WO2015159902A2

WO2015159902A2 - 電力変換回路の制御装置

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Publication number: WO2015159902A2
Application number: PCT/JP2015/061521
Authority: WO
Inventors: 黒川不二雄
Original assignee: 国立大学法人長崎大学
Priority date: 2014-04-14
Filing date: 2015-04-14
Publication date: 2015-10-22
Also published as: WO2015159902A3; JPWO2015159902A1; JP6564366B2

Abstract

【課題】　出力電流を検出せずに、当該出力電流の値を予測し、当該予測電流と出力電圧と入力電圧とに基づき、オンタイムまたはターンオフ時刻を決定する。【解決手段】　制御部は、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ（ｎ）、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏ（ｎ）およびディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊に基づきオンタイムを決定する。　制御部は、（ｉ）ｎ回（通常、今回）のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ（ｎ）およびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏ（ｎ）と、（ｉｉ）（ｎ－１）回のスイッチング周期における、前記オンタイムの計算結果Ｔ_{ｏｎ（ｎ－１）}とから、ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値を予測し、前記予測したディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊を用いてｎ回のスイッチング周期におけるオンタイムＮ_{Ｔｏｎ（ｎ）}を生成する。

Description

電力変換回路の制御装置

　本発明は、電力スイッチのターンオンとターンオフとを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御技術に関する。
　具体的には、本発明は、出力電流を検出せずに、当該出力電流の値を予測し、当該予測電流と出力電圧と入力電圧とに基づき、オンタイムまたはターンオフ時刻を決定する電力変換回路の制御技術に関する。

　図１に、電力変換回路９の出力電流ｉ_ｏを検出して制御を行う制御装置８を示す。
　電力変換回路９は、直流電源９１と、電力スイッチ９２と、転流ダイオード９３と、リアクトル９４と、キャパシタ９５と、出力電流検出用抵抗９６とからなる。
　直流電源９１（「Ｅ_ｉａ」としても示す）の一端子（図１では（＋）端子）に、入力端子ａ_１を介して電力スイッチ９２が接続されている。直流電源９１の他端子（図１では（－）端子）は、入力端子ａ_２を介してグランドＧＮＤに接続されている。

　電力スイッチ９２の出力端子とグランドＧＮＤとの間に転流ダイオード９３（「Ｄ_Ｆ」としても示す）が接続されている。転流ダイオード９３は、カソードが電力スイッチ９２（「Ｔｒ」としても示す）の出力端子に接続され、アノードがグランドＧＮＤに接続されている。
　電力スイッチ９２の出力端子および転流ダイオード９３のカソード端子にはリアクトル９４（「Ｌ」としても示す）の一端子が接続されている。

　リアクトル９４の他端子は、電力変換回路９の出力端子ｂ_１に接続されている。
　リアクトル９４の他端子および出力端子ｂ_１にはキャパシタ９５（「Ｃ」としても示す）の一端子が接続され、キャパシタ９５の他端子はグランドＧＮＤに接続されている。
　負荷９６（「Ｒ」としても示す）は出力端子ｂ_１，ｂ_２間に接続されている。出力端子ｂ_２とグランドＧＮＤとの間には出力電流検出用抵抗９６（「ｒ_ｄ」としても示す）が接続されている。

　図１に示す電力変換回路９の制御装置８は、増幅部８１、ＡＤ変換部８２、制御部８３および駆動部（ＰＷＭ信号生成回路）８４を備えている。
　増幅部８１は、電力変換回路９の、アナログ入力電圧Ｅ_ｉａを増幅するプリアンプ８１１と、アナログ出力電流ｉ_ｏを増幅するプリアンプ８１２と、アナログ出力電圧ｅ_ｏを増幅するプリアンプ８１３とからなる。
　ＡＤ変換部８２は、プリアンプ８１１からのアナログ入力電圧Ｅ_ｉａをディジタル入力電圧値Ｅ_ｉに変換するＡＤ変換器８２１と、プリアンプ８１２からのアナログ出力電流ｉ_ｏをディジタル出力電圧値Ｉ_ｏに変換するＡＤ変換器８２２と、プリアンプ８１３からのアナログ出力電圧ｅ_ｏをディジタル出力電圧値Ｅ_ｏに変換するＡＤ変換器８２３とからなる。

