して、ゲイン調整値Ｋ_P0を算出する。
ゲイン抑制部４３４は、偏差の絶対値｜Ｎ_error｜と閾値電圧値の絶対値｜Ｖ_th｜とを比較し、その結果に基づいてゲイン調整値Ｋ_Pを設定して、ＰＩＤ制御部４４に出力する。

ここで、電圧閾値Ｖ_thは、例えば、目標電圧Ｎｒの１％とすることができるが、負荷Ｒが要求する電圧精度に応じて適宜決定することができる。
電圧閾値Ｖ_thは、｜Ｎ_error｜が増加して第１値とした｜Ｖ_th｜以上となると、第１値とした｜Ｖ_th｜から小さい第２値とすることができる。また、｜Ｎ_error｜が減少して第３値とした｜Ｖ_th｜未満となると、第３値とした｜Ｖ_th｜から大きい第４値とすることができる。この第１値から第４値は、第１値と第４値は同じ値とすることができ、第２値と第３値を同じ値とすることができる。

このように｜Ｖ_th｜の値を｜Ｎ_error｜の増加または減少に応じて変えることで、ゲイン抑制部４３４にヒステリシス特性を持たせることができ、｜Ｎ_error｜が｜Ｖ_th｜付近で揺らぐように変化したときに、ゲイン調整値Ｋ_Pが振動することを抑止することができる。

以上のように構成された本発明の実施の形態に係る電力変換装置１の動作を、図４に示すフローチャートの流れに従って説明する。
まず、図２に示す前置増幅部４１が負荷Ｒへの出力電圧ｅ_Oを検出すると増幅して、ＡＤコンバータ部４２へ出力する（ステップＳ１０）。
図２および図３に示すＡＤコンバータ部４２は、前置増幅部４１により増幅された出力電圧ｅ_Oをデジタル値であるｅ_O［ｎ］へ変換して、ゲイン演算部４３と、ＰＩＤ制御部４４へ出力する。

まず、図３に示す偏差演算部４３ａが、目標電圧Ｎｒから出力電圧ｅ_O［ｎ］を引き偏差Ｎ_errorを算出する。また、傾き演算部４３ｅでは、バッファ部４３ｄから前回の出力電圧ｅ_O［ｎ−１］を読み出し、出力電圧ｅ_O［ｎ］からの差から、変化分となる傾きＮ_devを算出する。（ステップＳ２０）。
次に、第１絶対値演算部４３ｂが、偏差Ｎ_errorの絶対値｜Ｎ_error｜を算出する。
また、第２絶対値演算部４３ｆが、Ｎ_devの絶対値｜Ｎ_dev｜を算出する（ステップＳ３０）。

次に、ゲイン抑制部４３４が、偏差の絶対値である｜Ｎ_error｜が所定の電圧閾値の絶対値｜Ｖ_th｜以上であるか否かを判断する（ステップＳ４０）。

｜Ｎ_error｜が所定の電圧閾値の絶対値｜Ｖ_th｜未満であるときには、ゲイン抑制部４３４は、ゲインを抑制するための定数Ｋ_pminをゲイン調整値Ｋ_Pとする（ステップＳ５０）。定数Ｋ_pminは、例えば１とすることができる。

図２および図３に示すように、ＰＩＤ制御部４４は、比例ゲインであるゲイン調整値Ｋ_Pに基づいてＰＩＤ制御（Ｐ制御）をＫ_P（Ｎｒ−ｅ_O［ｎ］）に従って行い、偏差を是正するためのスイッチング信号Ｎ_Tonを出力する（ステップＳ６０）。

一方、ステップＳ４０にて、偏差の絶対値である｜Ｎ_error｜が所定の電圧閾値の絶対値｜Ｖ_th｜以上であると判定された場合には、ゲイン抑制部４３４は、Ｎ_dev×Ｎ_errorが０未満であるか否かを判定する（ステップＳ７０）。
Ｎ_dev×Ｎ_errorが０以上である場合には、ゲイン抑制部４３４は、ステップＳ５０へ移行して、ゲイン調整値Ｋ_P0より小さい値となる定数であり、ゲインを抑制するための定数Ｋ_pminをゲイン調整値Ｋ_Pとする。

