JPWO2015159902A1 - 電力変換回路の制御装置 - Google Patents

電力変換回路の制御装置 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2015159902A1
JPWO2015159902A1 JP2016513801A JP2016513801A JPWO2015159902A1 JP WO2015159902 A1 JPWO2015159902 A1 JP WO2015159902A1 JP 2016513801 A JP2016513801 A JP 2016513801A JP 2016513801 A JP2016513801 A JP 2016513801A JP WO2015159902 A1 JPWO2015159902 A1 JP WO2015159902A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
current
control
model
conversion circuit
power conversion
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2016513801A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6564366B2 (ja
Inventor
不二雄 黒川
不二雄 黒川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nagasaki University
Original Assignee
Nagasaki University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nagasaki University filed Critical Nagasaki University
Publication of JPWO2015159902A1 publication Critical patent/JPWO2015159902A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6564366B2 publication Critical patent/JP6564366B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

【課題】出力電流を検出せずに、当該出力電流の値を予測し、当該予測電流と出力電圧と入力電圧とに基づき、オンタイムまたはターンオフ時刻を決定する。【解決手段】制御部は、ディジタル入力電圧値Ｅｉ（ｎ）、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏ（ｎ）およびディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ）＊に基づきオンタイムを決定する。制御部は、（ｉ）ｎ回（通常、今回）のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ｅｉ（ｎ）およびディジタル出力電圧値Ｅｏ（ｎ）と、（ｉｉ）（ｎ−１）回のスイッチング周期における、前記オンタイムの計算結果Ｔｏｎ（ｎ−１）とから、ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値を予測し、前記予測したディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ）＊を用いてｎ回のスイッチング周期におけるオンタイムＮＴｏｎ（ｎ）を生成する。【選択図】 図２