　制御部８３は、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、ディジタル出力電流値Ｉ_ｏおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを入力する。
　本実施形態では、制御部８３は、バイアス量計算部８３１、ＰＩＤ制御量生成部８３２およびスイッチング制御量生成部８３３からなる。
　ＰＩＤ制御量生成部８３２は、ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを入力し、ＰＩＤ制御量Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ）}を生成する。
　ＰＩＤ制御量Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ）}は、式（Ａ１）で表される。
　　Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ）}＝－｛Ｋ_Ｐ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_Ｒ）
＋Ｋ_ＩΣＮ_Ｉ（ｋ）＋Ｋ_Ｄ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_{ｅｏ（ｎ－１）}）｝＋ｂｉａｓ
　　（Ａ１）

　式（Ａ１）において、変数，定数等は以下のように定義される。
　Ｋ_Ｐ：比例制御量ゲイン
　Ｋ_Ｉ：積分制御量ゲイン
　Ｋ_Ｄ：微分制御量ゲイン
　Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}：今回のサンプリングにおけるディジタル出力電圧値（予測値）に相当する数値
　Ｎ_{ｅｏ（ｎ－１）}：１回前のディジタル出力電圧値（実測値）に相当する数値
　Ｎ_Ｒ：比例制御定数
　Ｎ_Ｉ（ｋ）：積分値（数値）

　バイアス量計算部８３１は、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ（ｎ）およびディジタル出力電流値Ｉ_ｏ（ｎ）を入力し、ＰＩＤ制御量Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ）}に加えるべきバイアス量Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}を計算する。
　スイッチング制御量生成部８３３は、式（Ａ２）を計算することで、最適なオンタイム制御量Ｎ_{Ｔｏｎ（ｎ）}を生成している。
　　Ｎ_{Ｔｏｎ（ｎ）}＝Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}＋Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ）}
　　　（Ａ２）
　式（Ａ２）において、Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}は以下のように定義される。
　Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}：オンタイムのバイアス量

　バイアス量計算部８３１は、電流連続モードでは、式（Ａ３）によってバイアス量Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}を計算することができる。
　Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}＝（Ｎ_ＴＳ／Ｅ_ｉ）ｒ_ｄＥ_ｏ ^＊＋Ｎ_ＢＣ
　　　（Ａ３）
　出力電流予測部８３１は、電流不連続モードでは、式（Ａ４）によってバイアス量Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}を計算することができる。
　Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}＝Ｎ_ＴＳ〔（２Ｅ_ｏ ^＊ＬＩ_ｏ（ｎ））／｛Ｅ_ｉ（Ｅ_ｉ－Ｅ_ｏ ^＊）Ｔ_ｓ｝〕^１／２＋Ｎ_ＢＤ
　　　（Ａ４）

　式（Ａ３）および式（Ａ４）における変数，定数等は以下のように定義される。
　Ｎ_ＴＳ：スイッチング周期Ｔ_ｓの大きさについて決められた数値
　Ｅ_ｉ：ディジタル入力電圧値
　Ｅ_ｏ ^＊：出力電圧目標値（ディジタル値）
　ｒ_ｄ：出力電流検出用抵抗に相当するディジタル値
　Ｉ_ｏ（ｎ）：実測したディジタル出力電流値
　ｎ_１：時間により増大する変数
　Ｔ_ｓ：スイッチング周期
　Ｎ_ＢＣ，Ｎ_ＢＤ：数値定数
　Ｌ：リアクトルのインダクタンス

　ところで、図１の電力制御装置では、上述したように電力変換回路９の出力側に出力電流検出用抵抗９６を設け、電流検出用抵抗９６に生じる電圧降下を検出している。
　このため、電力損失が常に生じるという問題がある。
　本発明の目的は、出力電流の検出をせずに（すなわち、電流検出用抵抗を備えずに）、出力電流の値を予測し、出力電流の予測電流と出力電圧と入力電圧とに基づきオンタイムまたはターンオフ時刻を決定する電力変換回路の制御装置を提供することである。