ステップＳ７０にて、Ｎ_dev×Ｎ_errorが０未満であると判定された場合には、第１ゲイン演算部４３ｃが第１ゲインＫ_P1を算出し、第２ゲイン演算部４３ｇが、第２ゲインＫ_P2を算出する（ステップＳ８０）。
具体的には、第１ゲイン演算部４３ｃは、偏差Ｎ_errorの絶対値｜Ｎ_error｜に定数Ｋ_errorを乗算し、バイアス値Ｋ_C1を加算することで、第１ゲインＫ_P1を算出する。
また、第２ゲイン演算部４３ｇは、傾きＮ_devの絶対値｜Ｎ_dev｜をべき乗して定数Ｋ_devを乗算し、バイアス値Ｋ_C2を加算することで、第２ゲインＫ_P2を算出する。

第１ゲインＫ_P1が算出され、第２ゲインＫ_P2が算出されると、加算部４３３が、第１ゲインＫ_P1と、第２ゲインＫ_P2と、バイアス値Ｋ_Cとを加算して、ゲイン調整値Ｋ_P0を出力する（ステップＳ９０）。

そして、ゲイン抑制部４３４は、ＰＩＤ制御部４４へのゲイン調整値Ｋ_Pとしてゲイン調整値Ｋ_P0を出力して、ステップＳ６０へ移行する（ステップＳ１００）。

そして、ＰＷＭ信号生成部４５は、スイッチング信号Ｎ_Tonに基づいてＰＷＭ制御のための信号Ｓ_PWMを駆動部３へ出力する。駆動部３は、信号Ｓ_PWMを増幅して、スイッチング素子Ｔｒをオンまたはオフすることで、負荷Ｒへの電流を通過させたり、遮断させたりする。

ここで、ゲイン抑制部４３４によるゲインの抑制について、図面に基づいて詳細に説明する。
まず、出力電圧ｅ_Oが過渡状態であるか否かによって、ゲイン調整値Ｋ_pを切り替えている点について説明する。
図５に示すように、出力電圧ｅ_Oが過渡状態であるか否かを判断するために目標電圧Ｅ_o ^*からプラス方向およびマイナス方向にＶ_thの幅を持たせて電圧閾値が設定される。
図４に示すように、ステップＳ４０にて、偏差の絶対値である｜Ｎ_error｜が所定の電圧閾値の絶対値｜Ｖ_th｜以上であるか否かを判定している。
そして、｜Ｎ_error｜が｜Ｖ_th｜未満であれば、ゲイン抑制部４３４は、ステップＳ５０にて、定数Ｋ_pminをゲイン調整値Ｋ_Pとしている。
また、｜Ｎ_error｜が｜Ｖ_th｜以上であれば、Ｎ_devとＮ_errorとの符号にもよるが、ゲイン抑制部４３４は、ステップＳ１００にてＫ_P0をゲイン調整値Ｋ_Pとしている。

従って、出力電圧ｅ_Oが電圧閾値Ｖ_thを超えると過渡状態と見なし、系が不安定条件になっても構わないので、大きなゲイン（Ｋ_P0→Ｋ_P）の調整を行うことで、大きく是正することができる。
出力電圧ｅ_Oが過渡状態でない定常状態では、小さいゲイン（Ｋ_pmin→Ｋ_P）の調整を行うことで、大きなゲインによる調整で、収束に悪影響を与えることを抑えることができ、出力平滑キャパシタを小さい容量とすることができるので、小型化を図ることができる。
また、出力平滑キャパシタが小さいと過渡時の振動の周波数も高くなり、時定数は逆に小さくなるため、速く収束させることができる。

次に、オーバーシュートと立ち上がりまたは立ち下がり、アンダーシュートの立ち下がりまたは立ち上がりによって、ゲイン調整値Ｋ_pを切り替えている点について説明する。
図６に示すように、出力電圧ｅ_Oが、アンダーシュートにより、目標電圧Ｅ_o ^*から、マイナス方向に遠ざかるように変化しているＴ１期間では、偏差Ｎ_errorはマイナス符号となり、傾きＮ_devもマイナス符号となる。
Ｔ１期間から目標電圧Ｅ_o ^*に向かうように変化するＴ２期間では、偏差Ｎ_errorはマイナス符号となり、傾きＮ_devはプラス符号となる。
Ｔ２期間から目標電圧Ｅ_o ^*を超えて、プラス方向に遠ざかるように変化しているＴ３期間では、偏差Ｎ_errorはプラス符号となり、傾きＮ_devはマイナス符号となる。
Ｔ３期間から目標電圧Ｅ_o ^*に向かうように変化するＴ４期間では、偏差Ｎ_errorはプラス符号となり、傾きＮ_devはマイナス符号となる。