Description

本発明は、電力スイッチのターンオンとターンオフとを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御技術に関する。
具体的には、本発明は、出力電流を検出せずに、当該出力電流の値を予測し、当該予測電流と出力電圧と入力電圧とに基づき、オンタイムまたはターンオフ時刻を決定する電力変換回路の制御技術に関する。
図１に、電力変換回路９の出力電流ｉｏを検出して制御を行う制御装置８を示す。
電力変換回路９は、直流電源９１と、電力スイッチ９２と、転流ダイオード９３と、リアクトル９４と、キャパシタ９５と、出力電流検出用抵抗９６とからなる。
直流電源９１（「Ｅｉａ」としても示す）の一端子（図１では（＋）端子）に、入力端子ａ１を介して電力スイッチ９２が接続されている。直流電源９１の他端子（図１では（−）端子）は、入力端子ａ２を介してグランドＧＮＤに接続されている。
電力スイッチ９２の出力端子とグランドＧＮＤとの間に転流ダイオード９３（「ＤＦ」としても示す）が接続されている。転流ダイオード９３は、カソードが電力スイッチ９２（「Ｔｒ」としても示す）の出力端子に接続され、アノードがグランドＧＮＤに接続されている。
電力スイッチ９２の出力端子および転流ダイオード９３のカソード端子にはリアクトル９４（「Ｌ」としても示す）の一端子が接続されている。
リアクトル９４の他端子は、電力変換回路９の出力端子ｂ１に接続されている。
リアクトル９４の他端子および出力端子ｂ１にはキャパシタ９５（「Ｃ」としても示す）の一端子が接続され、キャパシタ９５の他端子はグランドＧＮＤに接続されている。
負荷９６（「Ｒ」としても示す）は出力端子ｂ１，ｂ２間に接続されている。出力端子ｂ２とグランドＧＮＤとの間には出力電流検出用抵抗９６（「ｒｄ」としても示す）が接続されている。
図１に示す電力変換回路９の制御装置８は、増幅部８１、ＡＤ変換部８２、制御部８３および駆動部（ＰＷＭ信号生成回路）８４を備えている。
増幅部８１は、電力変換回路９の、アナログ入力電圧Ｅｉａを増幅するプリアンプ８１１と、アナログ出力電流ｉｏを増幅するプリアンプ８１２と、アナログ出力電圧ｅｏを増幅するプリアンプ８１３とからなる。
ＡＤ変換部８２は、プリアンプ８１１からのアナログ入力電圧Ｅｉａをディジタル入力電圧値Ｅｉに変換するＡＤ変換器８２１と、プリアンプ８１２からのアナログ出力電流ｉｏをディジタル出力電圧値Ｉｏに変換するＡＤ変換器８２２と、プリアンプ８１３からのアナログ出力電圧ｅｏをディジタル出力電圧値Ｅｏに変換するＡＤ変換器８２３とからなる。
制御部８３は、ディジタル入力電圧値Ｅｉ、ディジタル出力電流値Ｉｏおよびディジタル出力電圧値Ｅｏを入力する。
本実施形態では、制御部８３は、バイアス量計算部８３１、ＰＩＤ制御量生成部８３２およびスイッチング制御量生成部８３３からなる。
ＰＩＤ制御量生成部８３２は、ディジタル出力電圧値Ｅｏを入力し、ＰＩＤ制御量Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ）を生成する。
ＰＩＤ制御量Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ）は、式（Ａ１）で表される。
Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ）＝−｛ＫＰ（Ｎｅｏ（ｎ）−ＮＲ）
＋ＫＩΣＮＩ（ｋ）＋ＫＤ（Ｎｅｏ（ｎ）−Ｎｅｏ（ｎ−１））｝＋ｂｉａｓ
（Ａ１）
式（Ａ１）において、変数，定数等は以下のように定義される。
ＫＰ：比例制御量ゲイン
ＫＩ：積分制御量ゲイン
ＫＤ：微分制御量ゲイン
Ｎｅｏ（ｎ）：今回のサンプリングにおけるディジタル出力電圧値（予測値）に相当する数値
Ｎｅｏ（ｎ−１）：１回前のディジタル出力電圧値（実測値）に相当する数値
ＮＲ：比例制御定数
ＮＩ（ｋ）：積分値（数値）
バイアス量計算部８３１は、ディジタル入力電圧値Ｅｉ（ｎ）およびディジタル出力電流値Ｉｏ（ｎ）を入力し、ＰＩＤ制御量Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ）に加えるべきバイアス量ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）を計算する。
スイッチング制御量生成部８３３は、式（Ａ２）を計算することで、最適なオンタイム制御量ＮＴｏｎ（ｎ）を生成している。
ＮＴｏｎ（ｎ）＝ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）＋Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ）
（Ａ２）
式（Ａ２）において、ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）は以下のように定義される。
ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）：オンタイムのバイアス量
バイアス量計算部８３１は、電流連続モードでは、式（Ａ３）によってバイアス量ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）を計算することができる。
ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）＝（ＮＴＳ／Ｅｉ）ｒｄＥｏ ＊＋ＮＢＣ
（Ａ３）
出力電流予測部８３１は、電流不連続モードでは、式（Ａ４）によってバイアス量ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）を計算することができる。
ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）＝ＮＴＳ〔（２Ｅｏ ＊ＬＩｏ（ｎ））／｛Ｅｉ（Ｅｉ−Ｅｏ ＊）Ｔｓ｝〕１／２＋ＮＢＤ
（Ａ４）
式（Ａ３）および式（Ａ４）における変数，定数等は以下のように定義される。
ＮＴＳ：スイッチング周期Ｔｓの大きさについて決められた数値
Ｅｉ：ディジタル入力電圧値
Ｅｏ ＊：出力電圧目標値（ディジタル値）
ｒｄ：出力電流検出用抵抗に相当するディジタル値
Ｉｏ（ｎ）：実測したディジタル出力電流値
ｎ１：時間により増大する変数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＢＣ，ＮＢＤ：数値定数
Ｌ：リアクトルのインダクタンス
ところで、図１の電力制御装置では、上述したように電力変換回路９の出力側に出力電流検出用抵抗９６を設け、電流検出用抵抗９６に生じる電圧降下を検出している。
このため、電力損失が常に生じるという問題がある。
本発明の目的は、出力電流の検出をせずに（すなわち、電流検出用抵抗を備えずに）、出力電流の値を予測し、出力電流の予測電流と出力電圧と入力電圧とに基づきオンタイムまたはターンオフ時刻を決定する電力変換回路の制御装置を提供することである。
本発明の電力変換回路の制御装置は、電流制御、電圧制御または電力制御を行なうもので、以下を要旨とする。
〔１〕
電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅｉａをディジタル入力電圧値Ｅｉに変換し、前記電力変換回路のアナログ出力電圧ｅｏをディジタル出力電圧値Ｅｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