　本発明の電力変換回路の制御装置は、電流制御、電圧制御または電力制御を行なうもので、以下を要旨とする。
〔１〕
　電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
　前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅ_ｉａをディジタル入力電圧値Ｅ_ｉに変換し、前記電力変換回路のアナログ出力電圧ｅ_ｏをディジタル出力電圧値Ｅ_ｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
　前記ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊に基づきオンタイムＴ_ｏｎ、オフタイムＴ_ｏｆｆ、スイッチング周期Ｔ_ｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量Ｎ_Ｔｘとして決定する制御部と、
　前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
　前記制御部は、
　前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘについての基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘを生成する基本制御量生成部と、
　前記ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、および、過去のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果から、前記将来のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
　前記出力電流予測部により予測計算されたディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊またはさらに既に予測計算されたディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成するモデル制御量生成部と、
　前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘに組み込まれた前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔２〕
　〔１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　出力電流予測部は、
　さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔３〕
　前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
　前記出力電流予測部は、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　前記モデル制御量生成部は、
　　前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
　　前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔４〕
　〔１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔５〕
　〔１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、前記モデル制御量Ｎ_Ｔｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔６〕
　電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
　前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅ_ｉａおよびアナログ出力電圧ｅ_ｏをディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
　前記ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊に基づきオンタイムＴ_ｘ、オフタイムＴ_ｏｆｆ、スイッチング周期Ｔ_ｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量Ｎ_Ｔｘとして決定する制御部と、
　前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
　前記制御部は、
　（ｎ＋１）回（ｎは正の整数）のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘについての基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘを生成する基本制御量生成部と、
　　最新のディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、および、
　　ｎ回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果Ｔ_ｘ（ｎ）から、
（ｎ＋１）回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
　前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊を用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（たとえば、Ｎ_{Ｔｘ＿ｍ（ｎ＋１）}）を生成するモデル制御量生成部と、
　前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘに組み込まれた前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔７〕
　〔６〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　出力電流予測部は、
　さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔８〕
　前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔６〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
　前記出力電流予測部は、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　前記モデル制御量生成部は、
　　前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
　　前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔９〕
　〔６〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔１０〕
　〔６〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、前記モデル制御量Ｎ_Ｔｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔１１〕
　電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
　前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅ_ｉａおよびアナログ出力電圧ｅ_ｏをディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
　前記ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊に基づきオンタイムＴ_ｘ、オフタイムＴ_ｏｆｆ、スイッチング周期Ｔ_ｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量Ｎ_Ｔｘとして決定する制御部と、
　前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
　前記制御部は、
　（ｎ＋１）回（ｎは正の整数）のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘについての基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘを生成する基本制御量生成部と、
　　最新のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、および、
　　ｎ回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果Ｔ_ｘ（ｎ）、
　　（ｎ－１）回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果Ｔ_{ｘ（ｎ－１）}、
　・・・
　　（ｎ－ｋ＋１）回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果Ｔ_{ｘ（ｎ－ｋ＋１）}、
から（ただし、ｋ＝２，３，・・・）、（ｎ＋１）回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
　前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊を用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（たとえば、Ｎ_{Ｔｘ＿ｍ（ｎ＋１）}）を生成するモデル制御量生成部と、
　前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘに組み込まれた前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔１２〕
　〔１１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　出力電流予測部は、
　さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔１３〕
　前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔１１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
　前記出力電流予測部は、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　前記モデル制御量生成部は、
　　前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
　　前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する電力変換回路の制御装置。

〔１４〕
　〔１１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。

〔１５〕
　〔１１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、前記モデル制御量Ｎ_Ｔｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。

　電流連続制御領域における出力電流は以下のように算出される。
　ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊は、下記の式（Ｂ１）～（Ｂ８）に示す回路タイプに応じた入出力電圧比を表す式に基づき計算することができる。
　なお、式（Ｂ１）～（Ｂ８）において各要素は次のように定義されている。
　Ｔ_ｏｎ：オンタイム
　Ｔ_ｏｆｆ：オフタイム
　Ｔ_ｓ：スイッチング周期
　Ｒ：負荷抵抗
　ｒ：回路抵抗
　ｎ：トランスの巻き線

　昇圧型回路の入出力電圧比Ｅ_ｏ／Ｅ_ｉは、式（Ｂ１）で表される。

　　（Ｂ１）

　降圧型回路の入出力電圧比Ｅ_ｏ／Ｅ_ｉは、式（Ｂ２）で表される。

　　（Ｂ２）

　フォワード型回路の入出力電圧比Ｅ_ｏ／Ｅ_ｉは、式（Ｂ３）で表される。

　　（Ｂ３）

　昇降圧型回路の入出力電圧比Ｅ_ｏ／Ｅ_ｉは、式（Ｂ４）で表される。

　　（Ｂ４）

　たとえば、式（Ｂ１）から、昇圧型回路における出力電流値Ｉ_ｏの計算式（B５）が得られる。

　　（Ｂ５）

　式（Ｂ２）から、降圧型回路における出力電流値Ｉ_ｏの計算式（B６）が得られる。

　　（Ｂ６）

　式（Ｂ３）から、フォワード型回路における出力電流値Ｉ_ｏの計算式（B７）が得られる。

　　（Ｂ７）

　式（Ｂ４）から、昇降圧型回路における出力電流値Ｉ_ｏの計算式（B８）が得られる。

　　（Ｂ８）

　電流不連続制御領域における出力電流は以下のように算出される。
　ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊は、下記の式（Ｂ９）～（Ｂ１６）に示す回路タイプに応じた入出力電圧比を表す式に基づき計算することができる。
　なお、式（Ｂ９）～（Ｂ１６）において各要素は次のように定義されている。
　Ｔ_ｏｎ：オンタイム
　Ｔ_ｏｆｆ：オフタイム
　Ｔ_ｓ：スイッチング周期
　Ｒ：負荷抵抗
　ｒ：回路抵抗
　ｎ：トランスの巻き線