従って、出力電圧ｅ_Oが目標電圧Ｅ_o ^*から遠ざかる方向に変化している期間（Ｔ１期間，Ｔ３期間）では、偏差Ｎ_errorと傾きＮ_devの乗算は、プラス符号となる。
従って、ステップＳ１００にて、ゲイン調整値Ｋ_P0をゲイン調整値Ｋ_Pとすることで、アンダーシュートの立ち下がりや、オーバーシュートの立ち上がりを、大きく抑制することができる。
反対に、目標電圧Ｅ_o ^*に向かうように変化している期間（Ｔ２期間，Ｔ４期間）では、偏差Ｎ_errorと傾きＮ_devの乗算は、マイナス符号となる。
従って、ステップＳ６０にて、ゲイン調整値Ｋ_Pを定数Ｋ_pminとすることで、Ｋ_P0より十分に小さい値とすることができるので、過補償によるアンダーシュートやオーバーシュートを引き起こすことが防止できる。

（シミュレーションの実施）
図１から図３に示す電力変換装置について、シミュレーションによって、オーバーシュートおよびアンダーシュートなどの過渡特性を確認する。
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２のリアクトルＬを１８９μＨ、キャパシタＣを１０００μＦ、負荷Ｒのステップ変化を２５Ωから５Ωとした。
また、ＰＩＤ制御のゲインとして、Ｉ制御によるゲインＫ_I＝０．０１、Ｄ制御によるゲインＫ_D＝１とする。更に、Ｋ_C1＝Ｋ_C2＝１、Ｍ＝２に設定して、シミュレーションを行う。なお、これらのパラメータは、実際の回路では負荷に応じて適時決定することができる。例えば、Ｋ_P1またはＫ_P2が０にならなければ、Ｋ_C1,Ｋ_C2は０でもよい。

（第１のシミュレーション）
まず、第１のシミュレーションとして、ゲインの調整を行わないときの過渡特性をシミュレーションした。
ＰＩＤ制御のゲインは、ゲインの調整を行わないため、Ｋ_P＝１である。結果を図７に示す。
図７に示す波形では、ｅ_Oのアンダーシュートおよび収束時間はそれぞれ約５％および約４．５ｍｓであり、ｉ_Lのオーバーシュートは６０％であった。

（第２のシミュレーション）
次に、第２のシミュレーションとして、第１ゲイン演算部４３ｃが演算するＫ_P1＝Ｋ_error｜Ｎ_error｜＋Ｋ_C1に従って、ゲインの調整を行った場合の過渡特性をシミュレーションした。シミュレーション結果を図８および図９に示す。
図８および図９に示す波形では、全体的に振動的な応答へと変化しており、偏差の絶対値の係数Ｋ_errorが１（図８（Ａ）参照）または１０（図８（Ｂ）参照）の場合では、ｅ_Oのアンダーシュートが抑制され、収束が速くなっている。しかし、その分ｉ_Lのオーバーシュートが大きくなっている。

また、Ｋ_Pの変化を見るとｅ_Oの偏差に応じてゲインが調整されていることがわかる。これに応じてＮ_Tonの変化も、ゲイン調整しない場合と比較して、急激な立ち上がりとなっている。Ｋ_errorが２０（図９（Ａ）参照）または３０（図９（Ｂ）参照）のときは、Ｋ_errorが大きすぎるので、系の安定性が徐々に損なわれ、収束が遅れたり、そもそも収束しなかったりしている。
この第２のシミュレーションではｅ_Oの波形で比較した場合、Ｋ_errorが１０のときが最も良好な過渡特性が得られ、ｅ_Oのアンダーシュートおよび収束時間はそれぞれ約１％および約１ｍｓであった。