前記ディジタル入力電圧値Ｅｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊に基づきオンタイムＴｏｎ、オフタイムＴｏｆｆ、スイッチング周期Ｔｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量ＮＴｘとして決定する制御部と、
前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、
前記スイッチング制御量ＮＴｘについての基本制御量Ｎ＿ＢＴｘを生成する基本制御量生成部と、
前記ディジタル入力電圧値Ｅｉ、および、過去のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果から、前記将来のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
前記出力電流予測部により予測計算されたディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊またはさらに既に予測計算されたディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成するモデル制御量生成部と、
前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿ＢＴｘに組み込まれた前記スイッチング制御量ＮＴｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔２〕
〔１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
出力電流予測部は、
さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔３〕
前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
前記出力電流予測部は、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記モデル制御量生成部は、
前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔４〕
〔１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔５〕
〔１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、前記モデル制御量ＮＴｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔６〕
電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅｉａおよびアナログ出力電圧ｅｏをディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
前記ディジタル入力電圧値Ｅｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊に基づきオンタイムＴｘ、オフタイムＴｏｆｆ、スイッチング周期Ｔｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量ＮＴｘとして決定する制御部と、
前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、
（ｎ＋１）回（ｎは正の整数）のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘについての基本制御量Ｎ＿ＢＴｘを生成する基本制御量生成部と、
最新のディジタル入力電圧値Ｅｉ、および、
ｎ回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果Ｔｘ（ｎ）から、
（ｎ＋１）回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ＋１） ＊を用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（たとえば、ＮＴｘ＿ｍ（ｎ＋１））を生成するモデル制御量生成部と、
前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿ＢＴｘに組み込まれた前記スイッチング制御量ＮＴｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔７〕
〔６〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
出力電流予測部は、
さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔８〕
前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔６〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
前記出力電流予測部は、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記モデル制御量生成部は、
前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔９〕
〔６〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔１０〕
〔６〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、前記モデル制御量ＮＴｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔１１〕
電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅｉａおよびアナログ出力電圧ｅｏをディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
前記ディジタル入力電圧値Ｅｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊に基づきオンタイムＴｘ、オフタイムＴｏｆｆ、スイッチング周期Ｔｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量ＮＴｘとして決定する制御部と、
前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、
（ｎ＋１）回（ｎは正の整数）のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘについての基本制御量Ｎ＿ＢＴｘを生成する基本制御量生成部と、
最新のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ｅｉ、および、
ｎ回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果Ｔｘ（ｎ）、
（ｎ−１）回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果Ｔｘ（ｎ−１）、
・・・