　昇圧型回路の入出力電圧比Ｅ_ｏ／Ｅ_ｉは、式（Ｂ９－１），（Ｂ９－２）で表される。

　　（Ｂ９－１）

　　（Ｂ９－２）

　降圧型回路の入出力電圧比Ｅ_ｏ／Ｅ_ｉは、式（Ｂ１０－１），（Ｂ１０－２）で表される。

　　（Ｂ１０－１）

　　（Ｂ１０－２）

　フォワード型回路の入出力電圧比Ｅ_ｏ／Ｅ_ｉは、式（Ｂ１１－１），（Ｂ１１－２）で表される。

　　（Ｂ１１－１）

　　（Ｂ１１－２）

　昇降圧型回路の入出力電圧比Ｅ_ｏ／Ｅ_ｉは、式（Ｂ１２－１），（Ｂ１２－２）で表される。

　　（Ｂ１２－１）

　　（Ｂ１２－２）

　たとえば、式（Ｂ９－１），（Ｂ９－２）から、昇圧型回路における出力電流値Ｉ_ｏの計算式（B１３）が得られる。

　　（Ｂ１３）

　式（Ｂ１０－１），（Ｂ１０－２）から、降圧型回路における出力電流値Ｉ_ｏの計算式（B１４）が得られる。

　　（Ｂ１４）

　式（Ｂ１１－１），（Ｂ１１－２）から、フォワード型回路における出力電流値Ｉ_ｏの計算式（B１５）が得られる。

　　（Ｂ１５）

　なお、式（Ｂ１２－１），（Ｂ１２－２）から、昇降圧型回路における出力電流値Ｉ_ｏの計算式が得られる。

　出力電流を検出せずに、出力電流の値を予測し、この予測電流（ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊）と入力電圧（ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ）と出力電圧（ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏ）とに基づきオンタイムＴ_ｏｎ、オフタイムＴ_ｏｆｆ、スイッチング周期Ｔ_ｓを決定することができる。
　本発明の制御装置では、モデル制御量生成部が基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘに組み込まれているので、負荷の急速な変化や外乱に対して応答性が高い制御が行われる。

従来の出力電流予測式の電力変換回路および制御装置を示す図である。図２は本発明の一実施形態にかかる電力変換回路および制御装置を示す図である。図３は、本発明における制御部の動作を示すタイムチャートである。図４は本発明の第２実施形態にかかる電力変換回路および制御装置を示す図である。図５は、本発明の電力変換回路の制御装置の動作例を示す図である。図６は図２の制御装置１Ａの変形例を示す制御装置１Ｂの説明図である。図７は本発明の他の実施形態にかかる電力変換回路２および制御装置１Ｃを示す図である。図８は図７の制御装置１Ｃの変形例を示す制御装置１Ｄの説明図である。

　図２は本発明の電力変換回路の制御装置の実施形態を示す説明図である。
　図２において、電力変換回路２は、直流電源２１と、電力スイッチ２２と、転流ダイオード２３と、リアクトル２４と、キャパシタ２５とからなる。
　直流電源２１（「Ｅ_ｉａ」としても示す）の一端子（図１では（＋）端子）に、入力端子ａ_１を介して電力スイッチ２２が接続されている。直流電源２１の他端子（図２では（－）端子）は、入力端子ａ_２を介してグランドＧＮＤに接続されている。

　電力スイッチ２２の出力端子とグランドＧＮＤとの間に転流ダイオード２３（「Ｄ_Ｆ」としても示す）が接続されている。転流ダイオード２３は、カソードが電力スイッチ２２（「Ｔｒ」としても示す）の出力端子に接続され、アノードがグランドＧＮＤに接続されている。
　電力スイッチ２２の出力端子および転流ダイオード２３のカソード端子にはリアクトル２４（「Ｌ」としても示す）の一端子が接続されている。
　リアクトル２４の他端子は、電力変換回路２の出力端子ｂ_１に接続されている。
　リアクトル２４の他端子および出力端子ｂ_１にはキャパシタ２５（「Ｃ」としても示す）の一端子が接続され、キャパシタ２５の他端子はグランドＧＮＤに接続されている。
　負荷２６（「Ｒ」としても示す）は出力端子ｂ_１，ｂ_２間に接続されている。