（第３のシミュレーション）
次に、第３のシミュレーションとして、第２ゲイン演算部４３ｇが演算するＫ_P2＝Ｋ_dev｜Ｎ_dev｜²＋Ｋ_C2に従ってゲインの調整を行った場合の過渡特性をシミュレーションした。シミュレーション結果を図１０および図１１に示す。
図１０および図１１に示すように、全体的に波形の振動が抑えられるような傾向にあり、ｅ_Oの収束は逆に緩やかになった。しかし、Ｋ_devを十分に大きくすると高速な応答を得られたが、ｅ_Oがほぼ収束している状態での僅かなｅ_Oの傾きに対して大きくゲインが変わってしまうため、振動が残っているのがわかる。

また、過渡状態に入った直後はｅ_Oの傾きが急なので、かなり大きなＫ_Pとなり、それに伴ってＮ_Tonも急激に変化している。これによってｅ_Oのアンダーシュートは抑制されているが、その分ｉ_Lのオーバーシュートが大きくなっており、急峻なピーク電流が現れている。それ以降、ｅ_Oの収束まで傾きは緩やかになるため、過渡状態の初期ほどのＮ_Tonの変化はなく、応答の改善はそれほど期待できない。過渡状態における初期の改善の観点で見ると、Ｋ_devが２０（図１１（Ａ）参照）である場合に、ｅ_Oのアンダーシュートを抑制しつつ、ｉ_Lのオーバーシュートを避けることができている。

（第４のシミュレーション）
最後に、第４のシミュレーションとして、第２シミュレーションでのｅ_Oの偏差によるＫ_P1の調整（図８および図９参照）と、第３シミュレーションでのｅ_Oの傾きによるＫ_P2の調整（図１０および図１１参照）とを組み合わせて、シミュレーションした。

偏差と傾きとの組み合わせによるため、ゲイン調整の式は、Ｋ_P0＝Ｋ_P1＋Ｋ_P2＋Ｋ_C、Ｋ_P1＝Ｋ_error｜Ｎ_error｜、Ｋ_P2＝Ｋ_dev｜Ｎ_dev｜^M＋Ｋ_Cで表される。
このように、Ｋ_P1およびＫ_P2を足し合わせて最終的なＫ_P0の値（Ｋ_Pの値）を決定しており、これまでと同様にｅ_Oが目標値に収束したときに、Ｋ_Pが１となるように定数Ｋ_Cを１に設定している。
シミュレーション結果を、図１２に示す。図１２では、Ｋ_error＝１０およびＫ_dev＝２０としたときの過渡特性を示している。

まず、第２のシミュレーションである、ｅ_Oの偏差に対してＫ_Pを調整した場合では、図８および図９に示されるように、アンダーシュートまたはオーバーシュートが発生した後のリンギングに対して大きな影響を与えていることがわかる。
また、第３のシミュレーションである、ｅ_Oの傾きに対してＫ_Pを調整した場合では、図１０および図１１に示されるように、アンダーシュートまたはオーバーシュートに対して大きな影響を与えていることがわかる。

従って、ｅ_Oの偏差および傾きに対してＫ_Pを調整した場合では、図１２に示す過渡特性の波形からも判るように、過渡応答の最初はｅ_Oの傾きによる調整が支配的であり、その後はｅ_Oの偏差による調整が支配的になっている。
このとき、傾きによる調整は、図３に示す第２ゲイン演算部４３ｇが、｜Ｎ_dev｜をべき乗しているため、傾きによる第２ゲインは傾きが大きければ大きいほど指数的に抑制の度合いを高めることができる。
その結果、ｅ_Oのアンダーシュートは抑えられ、振動的な応答にはなっているものの素早く収束させることができている。ｅｏのアンダーシュートおよび収束時間はそれぞれ約１％および約１ｍｓで、ｉ_Lのオーバーシュートは８０％であった。
第４のシミュレーションでは、このように良好な結果を得られており、ゲイン調整として、偏差と傾きとを組み合わせ、電圧関数とすることにより、過渡特性の改善に非常に有効であると言える。