（ｎ−ｋ＋１）回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果Ｔｘ（ｎ−ｋ＋１）、
から（ただし、ｋ＝２，３，・・・）、（ｎ＋１）回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ＋１） ＊を用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（たとえば、ＮＴｘ＿ｍ（ｎ＋１））を生成するモデル制御量生成部と、
前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿ＢＴｘに組み込まれた前記スイッチング制御量ＮＴｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔１２〕
〔１１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
出力電流予測部は、
さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔１３〕
前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する〔１１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
前記出力電流予測部は、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
前記モデル制御量生成部は、
前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する電力変換回路の制御装置。
〔１４〕
〔１１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
〔１５〕
〔１１〕に記載の電力変換回路の制御装置において、
モデル制御量生成部は、前記モデル制御量ＮＴｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
電流連続制御領域における出力電流は以下のように算出される。
ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊は、下記の式（Ｂ１）〜（Ｂ８）に示す回路タイプに応じた入出力電圧比を表す式に基づき計算することができる。
なお、式（Ｂ１）〜（Ｂ８）において各要素は次のように定義されている。
Ｔｏｎ：オンタイム
Ｔｏｆｆ：オフタイム
Ｔｓ：スイッチング周期
Ｒ：負荷抵抗
ｒ：回路抵抗
ｎ：トランスの巻き線
昇圧型回路の入出力電圧比Ｅｏ／Ｅｉは、式（Ｂ１）で表される。
（Ｂ１）
降圧型回路の入出力電圧比Ｅｏ／Ｅｉは、式（Ｂ２）で表される。
（Ｂ２）
フォワード型回路の入出力電圧比Ｅｏ／Ｅｉは、式（Ｂ３）で表される。
（Ｂ３）
昇降圧型回路の入出力電圧比Ｅｏ／Ｅｉは、式（Ｂ４）で表される。
（Ｂ４）
たとえば、式（Ｂ１）から、昇圧型回路における出力電流値Ｉｏの計算式（B５）が得られる。
（Ｂ５）
式（Ｂ２）から、降圧型回路における出力電流値Ｉｏの計算式（B６）が得られる。
（Ｂ６）
式（Ｂ３）から、フォワード型回路における出力電流値Ｉｏの計算式（B７）が得られる。
（Ｂ７）
式（Ｂ４）から、昇降圧型回路における出力電流値Ｉｏの計算式（B８）が得られる。
（Ｂ８）
電流不連続制御領域における出力電流は以下のように算出される。
ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊は、下記の式（Ｂ９）〜（Ｂ１６）に示す回路タイプに応じた入出力電圧比を表す式に基づき計算することができる。
なお、式（Ｂ９）〜（Ｂ１６）において各要素は次のように定義されている。
Ｔｏｎ：オンタイム
Ｔｏｆｆ：オフタイム
Ｔｓ：スイッチング周期
Ｒ：負荷抵抗
ｒ：回路抵抗
ｎ：トランスの巻き線
昇圧型回路の入出力電圧比Ｅｏ／Ｅｉは、式（Ｂ９−１），（Ｂ９−２）で表される。
（Ｂ９−１）
（Ｂ９−２）
降圧型回路の入出力電圧比Ｅｏ／Ｅｉは、式（Ｂ１０−１），（Ｂ１０−２）で表される。
（Ｂ１０−１）
（Ｂ１０−２）
フォワード型回路の入出力電圧比Ｅｏ／Ｅｉは、式（Ｂ１１−１），（Ｂ１１−２）で表される。
（Ｂ１１−１）
（Ｂ１１−２）
昇降圧型回路の入出力電圧比Ｅｏ／Ｅｉは、式（Ｂ１２−１），（Ｂ１２−２）で表される。
（Ｂ１２−１）
（Ｂ１２−２）
たとえば、式（Ｂ９−１），（Ｂ９−２）から、昇圧型回路における出力電流値Ｉｏの計算式（B１３）が得られる。
（Ｂ１３）
式（Ｂ１０−１），（Ｂ１０−２）から、降圧型回路における出力電流値Ｉｏの計算式（B１４）が得られる。
（Ｂ１４）
式（Ｂ１１−１），（Ｂ１１−２）から、フォワード型回路における出力電流値Ｉｏの計算式（B１５）が得られる。
（Ｂ１５）
なお、式（Ｂ１２−１），（Ｂ１２−２）から、昇降圧型回路における出力電流値Ｉｏの計算式が得られる。
出力電流を検出せずに、出力電流の値を予測し、この予測電流（ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊）と入力電圧（ディジタル入力電圧値Ｅｉ）と出力電圧（ディジタル出力電圧値Ｅｏ）とに基づきオンタイムＴｏｎ、オフタイムＴｏｆｆ、スイッチング周期Ｔｓを決定することができる。
本発明の制御装置では、モデル制御量生成部が基本制御量Ｎ＿ＢＴｘに組み込まれているので、負荷の急速な変化や外乱に対して応答性が高い制御が行われる。
従来の出力電流予測式の電力変換回路および制御装置を示す図である。 図２は本発明の一実施形態にかかる電力変換回路および制御装置を示す図である。 図３は、本発明における制御部の動作を示すタイムチャートである。 図４は本発明の第２実施形態にかかる電力変換回路および制御装置を示す図である。 図５は、本発明の電力変換回路の制御装置の動作例を示す図である。 図６は図２の制御装置１Ａの変形例を示す制御装置１Ｂの説明図である。 図７は本発明の他の実施形態にかかる電力変換回路２および制御装置１Ｃを示す図である。 図８は図７の制御装置１Ｃの変形例を示す制御装置１Ｄの説明図である。
図２は本発明の電力変換回路の制御装置の実施形態を示す説明図である。
図２において、電力変換回路２は、直流電源２１と、電力スイッチ２２と、転流ダイオード２３と、リアクトル２４と、キャパシタ２５とからなる。
直流電源２１（「Ｅｉａ」としても示す）の一端子（図１では（＋）端子）に、入力端子ａ１を介して電力スイッチ２２が接続されている。直流電源２１の他端子（図２では（−）端子）は、入力端子ａ２を介してグランドＧＮＤに接続されている。
電力スイッチ２２の出力端子とグランドＧＮＤとの間に転流ダイオード２３（「ＤＦ」としても示す）が接続されている。転流ダイオード２３は、カソードが電力スイッチ２２（「Ｔｒ」としても示す）の出力端子に接続され、アノードがグランドＧＮＤに接続されている。
電力スイッチ２２の出力端子および転流ダイオード２３のカソード端子にはリアクトル２４（「Ｌ」としても示す）の一端子が接続されている。
リアクトル２４の他端子は、電力変換回路２の出力端子ｂ１に接続されている。
リアクトル２４の他端子および出力端子ｂ１にはキャパシタ２５（「Ｃ」としても示す）の一端子が接続され、キャパシタ２５の他端子はグランドＧＮＤに接続されている。
負荷２６（「Ｒ」としても示す）は出力端子ｂ１，ｂ２間に接続されている。