　電力変換回路２は、電力スイッチ２２のターンオンとターンオフとを繰り返して行うことで、リアクトル２４へのエネルギーの蓄積と、リアクトル２４からのエネルギーの放出を繰り返して行う。

　制御装置１Ａは、増幅部１１、ＡＤ変換部１２、制御部１３および駆動部１４を備えている。
　増幅部１１は、電力変換回路２のアナログ入力電圧Ｅ_ｉａを増幅するプリアンプ１１１と、アナログ出力電圧ｅ_ｏを増幅するプリアンプ１１２とからなる。
　ＡＤ変換部１２は、プリアンプ１１１からのアナログ入力電圧Ｅ_ｉａをディジタル入力電圧値Ｅ_ｉに変換するＡＤ変換器１２１と、プリアンプ１１２からのアナログ出力電圧ｅ_ｏをディジタル出力電圧値Ｅｏに変換するＡＤ変換器１２２とからなる。

　以下、制御部１３による制御を説明する。なお、図３に、制御部のタイムチャートを併記する。
　本実施形態では、制御部１３は、基本制御量生成部１３１、出力電流予測部１３２、モデル制御量生成部１３３およびスイッチング制御量生成部１３４からなる。
　基本制御量生成部１３１は、ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを入力し、基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｏｎを生成する。
　図２では、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるスイッチのターンオフのタイミングを生成する場合を図２により説明する。

　図２では、（ｎ＋１）回のスイッチング周期における基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｏｎが、Ｎ＿Ｂ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}で表されている。
　本実施形態では、基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｏｎは、ＰＩＤ制御量Ｎ＿ＰＩＤ_Ｔｏｎである。
　本明細書では、ＰＩＤ制御とは、比例・積分・微分制御を含むことはもちろん、比例・積分制御、比例・微分制御等、２つの制御要素からなる制御をも含む。

　基本制御量生成部１３１は、式（Ｃ１）に示す制御量を生成する。
　　　Ｎ＿Ｂ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}＝Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}
　　＝－｛Ｋ_Ｐ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_Ｒ）＋Ｋ_ＩΣＮ_Ｉ（ｋ）
　　　＋Ｋ_Ｄ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_{ｅｏ（ｎ－１）}）｝＋ｂｉａｓ　　　（Ｃ１）

　出力電流予測部１３２は、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるスイッチングサイクル（ｎ回のスイッチングサイクル）より１回前（ｎ回）のスイッチング周期におけるオンタイムの計算結果Ｎ_{Ｔｏｎ（ｎ）}を入力している。
　オンタイムの計算結果Ｎ_{Ｔｏｎ（ｎ）}は、ｎ回のサンプリング期間が開始するときには、既に終了している（図３の符号Ａを参照）。

　また、出力電流予測部１３２は、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを取得している。
　ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏは、図３では、ｎ回のスイッチング周期におけるサンプリングにより求めているので、（ｎ）の添え字を付加して示されている。

　ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏは、一スイッチング周期中に何度も行なわれることがある。この場合には、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとして、最も新しいサンプリング値を採用することができる。たとえば、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとして、（ｎ＋１）回のスイッチング周期の初期におけるサンプリング値を採用することができる（符号Ｂ参照）。

　出力電流予測部１３２は、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏと、ｎ回のスイッチング周期における、オンタイムの計算結果Ｔ_{ｏｎ（ｎ）}とから、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）}を予測することができる。たとえば、ディジタル出力電流予測値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊は、具体的には、後述する式（Ｃ３）で与えられる。

　出力電流予測部１３２は、Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊とディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとに基づき、電力変換回路２の現在の動作が、電流連続制御領域での動作か、電流不連続領域での動作かを検出している。
　そして、出力電流予測部１３２は、電力変換回路２の現在の動作が、電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行をモデル制御量生成部１３３に指示し、電力変換回路２の現在の動作が、電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行をモデル制御量生成部１３３に指示する。図２では、指示のための信号をＭ＿ＳＥＴで示す。