本実施の形態では、電力変換装置１としてＤＣ−ＤＣコンバータを例に説明したが、ＡＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣインバータでもよい。
電力変換装置１は、ＰＷＭ信号生成部４５からの信号Ｓ_PWMによりＰＷＭ制御を行っているが、シリーズ方式により制御するようにしてもよい。
フィードバック制御部としてＰＩＤ制御を行うＰＩＤ制御部４４としているが、Ｐ制御（比例制御）のみとしたり、Ｐ制御にＩ制御（積分制御）またはＤ制御（微分制御）のいずれかを組み合わせたものとしたりしてもよい。
また、ＰＩＤ制御部４４は、フィードバック制御部はデジタルフィルタを採用してもよい。
更に、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２からの出力電圧に基づいてゲイン調整値を算出していたが、出力電流、電力、インピーダンスに基づいて偏差や傾きを求めるようにしてもよい。この場合、目標値は目標電流、目標電力、目標インピーダンスとなる。

本発明の電力変換装置の駆動制御装置は、直流や交流、小電流から大電流まで、様々な負荷に電源を供給する装置に好適である。

１電力変換装置
２ＤＣ−ＤＣコンバータ部
３駆動部
４駆動制御装置
４１前置増幅部
４２ＡＤコンバータ部
４３ゲイン演算部
４３１第１演算部
４３２第２演算部
４３３加算部
４３４ゲイン抑制部
４３ａ偏差演算部
４３ｂ第１絶対値演算部
４３ｃ第１ゲイン演算部
４３ｄバッファ部
４３ｅ傾き演算部
４３ｆ第２絶対値演算部
４３ｇ第２ゲイン演算部
４４ＰＩＤ制御部
４５ＰＷＭ信号生成部
Ｂ直流電源
Ｔｒスイッチング素子
Ｌリアクトル
Ｄダイオード
Ｃキャパシタ
Ｒ負荷
Ｌ１電源線
Ｌ２グランド線
Ｔ１１，Ｔ１２入力端子
Ｔ２１，Ｔ２２出力端子

Claims

負荷への電流をゲイン制御する電力変換装置の駆動制御装置において、
前記負荷への出力と目標値との偏差を第１ゲインとして算出する第１演算部と、
前記負荷への出力の傾きをべき乗して第２ゲインとして算出する第２演算部と、
前記第１ゲインと前記第２ゲインとを加算してゲイン調整値として出力する加算部と、
前記ゲイン調整値に基づいて前記負荷への出力と目標値との偏差を是正する前記ゲイン制御を行うフィードバック制御部とを備えた電力変換装置の駆動制御装置。
前記フィードバック制御部は、前記ゲイン調整値を比例ゲインとした比例制御のみ、または、比例制御に、積分制御または微分制御のいずれか一方または両方を組合せたものである請求項１記載の電力変換装置の駆動制御装置。
前記第１演算部は、前記負荷への出力と目標値との偏差を算出する偏差演算部と、前記偏差演算部からの偏差の絶対値を算出する第１絶対値演算部と、第１絶対値演算部からの出力に定数を乗算したものにバイアス値を加算して前記第１ゲインを算出する第１ゲイン演算部とを備えた請求項１または２記載の電力変換装置の駆動制御装置。
前記第２演算部は、出力を記憶して、前回の出力を出力するバッファ部と、出力と前回の出力との差を求め、傾きを算出する傾き演算部と、前記傾き演算部からの傾きの絶対値を算出する第２絶対値演算部と、前記第２絶対値演算部からの出力をべき乗して定数を乗算したものに、バイアス値を加算して、前記第２ゲインを算出する第２ゲイン演算部とを備えた請求項１から３のいずれかの項に記載の電力変換装置の駆動制御装置。
前記加算部からの前記ゲイン調整値が所定の閾値以上であれば、前記ゲイン調整値をそのまま前記フィードバック制御部へ出力し、前記閾値未満であれば、前記ゲイン調整値を、ゲインを抑制するための定数を前記フィードバック制御部へ出力するゲイン抑制部を備えた請求項１から４のいずれかの項に記載の電力変換装置の駆動制御装置。
前記第１演算部による偏差と、前記第２演算部による傾きとの乗算による符号が、プラス符号であれば、前記ゲイン調整値をそのまま前記フィードバック制御部へ出力し、前記符号がマイナス符号であれば、前記ゲイン調整値を、ゲインを抑制するための定数を前記フィードバック制御部へ出力するゲイン抑制部を備えた請求項１から５のいずれかの項に記載の電力変換装置の駆動制御装置。