電力変換回路２は、電力スイッチ２２のターンオンとターンオフとを繰り返して行うことで、リアクトル２４へのエネルギーの蓄積と、リアクトル２４からのエネルギーの放出を繰り返して行う。
制御装置１Ａは、増幅部１１、ＡＤ変換部１２、制御部１３および駆動部１４を備えている。
増幅部１１は、電力変換回路２のアナログ入力電圧Ｅｉａを増幅するプリアンプ１１１と、アナログ出力電圧ｅｏを増幅するプリアンプ１１２とからなる。
ＡＤ変換部１２は、プリアンプ１１１からのアナログ入力電圧Ｅｉａをディジタル入力電圧値Ｅｉに変換するＡＤ変換器１２１と、プリアンプ１１２からのアナログ出力電圧ｅｏをディジタル出力電圧値Ｅｏに変換するＡＤ変換器１２２とからなる。
以下、制御部１３による制御を説明する。なお、図３に、制御部のタイムチャートを併記する。
本実施形態では、制御部１３は、基本制御量生成部１３１、出力電流予測部１３２、モデル制御量生成部１３３およびスイッチング制御量生成部１３４からなる。
基本制御量生成部１３１は、ディジタル出力電圧値Ｅｏを入力し、基本制御量Ｎ＿ＢＴｏｎを生成する。
図２では、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるスイッチのターンオフのタイミングを生成する場合を図２により説明する。
図２では、（ｎ＋１）回のスイッチング周期における基本制御量Ｎ＿ＢＴｏｎが、Ｎ＿ＢＴｏｎ（ｎ＋１）で表されている。
本実施形態では、基本制御量Ｎ＿ＢＴｏｎは、ＰＩＤ制御量Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎである。
本明細書では、ＰＩＤ制御とは、比例・積分・微分制御を含むことはもちろん、比例・積分制御、比例・微分制御等、２つの制御要素からなる制御をも含む。
基本制御量生成部１３１は、式（Ｃ１）に示す制御量を生成する。
Ｎ＿ＢＴｏｎ（ｎ＋１）＝Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ＋１）
＝−｛ＫＰ（Ｎｅｏ（ｎ）−ＮＲ）＋ＫＩΣＮＩ（ｋ）
＋ＫＤ（Ｎｅｏ（ｎ）−Ｎｅｏ（ｎ−１））｝＋ｂｉａｓ （Ｃ１）
出力電流予測部１３２は、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるスイッチングサイクル（ｎ回のスイッチングサイクル）より１回前（ｎ回）のスイッチング周期におけるオンタイムの計算結果ＮＴｏｎ（ｎ）を入力している。
オンタイムの計算結果ＮＴｏｎ（ｎ）は、ｎ回のサンプリング期間が開始するときには、既に終了している（図３の符号Ａを参照）。
また、出力電流予測部１３２は、ディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏを取得している。
ディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏは、図３では、ｎ回のスイッチング周期におけるサンプリングにより求めているので、（ｎ）の添え字を付加して示されている。
ディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏは、一スイッチング周期中に何度も行なわれることがある。この場合には、ディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏとして、最も新しいサンプリング値を採用することができる。たとえば、ディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏとして、（ｎ＋１）回のスイッチング周期の初期におけるサンプリング値を採用することができる（符号Ｂ参照）。
出力電流予測部１３２は、ディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏと、ｎ回のスイッチング周期における、オンタイムの計算結果Ｔｏｎ（ｎ）とから、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉｏ（ｎ＋１）を予測することができる。たとえば、ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ＋１） ＊は、具体的には、後述する式（Ｃ３）で与えられる。
出力電流予測部１３２は、Ｉｏ（ｎ＋１） ＊とディジタル出力電圧値Ｅｏとに基づき、電力変換回路２の現在の動作が、電流連続制御領域での動作か、電流不連続領域での動作かを検出している。
そして、出力電流予測部１３２は、電力変換回路２の現在の動作が、電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行をモデル制御量生成部１３３に指示し、電力変換回路２の現在の動作が、電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行をモデル制御量生成部１３３に指示する。図２では、指示のための信号をＭ＿ＳＥＴで示す。
モデル制御量生成部１３３は、ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ＋１） ＊を用いて（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるモデル制御量ＭＯＤＬ（本実施形態では、ＭＯＤＥＬ（ｎ＋１）＝ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ＋１））を生成することができる。
たとえば、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（ｎ＋１）（ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ＋１））は、具体的には、後述する式（Ｃ４）で与えられる。
スイッチング制御量生成部１３４には、オンタイムＮＴｏｎ（ｎ）を決定することができる。
スイッチング制御量生成部１３４において、生成されるオンタイムＮＴｏｎ（ｎ＋１）は、
ＮＴｏｎ（ｎ＋１）＝ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）＋Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ＋１）
（Ｃ２）
ＮＴｏｎ（ｎ＋１）：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるオンタイム
Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ＋１）：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるＰＩＤ制御量
ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるモデル制御量（モデル制御量ＭＯＤＥＬ（ｎ＋１）（＝ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）））
で表される。
これにより、スイッチング制御量生成部１３４は、式（Ｃ２）のＮＴｏｎ（ｎ＋１）を駆動部１４に送出し、駆動部１４は電力スイッチにターンオフ信号ＳＯＦＦを送出する。本実施形態では、駆動部１４は、ＰＷＭ信号生成回路である。
以下、制御装置１Ａの動作を説明する。
Ｎ＿ＢＴｘ＝Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ）