　モデル制御量生成部１３３は、ディジタル出力電流予測値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊を用いて（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるモデル制御量ＭＯＤＬ（本実施形態では、ＭＯＤＥＬ_{（ｎ＋１）}＝Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）}）を生成することができる。
　たとえば、モデル制御量ＭＯＤＥＬ_{（ｎ＋１）}（Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）}）は、具体的には、後述する式（Ｃ４）で与えられる。

　スイッチング制御量生成部１３４には、オンタイムＮ_{Ｔｏｎ（ｎ）}を決定することができる。
　スイッチング制御量生成部１３４において、生成されるオンタイムＮ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}は、
　　Ｎ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}＝Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）}＋Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}
　　（Ｃ２）
　Ｎ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるオンタイム
　Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるＰＩＤ制御量
　Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）}：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるモデル制御量（モデル制御量ＭＯＤＥＬ_{（ｎ＋１）}（＝Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）}））
で表される。
　これにより、スイッチング制御量生成部１３４は、式（Ｃ２）のＮ_{Ｔｏｎ（ｎ＋１）}を駆動部１４に送出し、駆動部１４は電力スイッチにターンオフ信号Ｓ_ＯＦＦを送出する。本実施形態では、駆動部１４は、ＰＷＭ信号生成回路である。

　以下、制御装置１Ａの動作を説明する。
　Ｎ＿Ｂ_Ｔｘ＝Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ）}
　　　　　＝－｛Ｋ_Ｐ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_Ｒ）＋Ｋ_ＩΣＮ_Ｉ（ｋ）
　　　　　　＋Ｋ_Ｄ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_{ｅｏ（ｎ－１）}）｝＋ｂｉａｓ
として定義されたとき、
　Ｎ_Ｔｘ＝ＭＯＤＥＬ＋Ｎ＿Ｂ_Ｔｘ
　　　　＝ＭＯＤＥＬ－｛Ｋ_Ｐ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_Ｒ）＋Ｋ_ＩΣＮ_Ｉ（ｋ）
　　　　　　＋Ｋ_Ｄ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_{ｅｏ（ｎ－１）}）｝＋ｂｉａｓ
として、Ｎ_Ｔｘが定義されている
　制御装置１Ａが電力変換回路２を電流連続モードで制御する場合には、出力電流予測部１３２は、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）}を、ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉ_ｏ（ｎ）に基づき予測する。
　ディジタル出力電流の予測値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊として、式（Ｃ３）で表されたものを採用することができる。
　　Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊＝Ｔ_{ｏｎ（ｎ）}｛Ｅ_{ｉ（ｎ＋１）}／（Ｔ_ｓｒＥ_{ｏ（ｎ＋１）}）｝
　　（Ｃ３）
　そして、モデル制御量生成部１３３は、オンタイムのバイアス量Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）}を式（Ｃ４）により決定する。
　Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）}
　＝（Ｎ_ＴＳ／Ｅ_ｉ）〔Ｅ_ｏ＋ｒ｛Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊＋ｋ_１（Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊－Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｅｘｐ（－ｋ_２×ｎ_１）｝〕＋Ｎ_ＢＣ
　　（Ｃ４）

　Ｔ_ｓ：スイッチング周期
　ｒ：電流経路中の抵抗
　Ｎ_ＴＳ：スイッチング周期Ｔ_ｓの大きさについて決められた数値
　Ｅ_ｉ：ディジタル入力電圧値
　Ｅ_ｏ：ディジタル出力電圧値
　Ｉ_ｏ（ｎ）：計算により求めたｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
　Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流予測値
　Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊：ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流予測値
　ｋ_１：定数
　ｋ_２：時定数
　ｎ_１：時間が経過に対応する変数
　Ｎ_ＢＣ：定数

　制御装置１Ａが電力変換回路２を電流不連続モードで制御する場合にも、出力電流予測部１３２は、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）}を、ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉ_ｏ（ｎ）に基づき予測する。この場合には、ディジタル出力電流の予測値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊として、式（Ｃ５）で表されるものを採用することができる。
　そして、モデル制御量生成部１３３は、オンタイムのバイアス量（ＭＯＤＥＬ_{（ｎ＋１）}＝）Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）}を式（Ｃ６）により決定する。
　　Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊＝Ｔ_{ｏｎ（ｎ）}Ｅ_{ｉ（ｎ＋１）}（Ｅ_{ｉ（ｎ＋１）}－Ｅ_{ｏ（ｎ＋１）}Ｔ_ｓ）
／（Ｔ_ｓ ^２２ＬＥ_{ｏ（ｎ＋１）}）
　　（Ｃ５）

　　（Ｃ６）

　Ｔ_ｓ：スイッチング周期
　Ｌ：リアクトルのインダクタンス
　ｒ：リアクトルの抵抗
　Ｎ_ＴＳ：スイッチング周期Ｔ_ｓの大きさについて決められた数値
　Ｅ_ｉ：ディジタル入力電圧値
　Ｅ_ｏ ^＊：出力電圧目標値（ディジタル値）
　Ｉ_ｏ（ｎ）：計算により求めたｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電
　Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）}：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
　Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊：ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
　ｋ_１：定数
　ｋ_２：時定数
　ｎ_１：時間が経過に対応する変数
　Ｎ_ＢＤ：定数

　式（Ｃ３）および式（Ｃ４）で示した予測値はデューティ比や出力電圧変化の影響を大きく受け、システムが不安定になることがある。
　このような事態を想定して、オンタイムのバイアス量Ｎ_{Ｔｏｎ＿ｍ（ｎ）}に閾値（上限または下限）を設けておくことができる。

　図４（Ａ），（Ｂ）に、無負荷の状態から負荷を接続ときの、本実施形態による、出力電圧ｅ_ｏおよびリアクトル電流ｉ_Ｌの制御の様子を示す（ただし、ＫＰ＝４，ＫＩ＝０．０００８，ＫＤ＝４とした）。
　参考のため、図４（Ｃ），（Ｄ）に、無負荷の状態から負荷を接続ときの、従来技術による、出力電圧ｅ_ｏおよびリアクトル電流ｉ_Ｌの制御の様子を示す（ただし、ＫＰ＝４，ＫＩ＝０．０１６，ＫＤ＝４とした）。

　また、システムが発振してしまい、不安定になることを防止するために、以下に示すように予測値を修整することができる。
　予測値修正部１３３は、ｎ回の出力電流予測値ｉ_ｏ（ｎ）に定数を付加した値を、（ｎ＋１）回の出力電流予測値ｉ_{ｏ（ｎ＋１）}の値としている。

　具体的には、（ｎ＋１）回の出力電流予測値ｉ_ｏ（ｎ） ^＊と、前回の出力電流予測値ｉ_ｏ（ｎ） ^＊との差分（ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊－ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）に変化率ＣＲを乗算し、これをＧＡＰと定義する。
　そして、１回前の出力電流予測値ｉ_ｏ（ｎ）の値にＧＡＰを加算し、これを今回（ｎ回）の出力電流予測値ｉ_{ｏ（ｎ＋１）}と定義する。
　こうすることで、システムの発振が防止される。
　予測値修正部１３３は、上記のＧＡＰの加算に限らず、適宜の方法で出力電流予測値ｉ_ｏ（ｎ）を修整することができる。

　図５に、本発明の電力変換回路の制御装置の動作例を示す。
　図５（Ａ）は負荷がステップ変化したときの出力電圧ｅ_ｏを示す図、図５（Ｂ）は、このときの出力電流Ｉｏと出力予測電流Ｉ_ｏ ^＊を示す図である。
　ここでは、ｋ１＝３０，ｋ２＝３０、Ｋ_Ｐ＝４，ＫＤ＝４，ＫＩ＝０．０００８としてある。
　図５からわかるように、本発明によれば、優れた過渡特性を得ることができる。

　図５では、過渡特性のオーバーシュート（あるいはアンダシュート）の抑制および収束を早めるために、変化直後に、Ｔ_ｏｎの幅を任意の時間、最小（あるいは最大）とし、その後、Ｉｏの変化分にｋ_１ｅｘｐ（－ｋ_２・ｔ）を乗じて収束させる。これにより、出力電圧およびリアクトル電流ともに良好な過渡特性を得ることができる。

　図６は図２の制御装置１Ａの変形例を示す説明図である。
　図２の制御装置１Ａでは、出力電流予測部１３２は、出力電圧Ｅ_ｏを入力して、ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊を生成したが、図６の制御装置１Ｂでは、出力電流予測部１３２は、出力電圧目標値Ｅ_ｏ ^＊を使用している。

　図７および図８は、本発明の電力変換回路の制御装置の他の実施形態を示す説明図である。
　図７の制御装置１Ｃおよび図８の制御装置１Ｄにおいては、
　Ｎ＿Ｂ_Ｔｘ＝Ｎ＿ＰＩＤ_{Ｔｏｎ（ｎ）}
　　　　　＝－｛Ｋ_Ｐ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_Ｒ）＋Ｋ_ＩΣＮ_Ｉ（ｋ）
　　　　　　＋Ｋ_Ｄ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_{ｅｏ（ｎ－１）}）｝＋ｂｉａｓ
として定義されたとき、
　Ｎ_Ｔｘ＝－｛Ｋ_Ｐ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－ＭＯＤＥＬ）＋Ｋ_ＩΣＮ_Ｉ（ｋ）
　　　　　　＋Ｋ_Ｄ（Ｎ_{ｅｏ（ｎ）}－Ｎ_{ｅｏ（ｎ－１）}）｝＋ｂｉａｓ
として、Ｎ_Ｔｘが定義されてよい。