＝−｛ＫＰ（Ｎｅｏ（ｎ）−ＮＲ）＋ＫＩΣＮＩ（ｋ）
＋ＫＤ（Ｎｅｏ（ｎ）−Ｎｅｏ（ｎ−１））｝＋ｂｉａｓ
として定義されたとき、
ＮＴｘ＝ＭＯＤＥＬ＋Ｎ＿ＢＴｘ
＝ＭＯＤＥＬ−｛ＫＰ（Ｎｅｏ（ｎ）−ＮＲ）＋ＫＩΣＮＩ（ｋ）
＋ＫＤ（Ｎｅｏ（ｎ）−Ｎｅｏ（ｎ−１））｝＋ｂｉａｓ
として、ＮＴｘが定義されている
制御装置１Ａが電力変換回路２を電流連続モードで制御する場合には、出力電流予測部１３２は、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉｏ（ｎ＋１）を、ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉｏ（ｎ）に基づき予測する。
ディジタル出力電流の予測値Ｉｏ（ｎ＋１） ＊として、式（Ｃ３）で表されたものを採用することができる。
Ｉｏ（ｎ＋１） ＊＝Ｔｏｎ（ｎ）｛Ｅｉ（ｎ＋１）／（ＴｓｒＥｏ（ｎ＋１））｝
（Ｃ３）
そして、モデル制御量生成部１３３は、オンタイムのバイアス量ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）を式（Ｃ４）により決定する。
ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）
＝（ＮＴＳ／Ｅｉ）〔Ｅｏ＋ｒ｛Ｉｏ（ｎ＋１） ＊＋ｋ１（Ｉｏ（ｎ＋１） ＊−Ｉｏ（ｎ） ＊）
ｅｘｐ（−ｋ２×ｎ１）｝〕＋ＮＢＣ
（Ｃ４）
Ｔｓ：スイッチング周期
ｒ：電流経路中の抵抗
ＮＴＳ：スイッチング周期Ｔｓの大きさについて決められた数値
Ｅｉ：ディジタル入力電圧値
Ｅｏ：ディジタル出力電圧値
Ｉｏ（ｎ）：計算により求めたｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
Ｉｏ（ｎ＋１） ＊：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流予測値
Ｉｏ（ｎ） ＊：ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流予測値
ｋ１：定数
ｋ２：時定数
ｎ１：時間が経過に対応する変数
ＮＢＣ：定数
制御装置１Ａが電力変換回路２を電流不連続モードで制御する場合にも、出力電流予測部１３２は、（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉｏ（ｎ＋１）を、ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値Ｉｏ（ｎ）に基づき予測する。この場合には、ディジタル出力電流の予測値Ｉｏ（ｎ＋１） ＊として、式（Ｃ５）で表されるものを採用することができる。
そして、モデル制御量生成部１３３は、オンタイムのバイアス量（ＭＯＤＥＬ（ｎ＋１）＝）ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ＋１）を式（Ｃ６）により決定する。
Ｉｏ（ｎ＋１） ＊＝Ｔｏｎ（ｎ）Ｅｉ（ｎ＋１）（Ｅｉ（ｎ＋１）−Ｅｏ（ｎ＋１）Ｔｓ）
／（Ｔｓ ２２ＬＥｏ（ｎ＋１））
（Ｃ５）
（Ｃ６）
Ｔｓ：スイッチング周期
Ｌ：リアクトルのインダクタンス
ｒ：リアクトルの抵抗
ＮＴＳ：スイッチング周期Ｔｓの大きさについて決められた数値
Ｅｉ：ディジタル入力電圧値
Ｅｏ ＊：出力電圧目標値（ディジタル値）
Ｉｏ（ｎ）：計算により求めたｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電
Ｉｏ（ｎ＋１）：（ｎ＋１）回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
Ｉｏ（ｎ） ＊：ｎ回のスイッチング周期におけるディジタル出力電流値
ｋ１：定数
ｋ２：時定数
ｎ１：時間が経過に対応する変数
ＮＢＤ：定数
式（Ｃ３）および式（Ｃ４）で示した予測値はデューティ比や出力電圧変化の影響を大きく受け、システムが不安定になることがある。
このような事態を想定して、オンタイムのバイアス量ＮＴｏｎ＿ｍ（ｎ）に閾値（上限または下限）を設けておくことができる。
図４（Ａ），（Ｂ）に、無負荷の状態から負荷を接続ときの、本実施形態による、出力電圧ｅｏおよびリアクトル電流ｉＬの制御の様子を示す（ただし、ＫＰ＝４，ＫＩ＝０．０００８，ＫＤ＝４とした）。
参考のため、図４（Ｃ），（Ｄ）に、無負荷の状態から負荷を接続ときの、従来技術による、出力電圧ｅｏおよびリアクトル電流ｉＬの制御の様子を示す（ただし、ＫＰ＝４，ＫＩ＝０．０１６，ＫＤ＝４とした）。
また、システムが発振してしまい、不安定になることを防止するために、以下に示すように予測値を修整することができる。
予測値修正部１３３は、ｎ回の出力電流予測値ｉｏ（ｎ）に定数を付加した値を、（ｎ＋１）回の出力電流予測値ｉｏ（ｎ＋１）の値としている。
具体的には、（ｎ＋１）回の出力電流予測値ｉｏ（ｎ） ＊と、前回の出力電流予測値ｉｏ（ｎ） ＊との差分（ｉｏ（ｎ＋１） ＊−ｉｏ（ｎ） ＊）に変化率ＣＲを乗算し、これをＧＡＰと定義する。
そして、１回前の出力電流予測値ｉｏ（ｎ）の値にＧＡＰを加算し、これを今回（ｎ回）の出力電流予測値ｉｏ（ｎ＋１）と定義する。
こうすることで、システムの発振が防止される。
予測値修正部１３３は、上記のＧＡＰの加算に限らず、適宜の方法で出力電流予測値ｉｏ（ｎ）を修整することができる。
図５に、本発明の電力変換回路の制御装置の動作例を示す。
図５（Ａ）は負荷がステップ変化したときの出力電圧ｅｏを示す図、図５（Ｂ）は、このときの出力電流Ｉｏと出力予測電流Ｉｏ ＊を示す図である。
ここでは、ｋ１＝３０，ｋ２＝３０、ＫＰ＝４，ＫＤ＝４，ＫＩ＝０．０００８としてある。
図５からわかるように、本発明によれば、優れた過渡特性を得ることができる。
図５では、過渡特性のオーバーシュート（あるいはアンダシュート）の抑制および収束を早めるために、変化直後に、Ｔｏｎの幅を任意の時間、最小（あるいは最大）とし、その後、Ｉｏの変化分にｋ１ｅｘｐ（−ｋ２・ｔ）を乗じて収束させる。これにより、出力電圧およびリアクトル電流ともに良好な過渡特性を得ることができる。
図６は図２の制御装置１Ａの変形例を示す説明図である。
図２の制御装置１Ａでは、出力電流予測部１３２は、出力電圧Ｅｏを入力して、ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊を生成したが、図６の制御装置１Ｂでは、出力電流予測部１３２は、出力電圧目標値Ｅｏ ＊を使用している。
図７および図８は、本発明の電力変換回路の制御装置の他の実施形態を示す説明図である。
図７の制御装置１Ｃおよび図８の制御装置１Ｄにおいては、
Ｎ＿ＢＴｘ＝Ｎ＿ＰＩＤＴｏｎ（ｎ）
＝−｛ＫＰ（Ｎｅｏ（ｎ）−ＮＲ）＋ＫＩΣＮＩ（ｋ）
＋ＫＤ（Ｎｅｏ（ｎ）−Ｎｅｏ（ｎ−１））｝＋ｂｉａｓ
として定義されたとき、
ＮＴｘ＝−｛ＫＰ（Ｎｅｏ（ｎ）−ＭＯＤＥＬ）＋ＫＩΣＮＩ（ｋ）
＋ＫＤ（Ｎｅｏ（ｎ）−Ｎｅｏ（ｎ−１））｝＋ｂｉａｓ
として、ＮＴｘが定義されてよい。
１ 制御装置
１１ 増幅部
１２ ＡＤ変換部
１３ 制御部
１３１ 出力電流予測部
１３２ ＰＩＤ制御量生成部
１３３ スイッチング制御量生成部
１３４ 予測値修正部
１４ 駆動部
２ 電力変換回路
２１ 直流電源
２２ 電力スイッチ
２３ 転流ダイオード
２４ リアクトル
２５ キャパシタ
２６ 負荷