　１　制御装置
　１１　増幅部
　１２　ＡＤ変換部
　１３　制御部
　１３１　出力電流予測部
　１３２　ＰＩＤ制御量生成部
　１３３　スイッチング制御量生成部
　１３４　予測値修正部
　１４　駆動部
　２　電力変換回路
　２１　直流電源
　２２　電力スイッチ
　２３　転流ダイオード
　２４　リアクトル
　２５　キャパシタ
　２６　負荷

Claims

　電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
　前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅ_ｉａをディジタル入力電圧値Ｅ_ｉに変換し、前記電力変換回路のアナログ出力電圧ｅ_ｏをディジタル出力電圧値Ｅ_ｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
　前記ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊に基づきオンタイムＴ_ｏｎ、オフタイムＴ_ｏｆｆ、スイッチング周期Ｔ_ｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量Ｎ_Ｔｘとして決定する制御部と、
　前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
　前記制御部は、
　前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘについての基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘを生成する基本制御量生成部と、
　前記ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、および、過去のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果から、前記将来のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
　前記出力電流予測部により予測計算されたディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊またはさらに既に予測計算されたディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成するモデル制御量生成部と、
　前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘに組み込まれた前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
　出力電流予測部は、
　さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
　前記出力電流予測部は、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　前記モデル制御量生成部は、
　　前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
　　前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、前記モデル制御量Ｎ_Ｔｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
　前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅ_ｉａおよびアナログ出力電圧ｅ_ｏをディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
　前記ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊に基づきオンタイムＴ_ｘ、オフタイムＴ_ｏｆｆ、スイッチング周期Ｔ_ｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量Ｎ_Ｔｘとして決定する制御部と、
　前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
　前記制御部は、
　（ｎ＋１）回（ｎは正の整数）のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘについての基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘを生成する基本制御量生成部と、
　　最新のディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、および、
　　ｎ回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果Ｔ_ｘ（ｎ）から、
（ｎ＋１）回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
　前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊を用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（たとえば、Ｎ_{Ｔｘ＿ｍ（ｎ＋１）}）を生成するモデル制御量生成部と、
　前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘに組み込まれた前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
　出力電流予測部は、
　さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
　前記出力電流予測部は、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　前記モデル制御量生成部は、
　　前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
　　前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、前記モデル制御量Ｎ_Ｔｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
　前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅ_ｉａおよびアナログ出力電圧ｅ_ｏをディジタル入力電圧値Ｅ_ｉおよびディジタル出力電圧値Ｅ_ｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
　前記ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊に基づきオンタイムＴ_ｘ、オフタイムＴ_ｏｆｆ、スイッチング周期Ｔ_ｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量Ｎ_Ｔｘとして決定する制御部と、
　前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
　前記制御部は、
　（ｎ＋１）回（ｎは正の整数）のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘについての基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘを生成する基本制御量生成部と、
　　最新のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ｅ_ｉ、および、
　　ｎ回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果Ｔ_ｘ（ｎ）、
　　（ｎ－１）回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果Ｔ_{ｘ（ｎ－１）}、
　・・・
　　（ｎ－ｋ＋１）回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘの計算結果Ｔ_{ｘ（ｎ－ｋ＋１）}、
から（ただし、ｋ＝２，３，・・・）、（ｎ＋１）回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
　前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Ｉ_{ｏ（ｎ＋１）} ^＊を用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（たとえば、Ｎ_{Ｔｘ＿ｍ（ｎ＋１）}）を生成するモデル制御量生成部と、
　前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿Ｂ_Ｔｘに組み込まれた前記スイッチング制御量Ｎ_Ｔｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　請求項１１に記載の電力変換回路の制御装置において、
　出力電流予測部は、
　さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅ_ｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項１１に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ ^＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅ_ｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
　前記出力電流予測部は、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　　前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
　前記モデル制御量生成部は、
　　前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
　　前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する電力変換回路の制御装置。
　請求項１１に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
　請求項１１に記載の電力変換回路の制御装置において、
　モデル制御量生成部は、前記モデル制御量Ｎ_Ｔｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉ_ｏ（ｎ） ^＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。