Claims (15)

  1. 電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
    前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅｉａをディジタル入力電圧値Ｅｉに変換し、前記電力変換回路のアナログ出力電圧ｅｏをディジタル出力電圧値Ｅｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
    前記ディジタル入力電圧値Ｅｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊に基づきオンタイムＴｏｎ、オフタイムＴｏｆｆ、スイッチング周期Ｔｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量ＮＴｘとして決定する制御部と、
    前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    前記スイッチング制御量ＮＴｘについての基本制御量Ｎ＿ＢＴｘを生成する基本制御量生成部と、
    前記ディジタル入力電圧値Ｅｉ、および、過去のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果から、前記将来のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
    前記出力電流予測部により予測計算されたディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊またはさらに既に予測計算されたディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成するモデル制御量生成部と、
    前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿ＢＴｘに組み込まれた前記スイッチング制御量ＮＴｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
    を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    出力電流予測部は、
    さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
    ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  3. 前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
    前記出力電流予測部は、
    前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
    前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
    前記モデル制御量生成部は、
    前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
    前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する
    ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  4. 請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  5. 請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    モデル制御量生成部は、前記モデル制御量ＮＴｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  6. 電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
    前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅｉａおよびアナログ出力電圧ｅｏをディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
    前記ディジタル入力電圧値Ｅｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊に基づきオンタイムＴｘ、オフタイムＴｏｆｆ、スイッチング周期Ｔｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量ＮＴｘとして決定する制御部と、
    前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    （ｎ＋１）回（ｎは正の整数）のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘについての基本制御量Ｎ＿ＢＴｘを生成する基本制御量生成部と、
    最新のディジタル入力電圧値Ｅｉ、および、
    ｎ回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果Ｔｘ（ｎ）から、
    （ｎ＋１）回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
    前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ＋１） ＊を用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（たとえば、ＮＴｘ＿ｍ（ｎ＋１））を生成するモデル制御量生成部と、
    前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿ＢＴｘに組み込まれた前記スイッチング制御量ＮＴｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
    を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  7. 請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
    出力電流予測部は、
    さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
    ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  8. 前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
    前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
    前記出力電流予測部は、
    前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
    前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
    前記モデル制御量生成部は、
    前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
    前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する
    ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  9. 請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
    モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  10. 請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
    モデル制御量生成部は、前記モデル制御量ＮＴｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  11. 電力スイッチのターンオンとターンオフを繰り返して行うことで、リアクトルへのエネルギーの蓄積と、前記リアクトルからの前記エネルギーの放出を繰り返して行う電力変換回路の制御装置において、
    前記電力変換回路のアナログ入力電圧Ｅｉａおよびアナログ出力電圧ｅｏをディジタル入力電圧値Ｅｉおよびディジタル出力電圧値Ｅｏにそれぞれ変換するＡＤ変換部と、
    前記ディジタル入力電圧値Ｅｉ、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏおよびディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊に基づきオンタイムＴｘ、オフタイムＴｏｆｆ、スイッチング周期Ｔｓまたはこれらのうちの複数をスイッチング制御量ＮＴｘとして決定する制御部と、
    前記制御部から制御信号を受け取り、当該制御信号に基づき前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフ信号を送出する駆動部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    （ｎ＋１）回（ｎは正の整数）のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘについての基本制御量Ｎ＿ＢＴｘを生成する基本制御量生成部と、
    最新のスイッチング周期における、ディジタル入力電圧値Ｅｉ、および、
    ｎ回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果Ｔｘ（ｎ）、
    （ｎ−１）回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果Ｔｘ（ｎ−１）、
    ・・・
    （ｎ−ｋ＋１）回のスイッチング周期における、前記スイッチング制御量ＮＴｘの計算結果Ｔｘ（ｎ−ｋ＋１）、
    から（ただし、ｋ＝２，３，・・・）、（ｎ＋１）回のスイッチング周期における出力電流値を予測計算する出力電流予測部と、
    前記出力電流予測部により予測計算したディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ＋１） ＊を用いて、モデル制御量ＭＯＤＥＬ（たとえば、ＮＴｘ＿ｍ（ｎ＋１））を生成するモデル制御量生成部と、
    前記モデル制御量ＭＯＤＥＬが前記基本制御量Ｎ＿ＢＴｘに組み込まれた前記スイッチング制御量ＮＴｘを生成するスイッチング制御量生成部と、
    を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  12. 請求項１１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    出力電流予測部は、
    さらに最新のディジタル出力電圧値Ｅｏを前記ディジタル出力電流値の予測に用いる、
    ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  13. 前記電力変換回路が、前記リアクトルを流れる電流が連続する電流連続制御領域および前記リアクトルを流れる電流が不連続となる電流不連続制御領域で遷移して動作する請求項１１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    前記出力電流予測部が、前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ ＊と、前記ディジタル出力電圧値Ｅｏとに基づき、前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作か、前記電流不連続領域での動作かを監視し、
    前記出力電流予測部は、
    前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流連続制御領域での動作であるときは、電流連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
    前記電力変換回路の現在の動作が、前記電流不連続制御領域での動作であるときは、電流不連続制御の実行を前記モデル制御量生成部に指示し、
    前記モデル制御量生成部は、
    前記出力電流予測部から電流連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成し、
    前記出力電流予測部から電流不連続制御の実行の指示を受けたときは、電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）を用いて前記モデル制御量ＭＯＤＥＬを生成する電力変換回路の制御装置。
  14. 請求項１１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    モデル制御量生成部は、モデル制御量ＭＯＤＥＬの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊に上限しきい値または／および下限しきい値を設定することを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  15. 請求項１１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    モデル制御量生成部は、前記モデル制御量ＮＴｘ＿ｍの計算において、前記電流連続制御用関数ＣＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）または前記電流連続制御用関数ＤＭ（Ｉｏ（ｎ） ＊）の前記ディジタル出力電流予測値Ｉｏ（ｎ） ＊を含む項に、時間減衰項を含めることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
JP2016513801A 2014-04-14 2015-04-14 電力変換回路の制御装置 Active JP6564366B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014083239 2014-04-14
JP2014083239 2014-04-14
PCT/JP2015/061521 WO2015159902A2 (ja) 2014-04-14 2015-04-14 電力変換回路の制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2015159902A1 true JPWO2015159902A1 (ja) 2017-04-13
JP6564366B2 JP6564366B2 (ja) 2019-08-21

Family

ID=54324672

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2016513801A Active JP6564366B2 (ja) 2014-04-14 2015-04-14 電力変換回路の制御装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6564366B2 (ja)
WO (1) WO2015159902A2 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109342803A (zh) * 2018-09-21 2019-02-15 广州发展集团股份有限公司 电流检测系统、方法、装置、计算机设备和存储介质
JP7250236B2 (ja) * 2019-04-23 2023-04-03 学校法人長崎総合科学大学 電力変換装置の駆動制御装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009254164A (ja) * 2008-04-08 2009-10-29 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ
JP2010193603A (ja) * 2009-02-17 2010-09-02 Fujitsu Semiconductor Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2011197053A (ja) * 2010-03-17 2011-10-06 Konica Minolta Holdings Inc 電源装置、および表示装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013039250A2 (ja) * 2011-09-15 2013-03-21 国立大学法人長崎大学 電力変換回路の制御装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009254164A (ja) * 2008-04-08 2009-10-29 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ
JP2010193603A (ja) * 2009-02-17 2010-09-02 Fujitsu Semiconductor Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2011197053A (ja) * 2010-03-17 2011-10-06 Konica Minolta Holdings Inc 電源装置、および表示装置

Also Published As

Publication number Publication date
WO2015159902A3 (ja) 2016-02-18
JP6564366B2 (ja) 2019-08-21
WO2015159902A2 (ja) 2015-10-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
GB2589477A (en) Removal of near DC errors in a peak-controlled boost converter using a low bandwidth secondary control loop
TWI551020B (zh) 具平均限流功率轉換器
JP2007300799A5 (ja)
JP5799262B2 (ja) 力率改善コンバータ
CN103517503A (zh) 使用pwm信号调光的led驱动器及驱动方法
JP4979796B2 (ja) 負荷駆動装置
JP6350305B2 (ja) 電圧変換装置及び電圧変換方法
JP2016046893A (ja) 電源回路とその制御方法
JP6564366B2 (ja) 電力変換回路の制御装置
KR101332562B1 (ko) 직류-직류 변환기의 동작모드 제어 장치
JP6195273B2 (ja) 電力変換回路の制御装置
TW201250416A (en) Pulse width modulation power converter and control method
JP2005218157A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP5507417B2 (ja) 電源装置
WO2017169686A1 (ja) 電圧変換装置及び電圧変換方法
JP6375908B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置
JP2017184404A5 (ja)
JP2015046985A (ja) 電力変換装置
TW201409907A (zh) 可運作於脈波寬度調變模式或脈波省略模式下的電壓轉換器及其切換方法
JP2021164401A (ja) 直流／直流コンバータ
KR20130055578A (ko) 전환식 파워 서플라이
KR101470871B1 (ko) 부스트 컨버터를 제어하는 장치 및 방법
JP4389651B2 (ja) 直流昇圧回路の制御方法
TW201230641A (en) Method and for generating PWM signals and a pulse width modulation power converter
JP6689636B2 (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
AA64 Notification of invalidation of claim of internal priority (with term)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A241764

Effective date: 20161220

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20161222

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20180403

A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711

Effective date: 20180730

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20180731

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20190514

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20190611

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20190626

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20190702

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20190726

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6564366

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250